WO2014077596A1 - 인버터의 리플 및 옵셋 보상 장치 및 그 방법 - Google Patents

인버터의 리플 및 옵셋 보상 장치 및 그 방법 Download PDF

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이정흠
문상호
장주영
김재식
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Definitions

  • the present invention relates to an apparatus for ripple and offset compensation of an inverter and a method thereof, and more particularly, to an apparatus for compensating an offset component included in a signal input from an inverter controller to an inverter to remove a ripple component. And to a method thereof.
  • BOP Bit Of Plant
  • FIG. 1 is an exemplary view of a general fuel cell power generation system.
  • a fuel cell power generation system includes a fuel supply unit (MBOP: Mechanical Balance Of Plant, 1A), a fuel cell stack (FC Stack: Fuel Cell Stack, 1B), and a power converter (EBOP). Balance Of Power, 1C).
  • the fuel supply 1A receives air and fuel, extracts oxygen from the air, extracts hydrogen from the fuel, supplies the fuel to the fuel cell stack 1B, and the fuel cell stack 1B performs an electrochemical reaction between hydrogen and oxygen.
  • DC current (DC) is generated through the power converter 1C converts the DC current (DC) to supply the finally available alternating current (AC).
  • the power converter 1B is a power conversion system for connecting the DC power produced in the fuel cell stack 1B to a system power source such as KEPCO, and plays a very important role in determining the performance of the fuel cell power generation system.
  • the power converter 1B operates in an interlocking operation mode in which the power supply is operated in connection with the grid power supply, and in an independent operation mode in which power is independently supplied from the grid power supply.
  • an object of the present invention is to provide a method and apparatus that can remove the offset component of the signal input to the inverter.
  • the present invention by sensing the DC current input from the inverter controller to the inverter and the AC current output from the inverter, respectively, and removes the ripple component contained in the DC current based on the sensing current, the output from the inverter It is an object of the present invention to provide a current ripple compensation device and a method of an inverter for preventing distortion of an alternating current waveform.
  • the present invention is a voltage ripple compensation device of the inverter to prevent the distortion of the AC current and the DC current waveform input from the inverter by removing the ripple component contained in the reference voltage output from the inverter controller to the inverter and
  • the purpose is to provide a method.
  • the present invention provides a method and apparatus for compensating the offset of the signal for the inverter control to compensate for the offset component of the AC voltage / AC current used in the inverter control, to reduce the ripple component corresponding to the output frequency of the inverter. Its purpose is to.
  • an apparatus for compensating a current ripple of an inverter comprising: a current sensing unit sensing a direct current input to an inverter and an alternating current output from the inverter; A coordinate system converter configured to convert the AC current sensed by the current sensor into a synchronous coordinate system; A ripple extracting unit extracting a ripple using a direct current and an alternating current of the synchronous coordinate system converted by the coordinate system converting unit; A compensation value generator configured to generate a compensation value based on the ripple extracted by the ripple extractor; And a ripple compensation unit for removing ripples included in the DC current by using the compensation value generated by the compensation value generator.
  • the current sensing unit for sensing the direct current and the alternating current output from the inverter; Converting, by a coordinate system conversion unit, the sensed alternating current into a synchronous coordinate system; Extracting, by a ripple extracting unit, a ripple using a DC current and an AC current of the converted synchronous coordinate system; Generating, by the compensation value generator, a compensation value based on the extracted ripple; And removing, by the ripple compensation unit, the ripple included in the DC current by using the generated compensation value.
  • the voltage ripple compensation device of the inverter comprising: a reference voltage input unit for receiving a reference voltage for inverter control; A ripple extracting unit extracting a ripple from the reference voltage input by the reference voltage input unit; A delay compensator configured to compensate for a time delay of the ripple extracted by the ripple extractor; A ripple compensator configured to compensate for a ripple of a reference voltage input to the inverter based on the ripple whose time delay is compensated by the delay compensator; And a coordinate system converting unit converting the reference voltage compensated by the ripple compensator into the stationary coordinate system.
  • the method of the present invention for achieving the above object comprises the steps of sampling and sensing the input AC voltage for a predetermined time unit for controlling the inverter; Calculating a voltage sum value of the input AC voltage sensed by the predetermined time unit; Determining whether the period of the input AC voltage is equal to or greater than a predetermined period; Calculating a voltage average value per cycle of the sum of the voltages if the period of the input AC voltage is equal to or greater than the predetermined period; Determining whether the calculated voltage average value exceeds a first threshold value; And if the voltage average value exceeds the first threshold value, compensating an offset component corresponding to the voltage average value.
  • the offset compensation method of the signal for controlling the inverter may include determining whether the voltage average value exceeds a second threshold value; And outputting an alarm signal indicating that there is an error in the input AC voltage if the voltage average value exceeds the second threshold value.
  • another method of the present invention for achieving the above object comprises the steps of sampling and sensing the input AC current for a predetermined time unit for controlling the inverter; Calculating a current sum value of the input AC current sensed by the predetermined time unit; Determining whether the period of the input AC current is equal to or greater than a predetermined period; Calculating a current average value per cycle of the sum of the currents if the period of the input AC current is equal to or greater than the predetermined period; Determining whether the calculated average current value exceeds a third threshold value; And if the current average value exceeds the third threshold, compensating for an offset component corresponding to the current average value.
  • the method for compensating offset of the signal for controlling the inverter may further include determining whether the magnitude of the input AC current is greater than or equal to a predetermined current value after detecting the input AC current. If the predetermined current value or more, the step of calculating the current sum value of the input AC current, if the magnitude of the input AC current is less than the predetermined current value, and proceeds to the step of detecting the input AC current. It is done.
  • the offset compensation method of the signal for controlling the inverter may include determining whether the current average value exceeds a fourth threshold value; And outputting an alarm signal indicating that there is an abnormality in the input AC current if the current average value exceeds the fourth threshold value.
  • the apparatus of the present invention for achieving the above object is a voltage sensing unit for sensing by sensing the input AC voltage for a predetermined time unit for controlling the inverter;
  • a voltage adder configured to calculate a voltage sum value of the input AC voltage sensed by the predetermined time unit;
  • a voltage period detector which determines whether a period of the input AC voltage is equal to or greater than a predetermined period;
  • a voltage average value calculator configured to calculate a voltage average value per cycle of the sum of the voltages, if the period of the input AC voltage is equal to or greater than the predetermined period.
  • a voltage offset compensator configured to determine whether the calculated average voltage value exceeds a first threshold value, and to compensate for an offset component corresponding to the voltage average value if the voltage average value exceeds the first threshold value.
  • the voltage period detecting unit counts any one of a number of times the magnitude of the input AC voltage changes from a negative value to a positive value and a number of times the magnitude of the input AC voltage changes from a positive value to a negative value.
  • the cycle of the input AC voltage is characterized in that it is determined.
  • the offset compensation device for controlling the inverter further includes a voltage alarm signal output unit for outputting an alarm signal indicating that there is an abnormality in the input AC voltage, wherein the voltage offset compensator is configured to generate a second threshold value. It is determined whether to exceed, and if the voltage average value exceeds the second threshold value, characterized in that for controlling the voltage alarm signal output unit to output the alarm signal.
  • another apparatus of the present invention for achieving the above object is a current sensing unit for sensing by sensing the input AC current for a predetermined time unit for controlling the inverter;
  • a current adding unit configured to calculate a current sum value of the input AC current sensed by the predetermined time unit;
  • a current period detector for determining whether a period of the input AC current is equal to or greater than a predetermined period;
  • a current average value calculating unit calculating a current average value per one cycle of the sum of the currents if the period of the input AC current is equal to or greater than the predetermined period;
  • a current offset compensator configured to determine whether the calculated current average value exceeds a third threshold value, and to compensate for an offset component corresponding to the current average value if the current average value exceeds the third threshold value.
  • the offset compensation device for controlling the inverter further includes a current magnitude comparison unit for determining whether the magnitude of the input AC current is greater than or equal to a predetermined current value, and if the magnitude of the input AC current is greater than or equal to the predetermined current value, The current summing unit calculates the sum of the currents of the input AC current, and if the magnitude of the input AC current is less than the predetermined current value, the current sensing unit detects the input AC current.
  • the current period detecting unit counts any one of a number of times the magnitude of the input AC current changes from a negative value to a positive value and a number of times the magnitude of the input AC current changes from a positive value to a negative value.
  • the cycle of the input AC current is determined.
  • the offset compensation device for controlling the inverter further includes a current alarm signal output unit for outputting an alarm signal indicating that there is an abnormality in the input AC current, wherein the current offset compensator is configured to generate a fourth threshold value. It is determined whether or not exceeding, and if the current average value exceeds the fourth threshold value, the current alarm signal output unit is controlled to output the alarm signal.
  • the present invention as described above has the effect of preventing distortion of the AC current waveform output from the inverter by compensating for the offset of the signal input from the inverter controller to the inverter.
  • FIG. 1 is an exemplary view of a general fuel cell power generation system
  • FIG. 2 is a configuration diagram of an embodiment of an inverter control system to which the present invention is applied;
  • FIG. 3 is a configuration diagram of an embodiment of a current ripple compensation device of an inverter according to the present invention.
  • FIG. 5 is a detailed configuration diagram of an embodiment of the ripple extraction unit according to the present invention.
  • FIG. 6 is a detailed configuration diagram of an embodiment of a compensation value generator according to the present invention.
  • FIG. 7 is an exemplary explanatory diagram of a ripple compensation process of the ripple compensation unit according to the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating another embodiment of the ripple compensation process of the ripple compensation unit according to the present invention.
  • FIG. 9 is an exemplary view illustrating a performance analysis result of a current ripple compensation device of an inverter according to the present invention.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating an embodiment of a current ripple compensation method of an inverter according to the present invention
  • FIG. 11 is a configuration diagram of an embodiment of an inverter control system to which the present invention is applied;
  • FIG. 12 is a configuration diagram of an embodiment of a voltage ripple compensation device of an inverter according to the present invention.
  • FIG. 13 is a detailed configuration diagram of an embodiment of the ripple extraction unit according to the present invention.
  • FIG. 14 is a detailed configuration diagram of an embodiment of a delay compensation unit according to the present invention.
  • FIG. 15 is a detailed configuration diagram of an embodiment of a voltage ripple compensation device of an inverter according to the present invention.
  • 16 is a flowchart illustrating an embodiment of a voltage ripple compensation method of an inverter according to the present invention
  • 17 is an exemplary view illustrating a voltage ripple compensation process of an inverter according to the present invention.
  • FIG. 18 is a detailed configuration diagram of another embodiment of the voltage ripple compensation device of the inverter according to the present invention.
  • 19 is a flowchart illustrating an embodiment of a signal offset compensation method for controlling an inverter according to the present invention
  • 21 is a flowchart illustrating still another embodiment of a signal offset compensation method for controlling an inverter according to the present invention.
  • 22 is a block diagram showing an embodiment of a signal offset compensation device for inverter control according to the present invention.
  • FIG. 23 is a block diagram illustrating still another embodiment of a signal offset compensation device for controlling an inverter according to the present invention.
  • reference voltage input unit 232 ripple extraction unit
  • delay compensation unit 234 ripple compensation unit
  • coordinate system conversion unit 300 voltage detection unit
  • the DC current input from the inverter controller and the AC current output from the inverter are sensed, and the ripple component included in the DC current is removed based on the sensed current, thereby preventing distortion of the AC current waveform output from the inverter. There is a way to prevent it.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of an inverter control system to which the present invention is applied.
  • the inverter control system to which the present invention is applied includes an inverter controller 10, an inverter 20, and a ripple compensation device 30.
  • the inverter controller 10 inputs a voltage / current / power for controlling the inverter 20 to the inverter 20.
  • the frequency component for example, 60 Hz corresponding to the output frequency
  • the waveform of the AC current output from the inverter 20 is distorted.
  • the ripple compensation device 30 senses the DC current input from the inverter controller 10 to the inverter 20 and the AC current output from the inverter 20, respectively, Based on the DC current and the alternating current, a compensation value for compensating the ripple component included in the DC current input to the inverter 20 is generated, and then the ripple component of the DC current is removed using the same.
  • the ripple compensation device 30 converts the sensed AC current into a synchronous coordinate system through different processes according to the type of the inverter 20. That is, when the inverter 20 is a three-phase inverter, the sensed alternating current (U-phase current, V-phase current, W-phase current) is converted to two phases of the stationary coordinate system, and then converted back to the synchronous coordinate system. When the inverter 20 is a single-phase inverter, the sensed alternating current and the alternating current obtained by shifting the sensed alternating current by 90 degrees are converted into a synchronous coordinate system.
  • the conversion process to the stationary coordinate system and the conversion process to the synchronous coordinate system are well known techniques, and detailed description thereof will be omitted.
  • the ripple compensation device 30 uses various filters such as a band stop filter (BSF), a band pass filter (BPF), an all pass filter (APF), and the like, from the sensed DC current and the AC current converted into the synchronous coordinate system. Extract the ripple component corresponding to the output frequency.
  • BPF band stop filter
  • BPF band pass filter
  • APIF all pass filter
  • the ripple compensation device 30 generates a ripple compensation value (for example, a voltage) used to remove a frequency component included in the sensed DC current, so that the DC current of the synchronous coordinate system and the 2 of the synchronous coordinate system are generated.
  • the ripple compensation value is generated using an alternating current of the synchronous coordinate system for either phase output current.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of an embodiment of a current ripple compensation device of an inverter according to the present invention.
  • the current ripple compensation device 30 of the inverter according to the present invention includes a current sensing unit 31, a coordinate system conversion unit 32, a ripple extraction unit 33, and a compensation value generation unit 34. ), And a ripple compensator 35.
  • the current sensing unit 31 senses the DC current input from the inverter controller 10 to the inverter 20 and the AC current output from the inverter 20, respectively.
  • the coordinate system conversion unit 32 converts the AC current sensed by the current sensing unit 31 into a two-phase synchronous coordinate system.
  • the coordinate system converting unit 32 converts three-phase alternating current (output U-phase current, output V-phase current, output W-phase current) into a two-phase stationary coordinate system.
  • the two-phase synchronous coordinate system is converted.
  • the coordinate system converting unit 32 converts the single-phase AC current (output current) and the alternating current obtained by shifting the phase of the single-phase AC current by 90 degrees to a two-phase synchronous coordinate system. do.
  • the coordinate system converting unit 32 transmits the DC current sensed by the current sensing unit 31 to the ripple extracting unit 33 without converting the DC current into the synchronous coordinate system.
  • the ripple extractor 33 extracts the ripple based on the DC current sensed by the current sensing unit 31 and the AC current of the synchronous coordinate system converted by the coordinate system converter 32.
  • the compensation value generator 34 generates a compensation value based on the ripple extracted by the ripple extractor 33.
  • the ripple compensator 35 removes the ripple included in the DC current output from the inverter controller 10 by using the compensation value generated by the compensation value generator 34. That is, the ripple included in the DC current is removed by adding the compensation value to the voltage output from the inverter controller 10.
  • Figure 4 is a detailed configuration of an embodiment of the coordinate system conversion unit according to the present invention.
  • the coordinate system converting unit 32 includes a first converting three-phase AC current output from the three-phase inverter sensed by the current sensing unit 31 to a two-phase synchronous coordinate system.
  • Coordinate system converter 41 and a second coordinate system converter 42 for converting the single-phase AC current output from the single-phase inverter sensed by the current sensing unit 31 into a two-phase synchronous coordinate system.
  • the first coordinate system converter 41 converts three-phase alternating current (output U-phase current, output V-phase current, output W-phase current) sensed by the current sensing unit 31 into a two-phase stationary coordinate system. After the conversion, it is converted back into the two-phase synchronous coordinate system.
  • the alternating current of the synchronous coordinate system thus converted is represented by i oD and I oQ .
  • the second coordinate system transducer 42 shifts the phase of the single-phase alternating current (output current) sensed by the current sensing unit 31 by 90 degrees, and the single-phase alternating current is a two-phase synchronous coordinate system. Convert to The alternating current of the synchronous coordinate system thus converted is also represented by i oD and I oQ .
  • FIG. 5 is a detailed configuration diagram of an embodiment of the ripple extraction unit according to the present invention.
  • the ripple extractor 33 includes a first ripple extractor 51, a second ripple extractor 52, and a third ripple extractor 53.
  • the first ripple extractor 51 extracts a first ripple from the DC current I DC sensed by the sensing detector 31 and shifts the extracted first ripple and the extracted first ripple by 90 degrees. (Phase shift) Converts ripple to synchronous coordinate system.
  • the q-axis ripple of the synchronous coordinate system is I DC_signal_q and the d-axis ripple is I DC_signal_d .
  • This first ripple extractor 51 includes a BSF 511, a BPF 512, an APF 513, and a synchronous coordinate system converter 514.
  • the BSF 511 removes twice the component of the output frequency (usually 60 Hz) from the DC current sensed by the sensing detector 31.
  • the BPF 512 extracts a first ripple corresponding to the output frequency from the DC current passing through the BSF 511.
  • the APF 513 shifts the first ripple extracted from the BPF 512 by 90 degrees.
  • the synchronous coordinate system converter 514 converts the first ripple extracted from the BPF 512 and the ripple shifted by 90 degrees from the APF 513 into the synchronous coordinate system.
  • the second ripple extractor 52 extracts a second ripple from the alternating current i oD of the synchronous coordinate system converted by the coordinate system converting unit 32, and extracts the extracted second ripple and the extracted second ripple.
  • the ripple shifted by 90 degrees is converted again to the synchronous coordinate system.
  • the q-axis ripple of the synchronous coordinate system is i oD_signal_q
  • the d-axis ripple is i oD_signal_d .
  • This second ripple extractor 52 includes a BSF 521, a BPF 522, an APF 523, and a sync coordinate system converter 524.
  • the BSF 521 removes twice the component of the output frequency (usually 60 Hz) from the alternating current i oD of the synchronous coordinate system converted by the coordinate system conversion unit 32.
  • the BPF 522 extracts a second ripple corresponding to the output frequency from the alternating current passing through the BSF 521.
  • APF 523 shifts the second ripple extracted from BPF 522 by 90 degrees.
  • the synchronous coordinate system converter 524 converts the second ripple extracted from the BPF 522 and the ripple shifted by 90 degrees from the APF 523 to the synchronous coordinate system again.
  • the third ripple extractor 53 extracts a third ripple from the alternating current I oQ of the synchronous coordinate system converted by the coordinate system converting unit 32, and extracts the extracted third ripple and the extracted third ripple.
  • the ripple shifted by 90 degrees is converted again to the synchronous coordinate system.
  • the q-axis ripple of the synchronous coordinate system is i oQ_signal_q
  • the d-axis ripple is i oQ_signal_d .
  • This third ripple extractor 53 includes a BSF 531, a BPF 532, an APF 533, and a synchronous coordinate system converter 534.
  • the BSF 531 removes twice the component of the output frequency (usually 60 Hz) from the alternating current I oQ of the synchronous coordinate system converted by the coordinate system conversion unit 32.
  • the BPF 532 extracts a third ripple corresponding to the output frequency from the alternating current passing through the BSF 531.
  • the APF 533 shifts the third ripple extracted from the BPF 532 by 90 degrees.
  • the synchronous coordinate system converter 534 converts the third ripple extracted from the BPF 532 and the ripple shifted by 90 degrees from the APF 523 to the synchronous coordinate system again.
  • FIG. 6 is a detailed block diagram of an embodiment of a compensation value generator according to the present invention.
  • the compensation value generator 34 includes a first generator 61 for generating a single axis voltage value of a stationary coordinate system and a second generator for generating a second axis voltage value of a stationary coordinate system ( 62).
  • the first generator 61 includes the uniaxial ripple I DC_signal_d of the synchronous coordinate system with respect to the DC current extracted by the first ripple extractor 51 and the alternating current extracted by the third ripple extractor 53.
  • uniaxial of the synchronous coordinate system for the (I oQ) generates a ripple voltage of the uniaxially in still coordinate system, based on (i oQ_signal_d).
  • the second generator 62 includes the other axis ripple I DC_signal_q of the synchronous coordinate system with respect to the DC current extracted by the first ripple extractor 51, and the alternating current I oQ extracted by the third ripple extractor 53. Based on the other axis ripple (i oQ_signal_q ) of the synchronous coordinate system with respect to the other axis voltage is generated in the stationary coordinate system.
  • the first generator 61 includes a first subtractor 611, a first PID (Proportional, Intrinsic, Derivative) controller 612, a limit controller 613, a second subtractor 614, and A second PID controller 615 is included.
  • the first subtractor 611 subtracts the uniaxial ripple I DC_signal_d of the synchronous coordinate system with respect to the DC current from the uniaxial command I * DC_signal_d of the synchronous coordinate system with respect to the magnitude of the DC ripple current.
  • the first PID controller 612 controls the output of the first subtractor 611 in proportional integral derivative.
  • the limit controller 613 limits the output of the first PID controller 612 below the threshold.
  • the second subtractor 614 subtracts the uniaxial ripple i oQ_signal_d of the synchronous coordinate system with respect to the alternating current I oQ from the output of the limit controller 613.
  • the second PID controller 615 controls the output of the second subtractor 614 in proportional integral derivative to output the uniaxial voltage in the stationary coordinate system.
  • the second generator 62 includes a first subtractor 621, a first PID controller 622, a limit controller 623, a second subtractor 624, and a second PID controller 625. do.
  • the first subtractor 621 subtracts the other axis ripple I DC_signal_q of the synchronous coordinate system for the DC current from the other axis command I * DC_signal_q of the synchronous coordinate system for the DC ripple current.
  • the first PID controller 622 controls the output of the first subtractor 621 in proportional integral derivative.
  • Limit controller 623 limits the output of first PID controller 622 to below a threshold.
  • the second subtractor 624 subtracts the other axis ripple i oQ_signal_q of the synchronous coordinate system with respect to the alternating current I oQ from the output of the limit controller 623.
  • the second PID controller 625 controls the output of the second subtractor 624 in proportional integral derivative to output the other axis voltage in the still coordinate system.
  • the uniaxial synchronous coordinate system for the direct current ripple current command (I * DC_signal_d) and tachuk command (I * DC_signal_q) is a ripple level of DC current, typically 0 (Zero) is preferred.
  • a compensation value may be generated based on one axis ripple i oD_signal_d and the other axis ripple i oD_signal_q of the synchronous coordinate system with respect to the AC current i oD extracted by the second ripple extractor 52. have.
  • the first generator 61 uniaxial ripple I DC_signal_d of the synchronous coordinate system with respect to the DC current extracted by the first ripple extractor 51 and the alternating current i oD extracted by the second ripple extractor 52. Generate a uniaxial voltage in the stationary coordinate system based on the uniaxial ripple (i oD_signal_d ) of the synchronous coordinate system for.
  • the second generator 62 includes the other axis ripple I DC_signal_q of the synchronous coordinate system with respect to the DC current extracted by the first ripple extractor 51, and the AC current i oD extracted by the second ripple extractor 52. Based on the other axis ripple (i oD_signal_q ) of the synchronous coordinate system, the other axis voltage is generated in the stationary coordinate system.
  • the ripple compensator 35 performs compensation in the stationary coordinate system as shown in FIG. 7. That is, the ripple compensator 35 converts the voltage v * dq of the synchronous coordinate system for inverter control, which is output from the inverter controller 10, into the voltage v * ⁇ of the stationary coordinate system, and then compensates the generation unit. Compensation is performed by summing up the voltage of the static coordinate system generated by (34). That is, a voltage v * ⁇ _comp for outputting PWM (Pulse Width Modulation) is output.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the ripple compensator 35 may perform compensation in the synchronous coordinate system as shown in FIG. 8. That is, the ripple compensator 35 converts the voltage v * c_comp of the static coordinate system generated by the compensation value generator 34 into a voltage of the synchronous coordinate system, and then outputs the voltage of the synchronous coordinate system output from the inverter controller 10. Compensation may also be performed by summing (v * dq ). At this time, after the compensation is made in the synchronous coordinate system, it is preferable to convert the output to the still coordinate system again. That is, a voltage v * ⁇ _comp for outputting PWM (Pulse Width Modulation) is output.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • FIG 9 is an exemplary view showing a performance analysis result of the current ripple compensation device of the inverter according to the present invention.
  • FIG. 10 is a flowchart illustrating an embodiment of a current ripple compensation method of an inverter according to the present invention.
  • the current sensing unit 31 senses a direct current input to the inverter and an alternating current output from the inverter, respectively (101).
  • the coordinate system converting unit 32 converts the AC current sensed by the current sensing unit 31 into a synchronous coordinate system (102).
  • the ripple extractor 33 extracts the ripple using the direct current sensed by the current sensing unit 31 and the alternating current of the synchronous coordinate system converted by the coordinate system converter 32 (103).
  • the compensation value generator 34 generates a compensation value based on the ripple extracted by the ripple extractor 33 (104).
  • the ripple compensator 35 removes the ripple included in the DC current by using the compensation value generated by the compensation value generator 34 (105).
  • FIG. 11 is a configuration diagram of an inverter control system to which the present invention is applied.
  • the inverter control system to which the present invention is applied includes an inverter controller 210, a ripple compensation device 220, and an inverter 230.
  • the inverter controller 210 outputs a reference voltage for controlling the inverter 230.
  • the reference voltage for controlling the inverter 230 includes a frequency component (for example, 60 Hz corresponding to the output frequency), thereby distorting the AC current output from the inverter 230 and the DC current waveform input.
  • the ripple compensation device 220 removes the ripple component included in the reference voltage input from the inverter controller 210 to the inverter 230.
  • the ripple compensation device 220 sequentially passes a reference voltage input from the inverter controller 210 to the inverter 230 through a band stop filter (BSF) and a band pass filter (BPF) to extract a ripple (V offset ). After subtracting the extracted ripple from the reference voltage, it is converted into a stationary coordinate system and outputted. At this time, the BSF removes twice the component of the output frequency (typically 60 Hz) from the reference voltage, and the BPF extracts the ripple corresponding to the output frequency from the reference voltage passing through the BSF.
  • BSF band stop filter
  • BPF band pass filter
  • FIG. 12 is a configuration diagram of an embodiment of a voltage ripple compensation device of an inverter according to the present invention.
  • the voltage ripple compensation device of the inverter includes a reference voltage input unit 231, a ripple extractor 232, a delay compensation unit 233, a ripple compensation unit 234, and a coordinate system.
  • the conversion unit 235 is included.
  • the reference voltage input unit 231 is first output from the inverter controller 210 receives a reference voltage for controlling the inverter 230.
  • the ripple extractor 232 extracts the ripple corresponding to the output frequency after removing the component twice the output frequency from the reference voltage input by the reference voltage input unit 231.
  • the delay compensator 233 is a module for matching phase synchronization during ripple compensation and compensates for the time delay generated by the ripple extractor 232.
  • the ripple compensator 234 compensates for the ripple of the reference voltage output from the inverter controller 210 based on the ripple of which the time delay is compensated by the delay compensator 233.
  • the coordinate system converter 235 converts the reference voltage whose ripple is compensated by the ripple compensator 234 into the stationary coordinate system.
  • FIG. 13 is a detailed configuration of an embodiment of the ripple extraction unit according to the present invention.
  • the ripple extracting unit 232 includes a BSF 2321 and a BPF 2232.
  • the BSF 2321 removes a double component (120 Hz) of the output frequency (usually 60 Hz) from the reference voltage (v * dq ) output from the inverter controller 210.
  • the BPF 2232 extracts a ripple (v offset ) corresponding to the output frequency from the reference voltage from which the component twice the output frequency is removed by the BSF 2321.
  • FIG. 14 is a detailed block diagram of an embodiment of a delay compensation unit according to the present invention.
  • the delay compensator 33 includes a delay compensator 2331 and a multiplier 2332.
  • the delay compensator 2331 compensates for the time delay caused by the ripple extractor 232. That is, the phase synchronization for ripple compensation is adjusted.
  • the multiplier 2332 outputs the final ripple (v * comp ) by multiplying the ripple compensated by the delay compensator 2331 by the compensation value (constant).
  • 15 is a detailed configuration diagram of an embodiment of a voltage ripple compensation device of an inverter according to the present invention.
  • the reference voltage v * dq output from the inverter controller 210 is input to the ripple compensator 234 and the ripple extractor 232, and extracted by the ripple extractor 232.
  • the ripple (v offset) is input to the ripple compensation section 234 through a delay compensator (233), (v * comp) is used to compensate for the reference voltage. That is, the ripple compensator 234 compensates for the ripple of the reference voltage by subtracting the final ripple multiplied by the multiplier 2332 from the reference voltage input to the inverter.
  • the ripple-compensated reference voltage v * dq_comp is converted into a stationary coordinate system by the coordinate converter 235 and input to the inverter 230 (v * ⁇ _comp ).
  • the reference voltage (v * dq ), the ripple (v offset ), and the reference voltage (v * dq_comp ) with ripple compensation are as shown in FIG. 17.
  • 16 is a flowchart illustrating an embodiment of a voltage ripple compensation method of an inverter according to the present invention.
  • the reference voltage input unit 231 receives a reference voltage for controlling the inverter (1601).
  • the ripple extractor 232 extracts the ripple from the reference voltage input by the reference voltage input unit 231 (1602).
  • the delay compensator 233 compensates for the time delay caused by the ripple extractor 232 (1603). That is, the time delay of the extracted ripple is compensated for.
  • the ripple compensator 234 compensates for the ripple of the reference voltage input to the inverter based on the ripple of which the time delay is compensated by the delay compensator 233 (1604).
  • the coordinate system converting unit 235 converts the reference voltage whose ripple is compensated by the ripple compensator 34 into the stationary coordinate system (1605).
  • 19 is a flowchart illustrating an embodiment of a signal offset compensation method for controlling an inverter according to the present invention.
  • An input AC voltage for controlling the inverter is detected by sampling at a predetermined time unit (step 1900).
  • FIG. 20 is an example of a waveform diagram of an input AC voltage applied to an inverter. As shown in FIG. 20, it is assumed that the input AC voltage is sampled in units of a predetermined time ⁇ t. When one cycle is divided by a unit of time ⁇ t, n samplings S 1 to S n are obtained, and each input AC voltage is detected for the results of the n samplings S 1 to S n . For example, if one cycle corresponds to 16.666 [msec] and samples every 125 [usec], approximately 133 samplings can be obtained and the input AC voltages for each of these samplings are sensed respectively. As the number of sampling increases, the detection signal value of the input AC voltage becomes more precise.
  • a voltage sum value of the input AC voltage detected in units of a predetermined time is calculated (operation 1902). For example, as shown in FIG. 2, the respective voltage values of the sensed n sampling (S 1 to S n ) voltages are summed. When calculating the sum of voltages for each period, the sum of the input AC voltages should be "0" if ideal. In practice, however, an offset component is added to the input alternating voltage, and this offset component causes the voltage summed value to have a positive value (+) or a negative value ( ⁇ ) rather than “0”.
  • the predetermined period is a period value that is a reference for compensating the offset component
  • the predetermined period may be arbitrarily determined, as shown in FIG. 2, may be one period or six periods. As the number of periods increases, more sampling values of the input voltage can be obtained, allowing precise offset compensation. For example, as shown in FIG. 20, if a certain period is one period, it is determined whether the offset is compensated using only input voltage values sampled within one period. However, if the sampling voltage value is used for six periods, Since the number of input voltages to be sampled increases, the accuracy of offset compensation is increased.
  • the period of the input AC voltage is determined by counting the number of times the magnitude of the input AC voltage changes from a negative value ( ⁇ ) to a positive value (+). That is, as shown in FIG. 20, if the number of times the detected voltage value is changed from the negative value ( ⁇ ) to the positive value (+) is counted, the period of the input AC voltage may be calculated. It is determined whether the period of the input AC voltage thus calculated is equal to or greater than a predetermined period previously set.
  • the predetermined predetermined period is 6 cycles
  • the number of times the voltage value of the input AC voltage is changed from a negative value (-) to a positive value (+) is counted, and the counted count is 6 or more times. Determine whether or not.
  • the period of the input AC voltage is determined by counting the number of times the magnitude of the input AC voltage changes from a positive value (+) to a negative value (-) You may.
  • step 1900 If the period of the input AC voltage is less than a predetermined period, the process proceeds to step 1900 to repeat the process of detecting the input AC voltage and calculating the sum of the detected input AC voltages.
  • an average voltage value per cycle of the sum of the voltages is calculated (operation 1906). For example, if the predetermined period is set to 6 cycles and the cycle of the input AC voltage is determined to be 6 or more cycles, the sum of the sampled sensed voltages of the input AC voltages for 6 cycles is divided by 6 to average the voltage per cycle. To calculate.
  • the sum of the input AC voltages should be "0", but in practice, due to the offset component of the input AC voltage, the sum of the voltages is not a positive value (+) or It has a negative value (-), and thus the voltage average value also has a positive value (+) or a negative value (-) corresponding to an offset component other than "0".
  • the first threshold is a preset value and corresponds to a voltage reference value for determining whether to compensate for an offset component. If the calculated voltage average value does not exceed the first threshold value, it is determined that no separate offset compensation is necessary. Thus, as shown in FIG. 19, if the calculated voltage average value does not exceed the first threshold value, the above-described process is terminated.
  • step 1908 if the voltage average value exceeds the first threshold value, it is determined whether the voltage average value exceeds the second threshold value (step 1910).
  • the second threshold value is a preset value and corresponds to a voltage reference value for determining whether to output an alarm signal indicating that there is an abnormality in the input AC voltage separately from the offset compensation.
  • the second threshold is set to a value that is at least greater than or equal to the first reference value. If the voltage average value does not exceed the second threshold value, it is determined that a separate alarm signal need not be output, and the process proceeds to step 1912 to be described later to perform a procedure for compensating the offset component.
  • an offset component corresponding to the calculated voltage average value is compensated (operation 1912). If the voltage average value falls between the first threshold value and the second threshold value, the input AC voltage is compensated so that the offset component corresponding to the voltage average value is attenuated. That is, if the voltage average value is a positive value (+), it is applied by subtracting the absolute value of the voltage average value from the magnitude of the next input AC voltage. In addition, if the voltage average value is a negative value (-), the absolute value of the voltage average value is added to the magnitude of the next input AC voltage to be applied.
  • an alarm signal indicating that there is an error in the input AC voltage is output (operation 1914). If the average voltage exceeds the second threshold value, it means that the input AC voltage is out of the range of the proper input power for controlling the inverter. In this case, the administrator is informed that there is a problem with the input AC voltage input to the inverter.
  • Output alarm signal as a procedure.
  • the alarm signal may be output in the form of a warning sound, or a warning message may be displayed or transmitted.
  • 21 is a flowchart illustrating still another embodiment of a method for compensating for offset of a signal for controlling an inverter according to the present invention.
  • Input AC current for controlling the inverter is sampled and sensed at predetermined intervals (step 2100).
  • FIG. 2 illustrates a waveform diagram of an input AC voltage applied to an inverter, assuming that this is a waveform diagram of an input AC current, n input currents are sampled by a predetermined time ( ⁇ t) for the input AC current. For each input AC voltage sense.
  • the constant current value corresponds to a reference value for use as a detection signal for offset compensation only for an input AC current of a predetermined value or more with respect to the input AC current applied for the first time. If the magnitude of the input AC current is less than a predetermined current value, the step of detecting the input AC current is repeated.
  • step 2102 if the magnitude of the input AC current is greater than or equal to a predetermined current value, the current sum value of the input AC current sensed in units of a predetermined time is calculated (step 2104).
  • a predetermined current value For example, assuming that the waveform diagram of the input alternating voltage of FIG. 20 is the waveform diagram of the input alternating current, each current value of the sensed n sampling (S 1 to S n ) currents is summed. As with the voltage summation, in the ideal case the summation of the input AC currents should be "0". However, in practice, an offset component is added to the input alternating current, and this offset component causes the current sum value to have a positive value (+) or a negative value ( ⁇ ) rather than “0”.
  • step 2104 it is determined whether the period of the input AC current is equal to or greater than a predetermined period (step 2106).
  • the constant period is a period value that is a reference for compensating the offset component. As the number of constant periods increases, more sampling values of the input current can be obtained, enabling precise offset compensation.
  • the period of the input AC current is determined by counting the number of times the magnitude of the input AC current changes from a negative value ( ⁇ ) to a positive value (+). Referring to FIG. 20, if the number of times the detected current value changes from a negative value ( ⁇ ) to a positive value (+) is counted, the period of the input AC current may be calculated. It is determined whether the cycle of the input AC current calculated in this way is equal to or greater than a predetermined period previously set.
  • the cycle of the input AC current is determined by counting the number of times the magnitude of the input AC current changes from a positive value (+) to a negative value (-) You may.
  • step 2100 the process proceeds to step 2100 to repeat the process of detecting the input AC current and calculating the sum of the detected input AC currents.
  • step 2106 if the period of the input AC current is equal to or greater than a predetermined period, the current average value per cycle of the sum of the currents is calculated (step 2108). For example, if the predetermined period is set to 6 cycles and the cycle of the input AC current is determined to be 6 or more cycles, the sum of the sampled sensing currents of the input AC currents for 6 cycles is divided by 6 to average the current per cycle. To calculate.
  • the sum of the input AC current should be "0", but in practice, due to the offset component of the input AC current, the sum of the currents is a positive value (+) or It will have a negative value (-), so the current average value will also have a positive value (+) or a negative value (-) corresponding to an offset component other than "0".
  • the third threshold value is a preset value and corresponds to a current reference value for determining whether to compensate for the offset component. If the calculated current average value does not exceed the third threshold value, it is determined that no separate offset compensation is necessary. Thus, as shown in FIG. 21, if the calculated current average value does not exceed the third threshold value, the above-described process is terminated.
  • the fourth threshold value is a preset value, and corresponds to a current reference value for determining whether to output an alarm signal indicating that there is an error in the input AC voltage separately from offset compensation.
  • the fourth threshold is set to a value that is at least greater than or equal to the third reference value. If the current average value does not exceed the fourth threshold value, it is determined that a separate alarm signal need not be output, and the process proceeds to step 2114 described later to perform a procedure for compensating the offset component.
  • an offset component corresponding to the calculated current average value is compensated (step 2114). If the current average value falls between the third and fourth threshold values, the input AC current is compensated to be attenuated by an offset component corresponding to the current average value. That is, if the current average value is a positive value (+), it is applied by subtracting the absolute value of the current average value from the magnitude of the next input AC current to be applied. If the current average value is negative, the absolute value of the current average value is added to the next input AC current.
  • an alarm signal indicating that there is an error in the input AC current is output (operation 2116). If the current average value exceeds the fourth threshold value, it means that the input AC current is out of the range of an appropriate input power source for controlling the inverter. In this case, the manager is notified that there is an abnormality of the input AC current input to the inverter. Output alarm signal as a procedure.
  • the alarm signal may be output in the form of a warning sound, or a warning message may be displayed or transmitted.
  • the calculator 330 includes a voltage offset compensator 340 and a voltage alarm signal output unit 350.
  • the voltage detecting unit 300 samples and detects an input AC voltage for controlling the inverter by a predetermined time unit. As shown in FIG. 20, the voltage sensing unit 300 samples the input AC voltages in units of a predetermined time ( ⁇ t), and inputs each of n sampling (S 1 to S n ) voltages obtained by sampling. Detect AC voltage.
  • the voltage summing unit 310 calculates a voltage sum value of the input AC voltage sensed by a predetermined time unit. As shown in FIG. 2, assuming that a voltage sum value is calculated for one cycle, the voltage adder 310 calculates each voltage value of n sampling (S 1 to S n ) voltages sampled within one cycle. Add up.
  • the voltage period detector 320 determines whether the period of the input AC voltage is equal to or greater than a predetermined period.
  • the constant period is a period value that is a reference for compensating the offset component.
  • the voltage period detector 320 previously stores information on a set value for a predetermined period. As the number of periods increases, more sampling values of the input voltage can be obtained, allowing precise offset compensation.
  • the voltage period detector 320 determines the period of the input AC voltage by counting the number of times the magnitude of the input AC voltage changes from a negative value to a positive value. . As shown in FIG. 20, the voltage period detector 320 counts the number of times the detected voltage value changes from a negative value ( ⁇ ) to a positive value (+), and the period of the counted input AC voltage is preliminarily counted. It is determined whether the set period or more.
  • the voltage period detector 320 counts the number of times the magnitude of the input AC voltage is changed from a positive value (+) to a negative value (-) The period of the input AC voltage can also be determined.
  • the voltage average value calculator 330 calculates a voltage average value per cycle of the sum of the voltages when the period of the input AC voltage is equal to or greater than a predetermined period. For example, if the predetermined period is set to six periods, the sum of the sampled sense voltages of the input AC voltages for the six periods is divided by six to calculate the average voltage value per one period.
  • the voltage offset compensator 340 determines whether the calculated voltage average value exceeds the first threshold value and the second threshold value, and corresponds to the voltage average value according to whether the voltage average value exceeds the first threshold value or the second threshold value. Compensate for the offset component, or output an alarm signal indicating that there is an error in the input AC voltage.
  • the first threshold is a preset value and corresponds to a voltage reference value for determining whether to compensate for an offset component. If the calculated voltage average value does not exceed the first threshold value, the voltage offset compensator 340 determines that there is no need to perform additional offset compensation.
  • the voltage offset compensator 340 determines whether the voltage average value exceeds the second threshold value.
  • the second threshold value is a preset value and corresponds to a voltage reference value for determining whether to output an alarm signal indicating that there is an abnormality in the input AC voltage.
  • the second threshold is set to a value that is at least greater than or equal to the first reference value. If the voltage average value does not exceed the second threshold value, the voltage offset compensator 340 compensates for the offset component corresponding to the calculated voltage average value. The voltage offset compensator 340 compensates for the input AC voltage so that the offset component corresponding to the voltage average value is attenuated.
  • the voltage offset compensator 340 controls the voltage alarm signal output unit 350 to output an alarm signal indicating that there is an error in the input AC voltage. If the voltage average value exceeds the second threshold value, it means that the input AC voltage is out of the range of the proper input power for controlling the inverter. In this case, the voltage offset compensator 340 is input to the manager to the inverter. Controls to output an alarm signal as a procedure to indicate that there is an AC voltage error.
  • the voltage alarm signal output unit 350 outputs an alarm signal indicating that there is an error in the input AC voltage.
  • the voltage alarm signal output unit 350 may output the alarm signal in the form of a warning sound, or may display a warning message or transmit it to a manager through a network.
  • FIG. 23 is a block diagram showing another embodiment of a signal offset compensation device for controlling an inverter according to the present invention, including a current sensing unit 400, a current magnitude comparing unit 410, a current summing unit 420, The current period detector 430, the current average value calculator 440, the current offset compensator 450, and the current alarm signal output unit 460 are configured.
  • the current sensing unit 400 detects an input AC current for controlling the inverter by sampling a predetermined time unit. Referring to FIG. 20, the current sensing unit 400 samples the input AC current by a predetermined time ( ⁇ t), and inputs each of the input AC voltages for the n sampling (S 1 to S n ) currents obtained by sampling. Detect.
  • the current magnitude comparison unit 410 determines whether the magnitude of the input AC current is greater than or equal to a predetermined current value. Since the magnitude of the first applied AC current is very small, it is not suitable as a sensing signal for offset compensation.
  • the constant current value corresponds to a reference value for use as a detection signal for offset compensation only for an input AC current of a predetermined magnitude or more with respect to the input AC current applied for the first time.
  • the current summing unit 420 calculates a current sum value of the input AC current sensed by a predetermined time unit. Assuming that a current sum value is calculated for one cycle with reference to FIG. 20, the current adder 420 sums each current value of the n sampling currents sampled in one cycle.
  • the current period detector 430 determines whether the period of the input AC current is equal to or greater than a predetermined period.
  • the constant period is a period value that is a reference for compensating the offset component.
  • the current period detector 430 stores information about a set value for a predetermined period in advance. As the number of constant periods increases, more sampling values of the input current can be obtained, enabling precise offset compensation.
  • the current period detector 430 determines the period of the input AC current by counting the number of times the magnitude of the input AC current changes from a negative value to a positive value. . Referring to FIG. 20, the current period detector 430 counts the number of times the detected current value is changed from a negative value ( ⁇ ) to a positive value (+), and the predetermined cycle of the input AC current is preset. Determine if the cycle is abnormal. On the other hand, to determine whether the period of the input AC current is more than a certain period, the current period detector 430 counts the number of times the magnitude of the input AC current is changed from a positive value (+) to a negative value (-) The period of the input AC current can also be determined.
  • the current average value calculator 440 calculates a current average value per cycle of the sum of the current values when the period of the input AC current is equal to or greater than a predetermined period. For example, if the predetermined period is set to six periods, the sum of the sampled sense currents of the input AC current for the six periods is divided by six to calculate the average current value per one period.
  • the current offset compensator 450 determines whether the calculated current average value exceeds the third threshold value and the fourth threshold value, and corresponds to the current average value according to whether the current average value exceeds the third threshold value or the fourth threshold value. It compensates for offset components, or outputs an alarm signal indicating that there is an error in the input AC current.
  • the third threshold value is a preset value and corresponds to a current reference value for determining whether to compensate for the offset component. If the calculated current average value does not exceed the third threshold value, the current offset compensator 450 determines that there is no need to perform additional offset compensation.
  • the current offset compensator 450 determines whether the current average value exceeds the fourth threshold value.
  • the fourth threshold is a value previously set and corresponds to a current reference value for determining whether to output an alarm signal indicating that there is an abnormality in the input AC current.
  • the fourth threshold is set to a value that is at least greater than or equal to the third reference value. If the current average value does not exceed the fourth threshold value, the current offset compensator 450 compensates for the offset component corresponding to the calculated current average value.
  • the current offset compensator 450 compensates the input AC current so that the offset component corresponding to the current average value is attenuated.
  • the current offset compensator 450 controls the current alarm signal output unit 460 to output an alarm signal indicating that there is an error in the input AC current. If the current average value exceeds the fourth threshold value, it means that the input AC current is out of the range of the proper input power for controlling the inverter. In this case, the current offset compensator 450 inputs to the manager to the inverter. Controls to output an alarm signal as a procedure to indicate that there is a problem with AC current.
  • the current alarm signal output unit 460 outputs an alarm signal indicating that there is an error in the input AC current.
  • the current alarm signal output unit 460 may output the alarm signal in the form of a warning sound, may display a warning message or transmit it to a manager via a network.
  • the above-described method invention of the present invention may be implemented by computer readable codes / instructions / programs.
  • it may be implemented in a general-purpose digital computer for operating the code / instructions / program using a computer-readable recording medium.
  • the computer-readable recording medium includes storage media such as magnetic storage media (eg, ROM, floppy disk, hard disk, magnetic tape, etc.), optical reading media (eg, CD-ROM, DVD, etc.) .

Landscapes

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Abstract

본 발명은 인버터의 리플 및 옵셋 보상 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 인버터 제어기로부터 인버터로 입력되는 신호의 옵셋을 보상하여 그 신호에 포함된 리플 성분을 제거하는 인버터의 옵셋 보상장치 및 그 방법에 관한 것이다. 본 발명에서 인버터를 제어하기 위한 신호에서 옵셋을 보상하는 방식은 인버터 제어기로부터 인버터로 입력되는 직류전류와 인버터에서 출력되는 교류전류를 센싱하고, 센싱된 전류를 기반으로 직류전류에 포함되어 있는 리플성분을 제거하는 방식, 인버터 제어기로부터 출력되어 인버터로 입력되는 기준전압에 포함되어 있는 리플성분을 제거하는 방식, 인버터 제어에 사용되는 교류 전압/교류 전류의 옵셋 성분을 보상하여, 인버터의 출력 주파수에 해당하는 리플 성분을 저감시키는 방식이 있다.

Description

인버터의 리플 및 옵셋 보상 장치 및 그 방법
본 발명은 인버터의 리플 및 옵셋 보상 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 인버터 제어기로부터 인버터로 입력되는 신호에 포함되어 있는 옵셋 성분을 보상하여 리플 성분을 제거하는 인버터의 리플 및 옵셋 보상장치 및 그 방법에 관한 것이다.
연료전지 발전 시스템(BOP : Balance Of Plant)은 연료에 포함되어 있는 수소와 공기 중 산소의 전기화학적 반응을 통해서 전기를 생산하는 시스템이다. 화력 발전에 비하여 30% 이상의 발전용 연료를 절감할 수 있으며, 공해 물질의 배출이 거의 없어 점차 수요가 증대되고 있다.
도 1 은 일반적인 연료전지 발전 시스템의 일예시도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 연료전지 발전 시스템(BOP)은 연료공급기(MBOP : Mechanical Balance Of Plant, 1A), 연료전지 스택(FC Stack : Fuel Cell Stack, 1B), 및 전력변환기(EBOP : Electrical Balance Of Power, 1C)로 구성된다.
연료공급기(1A)는 공기와 연료를 공급받아 공기로부터 산소를 추출하고 연료로부터는 수소를 추출하여 연료전지 스택(1B)으로 공급하고, 연료전지 스택(1B)은 수소와 산소의 전기화학적 반응을 통해서 직류 전류(DC)를 생성하며, 전력변환기(1C)는 직류 전류(DC)를 변환하여 최종적으로 이용가능한 교류 전류(AC)를 공급한다.
전력변환기(1B)는 연료전지 스택(1B)에서 생산된 직류전원을 한전과 같은 계통전원에 연결하는 전력변환 시스템으로서, 연료전지 발전 시스템의 성능을 판가름하는 매우 중요한 역할을 담당하고 있다. 전력변환기(1B)는 계통전원과 연계되어 운전하는 연계 운전 모드, 계통전원과 분리되어 독립적으로 부하로 전력을 공급하는 독립 운전 모드로 동작한다.
이러한 전력변환기(1B) 등과 같은 인버터를 제어하는데 사용되는 신호에 옵셋(offset)이 발생할 경우, 이는 출력 신호를 왜곡시켜 변압기 등의 온도를 상승시키는 원인으로 작용한다.
이에 인버터를 제어하는데 사용되는 신호에 옵셋을 보상하여, 리플 성분을 제거할 수 있는 방안이 요구된다.
상기한 문제를 해결하기 위하여 본 발명에서는 인버터로 입력되는 신호의 옵셋 성분을 제거할 수 있는 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
보다 구체적으로, 본 발명은 인버터 제어기로부터 인버터로 입력되는 직류 전류와 상기 인버터로부터 출력되는 교류 전류를 각각 센싱하고, 상기 센싱 전류를 기반으로 직류 전류에 포함되어 있는 리플 성분을 제거함으로써, 인버터에서 출력되는 교류 전류 파형의 왜곡을 방지하는 인버터의 전류 리플 보상 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 인버터 제어기로부터 출력되어 인버터로 입력되는 기준 전압에 포함되어 있는 리플 성분을 제거함으로써, 인버터에서 출력되는 교류 전류 및 입력되는 직류 전류 파형의 왜곡을 방지하는 인버터의 전압 리플 보상 장치 및 그 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
또한, 본 발명은 인버터 제어에 사용되는 교류 전압/교류 전류의 옵셋 성분을 보상하여, 인버터의 출력 주파수에 해당하는 리플 성분을 저감시킬 수 있도록 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법 및 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 인버터의 전류 리플 보상 장치에 있어서, 인버터로 입력되는 직류 전류와 상기 인버터로부터 출력되는 교류 전류를 각각 센싱하는 전류 센싱부; 상기 전류 센싱부가 센싱한 교류 전류를 동기 좌표계로 변환하는 좌표계 변환부; 상기 좌표계 변환부에 의해 변환된 동기 좌표계의 직류 전류 및 교류 전류를 이용하여 리플을 추출하는 리플 추출부; 상기 리플 추출부가 추출한 리플을 기반으로 보상값을 생성하는 보상값 생성부; 및 상기 보상값 생성부가 생성한 보상값을 이용하여 상기 직류 전류에 포함되어 있는 리플을 제거하는 리플 보상부을 포함한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 인버터의 전류 리플 보상 방법에 있어서, 전류 센싱부가 인버터로 입력되는 직류 전류와 상기 인버터로부터 출력되는 교류 전류를 각각 센싱하는 단계; 좌표계 변환부가 상기 센싱된 교류 전류를 동기 좌표계로 변환하는 단계; 리플 추출부가 상기 변환된 동기 좌표계의 직류 전류 및 교류 전류를 이용하여 리플을 추출하는 단계; 보상값 생성부가 상기 추출된 리플을 기반으로 보상값을 생성하는 단계; 및 리플 보상부가 상기 생성된 보상값을 이용하여 상기 직류 전류에 포함되어 있는 리플을 제거하는 단계를 포함한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는, 인버터의 전압 리플 보상 장치에 있어서, 인버터 제어를 위한 기준 전압을 입력받는 기준 전압 입력부; 상기 기준 전압 입력부가 입력받은 기준 전압에서 리플을 추출하는 리플 추출부; 상기 리플 추출부가 추출한 리플의 시간 지연을 보상하는 지연 보상부; 상기 지연 보상부에 의해 시간 지연이 보상된 리플을 기반으로 상기 인버터로 입력되는 기준 전압의 리플을 보상하는 리플 보상부; 및 상기 리플 보상부에 의해 리플이 보상된 기준 전압을 정지 좌표계로 변환하는 좌표계 변환부를 포함한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은, 인버터의 전압 리플 보상 방법에 있어서, 기준 전압 입력부가 인버터 제어를 위한 기준 전압을 입력받는 단계; 리플 추출부가 상기 입력받은 기준 전압에서 리플을 추출하는 단계; 지연 보상부가 상기 추출한 리플의 시간 지연을 보상하는 단계; 리플 보상부가 상기 시간 지연이 보상된 리플을 기반으로 상기 인버터로 입력되는 기준 전압의 리플을 보상하는 단계; 및 좌표계 변환부가 상기 리플이 보상된 기준 전압을 정지 좌표계로 변환하는 단계를 포함한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전압을 일정시간 단위로 샘플링하여 감지하는 단계; 상기 일정시간 단위로 감지한 상기 입력 교류전압의 전압 합산값을 산출하는 단계; 상기 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 단계; 상기 입력 교류전압의 주기가 상기 일정 주기 이상이라면, 상기 전압 합산값의 1주기 당 전압 평균값을 산출하는 단계; 상기 산출된 전압 평균값이 제1 임계값을 초과하는가를 판단하는 단계; 및 상기 전압 평균값이 상기 제1 임계값을 초과한다면, 상기 전압 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하는 단계를 포함한다.
상기 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 단계는, 상기 입력 교류전압의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수 및 상기 입력 교류전압의 크기가 양의 값에서 음의 값으로 변화되는 횟수를 중 어느 하나를 카운팅하여 판단하는 것을 특징으로 한다.
상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법은, 상기 전압 평균값이 제2 임계값을 초과하는가를 판단하는 단계; 및 상기 전압 평균값이 상기 제2 임계값을 초과한다면, 상기 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 방법은 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전류를 일정시간 단위로 샘플링하여 감지하는 단계; 상기 일정시간 단위로 감지한 상기 입력 교류전류의 전류 합산값을 산출하는 단계; 상기 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 단계; 상기 입력 교류전류의 주기가 상기 일정 주기 이상이라면, 상기 전류 합산값의 1주기 당 전류 평균값을 산출하는 단계; 산출된 상기 전류 평균값이 제3 임계값을 초과하는가를 판단하는 단계; 및 상기 전류 평균값이 상기 제3 임계값을 초과한다면, 상기 전류 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하는 단계를 포함한다.
상기 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 단계는, 상기 입력 교류전류의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수 및 상기 입력 교류전류의 크기가 양의 값에서 음의 값으로 변화되는 횟수를 중 어느 하나를 카운팅하여 판단하는 것을 특징으로 한다.
상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법은, 상기 입력 교류전류를 감지한 후에, 상기 입력 교류전류의 크기가 일정 전류값 이상인가를 판단하는 단계를 더 포함하고, 상기 입력 교류전류의 크기가 상기 일정 전류값 이상이라면, 상기 입력 교류전류의 상기 전류 합산값을 산출하는 단계로 진행하고, 상기 입력 교류전류의 크기가 상기 일정 전류값 미만이라면, 상기 입력 교류전류를 감지하는 단계로 진행하는 것을 특징으로 한다.
상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법은, 상기 전류 평균값이 제4 임계값을 초과하는가를 판단하는 단계; 및 상기 전류 평균값이 상기 제4 임계값을 초과한다면, 상기 입력 교류전류에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전압을 일정시간 단위로 샘플링하여 감지하는 전압 감지부; 상기 일정시간 단위로 감지한 상기 입력 교류전압의 전압 합산값을 산출하는 전압 합산부; 상기 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 전압 주기 검출부; 및 상기 입력 교류전압의 주기가 상기 일정 주기 이상이라면, 상기 전압 합산값의 1주기 당 전압 평균값을 산출하는 전압 평균값 산출부; 산출된 상기 전압 평균값이 제1 임계값을 초과하는가를 판단하고, 상기 전압 평균값이 상기 제1 임계값을 초과한다면, 상기 전압 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하는 전압 옵셋 보상부를 포함한다.
상기 전압 주기 검출부는 상기 입력 교류전압의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수 및 상기 입력 교류전압의 크기가 양의 값에서 음의 값으로 변화되는 횟수를 중 어느 하나를 카운팅하여 상기 입력 교류전압의 주기를 판단하는 것을 특징으로 한다.
상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치는, 상기 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하는 전압 알람신호 출력부를 더 포함하고, 상기 전압 옵셋 보상부는 상기 전압 평균값이 제2 임계값을 초과하는가를 판단하고, 상기 전압 평균값이 상기 제2 임계값을 초과한다면 상기 알람신호를 출력하도록 상기 전압 알람신호 출력부를 제어하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 또 다른 장치는 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전류를 일정시간 단위로 샘플링하여 감지하는 전류 감지부; 상기 일정시간 단위로 감지한 상기 입력 교류전류의 전류 합산값을 산출하는 전류 합산부; 상기 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 전류 주기 검출부; 상기 입력 교류전류의 주기가 상기 일정 주기 이상이라면, 상기 전류 합산값의 1주기 당 전류 평균값을 산출하는 전류 평균값 산출부; 산출된 상기 전류 평균값이 제3 임계값을 초과하는가를 판단하고, 상기 전류 평균값이 상기 제3 임계값을 초과한다면, 상기 전류 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하는 전류 옵셋 보상부를 포함한다.
상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치는, 상기 입력 교류전류의 크기가 일정 전류값 이상인가를 판단하는 전류 크기 비교부를 더 포함하고, 상기 입력 교류전류의 크기가 상기 일정 전류값 이상이라면, 상기 전류 합산부가 상기 입력 교류전류의 상기 전류 합산값을 산출하고, 상기 입력 교류전류의 크기가 상기 일정 전류값 미만이라면, 상기 전류 감지부가 상기 입력 교류전류를 감지하는 것을 특징으로 한다.
상기 전류 주기 검출부는 상기 입력 교류전류의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수 및 상기 입력 교류전류의 크기가 양의 값에서 음의 값으로 변화되는 횟수를 중 어느 하나를 카운팅하여 상기 입력 교류전류의 주기를 판단하는 것을 특징으로 한다.
상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치는, 상기 입력 교류전류에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하는 전류 알람신호 출력부를 더 포함하고, 상기 전류 옵셋 보상부는 상기 전류 평균값이 제4 임계값을 초과하는가를 판단하고, 상기 전류 평균값이 상기 제4 임계값을 초과한다면 상기 알람신호를 출력하도록 상기 전류 알람신호 출력부를 제어하는 것을 특징으로 한다.
상기와 같은 본 발명은, 인버터 제어기로부터 인버터로 입력되는 신호의 옵셋을 보상함으로써 인버터에서 출력되는 교류 전류 파형의 왜곡을 방지할 수 있는 효과가 있다.
도 1 은 일반적인 연료전지 발전 시스템의 일예시도,
도 2 는 본 발명이 적용되는 인버터 제어 시스템의 일실시예 구성도,
도 3 은 본 발명에 따른 인버터의 전류 리플 보상 장치에 대한 일실시예 구성도,
도 4 는 본 발명에 따른 좌표계 변환부의 일실시예 상세 구성도,
도 5 는 본 발명에 따른 리플 추출부의 일실시예 상세 구성도,
도 6 은 본 발명에 따른 보상값 생성부의 일실시예 상세 구성도,
도 7 은 본 발명에 따른 리플 보상부의 리플 보상 과정에 대한 일실시예 설명도,
도 8 은 본 발명에 따른 리플 보상부의 리플 보상 과정에 대한 다른 실실시예 설명도,
도 9 는 본 발명에 따른 인버터의 전류 리플 보상 장치의 성능 분석 결과를 나타내는 일예시도,
도 10 은 본 발명에 따른 인버터의 전류 리플 보상 방법에 대한 일실시예 흐름도,
도 11 은 본 발명이 적용되는 인버터 제어 시스템의 일실시예 구성도,
도 12 는 본 발명에 따른 인버터의 전압 리플 보상 장치에 대한 일실시예 구성도,
도 13 은 본 발명에 따른 리플 추출부의 일실시예 상세 구성도,
도 14 는 본 발명에 따른 지연 보상부의 일실시예 상세 구성도,
도 15 는 본 발명에 따른 인버터의 전압 리플 보상 장치에 대한 일실시예 상세 구성도,
도 16 은 본 발명에 따른 인버터의 전압 리플 보상 방법에 대한 일실시예 흐름도,
도 17 은 본 발명에 따른 인버터의 전압 리플 보상 과정에 대한 일예시도,
도 18 은 본 발명에 따른 인버터의 전압 리플 보상 장치에 대한 다른 실시예 상세 구성도,
도 19 는 본 발명에 따른 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법의 일 실시예를 도시한 흐름도,
도 20 은 인버터에 인가되는 입력 교류 전압의 파형도의 일 예,
도 21 은 본 발명에 따른 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법의 또 다른 실시예를 도시한 흐름도,
도 22 는 본 발명에 따른 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치의 일 실시예를 도시한 블록도, .
도 23 은 본 발명에 따른 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치의 또 다른 실시예를 도시한 블록도이다.
*주요부호의 설명
31 : 전류 센싱부 32 : 좌표계 변환부
33 : 리플 추출부 34 : 보상값 생성부
35 : 리플 보상부
231 : 기준 전압 입력부 232 : 리플 추출부
233 : 지연 보상부 234 : 리플 보상부
235 : 좌표계 변환부 300: 전압 감지부
310: 전압 합산부 320: 전압 주기 검출부
330: 전압 평균값 산출부 340: 전압 옵셋 보상부
350: 전압 알람신호 출력부 400: 전류 감지부
410: 전류 크기 비교부 420: 전류 합산부
430: 전류 주기 검출부 440: 전류 평균값 산출부
450: 전류 옵셋 보상부 460: 전류 알람신호 출력부
상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되어 있는 상세한 설명을 통하여 보다 명확해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다.
본 발명에서 옵셋을 보상하는 방식은 크게 3가지 방식이 이용된다.
먼저, 인버터 제어기로부터 인버터로 입력되는 직류전류와 인버터에서 출력되는 교류전류를 센싱하고, 센싱된 전류를 기반으로 직류전류에 포함되어 있는 리플성분을 제거함으로써, 인버터에서 출력되는 교류 전류 파형의 왜곡을 방지하는 방식이 있다.
두번째로, 인버터 제어기로부터 출력되어 인버터로 입력되는 기준전압에 포함되어 있는 리플성분을 제거함으로써 인버터에서 출력되는 교류 전류 및 입력되는 직류 전류 파형의 왜곡을 방지하는 방식이 있다.
세번째로, 인버터 제어에 사용되는 교류 전압/교류 전류의 옵셋 성분을 보상하여, 인버터의 출력 주파수에 해당하는 리플 성분을 저감시키는 방식이 있다.
이하에서 위의 3가지 방식에 대해 보다 구체적으로 알아본다.
1. 센싱된 전류를 이용하여 직류전류에 포함된 리플성분을 제거하는 방식
도 2 는 본 발명이 적용되는 인버터 제어 시스템의 일실시예 구성도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명이 적용되는 인버터 제어 시스템은, 인버터 제어기(10), 인버터(20) 및 리플 보상 장치(30)를 포함한다.
먼저, 인버터 제어기(10)는 인버터(20)를 제어하기 위한 전압/전류/전력을 인버터(20)에 입력한다. 이때, 인버터(20)로 입력되는 직류 전류에 주파수 성분(일예로, 출력 주파수에 해당하는 60Hz)이 포함되어 있는 경우 인버터(20)로부터 출력되는 교류 전류의 파형을 왜곡시킨다.
이를 방지하기 위해, 본 발명에 따른 리플 보상 장치(30)는 인버터 제어기(10)로부터 인버터(20)로 입력되는 직류 전류와 상기 인버터(20)로부터 출력되는 교류 전류를 각각 센싱하고, 상기 센싱한 직류 전류 및 교류 전류를 기반으로 상기 인버터(20)로 입력되는 직류 전류에 포함되어 있는 리플 성분을 보상하기 위한 보상값을 생성한 후 이를 이용하여 직류 전류의 리플 성분을 제거한다.
이때, 리플 보상 장치(30)는 상기 센싱한 교류 전류를 인버터(20)의 종류에 따라 서로 다른 과정을 통해 동기 좌표계로 변환한다. 즉, 인버터(20)가 3상 인버터인 경우, 상기 센싱한 교류 전류(U상 전류, V상 전류, W상 전류)를 정지 좌표계의 2상으로 변환한 후, 이를 다시 동기 좌표계로 변환한다. 또한, 인버터(20)가 단상 인버터인 경우, 상기 센싱한 교류 전류와, 상기 센싱한 교류 전류를 90도 쉬프트(shift) 시킨 교류 전류를 동기 좌표계로 변환한다.
본 발명에서 정지 좌표계로의 변환 과정 및 동기 좌표계로의 변환 과정은 주지 관용의 기술로서 그 상세 설명을 생략한다.
또한, 리플 보상 장치(30)는 BSF(Band Stop Filter), BPF(Band Pass Filter), APF(All Pass Filter) 등과 같은 각종 필터를 이용해서, 센싱된 직류 전류와 동기 좌표계로 변환된 교류 전류로부터 출력 주파수에 해당하는 리플 성분을 추출한다.
또한, 리플 보상 장치(30)는 상기 센싱한 직류 전류에 포함되어 있는 주파수 성분을 제거하는데 이용되는 리플 보상값(일예로, 전압)을 생성함에 있어서, 동기 좌표계의 직류 전류와, 동기 좌표계의 2상 출력 전류 중 어느 한 상에 대한 동기 좌표계의 교류 전류를 이용하여 리플 보상값을 생성한다.
도 3 은 본 발명에 따른 인버터의 전류 리플 보상 장치에 대한 일실시예 구성도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 인버터의 전류 리플 보상 장치(30)는, 전류 센싱부(31), 좌표계 변환부(32), 리플 추출부(33), 보상값 생성부(34), 및 리플 보상부(35)를 포함한다.
상기 각 구성요소들에 대해 살펴보면, 먼저 전류 센싱부(31)는 인버터 제어기(10)로부터 인버터(20)로 입력되는 직류 전류와 상기 인버터(20)로부터 출력되는 교류 전류를 각각 센싱한다.
다음으로, 좌표계 변환부(32)는 전류 센싱부(31)에 의해 센싱된 교류 전류를 2상의 동기 좌표계로 변환한다.
이때, 좌표계 변환부(32)는 인버터(20)가 3상 인버터인 경우, 3상의 교류 전류(출력 U상 전류, 출력 V상 전류, 출력 W상 전류)를 2상의 정지 좌표계로 변환한 후 이를 다시 2상의 동기 좌표계로 변환한다. 또한, 좌표계 변환부(32)는 인버터(20)가 단상 인버터인 경우, 단상의 교류 전류(출력 전류)와, 상기 단상의 교류 전류의 위상을 90도 쉬프트시킨 교류 전류를 2상의 동기 좌표계로 변환한다.
한편, 좌표계 변환부(32)는 전류 센싱부(31)에 의해 센싱된 직류 전류는 동기 좌표계로 변환하지 않고 리플 추출부(33)로 전달한다.
다음으로, 리플 추출부(33)는 전류 센싱부(31)에서 센싱된 직류 전류와 좌표계 변환부(32)에서 변환된 동기 좌표계의 교류 전류를 기반으로 리플을 추출한다.
다음으로, 보상값 생성부(34)는 리플 추출부(33)에서 추출된 리플을 기반으로 보상값을 생성한다.
다음으로, 리플 보상부(35)는 보상값 생성부(34)에서 생성한 보상값을 이용하여 인버터 제어기(10)로부터 출력되는 직류 전류에 포함되어 있는 리플을 제거한다. 즉, 인버터 제어기(10)로부터 출력되는 전압에 보상값을 합산하여 직류 전류에 포함되어 있는 리플을 제거한다.
이하, 도 4 내지 도 8을 참조하여 상술한 좌표계 변환부(32), 리플 추출부(33), 및 보상값 생성부(34)에 대해 좀 더 상세히 살펴보기로 한다.
도 4 는 본 발명에 따른 좌표계 변환부의 일실시예 상세 구성도이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 좌표계 변환부(32)는, 전류 센싱부(31)에 의해 센싱된 3상 인버터로부터 출력되는 3상 교류 전류를 2상 동기 좌표계로 변환하는 제 1 좌표계 변환기(41), 및 전류 센싱부(31)에 의해 센싱된 단상 인버터로부터 출력되는 단상 교류 전류를 2상 동기 좌표계로 변환하는 제 2 좌표계 변환기(42)를 포함한다.
이를 좀 더 상세히 살펴보면, 제 1 좌표계 변환기(41)는 전류 센싱부(31)에 의해 센싱된 3상의 교류 전류(출력 U상 전류, 출력 V상 전류, 출력 W상 전류)를 2상의 정지 좌표계로 변환한 후 이를 다시 2상의 동기 좌표계로 변환한다. 이렇게 변환된 동기 좌표계의 교류 전류는 ioD, IoQ로 나타낸다.
다음으로, 제 2 좌표계 변환기(42)는 전류 센싱부(31)에 의해 센싱된 단상의 교류 전류(출력 전류)의 위상을 90도 쉬프트시킨 교류 전류와, 상기 단상의 교류 전류를 2상의 동기 좌표계로 변환한다. 이렇게 변환된 동기 좌표계의 교류 전류도 역시 ioD, IoQ로 나타낸다.
도 5 는 본 발명에 따른 리플 추출부의 일실시예 상세 구성도이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 리플 추출부(33)는 제 1 리플 추출기(51), 제 2 리플 추출기(52), 및 제 3 리플 추출기(53)를 포함한다.
먼저, 제 1 리플 추출기(51)는 센싱 감지부(31)에 의해 센싱된 직류 전류(IDC)로부터 제 1 리플을 추출하고, 상기 추출한 제 1 리플과 상기 추출한 제 1 리플을 90도 쉬프트 시킨(위상 이동) 리플을 동기 좌표계로 변환한다. 이때, 동기 좌표계의 q축 리플은 IDC_signal_q이고, d축 리플은 IDC_signal_d이다.
이러한 제 1 리플 추출기(51)는 BSF(511), BPF(512), APF(513), 동기 좌표계 변환기(514)를 포함한다.
BSF(511)는 센싱 감지부(31)에 의해 센싱된 직류 전류에서 출력 주파수(보통 60Hz)의 2배 성분을 제거한다.
BPF(512)는 BSF(511)를 통과한 직류 전류에서 출력 주파수에 해당하는 제 1 리플을 추출한다.
APF(513)는 BPF(512)에서 추출된 제 1 리플을 90도 쉬프트시킨다.
동기 좌표계 변환기(514)는 BPF(512)에서 추출된 제 1 리플과 APF(513)에서 90도 쉬프트된 리플을 동기 좌표계로 변환한다.
다음으로, 제 2 리플 추출기(52)는 좌표계 변환부(32)에 의해 변환된 동기 좌표계의 교류 전류(ioD)로부터 제 2 리플을 추출하고, 상기 추출한 제 2 리플과 상기 추출한 제 2 리플을 90도 쉬프트 시킨 리플을 동기 좌표계로 재차 변환한다. 이때, 동기 좌표계의 q축 리플은 ioD_signal_q이고, d축 리플은 ioD_signal_d이다.
이러한 제 2 리플 추출기(52)는 BSF(521), BPF(522), APF(523), 동기 좌표계 변환기(524)를 포함한다.
BSF(521)는 좌표계 변환부(32)에 의해 변환된 동기 좌표계의 교류 전류(ioD)에서 출력 주파수(보통 60Hz)의 2배 성분을 제거한다.
BPF(522)는 BSF(521)를 통과한 교류 전류에서 출력 주파수에 해당하는 제 2 리플을 추출한다.
APF(523)는 BPF(522)에서 추출된 제 2 리플을 90도 쉬프트시킨다.
동기 좌표계 변환기(524)는 BPF(522)에서 추출된 제 2 리플과 APF(523)에서 90도 쉬프트된 리플을 동기 좌표계로 재차 변환한다.
다음으로, 제 3 리플 추출기(53)는 좌표계 변환부(32)에 의해 변환된 동기 좌표계의 교류 전류(IoQ)로부터 제 3 리플을 추출하고, 상기 추출한 제 3 리플과 상기 추출한 제 3 리플을 90도 쉬프트 시킨 리플을 동기 좌표계로 재차 변환한다. 이때, 동기 좌표계의 q축 리플은 ioQ_signal_q이고, d축 리플은 ioQ_signal_d이다.
이러한 제 3 리플 추출기(53)는 BSF(531), BPF(532), APF(533), 동기 좌표계 변환기(534)를 포함한다.
BSF(531)는 좌표계 변환부(32)에 의해 변환된 동기 좌표계의 교류 전류(IoQ)에서 출력 주파수(보통 60Hz)의 2배 성분을 제거한다.
BPF(532)는 BSF(531)를 통과한 교류 전류에서 출력 주파수에 해당하는 제 3 리플을 추출한다.
APF(533)는 BPF(532)에서 추출된 제 3 리플을 90도 쉬프트시킨다.
동기 좌표계 변환기(534)는 BPF(532)에서 추출된 제 3 리플과 APF(523)에서 90도 쉬프트된 리플을 동기 좌표계로 재차 변환한다.
도 6 은 본 발명에 따른 보상값 생성부의 일실시예 상세 구성도이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 보상값 생성부(34)는 정지 좌표계의 일축 전압값을 생성하는 제 1 생성기(61), 및 정지 좌표계의 타축 전압값을 생성하는 제 2 생성기(62)를 포함한다.
제 1 실시예로서, 제 1 생성기(61)는 제 1 리플 추출기(51)에서 추출된 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(IDC_signal_d)과, 제 3 리플 추출기(53)에서 추출된 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(ioQ_signal_d)을 기반으로 정지 좌표계에서의 일축 전압을 생성한다.
다음으로, 제 2 생성기(62)는 제 1 리플 추출기(51)에서 추출된 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(IDC_signal_q)과, 제 3 리플 추출기(53)에서 추출된 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(ioQ_signal_q)을 기반으로 정지 좌표계에서의 타축 전압을 생성한다.
이하, 제 1 생성기(61) 및 제 2 생성기(62)의 상세 구성에 대해 살펴보기로 한다.
먼저, 제 1 생성기(61)는 제 1 뺄셈기(611), 제 1 PID(Proportional, Intrinsic, Derivative) 제어기(612), 리미트(Limit) 제어기(613), 제 2 뺄셈기(614), 및 제 2 PID 제어기(615)를 포함한다.
제 1 뺄셈기(611)는 직류 리플 전류의 크기에 대한 동기 좌표계의 일축 지령(I* DC_signal_d)에서 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(IDC_signal_d)을 뺀다.
제 1 PID 제어기(612)는 제 1 뺄셈기(611)의 출력을 비례적분미분으로 제어한다.
리미트 제어기(613)는 제 1 PID 제어기(612)의 출력을 임계치 이하로 제한한다.
제 2 뺄셈기(614)는 리미트 제어기(613)의 출력에서 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(ioQ_signal_d)을 뺀다.
제 2 PID 제어기(615)는 제 2 뺄셈기(614)의 출력을 비례적분미분 제어하여 정지 좌표계에서의 일축 전압을 출력한다.
다음으로, 제 2 생성기(62)는 제 1 뺄셈기(621), 제 1 PID 제어기(622), 리미트 제어기(623), 제 2 뺄셈기(624), 및 제 2 PID 제어기(625)를 포함한다.
제 1 뺄셈기(621)는 직류 리플 전류에 대한 동기 좌표계의 타축 지령(I* DC_signal_q)에서 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(IDC_signal_q)을 뺀다.
제 1 PID 제어기(622)는 제 1 뺄셈기(621)의 출력을 비례적분미분으로 제어한다.
리미트 제어기(623)는 제 1 PID 제어기(622)의 출력을 임계치 이하로 제한한다.
제 2 뺄셈기(624)는 리미트 제어기(623)의 출력에서 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(ioQ_signal_q)을 뺀다.
제 2 PID 제어기(625)는 제 2 뺄셈기(624)의 출력을 비례적분미분 제어하여 정지 좌표계에서의 타축 전압을 출력한다.
본 발명에서, 직류 리플 전류에 대한 동기 좌표계의 일축 지령(I* DC_signal_d)과 타축 지령(I* DC_signal_q)은 직류 전류의 리플 크기로서, 일반적으로 0(Zero)이 바람직하다.
한편, 제 2 실시예로서 제 2 리플 추출기(52)에서 추출된 교류 전류(ioD)에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(ioD_signal_d)과 타축 리플(ioD_signal_q)을 기반으로 보상값을 생성할 수도 있다.
즉, 제 1 생성기(61)는 제 1 리플 추출기(51)에서 추출된 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(IDC_signal_d)과, 제 2 리플 추출기(52)에서 추출된 교류 전류(ioD)에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(ioD_signal_d)을 기반으로 정지 좌표계에서의 일축 전압을 생성한다.
다음으로, 제 2 생성기(62)는 제 1 리플 추출기(51)에서 추출된 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(IDC_signal_q)과, 제 2 리플 추출기(52)에서 추출된 교류 전류(ioD)에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(ioD_signal_q)을 기반으로 정지 좌표계에서의 타축 전압을 생성한다.
상술한 제 1 및 제 2 실시예에서, 최종 결과값은 정지 좌표계의 값이다. 따라서, 리플 보상부(35)는 도 7에 도시된 바와 같이 정지 좌표계에서 보상을 수행한다. 즉, 리플 보상부(35)는 인버터 제어기(10)로부터 출력되는, 인버터 제어를 위한 동기 좌표계의 전압(v* dq)을 정지 좌표계의 전압(v* αβ)으로 변환한 후, 보상값 생성부(34)가 생성한 정지 좌표계의 전압과 합산하여 보상을 수행한다. 즉, PWM(Pulse Width Modulation) 발생을 위한 전압(v* αβ_comp)을 출력한다.
하지만, 리플 보상부(35)는 도 8에 도시된 바와 같이 동기 좌표계에서 보상을 수행할 수도 있다. 즉, 리플 보상부(35)는 보상값 생성부(34)가 생성한 정지 좌표계의 전압(v* c_comp)을 동기 좌표계의 전압으로 변환한 후, 인버터 제어기(10)로부터 출력되는 동기 좌표계의 전압(v* dq)과 합산하여 보상을 수행할 수도 있다. 이때, 동기 좌표계에서 보상이 이루어진 후 다시 정지 좌표계로 변환하여 출력하는 것이 바람직하다. 즉, PWM(Pulse Width Modulation) 발생을 위한 전압(v* αβ_comp)을 출력한다.
도 9 는 본 발명에 따른 인버터의 전류 리플 보상 장치의 성능 분석 결과를 나타내는 일예시도이다.
도 9에 도시된 바와 같이, DC 전류(C1)에서 60Hz 리플 성분이 제거되었음은 물론 출력 전류(C2)에서도 옵셋이 제거되었음을 확인할 수 있다.
도 10 은 본 발명에 따른 인버터의 전류 리플 보상 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
먼저, 전류 센싱부(31)가 인버터로 입력되는 직류 전류와 상기 인버터로부터 출력되는 교류 전류를 각각 센싱한다(101).
이후, 좌표계 변환부(32)가 전류 센싱부(31)에서 센싱된 교류 전류를 동기 좌표계로 변환한다(102).
이후, 리플 추출부(33)가 전류 센싱부(31)에서 센싱된 직류 전류와 좌표계 변환부(32)에서 변환된 동기 좌표계의 교류 전류를 이용하여 리플을 추출한다(103).
이후, 보상값 생성부(34)가 리플 추출부(33)에서 추출된 리플을 기반으로 보상값을 생성한다(104).
이후, 리플 보상부(35)가 보상값 생성부(34)에서 생성된 보상값을 이용하여 상기 직류 전류에 포함되어 있는 리플을 제거한다(105).
이러한 과정을 통해, 인버터에서 출력되는 교류 전류 파형의 왜곡을 방지할 수 있다.
2. 기준전압에 포함되어 있는 리플성분을 제거하는 방식
도 11은 본 발명이 적용되는 인버터 제어 시스템의 일실시예 구성도이다.
도 11에 도시된 바와 같이, 본 발명이 적용되는 인버터 제어 시스템은, 인버터 제어기(210), 리플 보상 장치(220), 및 인버터(230)를 포함한다.
먼저, 인버터 제어기(210)는 인버터(230)를 제어하기 위한 기준 전압을 출력한다. 이때, 인버터(230)를 제어하기 위한 기준 전압은 주파수 성분(일예로, 출력 주파수에 해당하는 60Hz)을 포함하고 있어, 인버터(230)에서 출력되는 교류 전류 및 입력되는 직류 전류 파형을 왜곡시킨다.
이를 방지하기 위해, 본 발명에 따른 리플 보상 장치(220)는 인버터 제어기(210)로부터 인버터(230)로 입력되는 기준 전압에 포함되어 있는 리플 성분을 제거한다.
즉, 리플 보상 장치(220)는 인버터 제어기(210)로부터 인버터(230)로 입력되는 기준 전압을 BSF(Band Stop Filter), BPF(Band Pass Filter)를 순차적으로 통과시켜 리플(Voffset)을 추출하고, 기준 전압에서 상기 추출한 리플을 뺀 후 정지 좌표계로 변환하여 출력한다. 이때, BSF는 기준 전압에서 출력 주파수(보통 60Hz)의 2배 성분을 제거하고, BPF는 BSF를 통과한 기준 전압에서 출력 주파수에 해당하는 리플을 추출한다.
도 12는 본 발명에 따른 인버터의 전압 리플 보상 장치에 대한 일실시예 구성도이다.
도 12에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 인버터의 전압 리플 보상 장치는, 기준 전압 입력부(231), 리플 추출부(232), 지연 보상부(233), 리플 보상부(234), 및 좌표계 변환부(235)를 포함한다.
상기 각 구성요소들에 대해 살펴보면, 먼저 기준 전압 입력부(231)는 인버터 제어기(210)로부터 출력되어 인버터(230)를 제어하기 위한 기준 전압을 입력받는다.
다음으로, 리플 추출부(232)는 기준 전압 입력부(231)가 입력받은 기준 전압에서 출력 주파수의 2배 성분을 제거한 후 출력 주파수에 해당하는 리플을 추출한다.
다음으로, 지연 보상부(233)는 리플 보상시 위상 동기를 맞추기 위한 모듈로서, 리플 추출부(232)에 의해 발생한 시간 지연을 보상한다.
다음으로, 리플 보상부(234)는 지연 보상부(233)에 의해 시간 지연이 보상된 리플을 기반으로, 인버터 제어기(210)로부터 출력된 기준 전압의 리플을 보상한다.
다음으로, 좌표계 변환부(235)는 리플 보상부(234)에 의해 리플이 보상된 기준 전압을 정지 좌표계로 변환한다.
도 13은 본 발명에 따른 리플 추출부의 일실시예 상세 구성도이다.
도 13에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 리플 추출부(232)는 BSF(2321) 및 BPF(2322)를 포함한다.
BSF(2321)는 인버터 제어기(210)로부터 출력된 기준 전압(v* dq)에서 출력 주파수(보통 60Hz)의 2배 성분(120Hz)을 제거한다.
BPF(2322)는 BSF(2321)에 의해 출력 주파수의 2배 성분이 제거된 기준 전압에서 출력 주파수에 해당하는 리플(voffset)을 추출한다.
도 14는 본 발명에 따른 지연 보상부의 일실시예 상세 구성도이다.
도 145에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 지연 보상부(33)는 지연 보상기(2331) 및 곱셈기(2332)를 포함한다.
지연 보상기(2331)는 리플 추출부(232)에 의해 발생한 시간 지연을 보상한다. 즉, 리플 보상을 위한 위상 동기를 맞춘다.
곱셈기(2332)는 지연 보상기(2331)에 의해 시간 지연이 보상된 리플에 보상값(상수)을 곱하여 최종 리플(v* comp)을 출력한다.
도 15는 본 발명에 따른 인버터의 전압 리플 보상 장치에 대한 일실시예 상세 구성도이다.
도 15에 도시된 바와 같이, 인버터 제어기(210)로부터 출력되는 기준 전압(v* dq)은 리플 보상부(234) 및 리플 추출부(232)로 입력되고, 리플 추출부(232)에 의해 추출된 리플(voffset)은 지연 보상부(233)를 거쳐 리플 보상부(234)로 입력(v* comp)되어 기준 전압을 보상하는데 이용된다. 즉, 리플 보상부(234)는 인버터로 입력되는 기준 전압에서, 곱셈기(2332)에 의해 보상값이 곱해진 최종 리플을 빼서 기준 전압의 리플을 보상한다.
이렇게 리플이 보상된 기준 전압(v* dq_comp)은 좌표 변환부(235)에 의해 정지 좌표계로 변환되어 인버터(230)로 입력(v* αβ_comp)된다.
여기서, 기준 전압(v* dq), 리플(voffset), 리플이 보상된 기준 전압(v* dq_comp)은 일예로 도 17에 도시된 바와 같다.
도 16 은 본 발명에 따른 인버터의 전압 리플 보상 방법에 대한 일실시예 흐름도이다.
먼저, 기준 전압 입력부(231)가 인버터 제어를 위한 기준 전압을 입력받는다(1601).
이후, 리플 추출부(232)가 기준 전압 입력부(231)에 의해 입력받은 기준 전압에서 리플을 추출한다(1602).
이후, 지연 보상부(233)가 리플 추출부(232)에 의해 발생한 시간 지연을 보상한다(1603). 즉, 상기 추출된 리플의 시간 지연을 보상한다.
이후, 리플 보상부(234)가 지연 보상부(233)에 의해 시간 지연이 보상된 리플을 기반으로, 상기 인버터로 입력되는 기준 전압의 리플을 보상한다(1604).
이후, 좌표계 변환부(235)가 리플 보상부(34)에 의해 리플이 보상된 기준 전압을 정지 좌표계로 변환한다(1605).
이러한 과정을 통해 인버터에서 출력되는 교류 전류 및 입력되는 직류 전류 파형의 왜곡을 방지할 수 있다.
상술한 실시예에서는 동기 좌표계에서 보상을 수행하는 과정에 대해 설명했지만, 도 18에 도시된 바와 같이 정지 좌표계에서도 보상을 수행할 수 있다.
3. 인버터 제어에 사용되는 교류 전압/교류 전류의 옵셋 성분을 보상하여, 인버터의 출력 주파수에 해당하는 리플 성분을 저감시키는 방식
도 19는 본 발명에 따른 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법의 일 실시예를 도시한 플로차트이다.
인버터를 제어하기 위한 입력 교류전압을 일정시간 단위로 샘플링하여 감지한다(제1900 단계).
도 20은 인버터에 인가되는 입력 교류 전압의 파형도의 일 예이다. 도 20에 도시된 바와 같이, 입력 교류 전압에 대해, 일정시간(Δt) 단위로 샘플링한다고 가정한다. 1 주기를 일정시간(Δt) 단위로 나누게 되면 n개의 샘플링(S1 내지 Sn)을 얻게 되며, 이러한 n개의 샘플링(S1 내지 Sn) 결과에 대한 각각의 입력 교류 전압을 감지한다. 예를 들어, 1주기가 16.666[msec]에 해당하고, 125[usec] 마다 샘플링한다면, 대략 133개의 샘플링을 얻을 수 있으며 이러한 각 샘플링에 대한 입력 교류 전압을 각각 감지한다. 이러한 샘플링 갯수가 증가할수록 입력 교류 전압의 감지 신호값이 보다 정밀해진다.
제1900 단계 후에, 일정시간 단위로 감지한 입력 교류전압의 전압 합산값을 산출한다(제1902 단계). 예를 들어, 도 2에 도시된 바와 같이, 감지된 n개의 샘플링(S1 내지 Sn) 전압의 각각의 전압값을 합산한다. 각 주기마다 전압 합산값을 산출할 때에, 이상적인 경우라면 입력 교류전압의 합산값은 "0"이 되어야 한다. 그러나, 실제에 있어서는 입력 교류전압에 옵셋 성분이 추가되고, 이러한 옵셋 성분으로 인해, 전압 합산값이 "0"이 아닌 양의 값(+) 또는 음의 값(-)을 갖게 된다.
제1902 단계 후에, 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단한다(제1904 단계). 여기서 일정 주기는 옵셋 성분을 보상하기 위한 기준이 되는 주기값으로서, 일정 주기는 임의로 정해질 수 있으며, 도 2에 도시된 바와 같이, 1주기 또는 6주기가 될 수도 있다. 일정 주기의 숫자가 커질수록 입력 전압의 많은 샘플링 값을 얻을 수 있으므로, 정밀한 옵셋 보상이 가능해 진다. 예를 들어, 도 20에 도시된 바와 같이, 일정 주기가 1주기라면, 1주기 내에서 샘플링된 입력 전압값만을 사용해 옵셋 보상 여부를 판단하게 되지만, 6주기 동안의 샘플링 전압값을 사용하게 되면, 샘플링되는 입력 전압의 갯수가 많아지게 되므로, 옵셋 보상의 정밀도가 높아진다.
입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하기 위해서, 입력 교류전압의 크기가 음의 값(-)에서 양의 값(+)으로 변화되는 횟수를 카운팅하여 입력 교류전압의 주기를 판단한다. 즉, 도 20에 도시된 바와 같이, 감지된 전압값이 음의 값(-)에서 양의 값(+)으로 변화되는 횟수를 카운팅한다면, 입력 교류 전압의 주기를 산출할 수 있다. 이렇게 산출된 입력 교류전압의 주기가 이전에 설정된 일정 주기 이상인가를 판단한다. 예를 들어, 미리 설정된 일정 주기가 6주기라 가정하면, 입력 교류전압의 전압값이 음의 값(-)에서 양의 값(+)으로 변화된 횟수를 카운팅하고, 이렇게 카운팅한 횟수가 6번 이상인지 여부를 판단한다.
한편, 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하기 위해서, 입력 교류전압의 크기가 양의 값(+)에서 음의 값(-)으로 변화되는 횟수를 카운팅하여 입력 교류전압의 주기를 판단할 수도 있다.
만일, 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 미만이라면, 제1900 단계로 진행하여, 입력 교류 전압의 감지 및 감지한 입력 교류전압의 합산값을 산출하는 과정을 반복한다.
제1904 단계 후에, 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상이라면, 전압 합산값의 1주기 당 전압 평균값을 산출한다(제1906 단계). 예를 들어, 일정 주기가 6주기라고 설정되어 있으며 입력 교류전압의 주기가 6주기 이상이라고 판단되면, 6주기 동안의 입력 교류전압의 샘플링된 감지 전압의 합산값을 6으로 나누어 1 주기 당 전압 평균값을 산출한다. 전술한 바와 같이, 이상적인 경우라면 입력 교류전압의 합산값은 "0"이 되어야 하지만, 실제에 있어서는 입력 교류전압의 옵셋 성분으로 인해, 전압 합산값이 "0"이 아닌 양의 값(+) 또는 음의 값(-)을 갖게 되며, 따라서 전압 평균값도 "0"이 아닌 옵셋 성분에 해당하는 양의 값(+) 또는 음의 값(-)을 갖게 된다.
제1906 단계 후에, 산출된 전압 평균값이 제1 임계값을 초과하는가를 판단한다(제1908 단계). 제1 임계값은 사전에 미리 설정된 값으로, 옵셋 성분에 대해 보상을 할 것인지 여부를 판단하기 위한 전압 기준값에 해당한다. 산출된 전압 평균값이 제1 임계값을 초과하지 않는다면, 별도의 옵셋 보상을 할 필요가 없다고 판단한다. 따라서, 도 19에 도시된 바와 같이, 산출된 전압 평균값이 제1 임계값을 초과하지 않는다면, 전술한 과정을 종료한다.
그러나, 제1908 단계에서, 전압 평균값이 제1 임계값을 초과한다면, 전압 평균값이 제2 임계값을 초과하는가를 판단한다(제1910 단계). 제2 임계값은 사전에 미리 설정된 값으로, 옵셋 보상과는 별개로 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력할 것인지 여부를 판단하기 위한 전압 기준값에 해당한다. 제2 임계값은 제1 기준값에 비해 적어도 크거나 같은 값으로 설정된다. 전압 평균값이 제2 임계값을 초과하지 않는다면, 별도의 알람 신호를 출력할 필요는 없다고 판단하고, 후술하는 제1912 단계로 진행하여, 옵셋 성분을 보상하는 절차를 수행한다.
제1910 단계에서, 전압 평균값이 제1 임계값을 초과하고 제2 임계값을 초과하지 않는다면, 산출된 전압 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상한다(제1912 단계). 전압 평균값이 제1 임계값과 제2 임계값 사이에 해당한다면, 전압 평균값에 해당하는 옵셋 성분만큼이 감쇠되도록 입력 교류전압을 보상한다. 즉, 전압 평균값이 양의 값(+)이면 다음에 인가되는 입력 교류전압의 크기에 대해 전압 평균값의 절대값 만큼을 차감하여 인가한다. 또한, 전압 평균값이 음의 값(-)이면 다음에 인가되는 입력 교류전압의 크기에 대해 전압 평균값의 절대값 만큼을 가산하여 인가한다.
한편, 제1910 단계에서, 산출된 전압 평균값이 제2 임계값을 초과한다면, 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력한다(제1914 단계). 전압 평균값이 제2 임계값을 초과한다는 것은 입력 교류전압이 인버터를 제어하기 위한 적절한 입력전원의 범위를 벗어났음을 의미하는 것으로, 이때에는 관리자에게 인버터로 입력되는 입력 교류전압의 이상이 있음을 알리는 절차로서 알람신호를 출력한다. 알람신호는 경고음 형태로 출력하거나, 경고 메시지를 디스플레이 또는 전송할 수 있다.
도 21은 본 발명에 따른 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법의 또 다른 실시예를 도시한 플로차트이다.
인버터를 제어하기 위한 입력 교류전류를 일정 구간별로 샘플링하여 감지한다(제2100 단계). 도 2는 인버터에 인가되는 입력 교류 전압의 파형도를 예시한 것이지만, 이를 입력 교류 전류의 파형도라고 가정한다면, 입력 교류 전류에 대해, 일정시간(Δt) 단위로 샘플링하고, 샘플링한 n개의 전류에 대해 각각의 입력 교류 전압을 감지한다.
제2100 단계 후에, 감지된 입력 교류전류의 크기가 일정 전류값 이상인가를 판단한다(제2102 단계). 처음 인가되는 입력 교류 전류의 크기는 매우 작으므로, 이렇게 작은 입력 교류 전류의 경우에는 옵셋 보상을 위한 감지신호로서 적절하지 아니하다. 여기서, 일정 전류값은 처음 인가되는 입력 교류전류에 대해 일정값 이상의 입력 교류전류에 대해서만 옵셋 보상을 위한 감지 신호로 사용하기 위한 기준값에 해당한다. 만일, 입력 교류전류의 크기가 일정 전류값 미만이라면, 입력 교류전류를 감지하는 단계를 반복한다.
한편, 제2102 단계에서, 입력 교류전류의 크기가 일정 전류값 이상이라면, 일정시간 단위로 감지한 입력 교류전류의 전류 합산값을 산출한다(제2104 단계). 예를 들어, 도 20의 입력 교류 전압의 파형도를 입력 교류 전류의 파형도라고 가정한다면, 감지된 n개의 샘플링(S1 내지 Sn) 전류의 각각의 전류값을 합산한다. 전압 합산값과 마찬가지로, 이상적인 경우라면 입력 교류전류의 합산값은 "0"이 되어야 한다. 그러나, 실제에 있어서는 입력 교류전류에 옵셋 성분이 추가되고, 이러한 옵셋 성분으로 인해, 전류 합산값이 "0"이 아닌 양의 값(+) 또는 음의 값(-)을 갖게 된다.
제2104 단계 후에, 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단한다(제2106 단계). 여기서 일정 주기는 옵셋 성분을 보상하기 위한 기준이 되는 주기값이다. 일정 주기의 숫자가 커질수록 입력 전류의 많은 샘플링 값을 얻을 수 있으므로, 정밀한 옵셋 보상이 가능해 진다.
입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하기 위해서, 입력 교류전류의 크기가 음의 값(-)에서 양의 값(+)으로 변화되는 횟수를 카운팅하여 입력 교류전류의 주기를 판단한다. 도 20를 참조하여 설명하면, 감지된 전류값이 음의 값(-)에서 양의 값(+)으로 변화되는 횟수를 카운팅한다면, 입력 교류 전류의 주기를 산출할 수 있다. 이렇게 산출된 입력 교류전류의 주기가 이전에 설정된 일정 주기 이상인가를 판단한다.
한편, 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하기 위해서, 입력 교류전류의 크기가 양의 값(+)에서 음의 값(-)으로 변화되는 횟수를 카운팅하여 입력 교류전류의 주기를 판단할 수도 있다.
만일, 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 미만이라면, 제2100 단계로 진행하여, 입력 교류 전류의 감지 및 감지한 입력 교류전류의 합산값을 산출하는 과정을 반복한다.
제2106 단계 후에, 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상이라면, 전류 합산값의 1주기 당 전류 평균값을 산출한다(제2108 단계). 예를 들어, 일정 주기가 6주기라고 설정되어 있으며 입력 교류전류의 주기가 6주기 이상이라고 판단되면, 6주기 동안의 입력 교류전류의 샘플링된 감지 전류의 합산값을 6으로 나누어 1주기 당 전류 평균값을 산출한다. 전술한 바와 같이, 이상적인 경우라면 입력 교류전류의 합산값은 "0"이 되어야 하지만, 실제에 있어서는 입력 교류전류의 옵셋 성분으로 인해, 전류 합산값이 "0"이 아닌 양의 값(+) 또는 음의 값(-)을 갖게 되며, 따라서 전류 평균값도 "0"이 아닌 옵셋 성분에 해당하는 양의 값(+) 또는 음의 값(-)을 갖게 된다.
제2108 단계 후에, 산출된 전류 평균값이 제3 임계값을 초과하는가를 판단한다(제2110 단계). 제3 임계값은 사전에 미리 설정된 값으로, 옵셋 성분에 대해 보상을 할 것인지 여부를 판단하기 위한 전류 기준값에 해당한다. 산출된 전류 평균값이 제3 임계값을 초과하지 않는다면, 별도의 옵셋 보상을 할 필요가 없다고 판단한다. 따라서, 도 21에 도시된 바와 같이, 산출된 전류 평균값이 제3 임계값을 초과하지 않는다면, 전술한 과정을 종료한다.
그러나, 제2110 단계에서, 전류 평균값이 제3 임계값을 초과한다면, 전류 평균값이 제4 임계값을 초과하는가를 판단한다(제2112 단계). 제4 임계값은 사전에 미리 설정된 값으로, 옵셋 보상과는 별개로 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력할 것인지 여부를 판단하기 위한 전류 기준값에 해당한다. 제4 임계값은 제3 기준값에 비해 적어도 크거나 같은 값으로 설정된다. 전류 평균값이 제4 임계값을 초과하지 않는다면, 별도의 알람 신호를 출력할 필요는 없다고 판단하고, 후술하는 제2114 단계로 진행하여, 옵셋 성분을 보상하는 절차를 수행한다.
제2112 단계에서, 전류 평균값이 제3 임계값을 초과하고 제4 임계값을 초과하지 않는다면, 산출된 전류 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상한다(제2114 단계). 전류 평균값이 제3 임계값과 제4 임계값 사이에 해당한다면, 전류 평균값에 해당하옵셋 성분만큼이 감쇠되도록 입력 교류전류를 보상한다. 즉, 전류 평균값이 양의 값(+)이면 다음에 인가되는 입력 교류전류의 크기에 대해 전류 평균값의 절대값 만큼을 차감하여 인가한다. 또한, 전류 평균값이 음의 값(-)이면 다음에 인가되는 입력 교류전류의 크기에 대해 전류 평균값의 절대값 만큼을 가산하여 인가한다.
한편, 제2112 단계에서, 산출된 전류 평균값이 제4 임계값을 초과한다면, 입력 교류전류에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력한다(제2116 단계). 전류 평균값이 제4 임계값을 초과한다는 것은 입력 교류전류가 인버터를 제어하기 위한 적절한 입력전원의 범위를 벗어났음을 의미하는 것으로, 이때에는 관리자에게 인버터로 입력되는 입력 교류전류의 이상이 있음을 알리는 절차로서 알람신호를 출력한다. 알람신호는 경고음 형태로 출력하거나, 경고 메시지를 디스플레이 또는 전송할 수 있다.
이하, 본 발명에 따른 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치를 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.
도 22는 본 발명에 따른 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치의 일 실시예를 도시한 블록도로서, 전압 감지부(300), 전압 합산부(310), 전압 주기 검출부(320), 전압 평균값 산출부(330), 전압 옵셋 보상부(340), 및 전압 알람신호 출력부(350)로 구성된다.
전압 감지부(300)는 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전압을 일정시간 단위로 샘플링하여 감지한다. 도 20에 도시된 바와 같이, 전압 감지부(300)는 입력 교류 전압에 대해, 일정시간(Δt) 단위로 샘플링하고, 샘플링하여 얻은 n개의 샘플링(S1 내지 Sn) 전압에 대한 각각의 입력 교류 전압을 감지한다.
전압 합산부(310)는 일정시간 단위로 감지한 상기 입력 교류전압의 전압 합산값을 산출한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 1주기에 대해 전압 합산값을 산출한다고 가정한다면, 전압 합산부(310)는 1주기 내에서 샘플링된 n개의 샘플링(S1 내지 Sn) 전압의 각각의 전압값을 합산한다.
전압 주기 검출부(320)는 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단한다. 여기서 일정 주기는 옵셋 성분을 보상하기 위한 기준이 되는 주기값이다. 전압 주기 검출부(320)는 일정 주기에 대한 설정값의 정보를 미리 저장해 놓고 있다. 일정 주기의 숫자가 커질수록 입력 전압의 많은 샘플링 값을 얻을 수 있으므로, 정밀한 옵셋 보상이 가능해 진다.
입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하기 위해, 전압 주기 검출부(320)는 입력 교류전압의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수를 카운팅하여 입력 교류전압의 주기를 판단한다. 도 20에 도시된 바와 같이, 전압 주기 검출부(320)는 감지된 전압값이 음의 값(-)에서 양의 값(+)으로 변화되는 횟수를 카운팅하고, 카운팅한 입력 교류 전압의 주기가 기 설정된 일정 주기 이상인가를 판단한다. 한편, 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하기 위해, 전압 주기 검출부(320)는 입력 교류전압의 크기가 양의 값(+)에서 음의 값(-)으로 변화되는 횟수를 카운팅하여 입력 교류전압의 주기를 판단할 수도 있다.
전압 평균값 산출부(330)는 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상이라면, 전압 합산값의 1 주기 당 전압 평균값을 산출한다. 예를 들어, 일정 주기가 6주기라고 설정되어 있다면, 6 주기 동안의 입력 교류전압의 샘플링된 감지 전압의 합산값을 6으로 나누어 1 주기 당 전압 평균값을 산출한다.
전압 옵셋 보상부(340)는 산출된 전압 평균값이 제1 임계값 및 제2 임계값을 초과하는가를 판단하고, 전압 평균값이 제1 임계값 또는 제2 임계값의 초과 여부에 따라 전압 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하거나, 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력한다. 제1 임계값은 사전에 미리 설정된 값으로, 옵셋 성분에 대해 보상을 할 것인지 여부를 판단하기 위한 전압 기준값에 해당한다. 전압 옵셋 보상부(340)는 산출된 전압 평균값이 제1 임계값을 초과하지 않는다면, 별도의 옵셋 보상을 할 필요가 없다고 판단한다.
전압 평균값이 제1 임계값을 초과한다면, 전압 옵셋 보상부(340)는 전압 평균값이 제2 임계값을 초과하는가를 판단한다. 제2 임계값은 사전에 미리 설정된 값으로, 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력할 것인지 여부를 판단하기 위한 전압 기준값에 해당한다. 제2 임계값은 제1 기준값에 비해 적어도 크거나 같은 값으로 설정된다. 전압 평균값이 제2 임계값을 초과하지 않는다면, 전압 옵셋 보상부(340)는 산출된 전압 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상한다. 전압 옵셋 보상부(340)는 전압 평균값에 해당하는 옵셋 성분만큼이 감쇠되도록 입력 교류전압을 보상한다.
산출된 전압 평균값이 제2 임계값을 초과한다면, 전압 옵셋 보상부(340)는 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하도록 전압 알람신호 출력부(350)부를 제어한다. 전압 평균값이 제2 임계값을 초과한다는 것은 입력 교류전압이 인버터를 제어하기 위한 적절한 입력전원의 범위를 벗어났음을 의미하는 것으로, 이때에는 전압 옵셋 보상부(340)는 관리자에게 인버터로 입력되는 입력 교류전압의 이상이 있음을 알리는 절차로서 알람신호를 출력하도록 제어한다.
이에 따라, 전압 알람신호 출력부(350)는 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력한다. 전압 알람신호 출력부(350)는 알람신호를 경고음 형태로 출력할 수도 있고, 경고 메시지를 디스플레이하거나 관리자에게 네트워크를 통해 전송할 수도 있다.
도 23은 본 발명에 따른 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치의 또 다른 실시예를 도시한 블록도로서, 전류 감지부(400), 전류 크기 비교부(410), 전류 합산부(420), 전류 주기 검출부(430), 전류 평균값 산출부(440), 전류 옵셋 보상부(450), 및 전류 알람신호 출력부(460)로 구성된다.
전류 감지부(400)는 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전류를 일정시간 단위로 샘플링하여 감지한다. 도 20을 참조하면, 전류 감지부(400)는 입력 교류 전류에 대해, 일정시간(Δt) 단위로 샘플링하고, 샘플링하여 얻은 n개의 샘플링(S1 내지 Sn) 전류에 대한 각각의 입력 교류 전압을 감지한다.
전류 크기 비교부(410)는 입력 교류전류의 크기가 일정 전류값 이상인가를 판단한다. 처음 인가되는 입력 교류 전류의 크기는 매우 작으므로 옵셋 보상을 위한 감지신호로서 적절하지 아니하다. 여기서, 일정 전류값은 처음 인가되는 입력 교류전류에 대해 일정 크기 이상의 입력 교류전류에 대해서만 옵셋 보상을 위한 감지 신호로 사용하기 위한 기준값에 해당한다.
입력 교류전류의 크기가 일정 전류값 이상이라면, 전류 합산부(420)는 일정 시간 단위로 감지한 입력 교류전류의 전류 합산값을 산출한다. 도 20을 참조하여 1주기에 대해 전류 합산값을 산출한다고 가정한다면, 전류 합산부(420)는 1주기 내에서 샘플링된 n개의 샘플링 전류의 각각의 전류값을 합산한다.
전류 주기 검출부(430)는 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단한다. 여기서 일정 주기는 옵셋 성분을 보상하기 위한 기준이 되는 주기값이다. 전류 주기 검출부(430)는 일정 주기에 대한 설정값의 정보를 미리 저장해 놓고 있다. 일정 주기의 숫자가 커질수록 입력 전류의 많은 샘플링 값을 얻을 수 있으므로, 정밀한 옵셋 보상이 가능해 진다.
입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하기 위해, 전류 주기 검출부(430)는 입력 교류전류의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수를 카운팅하여 입력 교류전류의 주기를 판단한다. 도 20을 참조하면, 전류 주기 검출부(430)는 감지된 전류값이 음의 값(-)에서 양의 값(+)으로 변화되는 횟수를 카운팅하고, 카운팅한 입력 교류 전류의 주기가 기 설정된 일정 주기 이상인가를 판단한다. 한편, 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하기 위해, 전류 주기 검출부(430)는 입력 교류전류의 크기가 양의 값(+)에서 음의 값(-)으로 변화되는 횟수를 카운팅하여 입력 교류전류의 주기를 판단할 수도 있다.
전류 평균값 산출부(440)는 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상이라면, 전류 합산값의 1 주기 당 전류 평균값을 산출한다. 예를 들어, 일정 주기가 6주기라고 설정되어 있다면, 6 주기 동안의 입력 교류전류의 샘플링된 감지 전류의 합산값을 6으로 나누어 1 주기 당 전류 평균값을 산출한다.
전류 옵셋 보상부(450)는 산출된 전류 평균값이 제3 임계값 및 제4 임계값을 초과하는가를 판단하고, 전류 평균값이 제3 임계값 또는 제4 임계값의 초과 여부에 따라 전류 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하거나, 입력 교류전류에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력한다. 제3 임계값은 사전에 미리 설정된 값으로, 옵셋 성분에 대해 보상을 할 것인지 여부를 판단하기 위한 전류 기준값에 해당한다. 전류 옵셋 보상부(450)는 산출된 전류 평균값이 제3 임계값을 초과하지 않는다면, 별도의 옵셋 보상을 할 필요가 없다고 판단한다.
전류 평균값이 제3 임계값을 초과한다면, 전류 옵셋 보상부(450)는 전류 평균값이 제4 임계값을 초과하는가를 판단한다. 제4 임계값은 사전에 미리 설정된 값으로, 입력 교류전류에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력할 것인지 여부를 판단하기 위한 전류 기준값에 해당한다. 제4 임계값은 제3 기준값에 비해 적어도 크거나 같은 값으로 설정된다. 전류 평균값이 제4 임계값을 초과하지 않는다면, 전류 옵셋 보상부(450)는 산출된 전류 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상한다. 전류 옵셋 보상부(450)는 전류 평균값에 해당하는 옵셋 성분만큼이 감쇠되도록 입력 교류전류을 보상한다.
산출된 전류 평균값이 제4 임계값을 초과한다면, 전류 옵셋 보상부(450)는 입력 교류전류에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하도록 전류 알람신호 출력부(460)를 제어한다. 전류 평균값이 제4 임계값을 초과한다는 것은 입력 교류전류가 인버터를 제어하기 위한 적절한 입력전원의 범위를 벗어났음을 의미하는 것으로, 이때에는 전류 옵셋 보상부(450)는 관리자에게 인버터로 입력되는 입력 교류전류의 이상이 있음을 알리는 절차로서 알람신호를 출력하도록 제어한다.
이에 따라, 전류 알람신호 출력부(460)는 입력 교류전류에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력한다. 전류 알람신호 출력부(460)는 알람신호를 경고음 형태로 출력할 수도 있고, 경고 메시지를 디스플레이하거나 관리자에게 네트워크를 통해 전송할 수도 있다.
한편, 상술한 본 발명의 방법 발명은 컴퓨터에서 읽을 수 있는 코드/명령들(instructions)/프로그램으로 구현될 수 있다. 예를 들면, 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체를 이용하여 상기 코드/명령들/프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다. 상기 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체는 마그네틱 저장 매체(예를 들어, 롬, 플로피 디스크, 하드디스크, 마그네틱 테이프 등), 광학적 판독 매체(예를 들면, 시디롬, 디브이디 등) 와 같은 저장 매체를 포함한다.
이러한 본원 발명인 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법 및 장치는 이해를 돕기 위하여 도면에 도시된 실시예를 참고로 설명되었으나, 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 분야에서 통상적 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호 범위는 첨부된 특허청구범위에 의해 정해져야 할 것이다.

Claims (42)

  1. 인버터로 입력되는 직류 전류와 상기 인버터로부터 출력되는 교류 전류를 각각 센싱하는 전류 센싱부;
    상기 전류 센싱부가 센싱한 교류 전류를 동기 좌표계로 변환하는 좌표계 변환부;
    상기 전류 센싱부가 센싱한 직류 전류와 상기 좌표계 변환부에 의해 변환된 동기 좌표계의 교류 전류를 이용하여 리플을 추출하는 리플 추출부;
    상기 리플 추출부가 추출한 리플을 기반으로 보상값을 생성하는 보상값 생성부; 및
    상기 보상값 생성부가 생성한 보상값을 이용하여 상기 직류 전류의 리플을 제거하는 리플 보상부;
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 좌표계 변환부는,
    상기 인버터가 3상 인버터인 경우, 상기 전류 센싱부가 센싱한 3상의 교류 전류를 2상의 정지 좌표계로 변환한 후, 이를 다시 동기 좌표계(ioD, IoQ)로 변환하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 좌표계 변환부는
    상기 인버터가 단상 인버터인 경우, 상기 전류 센싱부가 센싱한 단상의 교류 전류와, 상기 단상의 교류 전류를 90도 쉬프트시킨 교류 전류를 동기 좌표계(ioD, IoQ)로 변환하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 리플 추출부는,
    상기 센싱 감지부가 센싱한 직류 전류(IDC)로부터 제 1 리플을 추출하고, 상기 추출한 제 1 리플과 상기 추출한 제 1 리플을 90도 쉬프트 시킨 리플을 동기 좌표계(IDC_signal_q, IDC_signal_d)로 변환하는 제 1 리플 추출기;
    상기 동기 좌표계의 교류 전류(ioD)로부터 제 2 리플을 추출하고, 상기 추출한 제 2 리플과 상기 추출한 제 2 리플을 90도 쉬프트 시킨 리플을 동기 좌표계(ioD_signal_q, ioD_signal_d)로 재차 변환하는 제 2 리플 추출기; 및
    상기 동기 좌표계의 교류 전류(IoQ)로부터 제 3 리플을 추출하고, 상기 추출한 제 3 리플과 상기 추출한 제 3 리플을 90도 쉬프트 시킨 리플을 동기 좌표계(ioQ_signal_q, ioQ_signal_d)로 재차 변환하는 제 3 리플 추출기
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 리플 추출기는,
    상기 센싱 감지부가 센싱한 직류 전류에서 출력 주파수의 2배 성분을 제거하는 제 1 필터;
    상기 제 1 필터를 통과한 직류 전류에서 출력 주파수에 해당하는 제 1 리플을 추출하는 제 2 필터;
    상기 제 2 필터가 추출한 제 1 리플을 90도 쉬프트시키는 제 3 필터; 및
    상기 제 2 필터가 추출한 제 1 리플과 상기 제 3 필터에서 90도 쉬프트된 리플을 동기 좌표계로 변환하는 동기 좌표계 변환기
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 2 리플 추출기는,
    상기 좌표계 변환부에 의해 변환된 동기 좌표계의 교류 전류(ioD)에서 출력 주파수의 2배 성분을 제거하는 제 1 필터;
    상기 제 1 필터를 통과한 교류 전류에서 출력 주파수에 해당하는 제 2 리플을 추출하는 제 2 필터;
    상기 제 2 필터가 추출한 제 2 리플을 90도 쉬프트시키는 제 3 필터; 및
    상기 제 2 필터가 추출한 제 2 리플과 상기 제 3 필터에서 90도 쉬프트된 리플을 동기 좌표계로 재차 변환하는 동기 좌표 변환기
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  7. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 3 리플 추출기는,
    상기 좌표계 변환부에 의해 변환된 동기 좌표계의 교류 전류(IoQ)에서 출력 주파수의 2배 성분을 제거하는 제 1 필터;
    상기 제 1 필터를 통과한 교류 전류에서 출력 주파수에 해당하는 제 3 리플을 추출하는 제 2 필터;
    상기 제 2 필터가 추출한 제 3 리플을 90도 쉬프트시키는 제 3 필터; 및
    상기 제 2 필터가 추출한 제 3 리플과 상기 제 3 필터에서 90도 쉬프트된 리플을 동기 좌표계로 재차 변환하는 동기 좌표 변환기
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 보상값 생성부는,
    상기 제 1 리플 추출기가 추출한 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(IDC_signal_d)과, 상기 제 3 리플 추출기가 추출한 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(ioQ_signal_d)을 기반으로 정지 좌표계에서의 일축 전압을 생성하는 제 1 생성기; 및
    상기 제 1 리플 추출기가 추출한 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(IDC_signal_q)과, 상기 제 3 리플 추출기가 추출한 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(ioQ_signal_q)을 기반으로 정지 좌표계에서의 타축 전압을 생성하는 제 2 생성기
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 생성기는,
    직류 리플 전류에 대한 동기 좌표계의 일축 지령(I* DC_signal_d)에서 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(IDC_signal_d)을 빼는 제 1 뺄셈기;
    상기 제 1 뺄셈기의 출력을 비례적분미분으로 제어하는 제 1 PID(Proportional, Intrinsic, Derivative) 제어기;
    상기 제 1 PID 제어기의 출력을 임계치 이하로 제한하는 리미트 제어기;
    상기 리미트 제어기의 출력에서 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(ioQ_signal_d)을 빼는 제 2 뺄셈기; 및
    상기 제 2 뺄셈기의 출력을 비례적분미분 제어하여 정지 좌표계에서의 일축 전압을 출력하는 제 2 PID 제어기
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 2 생성기는,
    직류 리플 전류에 대한 동기 좌표계의 타축 지령(I* DC_signal_q)에서 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(IDC_signal_q)을 빼는 제 1 뺄셈기;
    상기 제 1 뺄셈기의 출력을 비례적분미분으로 제어하는 제 1 PID 제어기;
    상기 제 1 PID 제어기의 출력을 임계치 이하로 제한하는 리미트 제어기;
    상기 리미트 제어기의 출력에서 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(ioQ_signal_q)을 빼는 제 2 뺄셈기; 및
    상기 제 2 뺄셈기의 출력을 비례적분미분 제어하여 정지 좌표계에서의 타축 전압을 출력하는 제 2 PID 제어기
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 리플 보상부는,
    상기 인버터의 제어를 위한 동기 좌표계의 전압을 정지 좌표계의 전압으로 변환한 후, 상기 보상값 생성부가 생성한 정지 좌표계의 전압과 합산하여 보상을 수행하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 리플 보상부는,
    상기 보상값 생성부가 생성한 정지 좌표계의 전압을 동기 좌표계의 전압으로 변환한 후, 상기 인버터의 제어를 위한 동기 좌표계의 전압과 합산하여 보상을 수행한 후, 다시 정지 좌표계로 변환하여 출력하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  13. 제 4 항에 있어서,
    상기 보상값 생성부는,
    상기 제 1 리플 추출기(51)가 추출한 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(IDC_signal_d)과, 상기 제 2 리플 추출기가 추출한 교류 전류(ioD)에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(ioD_signal_d)을 기반으로 정지 좌표계에서의 일축 전압을 생성하는 제 1 생성기; 및
    상기 제 1 리플 추출기가 추출한 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(IDC_signal_q)과, 상기 제 2 리플 추출기가 추출한 교류 전류(ioD)에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(ioD_signal_q)을 기반으로 정지 좌표계에서의 타축 전압을 생성하는 제 2 생성기
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 장치.
  14. 전류 센싱부가 인버터로 입력되는 직류 전류와 상기 인버터로부터 출력되는 교류 전류를 각각 센싱하는 단계;
    좌표계 변환부가 상기 센싱된 교류 전류를 동기 좌표계로 변환하는 동기 좌표계 변환단계;
    리플 추출부가 상기 센싱된 직류 전류와 상기 변환된 동기 좌표계의 교류 전류를 이용하여 리플을 추출하는 리플 추출단계;
    보상값 생성부가 상기 추출된 리플을 기반으로 보상값을 생성하는 보상값 생성단계; 및
    리플 보상부가 상기 생성된 보상값을 이용하여 상기 직류 전류의 리플을 제거하는 리플 보상단계
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 동기 좌표계 변환단계는,
    상기 인버터가 3상 인버터인 경우, 상기 전류 센싱부가 센싱한 3상의 교류 전류를 2상의 정지 좌표계로 변환한 후, 이를 다시 동기 좌표계로 변환하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전류 리플 보상 방법.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 동기 좌표계 변환단계는,
    상기 인버터가 단상 인버터인 경우, 상기 전류 센싱부가 센싱한 단상의 교류 전류와, 상기 단상의 교류 전류를 90도 쉬프트시킨 교류 전류를 동기 좌표계(ioD, IoQ)로 변환하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전류 리플 보상 방법.
  17. 제 15 항 또는 제 16 항에 있어서,
    상기 리플 추출단계는,
    상기 센싱 감지부가 센싱한 직류 전류(IDC)로부터 제 1 리플을 추출하고, 상기 추출한 제 1 리플과 상기 추출한 제 1 리플을 90도 쉬프트 시킨 리플을 동기 좌표계(IDC_signal_q, IDC_signal_d)로 변환하는 단계;
    상기 동기 좌표계의 교류 전류(ioD)로부터 제 2 리플을 추출하고, 상기 추출한 제 2 리플과 상기 추출한 제 2 리플을 90도 쉬프트 시킨 리플을 동기 좌표계(ioD_signal_q, ioD_signal_d)로 재차 변환하는 단계; 및
    상기 동기 좌표계의 교류 전류(IoQ)로부터 제 3 리플을 추출하고, 상기 추출한 제 3 리플과 상기 추출한 제 3 리플을 90도 쉬프트 시킨 리플을 동기 좌표계(ioQ_signal_q, ioQ_signal_d)로 재차 변환하는 단계
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 보상값 생성단계는,
    상기 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(IDC_signal_d)과, 상기 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 일축 리플(ioQ_signal_d)을 기반으로 정지 좌표계에서의 일축 전압을 생성하는 단계; 및
    상기 직류 전류에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(IDC_signal_q)과, 상기 교류 전류(IoQ)에 대한 동기 좌표계의 타축 리플(ioQ_signal_q)을 기반으로 정지 좌표계에서의 타축 전압을 생성하는 단계
    를 포함하는 인버터의 전류 리플 보상 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 리플 보상단계는,
    상기 인버터의 제어를 위한 동기 좌표계의 전압을 정지 좌표계의 전압으로 변환한 후, 상기 보상값 생성단계에서 생성된 정지 좌표계의 전압과 합산하여 보상을 수행하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전류 리플 보상 방법.
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 리플 보상단계는,
    상기 보상값 생성단계에서 생성된 정지 좌표계의 전압을 동기 좌표계의 전압으로 변환한 후, 상기 인버터의 제어를 위한 동기 좌표계의 전압과 합산하여 보상을 수행한 후, 다시 정지 좌표계로 변환하여 출력하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전류 리플 보상 방법.
  21. 인버터 제어를 위한 기준 전압을 입력받는 기준 전압 입력부;
    상기 기준 전압 입력부가 입력받은 기준 전압에서 리플을 추출하는 리플 추출부;
    상기 리플 추출부가 추출한 리플의 시간 지연을 보상하는 지연 보상부;
    상기 지연 보상부에 의해 시간 지연이 보상된 리플을 기반으로 상기 인버터로 입력되는 기준 전압의 리플을 보상하는 리플 보상부; 및
    상기 리플 보상부에 의해 리플이 보상된 기준 전압을 정지 좌표계로 변환하는 좌표계 변환부
    를 포함하는 인버터의 전압 리플 보상 장치.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 리플 추출부는,
    상기 기준 전압에서 출력 주파수의 2배 성분을 제거하는 제 1 필터; 및
    상기 제 1 필터에 의해 출력 주파수의 2배 성분이 제거된 기준 전압에서 출력 주파수에 해당하는 리플을 추출하는 제 2 필터
    를 포함하는 인버터의 전압 리플 보상 장치.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 지연 보상부는,
    상기 제 2 필터에 의해 추출된 리플의 시간 지연을 보상하는 지연 보상기; 및
    상기 지연 보상기에 의해 시간 지연이 보상된 리플에 보상값을 곱하여 최종 리플을 출력하는 곱셈기
    를 포함하는 인버터의 전압 리플 보상 장치.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 리플 보상부는,
    상기 인버터로 입력되는 기준 전압에서, 상기 곱셈기에 의해 보상값이 곱해진 최종 리플을 빼서 상기 인버터로 입력되는 기준 전압의 리플을 보상하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전압 리플 보상 장치.
  25. 기준 전압 입력부가 인버터 제어를 위한 기준 전압을 입력받는 단계;
    리플 추출부가 상기 입력받은 기준 전압에서 리플을 추출하는 단계;
    지연 보상부가 상기 추출한 리플의 시간 지연을 보상하는 단계;
    리플 보상부가 상기 시간 지연이 보상된 리플을 기반으로 상기 인버터로 입력되는 기준 전압의 리플을 보상하는 단계; 및
    좌표계 변환부가 상기 리플이 보상된 기준 전압을 정지 좌표계로 변환하는 단계
    를 포함하는 인버터의 전압 리플 보상 방법.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 리플 추출 단계는,
    상기 기준 전압에서 출력 주파수의 2배 성분을 제거하는 단계; 및
    상기 출력 주파수의 2배 성분이 제거된 기준 전압에서 출력 주파수에 해당하는 리플을 추출하는 단계
    를 포함하는 인버터의 전압 리플 보상 방법.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 지연 보상 단계는,
    상기 추출된 리플의 시간 지연을 보상하는 단계; 및
    상기 시간 지연이 보상된 리플에 보상값을 곱하여 최종 리플을 출력하는 단계
    를 포함하는 인버터의 전압 리플 보상 방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 리플 보상 단계는,
    상기 인버터로 입력되는 기준 전압에서 상기 최종 리플을 빼서 상기 인버터로 입력되는 기준 전압의 리플을 보상하는 것을 특징으로 하는 인버터의 전압 리플 보상 방법.
  29. 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전압을 일정시간 단위로 샘플링하여 감지하는 단계;
    상기 일정시간 단위로 감지한 상기 입력 교류전압의 전압 합산값을 산출하는 단계;
    상기 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 단계;
    상기 입력 교류전압의 주기가 상기 일정 주기 이상이라면, 상기 전압 합산값의 1주기 당 전압 평균값을 산출하는 단계;
    상기 산출된 전압 평균값이 제1 임계값을 초과하는가를 판단하는 단계; 및
    상기 전압 평균값이 상기 제1 임계값을 초과한다면, 상기 전압 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법.
  30. 제29항에 있어서, 상기 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 단계는
    상기 입력 교류전압의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수 및 상기 입력 교류전압의 크기가 양의 값에서 음의 값으로 변화되는 횟수를 중 어느 하나를 카운팅하여 판단하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법.
  31. 제29항에 있어서, 상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법은
    상기 전압 평균값이 제2 임계값을 초과하는가를 판단하는 단계; 및
    상기 전압 평균값이 상기 제2 임계값을 초과한다면, 상기 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법.
  32. 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전류를 일정시간 단위로 샘플링하여 감지하는 단계;
    상기 일정시간 단위로 감지한 상기 입력 교류전류의 전류 합산값을 산출하는 단계;
    상기 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 단계;
    상기 입력 교류전류의 주기가 상기 일정 주기 이상이라면, 상기 전류 합산값의 1주기 당 전류 평균값을 산출하는 단계;
    산출된 상기 전류 평균값이 제3 임계값을 초과하는가를 판단하는 단계; 및
    상기 전류 평균값이 상기 제3 임계값을 초과한다면, 상기 전류 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법.
  33. 제32항에 있어서, 상기 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 단계는
    상기 입력 교류전류의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수 및 상기 입력 교류전류의 크기가 양의 값에서 음의 값으로 변화되는 횟수를 중 어느 하나를 카운팅하여 판단하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법.
  34. 제32항에 있어서, 상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법은
    상기 입력 교류전류를 감지한 후에, 상기 입력 교류전류의 크기가 일정 전류값 이상인가를 판단하는 단계를 더 포함하고,
    상기 입력 교류전류의 크기가 상기 일정 전류값 이상이라면, 상기 입력 교류전류의 상기 전류 합산값을 산출하는 단계로 진행하고, 상기 입력 교류전류의 크기가 상기 일정 전류값 미만이라면, 상기 입력 교류전류를 감지하는 단계로 진행하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법.
  35. 제32항에 있어서, 상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법은
    상기 전류 평균값이 제4 임계값을 초과하는가를 판단하는 단계; 및
    상기 전류 평균값이 상기 제4 임계값을 초과한다면, 상기 입력 교류전류에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상방법.
  36. 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전압을 일정시간 단위로 샘플링하여 감지하는 전압 감지부;
    상기 일정시간 단위로 감지한 상기 입력 교류전압의 전압 합산값을 산출하는 전압 합산부;
    상기 입력 교류전압의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 전압 주기 검출부; 및
    상기 입력 교류전압의 주기가 상기 일정 주기 이상이라면, 상기 전압 합산값의 1주기 당 전압 평균값을 산출하는 전압 평균값 산출부;
    산출된 상기 전압 평균값이 제1 임계값을 초과하는가를 판단하고, 상기 전압 평균값이 상기 제1 임계값을 초과한다면, 상기 전압 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하는 전압 옵셋 보상부를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치.
  37. 제36항에 있어서,
    상기 전압 주기 검출부는 상기 입력 교류전압의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수 및 상기 입력 교류전압의 크기가 양의 값에서 음의 값으로 변화되는 횟수를 중 어느 하나를 카운팅하여 상기 입력 교류전압의 주기를 판단하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치.
  38. 제36항에 있어서, 상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치는
    상기 입력 교류전압에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하는 전압 알람신호 출력부를 더 포함하고,
    상기 전압 옵셋 보상부는 상기 전압 평균값이 제2 임계값을 초과하는가를 판단하고, 상기 전압 평균값이 상기 제2 임계값을 초과한다면 상기 알람신호를 출력하도록 상기 전압 알람신호 출력부를 제어하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치.
  39. 인버터를 제어하기 위한 입력 교류전류를 일정시간 단위로 샘플링하여 감지하는 전류 감지부;
    상기 일정시간 단위로 감지한 상기 입력 교류전류의 전류 합산값을 산출하는 전류 합산부;
    상기 입력 교류전류의 주기가 일정 주기 이상인가를 판단하는 전류 주기 검출부;
    상기 입력 교류전류의 주기가 상기 일정 주기 이상이라면, 상기 전류 합산값의 1주기 당 전류 평균값을 산출하는 전류 평균값 산출부;
    산출된 상기 전류 평균값이 제3 임계값을 초과하는가를 판단하고, 상기 전류 평균값이 상기 제3 임계값을 초과한다면, 상기 전류 평균값에 대응하는 옵셋 성분을 보상하는 전류 옵셋 보상부를 포함하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치.
  40. 제39항에 있어서, 상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치는
    상기 입력 교류전류의 크기가 일정 전류값 이상인가를 판단하는 전류 크기 비교부를 더 포함하고,
    상기 입력 교류전류의 크기가 상기 일정 전류값 이상이라면, 상기 전류 합산부가 상기 입력 교류전류의 상기 전류 합산값을 산출하고, 상기 입력 교류전류의 크기가 상기 일정 전류값 미만이라면, 상기 전류 감지부가 상기 입력 교류전류를 감지하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치.
  41. 제39항에 있어서,
    상기 전류 주기 검출부는 상기 입력 교류전류의 크기가 음의 값에서 양의 값으로 변화되는 횟수 및 상기 입력 교류전류의 크기가 양의 값에서 음의 값으로 변화되는 횟수를 중 어느 하나를 카운팅하여 상기 입력 교류전류의 주기를 판단하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치.
  42. 제39항에 있어서, 상기 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치는
    상기 입력 교류전류에 이상이 있음을 알리는 알람신호를 출력하는 전류 알람신호 출력부를 더 포함하고,
    상기 전류 옵셋 보상부는 상기 전류 평균값이 제4 임계값을 초과하는가를 판단하고, 상기 전류 평균값이 상기 제4 임계값을 초과한다면 상기 알람신호를 출력하도록 상기 전류 알람신호 출력부를 제어하는 것을 특징으로 하는 인버터 제어를 위한 신호의 옵셋 보상장치.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104917437A (zh) * 2015-07-09 2015-09-16 雷勃电气(常州)有限公司 一种用于三相电机的非对称四段式svpwm技术的控制方法
CN104935235A (zh) * 2015-06-19 2015-09-23 上海新时达电气股份有限公司 电机的电流谐波抑制方法

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106230242B (zh) * 2016-09-18 2018-07-06 电子科技大学中山学院 一种降压型电源纹波检测和补偿电路
KR101904101B1 (ko) 2016-12-26 2018-10-05 효성중공업 주식회사 Ｍｍｃ 컨버터 출력단 직류성분 제거방법
JP6833654B2 (ja) * 2017-10-30 2021-02-24 東芝三菱電機産業システム株式会社 電動機駆動装置
WO2020024064A1 (en) * 2018-08-02 2020-02-06 Houshang Karimi Controller for power inverter
KR102631455B1 (ko) 2018-08-30 2024-01-31 엘지이노텍 주식회사 태양광 연계 에너지 저장 시스템용 dc-dc 컨버터 및 그 제어방법
CN110518588B (zh) * 2019-09-16 2021-10-12 珠海格力电器股份有限公司 滤波方法、装置、设备和电力电子装置

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001054300A (ja) * 1999-08-06 2001-02-23 Meidensha Corp モータ制御装置におけるモータのトルクリップル補償方式
JP2001169578A (ja) * 1999-12-06 2001-06-22 Yaskawa Electric Corp 交流電動機の電流オフセット推定方法および調整方法
JP2007221916A (ja) * 2006-02-16 2007-08-30 Nihon Inverter Corp インバータ制御装置
JP2009273330A (ja) * 2008-05-12 2009-11-19 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置
KR20120066520A (ko) * 2010-12-14 2012-06-22 엘지전자 주식회사 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법
JP5085224B2 (ja) * 2007-08-10 2012-11-28 株式会社ダイヘン 信号抽出回路及びそれを含む系統連系インバータ装置

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5351178A (en) * 1992-10-30 1994-09-27 Electric Power Research Institute, Inc. Active power line conditioner with a derived load current fundamental signal for fast dynamic response
KR100240953B1 (ko) * 1996-10-02 2000-01-15 이종수 전력변환장치의 펄스폭 변조 방법
JP3586078B2 (ja) 1997-09-08 2004-11-10 株式会社東芝 電力変換装置
WO1999023750A1 (fr) * 1997-10-31 1999-05-14 Hitachi, Ltd. Convertisseur de courant
US6052297A (en) * 1998-05-06 2000-04-18 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Power conversion apparatus
JP3611492B2 (ja) * 1999-11-12 2005-01-19 株式会社日立製作所 インバータの制御方法および装置
JP3983031B2 (ja) * 2001-11-05 2007-09-26 敏久 清水 半導体電力変換装置の制御回路
JP4115696B2 (ja) 2001-11-19 2008-07-09 松下電器産業株式会社 モータ制御装置
JP4362300B2 (ja) 2003-03-12 2009-11-11 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
JP3928575B2 (ja) * 2003-04-07 2007-06-13 日産自動車株式会社 モーター制御装置
JP4720334B2 (ja) 2005-07-19 2011-07-13 株式会社明電舎 Ｐｗｍコンバータのオフセット電圧検出装置
WO2007144959A1 (ja) * 2006-06-16 2007-12-21 Mitsubishi Electric Corporation 電力変換器の制御装置
JP2008286561A (ja) 2007-05-15 2008-11-27 Toyota Industries Corp ノイズ除去回路とそのノイズ除去方法
JP4798075B2 (ja) * 2007-06-26 2011-10-19 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動システム
US20090244937A1 (en) * 2008-03-28 2009-10-01 American Superconductor Corporation Dc bus voltage harmonics reduction
WO2010049976A1 (ja) * 2008-10-31 2010-05-06 三菱電機株式会社 電力変換装置
US8233294B2 (en) * 2010-08-23 2012-07-31 Ford Global Technologies, Llc Method and system for controlling a power converter system connected to a DC-bus capacitor
KR100989806B1 (ko) * 2010-09-14 2010-10-29 국제통신공업 주식회사 전력변환장치용 고속 공간벡터 변조방법, 이를 포함한 정류기 제어기와 인버터 제어기 및 이를 기록한 컴퓨터에서 읽을 수 있는 기록매체
JP5212491B2 (ja) * 2011-01-18 2013-06-19 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
CN103036529B (zh) * 2011-09-29 2017-07-07 株式会社大亨 信号处理装置、滤波器、控制电路、逆变器和转换器系统
KR101288638B1 (ko) * 2011-12-27 2013-07-22 주식회사 효성 이중여자 유도형 풍력발전 시스템의 전류리플 저감장치 및 그 방법

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001054300A (ja) * 1999-08-06 2001-02-23 Meidensha Corp モータ制御装置におけるモータのトルクリップル補償方式
JP2001169578A (ja) * 1999-12-06 2001-06-22 Yaskawa Electric Corp 交流電動機の電流オフセット推定方法および調整方法
JP2007221916A (ja) * 2006-02-16 2007-08-30 Nihon Inverter Corp インバータ制御装置
JP5085224B2 (ja) * 2007-08-10 2012-11-28 株式会社ダイヘン 信号抽出回路及びそれを含む系統連系インバータ装置
JP2009273330A (ja) * 2008-05-12 2009-11-19 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置
KR20120066520A (ko) * 2010-12-14 2012-06-22 엘지전자 주식회사 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2922190A4 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104935235A (zh) * 2015-06-19 2015-09-23 上海新时达电气股份有限公司 电机的电流谐波抑制方法
CN104917437A (zh) * 2015-07-09 2015-09-16 雷勃电气(常州)有限公司 一种用于三相电机的非对称四段式svpwm技术的控制方法

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