CN101816121A - 直流母线电压谐波减小 - Google Patents

Abstract

一般而言，本发明一方面的特征是被配置来与三相PWM转换器共同使用的控制系统。该控制系统从三相供电电源接收输入信号，在DC链处提供输出信号。电压分离模块基于该输入信号在旋转参考坐标系中生成正序电压分量和负序电压分量。参考电流计算模块至少使用正序电压分量和负序电压分量来计算第一参考电流和第二参考电流。电流调节模块至少使用该第一参考电流和第二参考电流来生成命令信号。该命令信号被提供给三相PWM转换器的驱动电路，用于在DC链处生成调节的DC母线电压。

Description

直流母线电压谐波减小

相关申请的交叉引用

本申请要求2008年3月28日提出的美国申请序列号12/057,856的利益，其内容全部合并于此。

背景技术

本发明涉及由交流(AC)电源生成调节的直流(DC)母线电压的电源转换系统。

由发电厂产生的电力以三相AC电的形式经公用事业电网传输到耗电设施。然而，AC电不总是适于最终用途，有时需要在连接到负载之前转换为可用的形式(例如，DC)。在这种情况下，使用AC/DC转换器。一般来说，AC/DC转换器在其输入端接收交流电，在其DC链(DC link)输出直流电。为产生满意的输出，经常利用控制器来操作AC/DC转换器，该控制器将DC母线电压的波形和幅度调节到理想的水平。

在各种类型的AC/DC转换器中，特别地有一种AC/DC转换器-脉宽调制(PWM)控制AC/DC转换器-在过去十年中得到日益增长的普及。相对于传统转换器，PWM AC/DC转换器提供了几个先进的特征，例如，在单位功率因数处的正弦输入电流和在DC母线上的高品质输出电压。因此，PWM转换器可用于大范围的应用中，包括磁体电源(magnetpower supply)、DC电机驱动以及公用事业交互型光伏系统(utilityinteractive photovoltaic systems)。

图1中示出了PWM AC/DC转换器的一个例子。在这个例子中，AC/DC转换器100在输入端110处接收包括三相电压输入e_sa、e_sb和e_sc的AC电，每相输入彼此间均具有120°的差分相位。电流输入i_sa、i_sb和i_sc也以AC波形的形式流过转换器100中开关电路120的选取线路。如图所示，开关电路120具有六个成对布置的开关器件(例如，二极管、双极结型晶体管等)，包括S1、/S1、S2、/S2、S3和/S3。每对开关器件和一相AC电相关联，它们的占空比结合起来确定了输出电压V_dc的波形和幅度。PWM控制器130控制一组门信号140，用于以特定的顺序断开和闭合开关器件，以使得在正负DC母线152和154之间基本上恒定的电压V_dc可以保持在指定的水平V_dc ^＊。

存在几种用于DC母线电压的调节的控制方案。大多数情况下，控制器130检测实际的电压水平和指定的电压水平之间的误差，并用足以补偿该误差的受控的PWM门信号驱动开关器件。有些情况下，还可以在DC母线间使用较大的DC链电容器140来帮助将输出电压保持在期望的水平。通过减小电压失真和电流纹波，PWM控制AC/DC转换器可以在DC链上提供高品质的电压输出。

然而，在真实系统中由于许多原因可能出现的不平衡的输入电压条件下，这样的性能不是必然能保证的。例如，非线性负载、非对称的变压器绕组或者电路中的传输阻抗，以及一相对地的意外短路都可能导致三相上不相等的电压幅度的下降/上升并且导致不平衡的输入条件。

不管哪种原因，不平衡输入电压条件的一个共同特征是在输入端上出现负序分量。负序分量引起在DC链电压中的偶次谐波和在转换器电流中的奇次谐波，它们会显著地恶化提供给负载的DC电源的品质。在极端条件下，如果超过最大DC母线电压，这甚至可能导致系统跳闸。在大的电源转换系统中，这些问题可能随着连接到公共AC链上的转换器数量的增加而变得更严重。

发明内容

一般而言，在一个方面，本发明的特征在于被配置来与三相PWM转换器共同使用的控制系统。该控制系统从三相供电电源接收输入信号，在DC链处提供输出信号。电压分离模块基于输入信号在旋转参考坐标系中生成正序电压分量和负序电压分量，参考电流计算模块至少使用正序电压分量和负序电压分量来计算第一参考电流和第二参考电流。电流调节模块至少使用第一参考电流和第二参考电流来生成命令信号。该命令信号被提供给三相PWM转换器的驱动电路，用于在DC链处生成调节的DC母线电压。

实施方式可以包括以下特征中的一个或者多个。

输入信号包括输入电压信号和输入电流信号。

电压检测电路基于输入电压信号将第一、第二和第三相输入电压分量提供给电压分离模块。

三相到两相的电压变换器基于第一、第二和第三相输入电压分量生成两相α和β轴电压分量。静止到旋转参考坐标系的电压转换器，基于α和β轴的电压分量在旋转参考坐标系中生成旋转的d和q轴电压分量。该旋转参考坐标系具有通过角信号确定的相位。

锁相环基于旋转的d和q轴序分量中选取的一个来生成角信号。

旋转的d轴序分量包括正的和负的d轴序分量。旋转的q轴序分量包括正的和负的q轴序分量。

电流检测电路基于输入电流信号提供第一、第二和第三相输入电流分量。

三相到两相的电流互感器基于第一、第二和第三相输入电流分量产生两相α和β轴的电流分量。静止到旋转参考坐标系的电流转换器基于α和β轴的电流分量生成在旋转参考坐标系中的旋转的d和q轴电流分量。

DC链电压检测电路基于在DC链处的输出信号提供DC母线电压信号。

DC链电压调节器接收预定的DC母线参考电压信号，用于基于该DC母线电压信号生成DC母线参考电流信号。

参考电流计算模块使用DC母线参考电流信号来计算第一参考电流和第二参考电流。该第一参考电流包括旋转的d轴参考电流，该第二参考电流包括旋转的q轴参考电流。

d轴电流调节器生成第一校正电压信号。q轴电流调节器生成第二校正电压信号。第一加法器基于第一校正电压信号提供第一参考电压。第二加法器基于第二校正电压信号提供第二参考电压。第一和第二参考电压用于生成命令信号。

DC链电压调节器包括比例积分调节器。

d轴电流调节器包括比例积分调节器，并且可以进一步包括无限正弦增益单元。

类似地，q轴电流调节器包括比例积分调节器，并且可以进一步包括无限正弦增益单元。

DC链电压检测电路进一步包括低通滤波器。

在其它特征和优势中，本发明提供了用于减小由不平衡输入电压引起的二次DC母线电压谐波的控制系统。通过消除DC母线处的输入电流失真和电压波动，可以提高AC/DC电源转换器的稳定性。此外，由于调节在相同的同步参考坐标系中的正序和负序电流分量计算上简单，因此这种控制系统可以与传统的AC/DC电源转换器容易地集成在一起。而且，当用于诸如具有连接到公共DC母线上的多部电机驱动器的电机控制中心的大容量电力系统时，不用增加DC母线电容就可以获得满意的电压性能，从而使整个系统的成本最小化。

根据以下说明和权利要求，本发明的其他特征和优势是明显的。

附图说明

图1是由PWM门信号控制的传统AC/DC电源转换系统。

图2是用于减小DC母线电压谐波的控制系统的框图。

图3是用在图2所示的控制系统中的控制方案的流程图。

图4A到4C分别是AC线电压、DC链电压、转换器线电流的说明曲线。

图5是在图2中使用的参考电流计算模块的视图。

图6是在图2中使用的电流调节器的视图。

图7是在图6中使用的无限正弦增益的视图。

具体实施方式

参考图2，AC/DC电源转换系统200包括耦合于三相供电电源210和DC负载230之间的AC/DC转换器220。AC/DC转换器220以PWM模式工作，将由供电电源210在AC线路260处提供的交流电转换为在DC链270处的直流电，为负载230供电。由于上述原因，不平衡的输入电压条件可能发生，并在DC链270处的输出电压中产生二次谐波，这可能影响转换器的性能和系统稳定性。因此，PWM控制系统280和转换器220联合使用以在不平衡的输入条件下控制DC母线电压。具体地，DC链270处的二次谐波期望被调节。

控制系统280包括电压采样和保持电路202，其对AC线路输入电压进行采样，并将数字化的三相电压信号e_a、e_b和e_c提供给三相到两相的变换器204。变换器204将三相信号变换为在静止的α-，β-坐标系里的两相量。通过静止到旋转的参考坐标系转换器206将变换器204的输出(即，e_α和e_β)转换为由相角θ定义的旋转参考坐标系中的d和q轴分量(即，e_d和e_q)。在这个旋转参考坐标系中，也获得电压信号e_d和e_q的正序分量和负序分量e_d ^p、e_d ⁿ、e_q ^p和e_q ⁿ，而负序分量e_d ⁿ和e_q ⁿ的非零值表示不平衡电压条件的出现。

接下来，正负电压分量e_d ^p、e_d ⁿ、e_q ^p和e_q ⁿ被传送到参考电流计算模块240，以计算参考电流信号i_d ^＊和i_q ^＊。参考电流计算模块240使用的另一个输入信号是由DC链电压调节器238提供的DC母线参考电流信号i_dc ^＊。DC链电压调节器238用于将DC母线电压V_dc调节到预定水平V_dc ^＊236，从而，其输出i_dc ^＊代表为此目的在DC母线处需要的电流水平。电压采样和保持电路232对实际DC母线电压V_dc进行采样，有时候在到达DC链电压调节器238之前通过低通滤波器234对其进行滤波。

使用l_dc ^＊和四个电压分量，参考电流计算模块240将参考电流信号i_d ^＊和i_q ^＊输出到电流调节器250，然后电流调节器250将实际输入电流信号i_d和i_q与参考值i_d ^＊和i_q ^＊分别进行比较来确定误差信号i_d ^e和i_q ^e。像输入电压信号e_d和e_q一样，从AC线路260经由电流采样和保持电路212、三相到两相的变换器214以及静止到旋转参考坐标系转换器216获得输入电流信号i_d和i_q。

电流调节器250包括d轴调节器252和q轴调节器254，在其中分别计算足以校正电流误差i_d ^e和i_q ^e的校正电压e_d ^e和e_q ^e。然后，在加法器226和228中对校正电压e_d ^e和e_q ^e以及输入电压信号e_d和e_q(先前由转换器206生成)求和，来获得参考电压信号V_d和V_q，该V_d和V_q最终确定用于转换器220的门信号以及需要被注入到DC母线的电流水平。

一旦接收到参考电压V_d和V_q，直角到极坐标的转换器224将这些d和q轴分量转换成在极坐标系中的幅值M和相角

并将其发送到空间矢量参考发生器222。使用M和

空间矢量参考发生器222计算PWM门信号，并用足以获得期望的DC母线电压V_dc ^＊的占空比配置来驱动转换器220中的开关器件。例如，如果发现实际的DC母线电压V_dc比期望的水平V_dc ^＊低，则PWM门信号将适应于占空比配置上的变化，以将额外的电流注入到DC母线中来使V_dc的幅值增大。

注意在电流调节器250中，在相同的同步参考坐标中同时调节负序和正序电流分量。因此，为了保证(在转换器216中建立的)i_d和i_q的旋转参考坐标与(在转换器206中建立的)i_d ^＊和i_q ^＊相一致，锁相环208用来将d-，q-坐标系锁定到相同的同步参考坐标系的角度θ218。在本实例中，由于正序分量常常比负序分量具有更大的幅值因而更容易实现相位锁定，因此基于d轴的正序分量e_d ^p确定参考坐标系角度θ。然而，在一些其它实例中，也可能在例如e_d ⁿ或者e_q ⁿ的负序分量上锁定相位。

参考图3，在流程图300中进一步示出了在以上的转换器系统200中使用的几个控制模块的逻辑和功能。最初，在步骤302中，利用Clark变换(Clark Transformation)将由电压保持和采样电路202恢复的三相电压信号e_a、e_b和e_c转换为两相的静止α和β坐标，如下所示：

$\left[\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{e}_a\\ e_b\\ e_c\end{array}\right]---\left(1\right)$

其中，e_α和e_β是映射到静止α、β坐标系上的输入电压信号。

在步骤304中，正序和负序电压分量被从e_α和e_β中分解出来。存在许多分解电压分量的方法。在一个实例中，正序和负序分量依如下获得：

$e_{\mathrm{\α}}^p\left(t\right)=\frac{1}{2}(e_{\mathrm{\α}}\left(t\right)-e_{\mathrm{\β}}(t-\frac{T}{4}))$

$e_{\mathrm{\β}}^p\left(t\right)=\frac{1}{2}(e_{\mathrm{\α}}(t-\frac{T}{4})-e_{\mathrm{\β}}\left(t\right))$ (2)

$e_{\mathrm{\α}}^n\left(t\right)=\frac{1}{2}(e_{\mathrm{\α}}\left(t\right)+e_{\mathrm{\β}}(t-\frac{T}{4}))$

$e_{\mathrm{\β}}^n\left(t\right)=\frac{1}{2}(-e_{\mathrm{\α}}(t-\frac{T}{4})+e_{\mathrm{\β}}\left(t\right))$

其中，T表示AC信号的周期，例如，通用的AC线电压中为1/60秒。这里，负序分量e_α ⁿ和e_β ⁿ的非零值表示不平衡输入条件的发生。

在下一步骤306中，每个序分量基于单位Park变换在沿d和q轴的旋转参考坐标系中被表示，如下所示：

$e_{d\·q}^p=\frac{1}{\sqrt{{\left(e_{\mathrm{\α}}^p\right)}^2+{\left(e_{\mathrm{\β}}^p\right)}^2}}(e_{\mathrm{\α}}^p+{\mathrm{je}}_{\mathrm{\β}}^p)\·e^{-\mathrm{j\ωt}}$

$e_{d\·q}^n=\frac{1}{\sqrt{{\left(e_{\mathrm{\α}}^p\right)}^2+{\left(e_{\mathrm{\β}}^p\right)}^2}}(e_{\mathrm{\α}}^n+{\mathrm{je}}_{\mathrm{\β}}^n)\·e^{-\mathrm{j\ωt}}---\left(3\right)$

e_d·q＝(e_α+je_β)·e^jωt

其中，ω表示旋转坐标的旋转速度(例如，以弧度/秒为单位)，并且参考坐标系角度θ计算为：θ＝ωt。

如上所述，在控制系统200中，正负d、q电压分量被提供给参考计算模块240用于计算参考电流信号i_d ^＊和i_q ^＊，它们是用于将DC母线电压保持在V_dc ^＊的期望的d和q轴的电流分量。如步骤330所示的计算以功率流控制(Power Flow Control)方程为基础：

$i_d^{*}=(e_d^p-e_d^n)\·i_{\mathrm{dc}}^{*}$

$i_q^{*}=(e_q^p-e_q^n)\·i_{\mathrm{dc}}^{*}---\left(4\right)$

其中，在步骤316中通过DC链电压调节器来确定l_dc ^＊为获得V_dc ^＊的期望/参考DC母线电流。DC链电压调节器的实例包括通常使用的PI控制器，其已知用于消除输出信号中的稳态误差。在一些实例中，在步骤316之前，首先在步骤314中通过低通滤波器处理实际的DC母线电压信号V_dc，以从其波形中消除某些谐波，否则这可能干扰在电压调节器中对i_dc ^＊的确定。

在步骤340中，一旦收集到参考电流信号i_d ^＊和i_q ^＊，则电流调节器使i_d ^＊和i_q ^＊与采样的AC线电流分量i_d和i_q分别进行比较，以产生d和q轴的校正电压e_d ^e和e_q ^e。从三相信号i_a、i_b和i_c到i_d和i_q的变换遵循一套与针对电压转换描述的那些变换相似的Clark变换324和Park变换326。注意在该步骤中，在相同的正的同步参考坐标系中，正电流序列(currentsequence)i_d ^p、i_q ^p和负电流序列i_d ⁿ、i_q ⁿ一起被调节到参考水平i_d ^＊和i_q ^＊。电流调节器的实例将在后面更详细地描述。

在接下来的步骤350中，校正电压e_d ^e和e_a ^e被加到实际线电压ed和e_q上以产生参考电压V_d和V_q，其允许空间矢量发生器计算转换器220中开关器件的期望的命令占空比。在最后步骤360中，确定对应于每对开关器件的闭合和断开顺序的PWM门信号，并将其发送给AC/DC转换器。

参考图4A到图4C，对于图2中描述的示例性控制系统280，分别示出了AC线电压、DC链电压以及转换器输入电流的仿真结果。如图4A所示，在AC线处的电压供应有三种正弦波形402(e_a)、404(e_b)和406(e_c)，其彼此具有120°的差分相位。例如，在公用60Hz系统中，每个波形均具有0.0167s(秒)的周期“T”。这样，e_a领先e_b 0.056s(即，T/3)，且领先e_c 0.11s(即，2T/3)。注意e_c的幅值被仿真为仅是e_a和e_b中水平的50％，因而建立不平衡的输入条件。不进行适当的控制，AC线电压上的这种不平衡将导致在DC母线电压410上的二次(120Hz)谐波，进一步分别导致在转换器输入电流波形422、424以及426中的失真，如图4B和4C所示。

为了证明控制系统280在t＝0.025s处的效果，激活控制电路。随着激活，如图4B所示，DC链电压响应于功率流控制，迅速地从其初始的波形410调整到控制后的波形410’。经过0.005s的过渡时间段之后，在稳态DC链电压410’上不能观察到二次谐波分量。与此同时，如图4C所示，先前出现在转换器线电流波形422、434和426上的失真也从稳态波形422’、424’和426’中消除了。不像DC链电压或者转换器线电流，AC线输入电压通常不被控制，因此其初始波形402、404和406不受影响，如图4A所示。

说明了PWM控制系统280的整个控制方案以及其电压调节效果之后，以下将更详细地描述控制环中使用的几个内部模块。

参考图5，示出了参考电流计算模块240的实例。参考电流计算模块240的电流输入(即，参考DC母线电流i_dc ^＊)在四个乘法器512、514、516和518中的一个中分别与四个电压输入中每个相乘，该四个电压输入包括正序分量e_d ^p和e_q ^p和负序分量e_d ⁿ和e_q ⁿ。通过标量-矢量转换器522将表示沿d和q轴的正序功率量的前两个乘法器512和514的标量输出转换为正序功率流矢量 $\left[\begin{array}{cc}{e}_d^p& {i_{\mathrm{dc}}}^{*}\\ e_q^p& {i_{\mathrm{dc}}}^{*}\end{array}\right].$ 同样地，通过第二标量-矢量转换器524将乘法器516和518的标量输出转换为负序功率流矢量 $\left[\begin{array}{cc}{e}_d^n& {i_{\mathrm{dc}}}^{*}\\ e_q^n& {i_{\mathrm{dc}}}^{*}\end{array}\right].$ 然后，加法器526对正序功率流矢量和取反的负序功率流矢量求和，并输出参考电流矢量 $\left[\begin{array}{c}{i_d}^{*}\\ {i_q}^{*}\end{array}\right],$ 来表示d和q轴的参考电流i_d ^＊和i_q ^＊，如通过之前描述的方程(4)所定义。

参考图6，更详细地示出了电流调节器250的实例。到电流调节器250的输入包括q轴的参考电流分量和采样电流分量602和604(即，i_q ^＊和i_q)以及d轴的参考电流分量和采样电流分量606和608(即，i_d ^＊和i_d)，该输入分别在q轴电流调节器610和d轴电流调节器650中被处理。本质上作为比例积分(PI)调节器，每个电流调节器确定其两个输入信号之间的误差，并输出用于消除该误差的校正信号。

例如，在q轴调节器610中，首先在加法器612的正负输入端子处接收i_q ^＊和i_q，其在误差信号614中输出参考和采样的q-轴电流分量的误差，即，i_q ^e。接下来，误差信号614沿着信号线615、613和617并行地流动，并且在调节器610输出校正信号(即，q轴校正电压e_q ^e)之前，分别在积分调节器/积分器630、比例调节器/乘法器624以及无限正弦增益700中被处理。

积分器630在离散时间域中对已与积分增益K_I 616相乘的误差信号614进行积分。也就是说，积分器630在任意时钟时刻t_n(即，X(t_n))的输出等于在先前时钟时刻t_n-1的输出(即，∑X(t_n-1))加上K_I乘以误差信号614，如下所示：

$X\left(t_n\right)=\underset{0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}X\left(t_{n-1}\right)+K_I\·(i_q^{*}\left(t_n\right)-i_q\left(t_n\right))---\left(5\right)$

为了实现这个积分器，使用单位延迟元件636。单位延迟元件636的第一输入634，即Pcarrier，是系统时钟信号。通过经由加法器632将输出信号642反馈到其输入，误差信号在一个时钟信号脉冲处被积分。然后，将这个积分输出642提供给四个输入的加法器640作第一输入信号。

加法器640的第二输入信号644是误差信号614的比例输出，它是简单的与比例增益618，Kp，相乘的误差信号，如下所示K_p(i_q ^*-i_q)。

加法器610的第三输入信号646被耦合到无限正弦增益单元700的输出，其内部也示出于图7中。一般地，无限正弦增益单元被用作在预定频率710处具有基本上无限大的增益的无阻尼的振荡器。也就是说，响应于任何有限输入720，在预定频率710处的输出信号随时间成比例地增加而没有限制。该特性通过以下的传输函数T(s)确定，如下所示：

$T\left(s\right)=\frac{s}{s^2+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}---\left(6\right)$

其中，s＝σ+jω，为在拉普拉斯域中的复变量，以及ω₀是预定频率。传输函数T(s)在输入频率ω＝ω₀处的幅值可以通过简单地用jω₀代替变量s来获得，如下所示：

$T\left({\mathrm{j\ω}}_0\right)=\frac{s}{{\left({\mathrm{j\ω}}_0\right)}^2+{{\mathrm{\ω}}_0}^2}---\left(7\right)$

当分母等于零时，该单元在ω₀处具有无限增益。

在如图6所示的q轴调节器610的情况下，无限正弦增益单元700接收频率信号710，该频率信号设定该单元710被调谐到的频率；并输出信号646，来表示在该调谐频率处的输入720信号。这里，通过将频率信号710固定在120/Fcarrier，即，两倍于电源电压频率除以系统采样率，电流误差信号614中的120Hz的AC分量(即，二次谐波)被跟踪并提供给加法器640。如前所述，在正的同步坐标系中，负序分量表现为120Hz的AC分量。这样，该无限正弦增益单元700使负序分量在与通过电流调节器610的比例积分部分(630和624)调节正序分量相同的正的同步坐标系中被调节。

现在具有被描述为仅与q轴电流分量相关联的三个加法器输入信号642、644和646，加法器640的第四个输入信号648反映了在d轴和q轴电流分量之间的交叉耦合。例如，d轴电流分量对q轴调节器的影响可以用以下的关系式来描述：

V_q ^c＝2πfLi_d ^*                   (8)

其中，V_q ^c是作为第四项输入提供给加法器640的交叉耦合项，2π·f是电源电压的角频率(即，2π＊60Hz)，L是转换器和谐波滤波器之间的电感，通过其感测反馈电压(例如，在三相供电电源处)，以及i_d ^＊是d轴参考电流分量。L和2π·f的数值作为输入686和688被提供给乘法器684，然后乘法器向加法器640输出交叉耦合项648。

描述了通过其来调节正负q轴的序分量的q轴电流调节器610之后，以下将简要描述它的对应部分-d轴电流调节器650。仍为了在相同的同步参考坐标系中调节正负d轴序分量，在电路中实现积分调节器/积分器660、比例调节器/乘法器656以及无限正弦增益单元700，以分别向加法器670提供输出信号672、674和676。注意，这里代表q轴电流分量在d轴调节器650上的交叉耦合的加法器670的第四个反相输入678定义如下：

V_d ^c＝-2πfLi_q ^＊                 (9)

其中，V_d ^c是交叉耦合项，i_q ^＊是q轴参考电流分量，f和L与前述描述相同。d轴调节器650中的其它单元以与q轴调节器610中描述的相似方式工作。

因此，在电流调节器250中，在d轴和q轴调节器中分别调节d轴和q轴电流信号，其中在相同的同步参考坐标系中处理正负序分量。

参考图7，更详细地示出了在电流调节器250中使用的无限正弦增益单元700的实例。在Gritter所提出的美国专利申请序列号No.6,977,827B2中进一步描述了无限正弦增益单元700的内部，其公开内容合并于此作为参考。此外，三相到两相的变换器204和214、静止到旋转参考坐标系转换器206和216、锁相环208以及DC链电压调节器238的实例也描述在Gritter提出的美国专利申请序列号No.6,977,827B2中。本领域的那些普通技术人员将理解用于这些模块中的各种形式的电路可以实现相似的功能。

应当理解，以上描述旨在说明而不是限制本发明的范围，本发明的范围由随附的权利要求所限定。其他的实施例也在后述的权利要求范围之内。

Claims (18)

1.一种被配置为与三相脉宽调制转换器共同使用的控制系统，所述三相脉宽调制转换器从三相供电电源接收输入信号并在直流链处提供输出信号，所述控制系统包括：

电压分离模块，用于基于所述输入信号在旋转参考坐标系中生成正序电压分量和负序电压分量；

参考电流计算模块，至少使用所述正序电压分量和所述负序电压分量来计算第一参考电流和第二参考电流；

电流调节模块，至少使用所述第一参考电流和所述第二参考电流来生成命令信号，并将所述命令信号提供给所述三相脉宽调制转换器的驱动电路，用于在所述直流链处生成调节的直流母线电压。

2.如权利要求1所述的控制系统，其中，所述输入信号包括输入电压信号和输入电流信号。

3.如权利要求2所述的控制系统，进一步包括电压检测电路，用于基于所述输入电压信号将第一、第二以及第三相输入电压分量提供给所述电压分离模块。

4.权利要求3所述的控制系统，其中，所述电压分离模块包括：

三相到两相的电压变换器，用于基于第一、第二和第三相输入电压分量来生成两相α和β轴电压分量；以及

静止到旋转参考坐标系的电压转换器，用于基于所述α和β轴电压分量在所述旋转参考坐标系中生成旋转的d和q轴电压分量，所述旋转参考坐标系具有通过角信号确定的相位。

5.如权利要求4所述的控制系统，进一步包括锁相环，用于基于所述旋转的d和q轴序分量中选取的一个来生成所述角信号。

6.如权利要求5所述的控制系统，其中所述旋转的d轴序分量包括正的和负的d轴序分量，以及所述旋转的q轴序分量包括正的和负的q轴序分量。

7.如权利要求6所述的控制系统，进一步包括电流检测电路，用于基于所述输入电流信号提供第一、第二和第三相输入电流分量。

8.如权利要求7所述的控制系统，进一步包括：

三相到两相的电流互感器，用于基于所述第一、第二和第三相输入电流分量产生两相α和β轴电流分量；以及

静止到旋转参考坐标系的电流转换器，用于基于所述α和β电流分量在所述旋转参考坐标系中生成旋转的d和q轴电流分量。

9.如权利要求8所述的控制系统，进一步包括直流链电压检测电路，用于基于在所述直流链处的输出信号提供直流母线电压信号。

10.如权利要求9所述的控制系统，进一步包括直流链电压调节器，被配置来接收预定的直流母线参考电压信号，用于基于所述直流母线电压信号生成直流母线参考电流信号。

11.如权利要求10所述的控制系统，其中所述参考电流计算模块进一步使用所述直流母线参考电流信号来计算所述第一参考电流和所述第二参考电流，其中所述第一参考电流包括旋转的d轴参考电流，所述第二参考电流包括旋转的q轴参考电流。

12.如权利要求11所述的控制系统，其中所述电流调节模块包括：

d轴电流调节器，用于生成第一校正电压信号；

q轴电流调节器，用于生成第二校正电压信号；

第一加法器，用于基于所述第一校正电压信号提供第一参考电压；

第二加法器，用于基于所述第二校正电压信号提供第二参考电压；

其中，所述第一参考电压和所述第二参考电压用于生成命令信号。

13.如权利要求10所述的控制系统，其中所述直流链电压调节器包括比例积分(PI)调节器。

14.如权利要求12所述的控制系统，其中所述d轴电流调节器包括比例积分调节器。

15.如权利要求14所述的控制系统，其中所述d轴电流调节器进一步包括无限正弦增益单元。

16.如权利要求12所述的控制系统，其中所述q轴电流调节器包括比例积分调节器。

17.如权利要求16所述的控制系统，其中所述q轴电流调节器进一步包括无限正弦增益单元。

18.如权利要求9所述的控制系统，其中所述直流链电压检测电路进一步包括低通滤波器。

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