JP2009273330A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御系の複雑化を招くこともなく、出力周波数の広範囲にわたってビート現象を抑制可能とした電力変換装置を提供する。
【解決手段】交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ２と直流平滑コンデンサ３とインバータ４とを備えた電力変換装置において、直流電圧を検出する電圧検出器１１，２１と、検出した直流電圧の変動分を抽出するバンドパスフィルタ２２と、その特性パラメータである中心周波数を、インバータの出力周波数に応じて調整するパラメータ調整器２３と、バンドパスフィルタ２２により抽出された前記変動分を用いて、インバータ出力電圧の大きさを調整するためのゲイン計算器２４、乗算器５３等を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換するＰＷＭコンバータ等のコンバータと、その直流出力電圧を入力として可変電圧・可変周波数の交流電圧に変換するＶＶＶＦインバータ等のインバータとを備えた電力変換装置に関し、例えば交流電気車を駆動するための車両用電力変換装置に関するものである。

図７は、ＰＷＭコンバータ及びＶＶＶＦインバータからなる交流電気車駆動装置の概略構成図であり、特許文献１に記載されているものである。
同図において、１は交流電源、２はＰＷＭコンバータ、３は直流平滑コンデンサ、４はＶＶＶＦインバータ、５は交流電動機であり、このような駆動装置では、直流電圧Ｖ_ｄｃに交流電源１の周波数ω_ｓの２倍周波数２ω_ｓの脈動が発生することが一般に知られている。

インバータの制御方法として、例えばＶ／ｆ制御＋すべり周波数制御のように直流電圧Ｖ_ｄｃの脈動を考慮しない制御方法を用いた場合、インバータ４の出力電圧の周波数（以下、出力周波数ともいう）ω^＊が脈動周波数２ω_ｓに近くなると、特許文献１に記載されている如く、以下のような問題を生じる。
すなわち、図８（ａ）は１パルスモードにおける電圧波形の例を示しているが、インバータ出力電圧の正極性期間τ_ｐと負極性期間τ_ｎとが等しくなるため、正極性電圧の平均値と負極正電圧の平均値との間に差が生じる。これにより、インバータ出力電圧に直流成分または低周波成分が発生し、交流電動機５等の低抵抗負荷に給電する場合には過大な直流成分または低周波数成分を含む負荷電流が流れる。これをビート現象と称しており、ビート現象が発生すると、交流電動機５のトルクリプルや騒音の問題が生じる。

上述したビート現象を低減するための対策としては、インバータ４の入力直流電圧の脈動を低減することが有効である。これを実現するためには、直流平滑コンデンサ３の容量を大きく設計したり、直流回路にリアクトルを挿入する等の方法があるが、何れの方法も機器が大型化するという問題がある。
そこで、上記のように回路部品の容量変更や追加を行わずに、制御によってビート現象を低減する方法が種々提案されている。

例えば、前述した特許文献１では、図８（ｂ）に示すように、出力電圧の正負の各極性期間τ_ｐ，τ_ｎにおける電圧時間積を等しくするように、インバータの出力周波数を直流電圧検出値に比例させて変化させることでτ_ｐ≠τ_ｎとし、これによってビート現象を抑制している。
また、他の従来技術である特許文献２には、インバータの交流出力（またはこれをベクトル演算した２軸電圧や電流）の脈動成分により、インバータの出力電圧、周波数、位相の何れかを調整する方法のほかに、インバータの入力直流電圧Ｖ_ｄｃの脈動度合いを検出してインバータの出力周波数を調整することが開示されている。

更に、図９は、特許文献３の図１に記載された電力変換装置の制御ブロック図を基本として、特許文献２における、インバータの出力電圧及び周波数の調整手段を追加したブロック図に相当している。なお、特許文献３に係る従来技術は、コンバータ及びインバータを備え、ベクトル制御により誘導電動機を駆動する電力変換装置において、前記同様にビート現象に起因する誘導電動機のトルクリプルを抑制するための制御技術に関するものである。
図９における電力変換装置の主回路構成は図７と同一であり、以下では制御ブロックの構成及び作用を略述する。

図９において、インバータ４の出力電流が電流検出器１２により検出され、その電流検出値に基づいてベクトル制御器３１により２軸成分のｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊が演算される。これらのｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊は後述する平均値演算器３６からの直流電圧平均値Ｖ_ｄｃａｖと共にベクトルアナライザ３２に入力され、インバータ出力電圧の位相指令α及び変調率指令λが演算される。
ゲート信号発生器３３は、上記位相指令αと、変調率指令λを乗算器５３によりゲインＫ_λ倍して得た変調率指令と、インバータ４の周波数指令ｆ_ｉｎｖを乗算器５２によりゲインＫ_ω倍して得た周波数指令と、位相指令θに加算器５４によりゲインＫ_θを加算して得た位相指令とに基づいて、インバータ４の半導体スイッチング素子に対するゲート信号を生成し、出力する。

一方、直流平滑コンデンサ３の直流電圧は電圧検出器１１により検出され、直流電圧検出回路（Ａ／Ｄ変換回路）２１によりディジタル信号の直流電圧Ｖ_ｄｃに変換される。この直流電圧Ｖ_ｄｃはバンドパスフィルタ２２（ゲインＧ及び中心周波数ｆ_０は固定されている）に入力されて直流電圧変動分（脈動分）ΔＶ_ｄｃが抽出されると共に、平均値演算器３６により直流電圧平均値Ｖ_ｄｃａｖが演算される。

直流電圧変動分ΔＶ_ｄｃ及び直流電圧平均値Ｖ_ｄｃａｖは、ゲイン計算器２４，２５，２６に入力されている。ゲイン計算器２４は、直流電圧変動分ΔＶ_ｄｃ及び直流電圧平均値Ｖ_ｄｃａｖに応じてゲインＫ_λを計算し、このゲインＫ_λを用いて乗算器５３により変調率指令λを直接調整することにより、インバータ出力電圧の正負の大きさを調整してビート現象を抑制する。
また、ゲイン計算器２５，２６は、直流電圧変動分ΔＶ_ｄｃ及び直流電圧平均値Ｖ_ｄｃａｖに応じてゲインＫ_ω，Ｋ_θをそれぞれ計算し、ゲインＫ_ωを用いて乗算器５２により周波数指令ｆ_ｉｎｖを調整すると共に、ゲインＫ_θを用いて加算器５４により位相指令θを調整する。
なお、前記周波数指令ｆ_ｉｎｖは、速度検出器１３により検出された交流電動機５の回転速度を基準速度演算器３４に入力して得た基準周波数ｆ_ｒと、すべり周波数指令値演算器３５により演算したすべり周波数指令ｆ_ｓとを加算器５１により加算して得られる。

特開平１−２０９９５９号公報（第１頁左下欄第１７行〜第２頁左下欄第６行、第３頁左下欄第１行〜右下欄第１３行、第３図、第４図等） 国際公開ＷＯ９９／２３７５０号公報（請求項１０、第１５頁第２５行〜第１６頁第８行、第１７頁第２７行〜第１８頁第４行、第９図等） 特許第３２７７１３８号公報（段落［００８０］〜［０１４５］、図１等）

特許文献１，２に記載された従来技術によりビート現象を抑制する場合、実際の直流電圧の脈動にタイミングを合わせてインバータの出力周波数を調整することにより出力電圧に反映させる必要があるが、インバータの制御遅れを補償するために制御系が複雑化するおそれがある。
また、特許文献３に記載された従来技術では、直流電圧変動分ΔＶ_ｄｃを抽出するためのバンドパスフィルタ２２のゲインＧ、中心周波数ｆ_０、及びこれらによって決まる位相特性が固定されており、インバータ４の出力周波数に応じて変化する制御遅れとバンドパスフィルタ２２の進み位相特性とが相殺されるポイントが限定されるため、出力周波数の広範囲にわたって良好にビート現象を抑制することが難しいという問題があった。
そこで、本発明の解決課題は、制御系の複雑化を招くこともなく、インバータ出力周波数の広範囲にわたってビート現象を抑制可能とした電力変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、前記コンバータの直流側に接続された直流平滑コンデンサと、前記直流平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、を備えた電力変換装置において、
前記直流平滑コンデンサの直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段により検出した直流電圧の変動分を出力するフィルタ手段と、前記フィルタ手段の特性パラメータを、前記インバータの運転情報に応じて調整するパラメータ調整手段と、前記フィルタ手段により抽出された前記変動分を用いてインバータ出力電圧の大きさを調整する手段と、を備えたものである。
ここで、請求項４，５に記載するように、例えば、前記フィルタ手段はバンドパスフィルタであり、その特性パラメータはバンドパスフィルタの中心周波数であると共に、前記インバータの運転情報は、インバータの出力電圧の周波数である。

また、請求項２に係る発明は、前記フィルタ手段により抽出された前記変動分を用いてインバータ出力電圧の周波数を調整する手段を備えたものであり、請求項３に係る発明は、同じくインバータ出力電圧の位相を調整する手段を備えたものである。

本発明においては、バンドパスフィルタの位相が直流電圧の脈動周波数において進み位相となり、この進み位相に相当する時間がインバータの制御遅れ時間に等しくなるように、バンドパスフィルタの中心周波数をインバータの出力周波数に応じて変化させることで、インバータの制御遅れ時間を相殺する。更に、フィルタ手段により抽出された直流電圧変動分をインバータ出力電圧の大きさや周波数、位相の指令値に作用させてこれらを調整することにより、実際の直流電圧の変動にタイミングを合わせてインバータ出力電圧を調整し、その結果としてインバータ出力電流のビート現象を抑制する。

本発明によれば、インバータの制御遅れを複雑な制御系を用いることなく補償することができ、また、インバータ出力周波数の広範囲にわたり良好にビート現象を抑制して交流電動機のトルクリプルや騒音を低減することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は、本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
図１の制御ブロック図と前述した図９の従来技術との相違点は、パラメータ調整器２３の有無であり、その他の構成は図９と同一である。ここで、パラメータ調整器２３は、インバータ４の周波数指令ｆ_ｉｎｖを入力とし、バンドパスフィルタ２２の特性パラメータ（ゲインＧ、中心周波数ｆ_０、及びこれらによって決まる位相特性）を変化させて所定値に設定するためのものである。

すなわち、パラメータ調整器２３は、インバータ４の運転情報に応じてバンドパスフィルタ２２の前記特性パラメータを変化させ、インバータ４の制御遅れとバンドパスフィルタ２２の進み位相特性とを相殺するためのものである。その具体的な方法の一例としては、図１に示したようにインバータ４の運転情報としての周波数指令ｆ_ｉｎｖを入力とし、その周波数における制御遅れが相殺されるような特性パラメータ（ゲインＧ、中心周波数ｆ_０等）を設定してバンドパスフィルタ２２に出力することが考えられる。

このパラメータ調整器２３は、実際のソフトウェアでは、バンドパスフィルタ２２における演算に用いる係数を時々刻々変えることで実現可能である。ここで、前記係数を求めるための演算が必要となるが、この演算は、インバータ４の運転情報の変化に追従する程度の頻度で繰り返し行えば良く、その演算頻度はバンドパスフィルタ２２の演算頻度より低くても構わないため、本実施形態による制御演算量の増加は僅かである。

また、パラメータ調整器２３により設定するバンドパスフィルタ２２の中心周波数ｆ_０は、インバータ４の直流電圧Ｖ_ｄｃの脈動周波数より高く設定することが望ましい。
ここで、図５はバンドパスフィルタ２２の位相特性及びゲイン特性を示しており、直流電圧Ｖ_ｄｃの脈動周波数において位相が“進み”となり、この進み位相に相当する時間がインバータの制御遅れ時間と等しくなるようにバンドパスフィルタ２２の中心周波数ｆ_０を設定すれば、制御遅れ時間を相殺することが可能である。
なお、中心周波数ｆ_０を設定する方法として、実用上は、例えばインバータの周波数指令ｆ_ｉｎｖに対して一次式により近似する方法や線分近似する方法があり、何れの方法によっても所望のビート抑制効果を得ることができる。

図１において、バンドパスフィルタ２２から出力される直流電圧変動分ΔＶ_ｄｃについては、図９と同様にゲイン計算器２５及び乗算器５２を介して周波数指令ｆ_ｉｎｖに乗算する方法、ゲイン計算器２４及び乗算器５３を介して変調率指令λに乗算する方法、及び、ゲイン計算器２６を介して位相指令θに加算する方法、を適切に組み合わせることにより、ビート現象を抑制するための補償量をインバータ４の出力電圧へ作用させる。

ここで、ゲイン計算器２４を用いて変調率指令λを調整する方法では、変調率を直接調整して出力電圧の正負の大きさを等しくすることにより、ビート現象を抑制する。但し、この方法は、車両用電力変換装置で通常使用される１パルスモードにおいて、変調率が１に固定されていて調整できない場合には、適用することができない。なお、基本となるＶ／ｆの変調率を１未満で制限（変調止め）している場合はこの限りではない。

また、ゲイン計算器２５を用いて周波数指令ｆ_ｉｎｖを調整する方法は、前述した特許文献１に示されるように、出力電圧の正負の各極性期間における電圧時間積が等しくなるように、インバータ周波数を直流電圧Ｖ_ｄｃに比例させて制御することにより、ビート現象を抑制する。この方法は、１パルスモードでも適用可能である。

更に、ゲイン計算器２６を用いて位相指令θを調整する方法は、ゲイン計算器２５を用いる方法と類似しており、出力電圧の正負の各極性期間における電圧時間積が等しくなるように直流電圧変動分ΔＶ_ｄｃに応じてインバータ出力電圧の位相θを調整することで、ビート現象を抑制する。この方法も、１パルスモードにおいて適用可能である。

図２〜図４は、本発明の第２〜第４実施形態を示す制御ブロック図であり、それぞれ請求項１〜３に対応している。
これらの実施形態は、図１におけるゲイン計算器２４〜２６の何れか一つを使用して、変調率指令λ（図２のようにゲイン計算器２４を使用した場合）、または周波数指令ｆ_ｉｎｖ（図３のようにゲイン計算器２５を使用した場合）、あるいは位相指令θ（図４のようにゲイン計算器２６を使用した場合）をそれぞれ調整することによりインバータ４の出力電圧を制御し、ビート現象を抑制するものである。
これらの実施形態の動作は第１実施形態から類推可能であるため、説明を省略する。

なお、図６は、本発明の第３実施形態によりゲイン計算器２５を用いて周波数指令ｆ_ｉｎｖを調整した場合の電動機電流を従来技術と比較した波形であり、本発明によればビート現象を良好に抑制できることがわかる。

上述した第１〜第４実施形態は、制御方法としてベクトル制御を用いた場合のものであるが、本発明に適用される制御方法はベクトル制御に何ら限定されず、例えばＶ／ｆ制御にも適用可能である。

本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。 本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。 本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。 本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図である。 本発明の実施形態におけるバンドパスフィルタの位相特性及びゲイン特性を示す図である。 本発明の第３実施形態によるビート現象の抑制例を示すインバータ出力電流の波形図である。 特許文献１に記載された交流電気車駆動装置の構成図である。 特許文献１におけるビート抑制原理を示す図である。 特許文献３を基本とした従来技術の制御ブロック図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ ＰＷＭコンバータ
３ 直流平滑コンデンサ
４ ＶＶＶＦインバータ
５ 交流電動機
１１ 電圧検出器
１２ 電流検出器
１３ 速度検出器
２１ 直流電圧検出回路
２２ バンドパスフィルタ
２３ パラメータ調整器
２４ ゲイン計算器（Ｋ_λ）
２５ ゲイン計算器（Ｋ_ω）
２６ ゲイン計算器（Ｋ_θ）
３１ ベクトル制御器
３２ ベクトルアナライザ
３３ ゲート信号発生器
３４ 基準速度演算器
３５ すべり周波数指令値演算器
３６ 平均値演算器
３７ 積分器
５１，５４ 加算器
５２，５３ 乗算器

Claims (5)

1. 交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
   前記コンバータの直流側に接続された直流平滑コンデンサと、
   前記直流平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、
   を備えた電力変換装置において、
   前記直流平滑コンデンサの直流電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記電圧検出手段により検出した直流電圧の変動分を抽出するフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段の特性パラメータを、前記インバータの運転情報に応じて調整するパラメータ調整手段と、
   前記フィルタ手段により抽出された前記変動分を用いてインバータ出力電圧の大きさを調整する手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
   前記コンバータの直流側に接続された直流平滑コンデンサと、
   前記直流平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、
   を備えた電力変換装置において、
   前記直流平滑コンデンサの直流電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記電圧検出手段により検出した直流電圧の変動分を抽出するフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段の特性パラメータを、前記インバータの運転情報に応じて調整するパラメータ調整手段と、
   前記フィルタ手段により抽出された前記変動分を用いてインバータ出力電圧の周波数を調整する手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
3. 交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
   前記コンバータの直流側に接続された直流平滑コンデンサと、
   前記直流平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して負荷に供給するインバータと、
   を備えた電力変換装置において、
   前記直流平滑コンデンサの直流電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記電圧検出手段により検出した直流電圧の変動分を抽出するフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段の特性パラメータを、前記インバータの運転情報に応じて調整するパラメータ調整手段と、
   前記フィルタ手段により抽出された前記変動分を用いてインバータ出力電圧の位相を調整する手段と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載した電力変換装置において、
   前記フィルタ手段がバンドパスフィルタであり、前記特性パラメータが当該バンドパスフィルタの中心周波数であることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載した電力変換装置において、
   前記インバータの運転情報が、当該インバータの出力電圧の周波数であることを特徴とする電力変換装置。

Images