CN106961232A - 采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法。该方法的d‑q轴给定电流由优化算法离线计算获得，采用PWM预测控制器代替传统矢量控制的PI电流控制器。为补偿逆变器期望输出功率与电机实时电流和给定电压计算的输出功率之间的误差，加入电压修正矢量。采用新型过调制算法，在增大逆变器输出电压能力的同时，使修正后的逆变器给定电压始终在逆变器输出电压限制范围内。本发明不需要额外的功率因数校正电路或输入滤波器，可实现网侧高功率因数控制，同时抑制电网输入电流谐波分量。相对于传统的电机驱动器，所提出的电机驱动控制方案在成本、体积及可靠性方面有显著优势。

Description

采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控 制方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，具体是一种采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法。

背景技术

近年来，变频调速永磁电机驱动系统被广泛应用于家用电器中，如空调、洗衣机及冰箱等领域。虽然调速驱动改善了家用电器应用的能源效率，但电力电子器件的广泛应用显著增加了电流谐波对电网的压力。

传统的单相交流输入逆变器电机驱动系统中，直流母线侧通常采用大电解电容使母线电压稳定。但是，大电解电容存在体积大、寿命短等缺陷，而且为了改善网侧电流质量，一般需要增加功率因数校正(PFC)电路。PFC电路需要电感和功率开关器件，这些在很大程度上增加了系统的不稳定性、功率损耗、重量和成本。

因为空调压缩机等家用电器控制系统对电机的控制精度要求并不高。而小容量薄膜电容能量损耗小，容易获得高功率因数，且允许电压大的波动，其寿命更长，则可靠性更高，同时能够获得更好的输入电流波形。鉴于此，相关技术中使用小容量薄膜电容作为直流母线电容应用在交-直-交功率转换系统中，这种系统被称为“无电解电容驱动系统”或简称为“无电容系统”。该驱动系统不适合高转矩和高转速调节的高性能驱动器。而在一般家用电器中，该驱动系统具有无需附加额外硬件电路的优势。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，针对直流母线采用小容量薄膜电容(几μF至几十μF)变频驱动系统，在不增加额外硬件电路的情况下，通过优化计算满足逆变器瞬时输入功率正弦的d-q轴电流给定值、PWM预测控制器、直接功率补偿及其过调制方法实现网侧高功率因数控制。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：

一种采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法，包括以下步骤：

S1、通过驱动系统功率关系，离线计算出使得逆变器瞬时输入功率正弦的d-q轴电流给定值并存于查找表中；

S2、由平均输入功率和实时转速选取d-q轴给定电流及d-q轴实时电流输入PWM预测控制器实现对给定电流的控制，根据系统数学模型预测出使下一时刻实际电流跟踪给定电流的d-q轴给定电压，输出逆变器给定电压矢量；

S3、输出逆变器给定电压矢量需要进行实时修改，利用电机实时电流矢量和给定电压矢量计算的功率与逆变器期望输出功率之间的误差，计算最小电压修正矢量加入控制，直接修改给定电压矢量以补偿功率差异；

S4、采用过调制算法，在增大逆变器输出电压能力的同时，使得修正后的逆变器给定电压始终在逆变器输出电压限制内。

所述步骤S1中的离线计算获得的d-q轴电流给定值，其算法计算规则为：满足电机控制要求的转矩与转速，逆变器输出电压限制裕度，尽量使逆变器瞬时输入功率按正弦规律变化；为方便计算，利用傅立叶级数展开近似表示d-q轴给定电流：

其中I_d0，I_q0，I_d1，I_q1，φ_d，φ_q分别为d-q轴电流直流偏移量、两倍频交流幅值和相位，k为电流谐波次数，θ_g是交流电网的相位角。I_d0和I_q0应满足参考转矩。所述离线计算的电流给定值保存于二维查找表中，由期望平均输入功率和电机实际转速共同确定d-q轴给定电流。

所述步骤S3中的所述最小电压修正矢量与实际电机电流矢量平行，具体计算如下：

式中i_dq为电机d-q轴实时电流，v_dq ^*为PWM预测控制器输出d-q轴给定电压，Δv_dq ^*为最小d-q轴电压修正矢量，P_inv ^*为逆变器给定功率。

所述步骤S4用于调制修正后给定电压的过调制算法，其最大输出电压幅值随直流母线电压波动；对于超出调制范围的电压矢量，该过调制算法对其进行预处理，取调制范围内同一功率点的电压矢量作为最后修正电压矢量。

与现有技术相比，本发明的优点和有益效果是：

1、本发明离线优化计算的电流给定为带直流偏移的交流量，使得逆变器期望输出功率与逆变器实际输出功率的误差最小，给定电压满足输出电压限制裕度，可增加整流器二极管的导通宽度，更易获得高功率因数控制。按正弦控制输入功率，可获得准正弦的电网输入电流。

2、本发明采用PWM预测控制器，没有PI调节器带宽及积分器饱和的影响，系统具有更好的动态性能。

3、本发明采用最小电压修正矢量，能在有效提高网侧输入电流谐波性能的同时，尽可能减小对电流控制器性能和电机电流动态特性的影响。

4、本发明过调制算法可在直流母线电压下降到零附近时，防止修正后的给定电压超出逆变器输出最大电压限制。若逆变器不能产生所需的电压，将导致电网输入电流发生畸变。当修正量按与电机电流平行的原则修改时，可能会导致修正后电压矢量超出过调制范围，此算法的预处理过程可直接将电压限幅在过调制范围内。此时，修正后参考电压矢量与电机电流矢量不平行，但是由于给定电压依然处于期望输出等功率线上，所以不影响逆变器的功率跟踪。

附图说明

图1为本发明所述控制系统的整体连接结构图；

图2为本发明通过功率跟踪优化计算的电机参考电流及限制波形图；

图3为本发明所述功率补偿法电压修正示意图；

图4为本发明的输入电压与输入电流波形图；

图5为本发明控制系统转速波形图和功率因数图。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的具体实施例作进一步的详细描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。

参见图1，一种采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法，包括以下步骤：

S1、通过驱动系统功率关系，离线计算出使得逆变器瞬时输入功率正弦的d-q轴电流给定值并存于查找表中；

S2、由平均输入功率和实时转速选取d-q轴给定电流及d-q轴实时电流输入PWM预测控制器实现对给定电流的控制，根据系统数学模型预测出使下一时刻实际电流跟踪给定电流的d-q轴给定电压，输出逆变器给定电压矢量；

S3、输出逆变器给定电压矢量需要进行实时修改，利用电机实时电流矢量和给定电压矢量计算的功率与逆变器期望输出功率之间的误差，计算最小电压修正矢量加入控制，直接修改给定电压矢量以补偿功率差异；

S4、采用过调制算法，在增大逆变器输出电压能力的同时，使得修正后的逆变器给定电压始终在逆变器输出电压限制内。

本发明的具体原理如下：

参照图1，本发明方法所使用的系统包括：输入电源、整流器、薄膜电容、逆变器、电机以及控制驱动系统。

逆变器的输出功率是可以用来控制直流母线电压的唯一因素，为了控制直流母线电压，应控制输出功率二倍频于电网电压。当电网输入电流为正弦时，电网的输入功率如下：

P_g＝V_gsinθ_g·I_gsinθ_g＝V_gI_gsin²(θ_g) (1)

其中V_g和I_g分别是电网电压和电流的幅值，θ_g是交流电网的相位角。

由于直流母线电压二倍频于电网电压波动，在电压下降到零附近时，电机线电压可能会高于母线电压，导致母线电压泵升，降低网侧功率因数。因此，逆变器输出参考电压的幅值|v_out ^*|应控制低于或等于逆变器的输出电压限制V_lim，如式(2)

式中R_s为电机定子电阻，L_d、L_q分别是电机d-q轴电感，i_d、i_q分别是电机d-q轴电流，ψ_f是电机永磁体磁链，ω_r是电机电角速度。

根据功率关系可得：

其中P_inv ^*、P_g ^*、P_dc分别为逆变器给定功率、输入功率、直流侧电容功率，是平均输入功率，ω_g是交流电网的角速度，C_dc是直流母线电容。

通过优化求解，计算满足条件的d-q电流。为方便求解，可近似计算电机电流参考值，再由功率控制进行修改。利用傅立叶级数展开近似d-q电流如下：

其中I_d0，I_q0，I_d1，I_q1，φ_d，φ_q分别为d-q轴电流直流偏移量、两倍频交流幅值和相位，k为电流谐波次数，θ_g是交流电网的相位角。I_d0和I_q0应满足参考转矩。通过优化算法计算出使得输出功率误差最小、满足输出电压限制裕度的d-q电流，将离线计算好的电流参考值保存在查找表中使用。

因为是非线性有约束的多元函数，优化算法采用序列二次规划(SQP)算法，迭代初值由遗传算法工具箱求得。将式(5)代入式(4)并进行整理：

P_inv＝a₀+a₁sin(2θ_g)+a₂cos(2θ_g)+a₃sin(4θ_g)+a₄cos(4θ_g) (7)

其中，

联立式(6)和(7)，为求出使两式误差最小的电机给定电流，令待求解的非线性带不等式约束的多元函数为：

通过函数fmincon(·)求解上式，可求出不同输入功率和不同转速情况下对应的I_d0，I_d1，φ_d，I_q0，I_q1，φ_q。图2给出了一组电机给定电流解的情况。

本发明所述PWM预测控制器，其设计如下：

根据永磁同步电机电压方程，采用一阶前向欧拉法进行离散化；考虑到数字控制中控制器固有的计算时间，需要进行延时补偿处理，将离散化后的方程向前再推算一步，得：

其中i_d(k+1)，i_q(k+1)分别为考虑延时补偿的d-q轴电流值，为k时刻的d-q轴电流参考值，分别为PWM预测控制器输出d-q轴给定电压，T_s为控制周期。

当通过电机电流矢量和电流控制器的输出给定电压矢量计算的功率不等于逆变器给定输出功率，将利用这两者之间的误差计算出的电压修正量加入控制，修改参考电压矢量以补偿功率差异。但是，为减小对电流控制器的性能和电机电流的动态特性的影响，采用与电机电流矢量平行的最小电压修正量，计算如下：

式中，i_dq为电机d-q轴实时电流；v_dq ^*为PWM预测控制器输出d-q轴给定电压；Δv_dq ^*为最小d-q轴电压修正矢量。

所述新型过调制方法的直流母线电压二倍频于电网电压波动，不同于传统调制具有相对稳定的母线电压。因此，过调制的最大输出电压基波幅值(V_lim＝2v_dc/π)是可变的。如图3所示，随着直流母线电压的波动，当最大输出电压基波幅值为V_lim1时，修正后的电压矢量(图中虚线所示)在线性调制范围内，满足最小修正电压原则，可直接进行调制。当最大输出电压基波幅值为V_lim2时，修正后的电压矢量(图中实线所示)超出过调制范围，需要经过预处理选取过调制范围内同一功率点的电压矢量作为最后修正电压矢量。此时，修正后给定电压矢量与电机电流矢量不平行，但是由于给定电压依然处于期望输出等功率线上，所以不影响逆变器的功率跟踪。

过调制算法包括如下步骤：修正后d-q给定电压矢量合成的电压矢量通过预处理，被限制在过调制区域内；定义合成电压矢量的调制度系数，根据调制度系数的取值范围，确定合成的电压矢量所在的调制区域；分别对逆变器合成电压矢量所在的第1过调制区域、第2过调制区域中的合成电压矢量的幅值与合成电压矢量的相位角进行修正，分别得到第1过调制区域、第2过调制区域中的电压矢量；对过调制算法得到电压矢量进行调制，通过所述逆变器控制电机。

定义调制度系数，记为m，其表达式为：

式中为逆变器合成参考电压矢量，v_dc为直流母线电压。

根据调制度函数的取值范围，分别确定逆变器合成参考电压矢量所在的调制区域，具体为：

当0≤m≤1时，逆变器合成参考电压矢量位于线性调制区域；

当1＜m≤1.0497时，逆变器合成参考电压矢量位于过调制第1过调制区域；

当1.0497＜m≤1.1027时，逆变器合成参考电压矢量位于过调制第2过调制区域。

所述过调制方法的最大输出电压基波幅值比传统SVPWM高10％左右，提高了系统输出能力。

参照图4，图4是根据本发明的小容量薄膜电容变频驱动系统的电网电压与输入电流的波形图。输入电流的谐波得到了有效的抑制，且输入电流与交流电网电压基本同相位。可见，该小容量薄膜电容二极管整流器永磁电机控制系统具有较高的功率因数，即使在低直流母线电压时，也可以调节电网输入电流。

参考图5，在1s时刻加入功率补偿控制，在2s时电机转速从3000rpm上升到4000rpm，从中可以看出，系统在稳态时其功率因数得到明显提高，且动态性能良好。

综上所述，本发明所述的一种采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法，由于所述的驱动系统直流母线采用小容量薄膜电容，输入电流的波形直接受到逆变器输出功率影响。采用所述的方法，电网输入电流的谐波分量可以被抑制在规定的限制内而不需要功率因数校正电路或输入滤波器。电机的角速度和转矩也可以调节。

所述整流器为单相不可控整流器，所述直流母线电容为4.7μF薄膜电容，所述的逆变器为三电压型逆变器，所述的电机为内嵌式永磁同步电机。

Claims (4)

1.一种采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、通过驱动系统功率关系，离线计算出使得逆变器瞬时输入功率正弦的d-q轴电流给定值并存于查找表中；

S2、由平均输入功率和实时转速选取d-q轴给定电流及d-q轴实时电流输入PWM预测控制器实现对给定电流的控制，根据系统数学模型预测出使下一时刻实际电流跟踪给定电流的d-q轴给定电压，输出逆变器给定电压矢量；

S3、输出逆变器给定电压矢量需要进行实时修改，利用电机实时电流矢量和给定电压矢量计算的功率与逆变器期望输出功率之间的误差，计算最小电压修正矢量加入控制，直接修改给定电压矢量以补偿功率差异；

S4、采用过调制算法，在增大逆变器输出电压能力的同时，使得修正后的逆变器给定电压始终在逆变器输出电压限制内。

2.根据权利要求1所述的采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法，其特征在于，所述步骤S1中的离线计算获得的d-q轴电流给定值，其算法计算规则为：满足电机控制要求的转矩与转速，逆变器输出电压限制裕度，尽量使逆变器瞬时输入功率按正弦规律变化；为方便计算，利用傅立叶级数展开近似表示d-q轴给定电流：

$\begin{array}{cc}{i}_d=I_{d0}+\underset{k=1}{\overset{\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{d1}\sin (2{\mathrm{k\θ}}_g+{\mathrm{\φ}}_{dk})& i_q=I_{q0}+\underset{k=1}{\overset{\mathrm{\∞}}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{q1}\sin (2{\mathrm{k\θ}}_g+{\mathrm{\φ}}_{qk})\\ \≈I_{d0}+I_{d1}\sin (2{\mathrm{\θ}}_g+{\mathrm{\φ}}_d),& \≈I_{q0}+I_{q1}\sin (2{\mathrm{\θ}}_g+{\mathrm{\φ}}_q)\end{array}$

其中I_d0，I_q0，I_d1，I_q1，φ_d，φ_q分别为d-q轴电流直流偏移量、两倍频交流幅值和相位，k为电流谐波次数，θ_g是交流电网的相位角，I_d0和I_q0应满足参考转矩；所述离线计算的电流给定值保存于二维查找表中，由期望平均输入功率和电机实际转速共同确定d-q轴给定电流。

3.根据权利要求1所述的采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法，其特征在于，所述步骤S3中的所述最小电压修正矢量与实际电机电流矢量平行，具体计算如下：

式中i_dq为电机d-q轴实时电流，v_dq ^*为PWM预测控制器输出d-q轴给定电压，Δv_dq ^*为最小d-q轴电压修正矢量，P_inv ^*为逆变器给定功率。

4.根据权利要求1所述的采用小容量薄膜电容的高功率因数二极管整流器永磁电机控制方法，其特征在于，所述步骤S4用于调制修正后给定电压的过调制算法，其最大输出电压幅值随直流母线电压波动；对于超出调制范围的电压矢量，该过调制算法对其进行预处理，取调制范围内同一功率点的电压矢量作为最后修正电压矢量。