CN102007678B - 变流器控制方法 - Google Patents

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Abstract

不需要检测电源电压有效值，根据电源电压的波动进行直流电压的控制。PI控制部(702)对直流电压指令(Vdc*)与直流电压(Vdc)之间的偏差(ΔVdc)进行PI控制，并输出d轴电流指令值(Id*)。PI控制部(704)对d轴电流指令值(Id*)与d轴电流(Id)之间的偏差(ΔId)进行PI控制，并输出d轴电压指令值(Vd*)。PWM控制部(709)根据d轴电压指令值(Vd*)与q轴电压指令值(Vq*)，输出控制变流器的转换动作的转换控制信号(G1)。根据d轴电压指令值(Vd*)在电压指令计算部(710)中生成直流电压指令(Vdc*)。

Description

变流器控制方法
技术领域
本发明涉及变流器控制方法，特别是涉及控制对多相电流进行整流的变流器的方法。 
背景技术
当对从交流电源获得的电流进行整流而得到直流电压时，优选较高的功率因数。例如为了在使用电压型PWM变流器时使功率因数成为1，需要将所输出的直流电压设定为比交流电源的输出电压的峰值高的值。因此在实际使用的交流电源的输出电压的规格不明确时，将直流电压设定为比一般规格的电压高的电压。 
但是，将从变流器输出的直流电压的设定值提高，会使施加到输入该直流电压的逆变器装置的电压值的最大值上升。这会使变流器及逆变器所具有的开关元件、介于交流电源与变流器之间的电抗器的损失增大，甚至会发生使变流器/逆变器整体的变换器效率降低的问题。 
为了避免这样的事态，提出了如下方法：检测交流电源的输出电压，并把设定直流电压的电压下限值调整为比所检测出的电压的峰值高的值(例如后述的专利文献1)。 
专利文献1：日本特开平7-245957号公报 
专利文献2：日本特开2006-6406号公报 
但是，在上述方法中需要检测交流电源的输出电压的电压检测电路，使得控制电路的尺寸、成本增加。进而，在设定直流电压的指令值时，需要考虑电压检测电路的误差，很难将直流电压的升压抑制在最小限度。 
另一方面，还提出了以PWM变流器的调制率与调制率指令值之间没有差异的方式来设定直流电压的指令值的方法(例如上述的专利文献2)。根据该方法，无需检测交流电源的输出电压，可以根据交流电源的 电压波动来控制直流电压。 
但在上述方法中，为了使调制率与调制率指令值一致，在计算直流电压的指令值时需要积分器。并且，还另外需要用于获得在PWM控制中使用的电压指令值的积分器。因此，如之后作为针对本发明的实施方式的比较例来进行叙述的那样，在经过瞬时电压下降而恢复时，上述两种积分器的动作会干扰，存在产生直流电压的过冲的问题。 
发明内容
本发明的目的在于，无需检测电源电压有效值，根据电源电压的波动进行直流电压的控制。通过实现上述目的，也提高控制的可靠性，也降低了元件耐压。 
本发明优选的方式中，其目的还在于，避免经过瞬时电压下降后恢复时的直流电压的过冲。 
本发明的变流器控制方法是，在从多相电源(1)输入多相电流(Ir、Is、It)进行转换而输出直流电压(Vdc)的变流器(3)中，对所述直流电压(Vdc)进行控制的方法。所述直流电压的指令值为直流电压指令值(Vdc*)。利用在以所述多相电源的电源频率(ω/2π)旋转的旋转坐标系中成对的第1电压(Vd)及第2电压(Vq)来表示输入到所述变流器的多相电压。所述第2电压相对于所述第1电压相位超前90度。针对所述第1电压及所述第2电压的指令值分别为第1电压指令值(Vd*)及第2电压指令值(Vq*)。 
本发明的变流器控制方法的第1方式中，求出所述直流电压相对于所述直流电压指令值(Vdc*)的偏差(ΔVdc)，根据所述第1电压指令值及所述第2电压指令值来控制所述转换，根据所述第1电压指令值确定所述直流电压指令值。 
例如，求出所述第1电压指令值(Vd*)的平方与所述第2电压指令值(Vq*)的平方之和的平方根，作为输入到所述变流器(3)的所述多相电压的电压(Vi)的估计值，根据所述估计值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。 
例如，在所述多相电源(1)与所述变流器(3)之间设有流过所述多相电流(Ir、Is、It)的电抗器组(2)，求出从所述第1电压指令值(Vd*)中至少减去积(r·Id)得到的值(Vd*-r·Id)，作为所述多相电源的电压(Vs)的估计值，其中，所述积(r·Id)是在所述旋转坐标系中表示的所述电抗器组的电阻成分(r)、和在所述旋转坐标系中表示的所述多相电流的与所述第1电压同相的成分(Id)之间的乘积，根据所述估计值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。 
或者例如，在所述多相电源(1)与所述变流器(3)之间设有流过所述多相电流(Ir、Is、It)的电抗器组(2)，求出从输入到所述变流器的所述多相电压的电压(Vi)或其估计值中至少减去下述乘积得到的值(Vi-r·Id)，其中，所述乘积是在所述旋转坐标系中表示的所述电抗器组的电阻成分(r)、和在所述旋转坐标系中表示的所述多相电流的与所述第1电压同相的成分(Id)之间的乘积，根据所述值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。 
或者例如，将所述多相电源的电压(Vs)的估计值除以余弦值(cosψ)所得到的值(Vs/cosψ)作为输入到所述变流器的所述多相电压(Vi)的估计值，其中，所述余弦值(cosψ)是所述第2电压指令值(Vq*)除以所述第1电压指令值(Vd*)所得的值的反正切(ψ＝tan-1(Vq*/Vd*))的余弦值，根据所述估计值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。 
本发明的变流器控制方法的第2方式是，在该第1方式中，在所述直流电压指令值(Vdc*)的确定中排除了包含积分因子的反馈回路。 
在第1及第2方式中，例如在所述直流电压指令值(Vdc*)的确定中，采用针对所述第1电压指令值或输入到所述变流器的多相电压(Vi)的估计值或所述多相电源的电压(Vs)的估计值的线性运算。 
本发明的变流器控制方法的第3方式是，在该第2方式中，与输入直流电压(Vdc)的逆变器(4)的动作相关联地，设定所述线性运算中使用的常数。 
本发明的变流器控制方法的第4方式是，在该第1方式或第2方式中，所述方法还包括针对所述第1电压指令值(Vd*)或输入到所述变流 器(3)的多相电压(Vi)的估计值或所述多相电源的电压(Vs)的估计值的滤波处理。 
根据本发明的变流器控制方法的第1方式，虽然需要多相电源的电源相位，但不需要多相电源的电压。因此，不需要用于检测多相电源的电压的电路结构，在抑制尺寸和制造成本的同时控制直流电压，并容易提高输入功率的功率因数。 
根据本发明的变流器控制方法的第2方式，直流电压指令值的确定中不含有如积分因子那样的时间延迟因子，因此该确定不会伴随瞬停/恢复而延迟。因此，可以避免基于该延迟的直流电压的过冲的产生。 
根据本发明的变流器控制方法的第3方式，可以根据逆变器的负载的运行来设定直流电压，因此可以扩大逆变器的运行区域。 
根据本发明的变流器控制方法的第4方式，通过在直流电压指令值的确定中含有如一阶延迟因子、平均计算这样的滤波处理，使确定直流电压指令的控制系统的响应比确定第1电压指令值及第2电压指令值的控制系统的响应延迟，并对瞬态响应进行稳定的控制。 
通过以下详细说明和附图，可以更明白本发明的目的、特征、情况以及优点。 
附图说明
图1是示出应用了本发明的实施方式的变流器控制方法的变流器以及与其周边连接的结构的电路图。 
图2是示出以往的变流器波形控制部的结构的电路图。 
图3是示出以往的变流器波形控制部的动作的曲线图。 
图4是示出本发明的第1实施方式的变流器波形控制部的结构的电路图。 
图5是示出本发明的第1实施方式的变流器波形控制部的动作的曲线图。 
图6是示出本发明的第2实施方式的变流器波形控制部的结构的电路图。 
图7是示出本发明的第3实施方式的变流器波形控制部的结构的电路图。 
图8是例示电压指令值计算部的结构的框图。 
图9是示出直流电压指令值与电源电压之间的关系的曲线图。 
图10是例示电压指令值计算部的其它结构的框图。 
图11是示出直流电压指令值与电源电压之间的关系的曲线图。 
图12是例示电压指令值计算部的另一其它结构的框图。 
图13是示出直流电压指令值与电源电压之间的关系的曲线图。 
图14是例示电压指令值计算部的又一其它结构的框图。 
图15是例示电压指令值计算部的还一其它结构的框图。 
具体实施方式
以下，如在该领域经常进行的那样，对电流本身以及该电流的值使用相同的符号。例如，对于“电流I”这样的表述可兼用于指流过电路的电流I的情况、以及指代其值的情况。对于电压或其它各量也相同。 
A：整体结构 
图1是示出应用了本发明的实施方式的变流器控制方法的变流器及与其周边连接的结构的电路图。 
多相电源1是输出R、S、T相的三相电压的三相电源。虽然本实施方式中的相数为3，但相数并不限于3。 
变流器3从多相电源1通过EMI(Electro Magnetic Interference，电磁干扰)滤波器及输入电抗器组2输入电流Ir、Is、It。电流Ir、Is、It分别是R相、S相、T相的线电流。EMI滤波器去除包含在电流Ir、Is、It中的高频噪声等。输入电抗器组2防止冲击电流流入变流器3，并维持变流器3的输入电压与来自多相电源1的输出电压之间的电位差。 
变流器3是电压型PWM变流器，其具有公知的开关元件，进行该开关元件的转换输出直流电压Vdc。 
逆变器4被施加直流电压Vdc，进行公知的逆变动作而输出三相电流Iu、Iv、Iw。三相电流Iu、Iv、Iw被提供给三相负载6而驱动三相负 载6。此处例示了电动机作为三相负载6。逆变器4输出的电流的相数不限于3。 
在变流器3与逆变器4之间的DC链中，设置有维持直流电压Vdc的电容器5。但是，对于在没有设置电容器5方式的AC-AC变流器(广义)中采用的变流器，也可以应用本发明。 
变流器3及逆变器4的转换分别由转换控制信号Gcnv、Ginv来控制。转换控制信号Gcnv、Ginv分别由变流器波形控制部7及逆变器控制部8来生成。 
根据三相负载6的驱动频率的指令值ωm*、直流电压Vdc及三相电流Iu、Iv、Iw生成转换控制信号Ginv。该生成是公知技术，且与本发明没有直接的关联，因此省略详细说明。 
根据多相电源1中的R-S相间电压的过零信号φrs、线电流Ir、Is、It及直流电压Vdc生成转换控制信号Gcnv。通常，由于存在It＝-(Is+Ir)的关系，因此在图1所示的结构中，通过电流互感器CT1、CT2分别求出线电流Ir、Is，并将这些电流提供给变流器波形控制部7。 
B：变流器波形控制部7的动作。 
在说明本实施方式中采用的变流器波形控制部7的动作之前，说明以往的变流器控制方法，并先详细说明其问题点。之后，说明通过本实施方式中采用的变流器波形控制部7的动作消除该问题点。 
(b-1)以往的变流器控制方法。 
图2是示出能够作为图1的变流器波形控制部7而采用的现有结构的电路图。在该结构中，输出转换控制信号G0作为转换控制信号Gcnv。并且，该结构与将对比文件2中公开的内容进行简化而得到的结构对应。 
另外，引入使用了d轴、q轴的表述，该d轴、q轴是在以多相电源1的电源频率(ω/2π)旋转的旋转坐标系中采用的。q轴相对于d轴相位超前90度。例如，利用一对d轴电压Vd和q轴电压Vq，来表示作为输入到变流器3的电压的每一相的有效值的电压Vi。更具体而言，电压Vi的平方等于d轴电压Vd的平方与q轴电压Vq的平方之和。 
相位计算部708根据R-S相间电压的过零信号φrs来确定电源相位 θ，并将该电源相位θ提供给相变换部707及PWM控制部709。 
相变换部707根据电源相位0，进行向作为上述旋转坐标系的d轴-q轴坐标系的三相/二相变换，算出作为线电流Ir、Is、It的d轴分量的d轴电流Id、和作为q轴分量的q轴电流Iq。d轴电流Id、q轴电流Iq分别产生有效功率及无功功率。因此为了改善功率因数，希望q轴电流Iq较小。 
如上所述，根据线电流Ir、Is确定线电流It。因此也可以省略向相变换部707输入线电流It，在图2中利用圆括号将符号It括起来来示出该省略。 
加减计算器701从直流电压指令值Vdc*中减去直流电压Vdc求出电压偏差ΔVdc。 
PI控制部702基于电压偏差ΔVdc进行PI控制，由此来求出d轴电流指令值Id*。d轴电流指令值Id*相当于d轴电流Id的指令值。 
加减计算器703从d轴电流指令值Id*中减去d轴电流Id来求出电流偏差ΔId。 
PI控制部704基于电流偏差ΔId进行PI控制，由此来求出d轴电压指令值Vd*。d轴电压指令值Vd*相当于d轴电压Vd的指令值。 
加减计算器705从q轴电流指令值Iq*中减去q轴电流Iq来求出电流偏差ΔIq。q轴电流指令值Iq*相当于q轴电流Iq的指令值。 
PI控制部706基于电流偏差ΔIq进行PI控制，由此来求出q轴电压指令值Vq*。q轴电压指令值Vq*相当于q轴电压Vq的指令值。 
电源相位θ与d轴电压指令值Vd*及q轴电压指令值Vq*被输入PWM控制部709中，并据此生成转换控制信号G0。转换控制信号G0被用作图1所示的转换控制信号Gcnv。由于转换控制信号G0的生成是采用公知的技术来进行的，因此省略详细的说明。 
如上所述，输入到变流器3的输入电压Vi由 来表示，因此，这里，用 来估计电压Vi。电压Vi与电源电压Vs之间的相位差表示为ψ＝tan-1(Vq*/Vd*)。 
并且，还对PWM控制部709提供直流电压Vdc，并利用 
Figure BPA00001242658000073
求 出调制率Ks。如上所述，由于电压Vi是输入到变流器3的电压的每一相的有效值，因此调制率Ks为输入电压Vi的波高值相对于直流电压Vdc的比。 
加减计算器721从调制率Ks中减去其指令值Ks*，并且在比例计算部722中对该差进行比例计算而得到调制率的偏差ΔK。相乘部723将取0或1两个值的系数ε乘以偏差ΔK。积分器724对相乘结果ε·ΔK进行积分而生成直流电压指令值Vdc*。 
限制部725输入直流电压指令值Vdc*，并且当该值在所期望的范围内时，输出值1作为系数ε。当直流电压指令值Vdc*比期望的范围小时，如果偏差ΔK为负，则取值0作为系数ε，如果偏差ΔK为正则取值1作为系数ε。当直流电压指令值Vdc*比期望的范围大时，如果偏差ΔK为负，则取值1作为系数ε，如果偏差ΔK为正则取值0作为系数ε。如此，利用直流电压指令值Vdc*与调制率Ks的关系为负的相关关系，可以限制积分部724中的积分值变得过大。 
图3是示出瞬间将电源电压从400V降低到340V并随后恢复时的、图2所示的结构的各部分的动作的曲线图。此处，分别用时刻t0、t1表示发生瞬间电压下降的时刻及恢复的时刻。 
但是，考虑到在稳定状态中d轴电流指令值Id*为负，在曲线图中示出改变了d轴电流指令值Id*及d轴电流Id各自的符号的值-Id*、-Id。 
通过在时刻t0中发生瞬间电压下降，d轴电流Id的绝对值瞬间降低(参照图3的第3段的曲线图：时刻t0中的值-Id的波动急剧，曲线图中示出为向下的线)。 
相关的d轴电流Id的波动导致PI控制部704所输出的d轴电压指令值Vd*急剧下降(图3的第4段的曲线图)。由于PI控制部704中的计算具有积分项，因此基于积分项的值s2平稳地下降。但是，通常由于PI控制部704中的积分项的影响小，比例项的影响大，因此d轴电压指令值Vd*如上所述受到d轴电流Id的波动的影响较大。 
由于d轴电压指令值Vd*的急剧下降导致电压Vi急剧下降，与此相比直流电压Vdc的下降较缓慢，因此调制率Ks急剧下降(图3的第1 段的曲线图)。之后，直流电压Vdc也下降(图3的第2段的曲线图)，从而调制率Ks上升(图3的第1段的曲线图)。 
由于调制率Ks相对于调制率的指令值Ks*下降，因此偏差ΔK为负，根据积分部724的功能，直流电压指令值Vdc*也慢慢下降。但是，由于在紧接着时刻t0后，直流电压指令值Vdc*比直流电压Vdc的下降速度要慢，因此偏差ΔVdc偏正，d轴电流指令值Id*下降(值-Id*上升)。但是随后，由于直流电压指令值ΔVdc*也减少，因此偏差ΔVdc变小(参照图3的第2段)。 
当在时刻t1恢复电源时，直流电压Vdc被充电到电源电压的峰值即565V左右。但是，由于直流电压指令值Vdc*通过积分部724中的积分计算而增大，因此其增大速度慢。因此偏差ΔVdc在时刻t1中急剧地变为负。 
由此，PI控制部702输出的d轴电流指令值Id*急剧增大(值-Id*减少)，电流偏差ΔId变为正。因此PI控制部704输出的d轴电压指令值Vd*增大。如上所述，由于PI控制部704中的积分项的影响小，比例项的影响大，因此d轴电压指令值Vd*急剧增大。 
由此，电压Vi急剧上升，调制率Ks到达上限值1。另外，由于变流器3是作为针对直流电压Vdc的降压型变换器来动作，因此通过在整流器模式下动作而使调制率Ks取最大值1。由此，偏差ΔK变为正。 
通过使偏差ΔK变为正，根据积分部724中的积分计算，直流电压指令值Vdc*缓慢上升，不久，在时刻t2中与直流电压Vdc一致。同样地，在时刻t1～t2中，根据PI控制部702中的偏差ΔVdc(＜0)的积分动作，基于积分项的值s1平稳下降。但是，由于在时刻t2之后，直流电压指令值Vdc*还在继续上升，因此在时刻t2之后偏差ΔVdc变为正，值s1平稳地上升。 
通过直流电压指令值Vdc*的缓慢增大，d轴电流指令值Id*缓慢地减少(值-Id*增大)，在时刻t3中与d轴电流Id一致。即，基于PI控制器704的积分项的值s2持续平稳增大直到时刻t3为止，随后则减小。但是，如上所述由于PI控制部704的积分项的影响较小，因此d轴电压指令值 Vd*取极大值的定时比值s2采用极大值的时刻t3要早。 
即使在时刻t3偏差ΔId变为零，只要d轴电压指令值Vd*不低于电源电压400V，则如上所述变流器3在整流器模式下动作而继续使调制率Ks取最大值1。因此，偏差ΔK为正，并通过积分部724的功能，直流电压指令值Vdc*继续增大，而d轴电流指令值Id*继续缓慢地减小(值-Id*继续增大)。 
当在时刻t4d轴电压指令值Vd*低于400V时，变流器3从整流器模式恢复为通常的变流器的动作。由此，在直流电压Vdc中发生过冲，并且在调制率Ks中发生下冲。并且，由于值-Id*下降(d电流指令值Id*上升)，因此，值-Id*在图3中被描述为过冲。并且，在直流电压Vdc恢复到稳定状态期间，值s1中也发生过冲。 
之后，在时刻t5，各部的动作稳定。 
(b-2)第1实施方式的变流器控制方法。 
图4是示出可以用作图1的变流器波形控制部7的第1实施方式的变流器波形控制部的结构的电路图。在该结构中，作为转换控制信号Gcnv，输出转换控制信号G1。 
对于本实施方式的变流器波形控制部中采用的加减计算器701、703、705、PI控制部702、704、706、相变换部707、相位计算部708、PWM控制部709，采用图2所示的装置。 
在该结构中，采用电压指令计算部710代替图2所示的加减计算器721、比例计算部722、相乘部723、积分部724、限制部725。 
电压指令值计算部710根据从PI控制部704输出的d轴电压指令值Vd*，生成直流电压指令值Vdc*，并将其提供给加减计算器701。如上所述，直流电压指令值Vdc*的生成是根据d轴电压指令值Vd*来进行，虽然需要电源相位，但不需要多相电源的电压本身。因此，不需要用于检测多相电源的电压的电路结构，在抑制尺寸和制造成本的同时控制直流电压Vdc，容易提高输入功率的功率因数。 
特别是，如果将q电流Iq控制为零，则优选根据从d轴电压指令值Vd*中至少减去积r·Id的值(Vd*-r·Id)来确定直流电压指令值Vdc*， 其中，该积r·Id是电抗器组2的电阻成分r与d轴电流Id之间的乘积。之所以优选是因为值(Vd*-r·Id)在上述的d轴定义上是在稳定状态下的电源电压的估计值，不实测电源电压而能够实现实际上基于电源电压的直流电压Vdc的控制。此时，优选电阻成分r的值被存储在电压指令值计算部710，或者从外部输入。并且，d轴电流Id可以从相变换部707获得。 
如果用数学式更详细地表示的话，为了简单，令Ld＝Lq＝L，并导入电源电压Vs、微分运算符s，则一般Vd＝Vs+(Ls+r)Id-ωL·Iq、Vq＝(Ls+r)Iq+ωL·Id成立。将Iq＝0(使q轴电流Iq为零)代入第1式中，并且在稳定状态中基于微分运算符s的计算结果为零，因此能得到Vd＝Vs+r·Id，Vs＝Vd-r·Id成立。在本实施方式中，由于不测量d轴电压Vd、电源电压Vs，因此，使用d轴电压指令值Vd*来代替d轴电压Vd，将值(Vd*-r·Id)用作电源电压Vs的估计值。 
另外，也可以根据从输入到变流器3的输入电压Vi(或者其估计值)中至少减去积r·Id的值(Vi-r·Id)来确定直流电压指令值Vdc*。特别是，由于在相位差ψ较小时，电源电压Vs与电压Vi几乎相等，因此也可以进行这样的确定。 
优选在直流电压指令值Vdc*的确定中排除包含积分因素的反馈回路。在这种情况下，不会伴随瞬停/恢复而使该确定延迟。因此，可以避免基于该延迟的直流电压Vdc的过冲的发生。 
图5是示出电源电压瞬间从400V下降到340V并随后恢复的情况时的、图4所示的结构的各部分的动作的曲线图。与图3同样，分别用时刻t0、t1表示瞬时电压下降发生的时刻及恢复的时刻。 
此处，示出了将直流电压指令值Vdc*设定为，将d轴电压指令值Vd*乘以规定的系数，并使调制率Ks成为与图3所示的情况相等的情况。 
与(b-1)中说明的动作不同，没有积分部724中的积分动作，在时刻t1之后，d轴电压指令值Vd*及直流电压指令值Vdc*急剧变化。因此，在图3的时刻t1～t4中观察到的发生d轴电流指令值Id*的减小(值-Id*的增大)的期间极短。因此，调制率Ks中不会发生下冲，在时刻t6各 部的动作稳定。 
(b-3)第2实施方式的变流器控制方法。 
图6是示出可用作图1的变流器波形控制部7的第2实施方式的结构的电路图。在该结构中，输出转换控制信号G2作为转换控制信号Gcnv。 
在第2实施方式中采用的结构，针对第1实施方式中采用的结构增加了电压控制部711、713及加法器712、714。 
电压控制部711输出d轴电流指令值Id*与电抗器组2的d轴电感Ld以及电源电压的角频率ω的乘积ωLd·Id*至加法器712。电压控制部713输出q轴电流指令值Iq*、电抗器组2的q轴电感Lq以及角频率ω的乘积ωLq·Iq*至加法器714。d轴电感Ld、q轴电感Lq分别是将电抗器组2的电感变换到d轴-q轴坐标系的电感。但是，构成电抗器组2的每个电抗器的值都互相相等。 
并且，依据电源频率f求出角频率ω(ω＝2πf)。优选电源频率f的值存储在电压指令值计算部710中，或者从外部输入(从过零信号φrs算出)。为了避免附图的繁杂，省略了向电压控制部711、713输入角频率ω。 
加法器712将PI控制部704的输出加上积ωLd·Id*，并生成d轴电压指令值Vd*。加法器714将PI控制部706的输出加上积ωLd·Iq*，并生成q轴电压指令值Vq*。换言之，电压控制部711、713及加法器712、714具有补偿由电抗器组2引起的干扰项的功能。由于相关的干扰项的补偿本身是公知的技术，因此省略详细的说明。 
(b-4)第3实施方式的变流器控制方法。 
图7是示出可用作图1的变流器波形控制部7的第3实施方式的结构的电路图。在该结构中，输出转换控制信号G3作为转换控制信号Gcnv。 
第3实施方式中采用结构相对于第2实施方式中采用的结构，存在以下不同点：在电压指令值计算部710中，不根据d轴电压指令值Vd*得出直流电压指令值Vdc*，采用在PWM控制部709中将电压Vi在此作为 
Figure BPA00001242658000121
估计所得的估计值。 
当然，在本实施方式中也与第1实施方式相同，也可以省略电压控 制部711、713及加法器712、714。 
并且，鉴于电源电压Vs(的估计值)与电压Vi之间存在上述相位差ψ，也可以通过Vs/cosψ求出电压Vi的估计值。 
C：电压指令值计算部710的动作。 
具体而言，可以如下设定直流电压指令值Vdc*。 
(c-1)比例计算 
例如，采用d轴电压指令值Vd*与常数 
Figure 210471DEST_PATH_GPA00001242657400071
的乘积作为直流电压指令值Vdc*。此时，常数K1相当于无负载(Id＝0)时的升压率，即使电源电压波动，该升压率也可以保持恒定。 
或者，采用输入到变流器3的多相电压Vi的估计值与常数 
Figure 161110DEST_PATH_GPA00001242657400072
的乘积作为直流电压指令值Vdc*。此时，常数K1相当于调制率Ks，并且即使电源电压波动，调制率Ks也可以保持恒定。 
但是，实际上，优选对直流电压指令值Vdc*设置上限/下限。图8是例示了电压指令值计算部710的结构的框图，图9是示出直流电压指令值Vdc*与电源电压之间的关系的曲线图。 
比例计算部710a输入d轴电压指令值Vd*，并将该值与常数 
Figure 43615DEST_PATH_GPA00001242657400073
的乘积提供给到限幅器710b。限幅器710b利用下限值Vdc_min及上限值Vdc_max对上述积进行限幅，并作为直流电压指令值Vdc*输出。在直流电压指令值Vdc*能够采用的下限值Vdc_min和上限值Vdc_max之间的值的电源电压范围(Vac_min～Vac_max)中，可以使升压率保持恒定。 
在图8、图9中，如果将d轴电压指令值Vd*换为输入到变流器3的多相电压Vi的估计值，则在电源电压范围(Vac_min～Vac_max)中，调制率将保持恒定。 
(c-2)线性计算 
例如，采用将d轴电压指令值Vd*与 的乘积加上常数V1得到的值 
Figure 10751DEST_PATH_GPA00001242657400075
作为直流电压指令值Vdc*。或者采用将输入到变流器3的多相电压Vi的估计值与 
Figure 448685DEST_PATH_GPA00001242657400076
的乘积加上常数V1得到的值 
Figure 869303DEST_PATH_GPA00001242657400077
作为直流电压指令值Vdc*。 
此时，常数V1对直流电压指令值Vdc*施加一定的升压。由此，与 (c-1)所示的采用比例计算的情况相比，可以抑制电源电压波动时的直流电压指令值Vdc*的波动幅度。 
图10是例示了电压指令值计算部710的结构的框图，图11是示出直流电压指令值Vdc*与电源电压之间的关系的曲线图。 
比例计算部710c输入d轴电压指令值Vd*，将其乘上 
Figure 341872DEST_PATH_GPA00001242657400081
后提供给加法器710d。加法器710d将 
Figure 455322DEST_PATH_GPA00001242657400082
与常数V1相加，并提供给限幅器710b。限幅器710b利用下限值Vdc_min及上限值Vdc_max来对值 
Figure 380552DEST_PATH_GPA00001242657400083
进行限幅，并作为直流电压指令值Vdc*输出。在图10、图11中，可以将d轴电压指令值Vd*换为输入到变流器3的多相电压Vi  的估计值。 
或者，例如将d轴电压指令值Vd*与 
Figure 604860DEST_PATH_GPA00001242657400084
的乘积加上常数V2得到的值 变成K2倍后的值用作直流电压指令值Vdc*。或者，将输入到变流器3的多相电压Vi的估计值与 
Figure 904703DEST_PATH_GPA00001242657400086
的乘积加上常数V2得到的值变成K2倍后的值用作直流电压指令值Vdc*。 
由于可以进行 
Figure 317230DEST_PATH_GPA00001242657400087
Figure 345228DEST_PATH_GPA00001242657400088
的变形，因此可知，能够使K1的值恒定而抑制直流电压Vdc的升压，同时可以使直流电压Vdc的变化的幅度小。在直流电压Vdc下降时，能够避免伴随该下降而不能满足逆变器4的运行区域的情况，从以上观点来看是优选的。 
图12是例示电压指令值计算部710的结构的框图，图13是示出直流电压指令值Vdc*与电源电压之间的关系的曲线图。 
比例计算部710c输入d轴电压指令值Vd*，将其乘上 
Figure 526811DEST_PATH_GPA00001242657400089
后提供给加法器710d。加法器710d将 加上常数V2后提供给乘法器710e。乘法器710e将值 
Figure 616307DEST_PATH_GPA000012426574000811
提供给限幅器710b。限幅器710b利用下限值Vdc_min及上限值Vdc_max对值 
Figure 182417DEST_PATH_GPA000012426574000812
进行限幅，并作为直流电压指令值Vdc*输出。在图12、图13中，可以将d轴电压指令值Vd*换为输入到变流器3的多相电压Vi的估计值。 
(c-3)滤波处理 
图14是例示电压指令值计算部710的结构的框图。平均值计算部 710f求出d轴电压指令值Vd*在规定期间中的平均值。比例计算部710g将该平均值乘以常数K3后输出直流电压指令值Vdc*。 
图15是例示电压指令值计算部710的其它结构的框图。比例计算部710h求出d轴电压指令值Vd*与常数K4的乘积。一阶延迟计算部710i对该乘积进行一阶延迟计算。 
上述两种结构都进行针对d轴电压指令值Vd*的滤波处理，可以除去直流电压指令值Vdc*的高频波动成分。通过使电压指令值计算部710的确定直流电压指令值Vdc*的响应与基于偏差ΔVdc求出d轴电压指令值Vdc*的响应(具体而言，是PI控制部702、704的响应)、或求出q轴电压指令值Vq*的响应(具体而言，是PI控制部706的响应)相比充分延迟，从而构成对过渡瞬态响应稳定的控制系统。也可以将d轴电压指令值Vd*替换为输入到变流器3的多相电压Vi的估计值。 
另外，根据避免(b-1)中说明的过冲、下冲的观点，不希望在求取直流电压指令值Vdc*的同时伴随着积分计算。但是，不需要检测电源电压有效值，可以根据电源电压的波动来进行直流电压Vdc的控制。 
D：逆变器控制 
也可以根据来自逆变器控制部8的指令值J(参照图1)变化直流电压指令值Vd*的计算。具体地讲，例如三相负载6为电动机，在需要使该电动机高速旋转的情况下，根据需要驱动逆变器4。并且在进行这样的驱动时，逆变器控制器8使逆变器4进行电动机的高速旋转用的驱动、例如使电流相位超前进行弱磁场控制。在使逆变器4进行这样的高速旋转用的驱动时，逆变器控制器8输出指令值J，并由此控制变流器波形控制部7的动作。 
更具体地讲，在电压指令值计算部710的动作中，采用上述“C”中例示的比例计算、线性计算、积分计算中的哪个，进而设定比例常数K1、K2、V1、V2。 
如上所述，通过将变流器波形控制部7的动作、甚至变流器3的动作与逆变器控制部8的动作、甚至逆变器4的动作相关联，从而可以只在需要电动机的高速旋转时，将直流电压Vdc设定得较高。由此，通常 可以进行抑制了直流电压Vdc的升压的高效率控制，仅在需要时实现高速旋转，因而可以扩大逆变器运行区域。 
虽然详细说明了本发明，但上述说明的全部情况都是例示，本发明不限于此。未例示的各种变形例可以解释为在不脱离本发明的范围的情况下能容易地想到的方式。 

Claims (9)

1.一种变流器控制方法，在从多相电源(1)输入多相电流(Ir、Is、It)进行转换而输出直流电压(Vdc)的变流器(3)中，对所述直流电压(Vdc)进行控制，其中，
所述直流电压的指令值为直流电压指令值(Vdc*)，
利用在以所述多相电源的电源频率(ω/2π)旋转的旋转坐标系中成对的第1电压(Vd)及第2电压(Vq)来表示输入到所述变流器的多相电压，
所述第2电压相对于所述第1电压相位超前90度，
针对所述第1电压及所述第2电压的指令值分别为第1电压指令值(Vd*)及第2电压指令值(Vq*)，
求出所述直流电压相对于所述直流电压指令值(Vdc*)的偏差(ΔVdc)，
根据所述第1电压指令值及所述第2电压指令值来控制所述转换，
根据所述第1电压指令值确定所述直流电压指令值。
2.根据权利要求1所述的变流器控制方法，其中，
求出所述第1电压指令值(Vd*)的平方与所述第2电压指令值(Vq*)的平方之和的平方根，作为输入到所述变流器(3)的所述多相电压的电压(Vi)的估计值，根据所述估计值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。
3.根据权利要求1所述的变流器控制方法，其中，
在所述多相电源(1)与所述变流器(3)之间设有流过所述多相电流(Ir、Is、It)的电抗器组(2)，
求出从所述第1电压指令值(Vd*)中减去积(r·Id)得到的值(Vd*-r·Id)，作为所述多相电源的电压(Vs)的估计值，其中所述积(r·Id)是在所述旋转坐标系中表示的所述电抗器组的电阻成分(r)和在所述旋转坐标系中表示的所述多相电流的与所述第1电压同相的成分(Id)之间的乘积，
根据所述估计值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。 
4.根据权利要求1所述的变流器控制方法，其中，
在所述多相电源(1)与所述变流器(3)之间设有流过所述多相电流(Ir、Is、It)的电抗器组(2)，
求出从输入到所述变流器的所述多相电压的电压(Vi)或其估计值中减去下述乘积得到的值(Vi-r·Id)，其中所述乘积是在所述旋转坐标系中表示的所述电抗器组的电阻成分(r)和在所述旋转坐标系中表示的所述多相电流的与所述第1电压同相的成分(Id)之间的乘积，
根据所述值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。
5.根据权利要求1所述的变流器控制方法，其中，
将所述多相电源的电压(Vs)的估计值除以余弦值(cosψ)所得到的值(Vs/cosψ)作为输入到所述变流器(3)的所述多相电压(Vi)的估计值，其中所述余弦值(cosψ)是所述第2电压指令值(Vq*)除以所述第1电压指令值(Vd*)所得的值的反正切(ψ＝tan-1(Vq*/Vd*))的余弦值，
根据所述估计值确定所述直流电压指令值(Vdc*)。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的变流器控制方法，其中，
在所述直流电压指令值(Vdc*)的确定中排除了包含积分因子的反馈回路。
7.根据权利要求1至5中任一项所述的变流器控制方法，其中，
在所述直流电压指令值(Vdc*)的确定中，采用针对所述第1电压指令值或输入到所述变流器(3)的多相电压(Vi)的估计值或所述多相电源的电压(Vs)的估计值的线性运算。
8.根据权利要求7所述的变流器控制方法，其中，
与输入直流电压(Vdc)的逆变器(4)的动作相关联地，设定所述线性运算中使用的常数。
9.根据权利要求1至5中任一项所述的变流器控制方法，其中，所述方法还包括针对所述第1电压指令值(Vd*)或输入到所述变流器(3)的多相电压(Vi)的估计值或所述多相电源的电压(Vs)的估计值的滤波处理。 
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