JPWO2004106143A1 - 電動パワーステアリング装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

電動パワーステアリング装置のモータモデルの非線形要素を予め補償してモータモデルを線形化すること、さらには、モータの逆起電圧を算出して制御ループに逆起電圧を補償する制御装置が遅れの無い逆起電圧補償をすることにより、制御誤差が少なく制御性も安定して、モータ出力のトルクリップルが少ない、ハンドル操舵フィーリングの良い、またモータ騒音の少ない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供する。

Description

本発明は、自動車や車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、制御対象であるモータの非線形要素と線形要素を分離して、誤差の少ない制御ができる電動パワーステアリング装置の制御装置に関する。

自動車や車両のステアリング装置をモータの回転力で補助力付勢する電動パワーステアリング装置は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に補助力付勢するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、アシストトルク（操舵補助トルク）を高速運転時、又は低速運転時、或いは直線走行、カーブ走行、又は駐車時など、いかなる状況でも、ドライバーのハンドル操作がスムーズに実行できるように電動パワーステアリング装置の制御装置において、色々な制御上の工夫を凝らしている。
まず、具体的な従来の制御方式の事例の紹介の前に、電動パワーステアリング装置の制御に関する一般的な説明をする。電動パワーステアリング装置の主制御対象であるモータの電圧、電流の関係を式で表わすと（１）式のごとく表現できる。
Ｖ＝ＥＭＦ＋（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉ…（１）
ここで、Ｖはモータの端子電圧、ＥＭＦはモータの逆起電圧、Ｉはモータ巻線電流、Ｒはモータ巻線抵抗値、Ｌはモータの巻線インダクタンス値である。ｓはラプラス演算子でｄ／ｄｔを表わす。なお、ＥＭＦは次の（２）式で表される。
ＥＭＦ＝Ｋｅ・ω…（２）
ここで、Ｋｅは逆起電圧定数、ωはロータの角速度である。
（１）式の第２項である（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉは電気的要素であって線形性がある。しかし、第１項のＥＭＦはモータの角速度ωによって発生し、タイヤからの外力や電動パワーステアリング装置の機械要素の慣性、摩擦などの非線形要素の影響を大きく受ける。そして、一般的に、非線形要素の制御対象は制御し難いといってよい。
ここで、制御方式として代表的なフィードバック制御（以下ＦＢ制御と記す）について簡単な説明をする。一般的に、ＦＢ制御とは、ある制御対象である目標値が、ある基準値と一致するように制御しようとするもので、目標値と基準値との誤差を、例えば比例積分回路（以下ＰＩ回路と記す）などに入力して制御するのが一般的である。そして、このＰＩ回路の入力は、目標値の変化量、外乱やノイズの影響、パラメータの変動など全ての影響が混在した信号である。その中のどの要素が、どのように制御に影響しているかということは、とりあえず関係なく、とにかく出力が目標値に一致しているかどうかを判断して、一致していなければ修正動作を行なうという極めて単純な制御である。よって、この純粋なＦＢ制御では、誤差があって初めて修正動作が実行されるため、出力が目標値付近でフラフラと変動してしまい、これが電動パワーステアリング装置においてはモータ出力のトルクリップルとして現れる。トルクリップルが大きいと、ドライバーのハンドル操作に違和感を与えたり、モータの騒音が大きくなってドライバーに不快感を与えたりする問題を招くことになる。
ここで、ＦＢ制御を利用した制御装置の一例として、特開２００２−２４９０６１号公報（以下、特許文献１という。）に記載されたものがあり、その内容について、第５図を用いて説明する。車速や操舵トルクを入力に目標電流決定手段１２０にて、電流指令値Ｉ_ｒｅｆを算出する。つまり、図示しないトルクセンサに接続された操舵トルク検出器１０１で操舵トルクを検出し、次に、位相補償器１０８で位相遅れを補償し、その出力を操舵トルク制御器１０２に入力する。更に車速検出器１１４で検出した車速信号を操舵トルク制御器１０２に入力し、両入力に基づきドライバーがハンドルを操作して発生させた操舵トルクを補助するトルク値を決定する。そして、この補助すべきトルク値をモータ電流決定器１０７へ入力し、目標電流Ｉ_ｒｅｆを決定する。
次に、この目標電流Ｉ_ｒｅｆに対し、モータ駆動器１０９の出力の実電流Ｉ_ａｃｔをモータ電流検出器１１１で検出し、減算回路１１３にフィードバックし、目標電流Ｉ_ｒｅｆと実電流Ｉ_ａｃｔとの誤差を算出し、第１の電流制御器１０３に入力する。基本的には、第１の電流制御器１０３の出力Ｖ_ｄＦＢでモータ駆動器１０９を駆動してモータ１１０を制御するのであるが、上述した色々な状況でもハンドル操作がスムーズに実行されるために、下記に説明する補助信号や補助の制御ループを付加している。
まず、補助信号として、外乱電圧Ｖ_{ｄｉｓｔ１}や外乱電圧Ｖ_{ｄｉｓｔ２}および逆起電圧Ｖ_ｂを補償している。さらに、外乱電圧推定オブザーバ１１５によって、指令値であるＶ_ｒｅｆどおりにモータ駆動器１０９が出力しているかを観察している。トータルの外乱電圧は（Ｖ_{ｄｉｓｔ１}＋Ｖ_{ｄｉｓｔ ２}＋Ｖ_ｂ）であるが、逆起電圧Ｖ_ｂは、操舵速度に比例し、最大でも３Ｈｚ程度であるのに対し、ブラシ振動や転流リップルによる外乱電圧は２０〜２００Ｈｚなので、ハイパスフィルタ１１６を利用して、逆起電圧Ｖ_ｂを取り除き、外乱電圧Ｖ_ｄｉｓｔのみを取り出している。取り出された外乱電圧Ｖ_ｄｉｓｔを第２の電流制御器１０５に入力し、その出力を加算回路１１２ａでＶ_ｄＦＢと加算し、モータ駆動指令電圧Ｖ_ｒｅｆを算出している。このモータ駆動指令電圧Ｖ_ｒｅｆは、上述した基本制御のＶ_ｒｅｆと異なり、外乱電圧を含めて修正したモータ駆動指令電圧Ｖ_ｒｅｆなので、基本制御に比較して、上述した色々なハンドル操作状況にも対応してハンドルをスムーズに操作できるように試みている。よって、このような構成の制御装置で色々なハンドル操作状況に対応しようとするとハイパスフィルタ１１６や第２電流制御器１０５などの複雑な制御要素を付加する必要があり複雑な制御回路になってしまう。
また、上述のような逆起電圧を補償した従来の電動パワーステアリング装置の制御装置の一例が特許第２９４９１８３号公報（以下、特許文献２という。）に開示されており、第１４図を用いて説明する。同図において、電動パワーステアリング装置に取り付けられたトルクセンサ１００から算出された指令値Ｉ_ｒが制御回路１０１に入力され、制御回路１０１の指令に基づきＰＷＭ制御回路１２がインバータ回路１３をＰＷＭ制御してモータ１４を駆動する制御になっている。制御回路１０１の中では、電流検出回路１５によって検出されたモータ電流Ｉ_ｆがフィードバックされて、指令値Ｉ_ｒとモータ電流Ｉ_ｆとの誤差をとって、その誤差をＰＩ回路に入力し、指令値Ｖ_ｄが算出される。基本制御方式では指令値Ｖ_ｄが三相（ａ相、ｂ相、ｃ相）に分配されＰＷＭ制御回路１２への指令値になる。
さらに、制御回路１０１では、モータ１４に取り付けられた回転速度センサ１０２によって検出された回転数Ｎからωを求め、さらに（２）式により逆起電圧Ｅを検出し、指令値Ｖ_ｄに逆起電圧Ｅを加算して新たな指令値Ｖ_ｍを算出し、このＶ_ｍに基づいてモータ１４を駆動制御している。この逆起電圧Ｅの補償により、基本制御方式に比べ、ハンドル操作がスムーズに実行できる。
しかし、特許文献２に示されるような、モータの回転数をエンコーダなどを用いて検出し逆起電圧を算出する方法の場合は、回転数の分解能を上げて低速回転時でも精度良く逆起電圧を算出するために、回転数の演算周期を電流制御周期より長くしている。これは、高速回転時の遅れを拡大する要因となる。低速回転時のように逆起電圧が小さく逆起電圧補償の効果が少ない時は、この遅れの問題は逆起電圧補償に対して影響は小さいが、高速回転時のように逆起電圧が大きいときに、この遅れが逆起電圧補償の効果を小さくさせる問題が起こる。つまり、高速回転時の逆起電圧の大きいときほど、遅れの無い逆起電圧補償が望まれるのである。
本発明は上述のような事情から成されたものであり、本発明は電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、電動パワーステアリング装置のモータモデルの非線形要素を予め補償してモータモデルを線形化することを第１の目的とし、さらには、モータの逆起電圧を算出して制御ループに逆起電圧を補償する制御装置が遅れの無い逆起電圧補償をすることを第２の目的とし、それらを達成することにより、制御誤差が少なく制御性も安定して、モータ出力のトルクリップルが少ない、ハンドル操舵フィーリングの良い、またモータ騒音の少ない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、本発明の上記第１の目的は、前記モータを駆動するモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路への制御指令である第１の電圧指令値を算出する電流制御回路（１１）と、前記モータ駆動回路の出力電圧と出力電流とから前記モータの逆起電圧値を算出する逆起電圧算出回路（１７）と、前記第１の電圧指令値に前記逆起電圧値を加算して前記モータ駆動回路への新たな制御指令となる第２の電圧指令値を算出する加算回路（１８）とを備えることによって達成される。
また、上記第１の目的は、前記電流制御回路（１１）と前記加算回路（１８）との間に第２の加算回路（２３）を設け、前記電流制御回路（１１）の出力を前記第２の加算回路（２３）の入力とし、かつ、前記第２の加算回路（２３）の出力を前記加算回路（１８）の入力とするとともに、前記第２の加算回路（２３）の出力および前記モータ駆動回路の出力のそれぞれを入力とする外乱オブザーバ回路（１９）を設け、前記外乱オブザーバ回路（１９）の出力である外乱値を前記第２の加算回路（２３）に入力して、前記第１の電圧指令値に加算して前記加算回路（１８）へ入力することにより、効果的に達成される。
さらに、上記第１の目的は、前記外乱値を、前記加算回路（１８）の入力値に伝達関数を乗じた値と前記モータ駆動回路の出力値に伝達関数を乗じた値との差とすることによって効果的に達成される。また、上記第１の目的は前記電流制御回路（１１）が、フィードフォワード制御またはフィードバック制御であることによって効果的に達成される。
また、本発明の前記第２の目的は、モータを駆動するモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路の出力電圧と出力電流とから前記モータの逆起電圧（ＥＭＦ１）を算出する第１の逆起電圧算出回路と、前記逆起電圧（ＥＭＦ１）より電気角（θ）および角速度（ω）を算出する位相算出回路と、前記角速度（ω）より位相遅れ（Δθ）を補償した調整電気角（θ＋Δθ）を算出する調整回路と、前記調整電気角（θ＋Δθ）から調整された逆起電圧（ＥＭＦ２）を算出する第２の逆起電圧算出回路とを備えることにより達成される。
さらに、本発明の前記第２の目的は、前記モータへの操舵トルク指令値（Ｔ_ｒｅｆ）に基づき前記モータを駆動制御するための指令値（Ｖ_{ｒｅ ｆ}）を算出する電流制御回路をさらに備え、前記指令値（Ｖ_ｒｅｆ）に前記調整された逆起電圧（ＥＭＦ２）を加算した指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ２）に基づいて前記モータを駆動制御することによって、より効果的に達成される。
またさらに、本発明の第２の目的は、モータへの操舵トルク指令値（Ｔ_ｒｅｆ）に基づき前記モータを駆動制御するための指令値（Ｖ_ｒｅｆ）を算出する電流制御回路と、前記モータを駆動するモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路の出力電圧と出力電流とから前記モータの逆起電圧（ＥＭＦ１）を算出する第１の逆起電圧算出回路と、前記逆起電圧（ＥＭＦ１）に設定値（Ｋ）を乗じた補正逆起電圧（Ｋ・ＥＭＦ１）を算出する補正回路とを備え、前記指令値（Ｖ_ｒｅｆ）に前記補正逆起電圧（Ｋ・ＥＭＦ１）を加算した値（Ｖ_ｒｅｆ＋Ｋ・ＥＭＦ１）に基づいて前記モータを駆動制御することによって達成される。さらにまた、上記第２の目的は前記電流制御回路が、フィードフォワード制御またはフィードバック制御であることによって達成される。

第１図は、モータモデルの線形化を説明するための説明図である。
第２図は、第１の発明をフィードフォワード制御に適用した電動パワーステアリング装置の制御ブロック図である。
第３図は、第２の発明をフィードフォワード制御に適用した電動パワーステアリング装置の制御ブロック図である。
第４図は、第１の発明と第２の発明をフィードバック制御に適用した電動パワーステアリング装置の制御ブロック図である。
第５図は、従来のフィードバック制御を適用した電動パワーステアリング装置の制御ブロック図である。
第６図は、第３の発明である遅れを補償した逆起電圧を用いたフィードフォワード制御を用いた制御装置の制御ブロック図である。
第７図は、第１の逆起電圧算出回路と位相算出回路の詳細を示すブロック図である。
第８図は、位相遅れを補償する調整回路と第２の逆起電圧算出回路の詳細を示すブロック図である。
第９図は、３相モータを対象とした逆起電圧の算出手段を示すブロック図である。
第１０図は、第３の発明である遅れを補償した逆起電圧を用いたフィードバック制御を用いた制御装置の制御ブロック図である。
第１１図は、第４の発明であるゲイン調整による逆起電圧算出の遅れ補償の原理を説明する図である。
第１２図は、第４の発明であるゲイン調整による逆起電圧算出の遅れ補償を示すブロック図である。
第１３図は、第３の発明および第４の発明のシミュレーションによる効果を示す図である。
第１４図は、従来の遅れ補償をしない回転速度センサを用いた逆起電圧補償による制御装置の制御ブロック図である。

まず、本発明の理論的な根拠を示し、次に、実施例について説明する。
本発明の第１の目的を達成するための発明のポイントは、制御対象であるモータモデルから非線形要素を分離し、モータモデルを線形化することにある。モータモデルの非線形要素として、モータの逆起電圧と、その他ノイズなどの非線形要素との大きく２つの要素に分離して考える。そして、予め出力に影響を及ぼしそうな状態変数である逆起電圧は算出可能なので後述する方法で算出する。そして、もう一つの要素に関しては、予め出力に影響を与える状態変数がわからない場合や、外乱やノイズの影響を取り除く場合には、後述するオブザーバ（状態観測器）を利用することができるので、オブザーバを利用してもう一つの非線形要素を抽出する。
まず、本発明の第１の目的を達成するための発明であるところの第１の発明である、逆起電圧を補償してモータモデルを線形化することについて、第１図を参照して理論的な説明をする。
第１図（Ａ）は実際のモータを表わした図であり、数式で表わせば前述した（１）式および（２）式に相当する。そして、逆起電圧ＥＭＦ＝Ｋｅ・ωは（１）式および（２）式の説明でしたように非線形要素なので、第１図（Ａ）のモータモデルは非線形要素となる。このモータモデルを線形化するということは、第１図（Ｂ）に示すようにＥＭＦ推定値（算出値）を推定し、電圧指令値Ｖ_ｒｅｆに加算すれば、実際のモータの逆起電圧ＥＭＦの影響を打ち消すことができ、モータモデルを１／（Ｒ＋ｓ・Ｌ）と線形化することができる。
次に、逆起電圧を具体的に推定（算出）する方法を以下に説明する。モータを式で表わすと（１）式で示したようになる。これを変形して、逆起電圧ＥＭＦについて解くと次の（３）式のように表わされる。
ＥＭＦ＝Ｖ−（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉ…（３）
ここで、Ｖはモータ電圧、Ｉはモータ電流、ＥＭＦはモータの逆起電圧、Ｒはモータの抵抗値、Ｌはモータのインダクタンス値、ｓはラプラス演算子、である。
ここで、逆起電圧ＥＭＦが完全に補償されていれば、（３）式は（４）式として表わされる。
Ｉ／Ｖ＝１／（Ｒｎ＋ｓ・Ｌｎ）＝Ｐｎ…（４）
ここで、Ｒｎは定格モータ抵抗値、Ｌｎは定格モータインダクタンス値、Ｐｎは定格モータモデルである。
（４）式の特徴として、（４）式は線形数式である。（４）式を変形して
Ｖ＝Ｉ・（Ｒｎ＋ｓ・Ｌｎ）＝Ｉ・Ｐｎ^−１…（５）
よって、制御目標として書き表すと
Ｖ_ｒｅｆ＝Ｉ_ｒｅｆ・（Ｒｎ＋ｓ・Ｌｎ）＝Ｉ_ｒｅｆ・Ｐｎ^−１…（６）
である。
よって、電流指令値Ｉ_ｒｅｆを入力して、直接、第１の電圧指令値Ｖ_ｒｅｆが算出される。
入力信号にノイズが乗るなどの現実的問題を考慮すると
一次遅れのローパスフィルター（以下ＬＰＦと記す）などを通過させる必要がある。即ち
Ｖ_ｒｅｆ＝Ｉ_ｒｅｆ・（Ｒｎ＋ｓ・Ｌｎ）／（１＋ｓ・Ｔ）
＝Ｉ_ｒｅｆ・Ｐｎ^−１／（１＋ｓ・Ｔ）…（７）
となる。ここで、Ｔ＝１／２πｆｃ
ＴはＬＰＦの時定数、ｆｃはカットオフ周波数である。
よって（７）式がＦＦ制御の基本伝達関数となる。しかし、（７）式はモータの電気的特性であるモータ抵抗値およびインダクタンス値だけをモデル化したものなので、この（７）式が実際のモータ制御で成立する条件は
（ｉ）逆起電圧が完全に補償されていること
（ｉｉ）モータモデルが正しいこと
（ｉｉｉ）その他、検出エラー或いはアナログデジタル変換ノイズなどのシステムモデルの不完全要素がないこと
である。
そこで、従来は（ｉ）、（ｉｉ）および（ｉｉｉ）に対して、線形要素も非線形要素も混在した状態でＦＦ制御を実行するため、大きな制御誤差が残る結果になっていた。また、従来技術のＦＢ制御の説明で取り上げた第５図の外乱電圧推定オブザーバ１１５をＦＦ制御に用いて、（ｉ）、（ｉｉ）および（ｉｉｉ）の全てを外乱オブザーバで補償しようとしても、逆起電圧の値が外乱オブザーバで補償できる範囲を超えていために十分に補償できず、やはり相当な量の制御誤差が残る結果になっていた。
そこで、本発明では、（ｉ）については、外乱オブザーバではなく、直接、逆起電圧の補償ループを基本制御ループに付加することで解決することにした。（ｉｉ）はモータの温度変化などで完全に正しいモデル化は困難である。また、（ｉｉｉ）も検出エラーやアナログデジタル変換など非線形要素が含まれるので（ｉｉｉ）も完全に正しいモデル化は困難である。よって、（ｉｉ）および（ｉｉｉ）には外乱オブザーバを適用することにより補償することにする。
以上が本発明の理論的な根拠についての説明である。
第１の発明である逆起電圧を補償したＦＦ制御の実施例について第２図を参照して詳細に説明する。
まず、モータの基本的制御の回路構成を先に説明する。トルク指令値Ｔ_ｒｅｆとホールセンサ信号Ｓ_ｈａｌｌを入力とし電流指令値回路１０で電流指令値Ｉ_ｒｅｆが算出され、次のフィードフォワード型の電流制御回路１１に入力される。フィードフォワード型の電流制御回路には、時定数の小さい一次遅れ回路などが使用される。電流制御回路１１の出力である第１の電圧指令値Ｖ_ｒｅｆは、加算回路１８を経由してモータ１４を駆動制御するモータ駆動回路に入力される。ここで、モータ駆動回路は、ＰＷＭ制御回路１２とインバータ回路１３との直列回路から構成されている。ここで、加算回路１８で電圧指令値Ｖ_ｒｅｆに、後述する逆起電圧値ＥＭＦを加算することなく、直接、モータ駆動回路に入力するのが従来のＦＦ制御の回路構成である。つまり、（１）式で示すモータモデルの線形要素である（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉだけでなく、非線形要素である逆起電圧値ＥＭＦ、或いはノイズ等の全ての非線形要素を含めて、全ての要素を電圧指令値Ｖ_ｒｅｆで制御しようとするもので、制御誤差が発生しやすい回路構成になっている。
そこで、本発明のポイントである各非線形要素を分離抽出し、即ち出力に影響を及ぼしそうな要素を予め抽出補償し、モータモデルを線形化して制御する構成とすることが重要である。非線形要素としては、影響の大きいモータの逆起電圧値ＥＭＦと、その他ノイズ等を含めた残りの非線形要素に分離して算出する。
まず、逆起電圧値ＥＭＦを算出するために、電流検出回路１５によってモータ電流Ｉが検出され、また電圧検出回路１６によってモータ電圧Ｖが検出され、これらの電圧Ｖと電流Ｉが逆起電圧算出回路１７に入力されてモータ１４の逆起電圧値ＥＭＦを算出する。具体的には、逆起電圧値ＥＭＦは（３）式で示した方法で算出される。よって、逆起電圧算出回路１７の中には検出されたモータ電流Ｉを入力とする伝達関数回路１７−１が配され、伝達関数回路１７−１の出力とＬＰＦ回路１７−３を通過したモータ電圧Ｖとの減算をするための減算回路１７−２が配され、減算回路１７−２の出力が求める逆起電圧値ＥＭＦとなる。ここで、伝達関数回路１７−１の具体的関数は（７）式で示す（Ｒ＋ｓ・Ｌ）／（１＋ｓ・Ｔ）である。なお、伝達関数回路１７−１の分母（１＋ｓ・Ｔ）は、検出されたモータ電流Ｉに含まれるノイズ除去などのためのＬＰＦの一次遅れ回路を示している。そして、算出された逆起電圧値ＥＭＦを加算回路１８にフィードバックして、従来のＦＦ制御回路の電流制御回路１１の出力である第１の電圧指令値Ｖ_ｒｅｆに逆起電圧値ＥＭＦを加算し、新たな第２の電圧指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ）を算出する構成になっている。
以上の回路構成によって、モータ駆動回路の入力は従来の電圧指令値である第１の電圧指令値Ｖ_ｒｅｆではなく、加算回路１８の出力である第２の電圧指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ）となる。モータ駆動回路はＰＷＭ制御回路１２とインバータ回路１３との直列回路から構成されており、電圧指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ）はＰＷＭ制御回路１２のＰＷＭのデュティー比を示すことになる。ＰＷＭ制御回路１２によってＰＷＭ制御されたインバータ回路１３の出力電流によってモータ１４が駆動されトルクを発生する。
以上の実施例の構成に基づく実施例の作用について説明する。
まず、トルク指令値Ｔ_ｒｅｆとホールセンサ信号により電流指令値回路１０で電流指令値Ｉ_ｒｅｆが算出される。この電流指令値Ｉ_ｒｅｆを入力とするＦＦ制御である電流制御回路１１は一次遅れ伝達関数などが適用されるが、これは、（７）式の理論に基づくものである。一次遅れ伝達関数の時定数やゲインは、そのシステムで最適の値を実験などで選定すれば良い。従来は、電流制御回路１１の出力である第１の電圧指令値Ｖ_ｒｅｆが直接にＰＷＭ制御回路１２に入力されていたため、線形要素と非線形要素が混在した状態で制御誤差が大きく残る結果となっていた。
本発明は、この電圧指令値Ｖ_ｒｅｆに出力に影響を及ぼす非線形要素である逆起電圧値ＥＭＦを予め補償することによって制御を線形化することにある。別の表現をとるなら、（６）式が完全に成立するための条件の一つである（ｉ）の条件の逆起電圧補償を付加している。
逆起電圧補償は（３）式で示した数式に基づいて算出する。即ち、電圧検出回路１６で検出されたモータ電圧Ｖと、電流検出回路１５で検出されたモータ電流Ｉとを入力として逆起電圧値ＥＭＦが逆起電圧検出回路１７にて算出される。具体的には、検出されたモータ電流Ｉを伝達関数回路１７−１に入力し、その出力である（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉ／（１＋ｓ・Ｔ）と検出されたモータ電圧Ｖとの減算を減算回路１７−２で実行し、減算回路１７−２の出力、即ち逆起電圧算出回路１７の出力が、求める逆起電圧ＥＭＦである。なお、伝達関数回路１７−１の分母（１＋ｓ・Ｔ）は一次遅れ関数のＬＰＦ回路で検出されたモータ電流Ｉのノイズ除去などを目的としている。
次に本発明のポイントである、逆起電圧算出回路１７の出力の逆起電圧値ＥＭＦは電流制御回路１１の出力である電圧指令値Ｖ_ｒｅｆに加算回路１８で加算され、新しい第２の電圧指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ）が算出される。そして、モータ駆動回路のＰＷＭ制御回路１２には従来の第１の電圧指令値Ｖ_ｒｅｆではなく、逆起電圧が補償された新しい第２の電圧指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ）が入力され、インバータ回路１３はＰＷＭ制御回路１３に指令に基づきモータ１４は駆動される。
この結果、モータ１４は第２の電圧指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ）によって非線形要素である逆起電圧ＥＭＦが予め補償された状態で制御されるので、制御誤差も少なく、トルクリップルも少ない電動パワーステアリング装置を得られる効果がある。
つぎに、第２の発明に関するＦＦ制御の実施例について第３図を参照して説明する。
第２の発明は、（ｉｉ）および（ｉｉｉ）のような予め推定のつかない非線形要素をも補償して、モータモデルをより線形化し制御誤差がさらに小さくできる制御回路構成に関するものである。つまり、逆起電圧値ＥＭＦ以外の非線形要素をオブザーバ回路によって抽出し、逆起電圧補償と同じように補償してモータモデルをより線形化するようになっている。
（６）式で示す線形化モデルを完全に成立させるため、逆起電圧値ＥＭＦ以外の残りの条件である（ｉｉ）および（ｉｉｉ）の補償も組み込んだＦＦ制御の実施例について第３図を参照して説明する。具体的手段としては、（ｉｉ）および（ｉｉｉ）を補償するために外乱オブザーバ回路１９を付加している。第２の電圧指令値という入力に対してインバータ回路１３の出力であるモータ電流Ｉが正しく出力されているかを監視することである。
第２の加算回路２３の出力とモータ電流Ｉとを外乱オブザーバ回路１９に入力する。外乱オブザーバ回路１９では、基本的には、第２の加算回路２３の出力とモータ電流Ｉとの差をとるのであるが、第２の加算回路２３の出力に対してＬＰＦ回路２０を通過させた値と、出力であるモータ電流Ｉに対してもＬＰＦ回路２１を通過させた値との差である外乱値Ｖ_ｄｉｓを減算回路２２で算出している。ＬＰＦ回路を通過させるのは、検出値であるモータ電流Ｉなどに含まれるノイズなどを除去するためである。
外乱オブザーバ回路１９の出力である外乱値Ｖ_ｄｉｓが電流制御回路１１の出力である第１の電圧指令値にＶ_ｒｅｆにフィードバックさせ第２の加算回路２３で加算され、さらに、加算回路１８で逆起電圧値ＥＭＦが加算され、新しい第２の電圧指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｄｉｓ＋ＥＭＦ）が算出されてＰＷＭ制御回路１２に入力される。この外乱値Ｖ_ｄｉｓを補償することにより、（ｉｉ）および（ｉｉｉ）の要因で発生する制御誤差を補償することができる。（ｉｉ）および（ｉｉｉ）を要因とする誤差は、逆起電圧によって発生する誤差より遥かに小さいので外乱オブザーバによって十分補償できる。従来、外乱オブザーバ回路だけで逆起電圧値ＥＭＦまで補償しようとして補償しきれなくなる欠点を、本発明では、外乱オブザーバ回路とは別に逆起電圧補償を実行することにより解消している。
よって、第２の発明であるモータモデルのモデル化の誤差や検出誤差、アナログデジタル変換誤差などの非線形誤差を外乱オブザーバで補償でき、また、逆起電圧は第１の発明で補償できるので、本発明の特徴である第１の発明と第２の発明とを組み合わせることにより非線形要素によって引起こされる制御誤差を完全に補償することができる。この効果は電動パワーステアリング装置にあっては、モータのトルクリップルが小さく、ハンドル操作に異常な振動も無く操舵フィーリングの良い電動パワーステアリング装置を提供できる効果がある。
つぎに、本発明は非線形要素を予め補償してモータモデルを線形化することにより制御誤差を縮小化する効果を有するので、本発明はＦＦ制御に限らずＦＢ制御に適用しても同じように効果が得られる。
以下、第１の発明および第２の発明をＦＢ制御に適用した実施例について第４図を参照して説明する。
ＦＢ制御の構成で、第３図に示したＦＦ制御の構成と異なる点を以下説明する。その違いは電流制御回路１１の入力およびその処理内容が異なる。つまり、電流制御回路１１の入力は、電流検出回路１５で検出されフィードバックされたモータ電流Ｉおよび電流指令値算出回路１０で算出された電流指令値Ｉ_ｒｅｆである。電流制御回路１１はモータ電流Ｉと電流指令値Ｉ_ｒｅｆとを入力とし、それらの差を減算回路１１−１で算出し、その差を比例積分回路１１−２に入力して電圧指令値Ｖ_ｒｅｆが出力される構成となる。
第４図のような構成をとるＦＢ制御の作用について以下説明する。
操舵トルク指令値Ｔ_ｒｅｆを入力として電流指令値算出回路１０で電流指令値Ｉ_ｒｅｆが算出され、電流検出回路１５で検出されたモータ電流Ｉと電流指令値Ｉ_ｒｅｆとが電流制御回路１１に入力される。電流制御回路１１において、電流指令値Ｉ_ｒｅｆとモータ電流Ｉとの差が減算回路１１−１で算出され、その差が比例積分回路１１−２に入力され、出力として電圧値指令値Ｖ_ｒｅｆが算出される。
従来は、この電圧指令値Ｖ_ｒｅｆがモータ駆動回路のＰＷＭ制御回路１２に直接入力されるため、線形要素の（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉと一緒に非線形要素である逆起電圧ＥＭＦも混在した状態で制御され、制御誤差が大きく、制御の安定も悪かった。
しかし、本発明では、その他の非線形要素である外乱オブザーバ回路１９で算出された外乱値Ｖ_ｄｉｓが第２の加算回路２３で加算されて新しい電圧指令値Ｖ’_ｒｅｆ（＝Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｄｉｓ）が算出されて、外乱値Ｖ_{ｄ ｉｓ}が補償される。また、逆起電圧算出回路１７で算出された非線形要素の逆起電圧値ＥＭＦが、予めモータ駆動回路の入力前である加算回路１８で前記Ｖ’_ｒｅｆに加算されて補償され、新しい第２の電圧指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋Ｖ_ｄｉｓ＋ＥＭＦ）が算出される。よって、本発明を適用したＦＢ制御においてもモータモデルが線形化されることにより、上述した（ｉ）、（ｉｉ）および（ｉｉｉ）の条件が満足され、電動パワーステアリング装置のモータ１４の制御は、制御誤差が少なく、制御が安定した制御装置が得られる。
よって、本発明を適用したＦＢ制御を用いた電動パワーステアリング装置においても、モータトルクリップルが少なく、ハンドル操作に異常振動が無く、ハンドル操舵感の良い電動パワーステアリング装置が得られる効果が期待できる。
以上の説明では、外乱オブザーバ回路１９や逆起電圧算出回路１７で一次遅れ回路を用いたＬＰＦ回路を適用した実施例について説明したが、一次遅れ関数に限定されるものではない。また、モータ駆動回路はＰＷＭ制御に限られたものではなく、ＰＡＭ制御、チョッパ制御、矩形波制御などでも同じ効果が得られる。
次に、本発明の第２の目的を達成するために為された第３の発明は、モータ電圧、電流から算出した逆起電圧より、一度モータの回転速度ωおよび電気角θを算出し、この電気角θに、回転速度ωから算出される遅れ分Δθを加算して、遅れのない電気角（θ＋Δθ）によって改めて逆起電圧を算出し、この遅れの無い逆起電圧を制御の補償に使用する方式である。
本発明の第２の目的を達成するために為された第４の発明は、モータ電圧、電流から算出された遅れのある逆起電圧に所定のゲインを乗ずることにより、逆起電圧補償によるトルクリップルを少なくするための制御にとって最も効果的な結果を得られるように、検出した遅れのある逆起電圧の一部分を擬似的に遅れが無いようにする方法である。この原理については、後で第１１図を用いて詳しく説明する。第４の発明では、第３の発明のように逆起電圧の全領域で遅れの無い正しい逆起電圧補償でないのでトルクリップル制御として効果は少し劣るが、ゲイン調整だけで演算処理が少なく制御処理が高速にできるという第３の発明にはない別の効果がある。
第３の発明の実施例について第６図、第７図、第８図を用いて説明する。第６図において、モータ１４の逆起電圧補償を除いた基本制御は、操舵トルク指令値Ｔ_ｒｅｆに基づき電流指令値回路１０で電流指令値Ｉ_{ｒ ｅｆ}が算出される。この指令値Ｉ_ｒｅｆに対して、モータ電流をフィードバック制御（以下ＦＢ制御と記す）する場合とフィードフォワード制御（以下ＦＦ制御と記す）する場合と２種類があるが、本実施例ではＦＦ制御に適用した例について説明するが、本発明の適用にあたってＦＦ制御に限定するものではない。電流制御回路１１は指令値Ｉ_ｒｅｆに基づき指令値Ｖ_ｒｅｆを算出する。電流制御回路１１では
Ｖ_ｒｅｆ＝（Ｒ＋ｓ・Ｌ）・Ｉ_ｒｅｆ…（８）
が実行されている。
次に、加算回路１８では、指令値Ｖ_ｒｅｆに後で説明する遅れ補償をした逆起電圧ＥＭＦ２を加算する。この加算値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ２）に基づいてＰＷＭ制御回路１２がインバータ回路１３を制御して、モータ１４はインバータ回路１３の出力電流によって駆動制御される。
ここで、重要なことは、先ほど言及した逆起電圧ＥＭＦ２が、モータ１４の実際の逆起電圧に対して遅れが無く正確な逆起電圧であれば、モータのトルク制御もリップルの少ないトルク制御ができるので、いかに正確な逆起電圧ＥＭＦ２を算出できるかが重要である。
算出遅れの無い逆起電圧ＥＭＦ２の算出方法を以下に説明する。まず、モータの電圧Ｖとモータの電流Ｉを電圧検出回路１６および電流検出回路１５で検出する。モータ電圧Ｖと電流Ｉを入力として第１の逆起電圧算出回路にて逆起電圧ＥＭＦ１を算出する。この算出方法は、（１）式に基づき第７図の逆起電圧１算出回路１７において伝達関数１７−１に電流Ｉを入力し、減算回路１７−２で電圧Ｖから伝達関数１７−１の出力を減算することによって逆起電圧ＥＭＦ１が算出される。なお、逆起電圧１算出回路１７が第１の逆起電圧算出回路に相当する。先ほども言及したが、伝達関数１７−１には１次遅れ関数があり遅れが発生する。また、デジタル制御では、電圧検出回路１６や電流検出回路１５で検出された電圧Ｖ，電流Ｉはアナログ量なのでデジタル値に変換する時に遅れが発生する。Ａ／Ｄ変換の前のハードウエアのフィルタなども逆起電圧ＥＭＦ１の遅れの原因となる。
次に、位相算出回路１９にて、逆起電圧ＥＭＦ１をもとにモータ１４の角速度ωおよび電気角θを算出する。逆起電圧と角速度には（９）式のような関係がある。
ω＝ＥＭＦ／Ｋｅ…（９）
ここで、Ｋｅはモータの逆起電圧定数（Ｖ／ｒｐｍ）である。
よって、角速度算出回路１９−１に逆起電圧１算出回路１７で算出した逆起電圧ＥＭＦ１を入力して（９）式の関係に従って角速度ωを算出する。
次に、電気角θの算出方法については、角速度ωと電気角θには、下記の（１０）式のような積分の関係がある。
θ＝θ_０＋∫ω・ｄｔ…（１０）
である。なお、モータにホールセンサなどの簡易な回転位置センサを取り付けている場合には、離散的に電気角の値を検知することができる。例えば、本実施例の例では、６０度ごとにホールセンサから電気角θの検出値θ_０＝０，６０，１２０，１８０，２４０，３００度を検出できるので、θの０度から６０度までの値や６０度から１２０度までの間の電気角の値は、（１０）式の積分によって算出する。よって、電気角θは、角速度算出回路１９−１によって算出された角速度ωを入力として電気角算出回路１９−２で（９）式の式に従って電気角θを算出する。
次に、第３の発明の一番重要な電気角θの位相遅れΔθの補償について第８図を用いて説明する。電気角の遅れは角速度ωによって影響を受け、角速度ωが速いほど遅れが大きくなる。よって、本実施例では、その遅れ補償を（１１）式の関係で補償する。
Δθ＝［（Δθ２−Δθ１）・（ω−ω１）／（ω２−ω１）］
＋Δθ１…（１１）
ただし、ω１＜ω＜ω２において上記式は成立する。
また、ω＜ω１では、Δθ＝Δθ１であり、
ω２＜ωでは、Δθ＝Δθ２である。
（１１）式のΔθとωとの関係は実際の装置、即ち実際のモータやＥＣＵを使用した実験によって測定される。
位相算出回路１９で算出された角速度ωおよび遅れのある電気角θを調整回路２０に入力し、まず、角速度ωを位相遅れ算出回路２０−１に入力し、位相遅れΔθを算出する。次に、位相算出回路１９で算出された遅れのある電気角θに加算回路２０−１で位相遅れ算出回路２０−１で算出した遅れ補償分の位相遅れΔθを加算回路２０−２で加算して調整電気角（θ＋Δθ）を算出する。この調整電気角（θ＋Δθ）は遅れの無い正確な電気角を示している。
次に、この正確な調整電気角（θ＋Δθ）に基づいて、再び逆起電圧を算出する。その方法は、第２の逆起電圧算出回路である逆起電圧２算出回路２１を用いて算出する。逆起電圧２算出回路２１は、規格化逆起電圧算出回路２１−１と回転数補正回路２１−２から構成されている。規格化逆起電圧算出回路２１−１では、モータが１０００ｒｐｍでの逆起電圧ＥＭＦ_１０００を調整電気角（θ＋Δθ）に基づいて算出している。回転数補正回路２１−２では、逆起電圧は回転数に比例するので（１２）式のように表わせる。例えば、モータが１１００ｒｐｍであれば規格化逆起電圧算出回路２１−１で算出した値に１．１倍すれば良いということである。
ＥＭＦ２＝（ω／１０００）・ＥＭＦ_１０００…（１２）
ここで、規格化逆起電圧算出回路２１−１について説明すると、電気角θによって発生する逆起電圧波形は実際のモータの種類、或いは設計値によってそれぞれ異なる。例えば、正弦波モータなら、その逆起電圧波形は正弦波になり、矩形波モータなら、それは台形波となる。また、モータのコギングトルクを低減するため、台形波の平らな部分を出来る限り広くするなどの設計的工夫を施している。よって、規格化逆起電圧算出回路２１−１は、設計した実際のモータを使用して実測によって１０００ｒｐｍでの逆起電圧ＥＭＦ_１０００を求めている。そして、調整回路２０で算出された遅れのない調整電気角（θ＋Δθ）と角速度ωを逆起電圧２算出回路２１に入力すると正確な逆起電圧ＥＭＦ２が算出される。
算出された正確な逆起電圧ＥＭＦ２は、第６図において、加算回路１８で電流制御回路１１から出力された指令値Ｖ_ｒｅｆと加算されて、新たな指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ２）となりＰＷＭ制御回路１２に入力され、ＰＷＭ制御回路１２の指令に基づきインバータ回路１３は電流制御される。新たな指令値である（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ２）は、遅れの無い逆起電圧ＥＭＦ２で補償しているので、モータ１４はトルクリップルの少ないトルク制御が実現できる。再度強調することになるが、トルクリップルの少ないトルク制御ができる理由は、電流制御ループに補償した逆起電圧が遅れのない正確な逆起電圧であることによって実現できるのである。
なお、第７図では、第１の逆起電圧算出回路と角速度および電気角を求める制御ブロック図を単線結線図で表現したが、例えば、３相ブラシレスＤＣモータであれば、第９図に示すようにして３相の電圧、電流の検出値に基づいて、さらに木目細かな逆起電圧を算出できる。
なお、モータがブラシレスＤＣモータでなく、正弦波モータや矩形波モータなど別の種類のモータであっても、本発明の原理を適用すれば、トルクリップルを少なくできる効果を期待できる。
また、以上の説明では第１の逆起電圧算出回路や第２の逆起電圧算出回路をブラシレスＤＣモータの場合を例に説明したが、別種類のモータの場合は、そのモータに合わせた逆起電圧算出式を用いれば同じ効果が得られる。
また、第６図において、電流制御回路１１をＦＦ制御の場合について説明したが、第１０図に示すようなＦＢ制御の場合であっても逆起電圧補償は効果がある。第１０図において、電流制御回路１１は、電流検出回路１５によって検出されたモータ電流Ｉを電流指令値算出回路１０の算出した指令値Ｉ_ｒｅｆとの差を減算回路１１−１でとって、その差を比例積分回路１１−２に入力して指令値Ｖ_ｒｅｆを算出するというＦＢ制御方式をとっている。
次に、第４の発明について説明する。
逆起電圧１算出回路１７で算出した逆起電圧ＥＭＦ１は実際のモータ逆起電圧に対して遅れをもっている。その遅れがトルク出力に対してどのような効果をもつかというと、トルク出力が上昇或いは下降させる場合、常に出力が必要量に対して少な目に発生することになる。そこで、遅れのある逆起電圧ＥＭＦ１にゲイン倍して、遅れによるトルクの出力不足を補えば、逆起電圧が変化する範囲のある程度の範囲では出力不足を補うことができる。
つまり、遅れのある逆起電圧に所定のゲインを乗ずることにより、逆起電圧の全領域を遅れのない逆起電圧にすることはできないが、逆起電圧補償の遅れが電流制御回路などの制御によって補償することが困難な部分に限り、遅れの無い逆起電圧に変換させるようにしたものである。
この方式の意味するところを理解し易くするために、第１１図を参照して説明する。第１１図（Ａ）は、逆起電圧１算出回路１７で算出した遅れのある逆起電圧ＥＭＦ１と実際の逆起電圧との関係を示したものである。そして、第１１図（Ｂ）は実際の逆起電圧とゲイン調整した逆起電圧Ｋ・ＥＭＦとの関係を示したものである。
第１１図（Ｂ）において、電流制御回路などによってトルクリップルを少なくすることが困難な部分とは楕円Ａで囲まれた部分である。楕円Ｂで囲まれた部分は電流制御回路によってＥＭＦの遅れを誤差、外乱として補償できる部分である。楕円Ｃで囲まれた部分も同じように電流制御回路で補償できる。よって、ゲインを乗ずる場合、楕円Ａで囲まれた部分で、実際の逆起電圧とゲインを乗じた逆起電圧Ｋ・ＥＭＦ１が重なるようにゲインを乗ずることが重要である。
この考えに基づいた第４の発明の実施例について第１２図を用いて説明する。第１２図において、ゲインＫとして、例えばＫ＝１．２を設定している。よって、逆起電圧１算出回路１７から出力された逆起電圧ＥＭＦ１に乗算回路２２によって１．２倍され、加算回路１８にて、指令値Ｖ_ｒｅｆに加算され、新たな指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋Ｋ・ＥＭＦ１）としてＰＷＭ制御回路１２に入力され、ＰＷＭ制御回路の制御によって、インバータ回路１３はモータ１４がトルク制御される。
ＰＷＭ制御回路１２の指令値が（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ１）である場合には、逆起電圧による補償が遅れによって少な目にされるためにトルクリップルが大きく、トルク出力も少な目であるが、指令値が（Ｖ_ｒｅｆ＋Ｋ・ＥＭＦ１）に補正すると遅れの無い正確な逆起電圧ＥＭＦ２による補償に近くなり、トルクリップルが小さく、トルク出力も大きく出力できる。
第４の発明では、第３の発明のように複雑な処理を必要としないので処理スピードが速い、或いは回路が簡素化できＲＯＭなどの容量が少なくて良いという第３の発明にはない効果が得られる。
以上説明した第３の発明および第４の発明の効果について、第１３図を参照して説明する。ブラシレスＤＣモータを対象としたシミュレーションによれば、望ましいトルク出力を１００％、トルクリップルを０％とすると、加算回路１８で加算される逆起電圧が遅れのあるＥＭＦ１だけの場合、トルク出力は９４％、トルクリップルは１０％である。一方、加算回路１８で加算される逆起電圧がＫ・ＥＭＦ１の場合、トルク出力は１００％で、トルクリップルは８％と改善される。また、加算回路１８で加算される逆起電圧が遅れの無いＥＭＦ２の場合、トルク出力は１００％で、トルクリップルは６．５％で、一番良い効果が得られる。
以上に説明したように、本発明の第１の発明及び第２の発明に係る電動パワーステアリング装置の制御装置によれば、電動パワーステアリング装置のモータモデルの非線形要素を予め補償してモータモデルを線形化することにより、制御誤差が少なく制御性も安定して、モータ出力のトルクリップルが少ない、ハンドル操舵フィーリングの良い電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することができる効果がある。
しかも、非線形要素を補償するためのモータ逆起電圧は、モータの出力電圧及び出力電流から求められるので、従来例のように高価な回転速度センサを用いて角速度を求める必要がなく、簡易な構成で実現できるという特長がある。
また、本発明の第３の発明及び第４の発明に係る電動パワーステアリング装置の制御装置によれば、遅れの無い逆起電圧を算出し、その逆起電圧を制御ループに補償することによりモータの出力トルクリップルが少なくなり、ハンドル操作がスムーズで、また騒音の少ない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することができる効果がある。

Claims (8)

1. 車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置において、前記モータを駆動するモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路への制御指令である第１の電圧指令値を算出する電流制御回路（１１）と、前記モータ駆動回路の出力電圧と出力電流とから前記モータの逆起電圧値を算出する逆起電圧算出回路（１７）と、前記第１の電圧指令値に前記逆起電圧値を加算して前記モータ駆動回路への新たな制御指令となる第２の電圧指令値を算出する加算回路（１８）とを備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
2. 前記電流制御回路（１１）と前記加算回路（１８）との間に第２の加算回路（２３）を設け、
   前記電流制御回路（１１）の出力を前記第２の加算回路（２３）の入力とし、かつ、前記第２の加算回路（２３）の出力を前記加算回路（１８）の入力とするとともに、
   前記第２の加算回路（２３）の出力および前記モータ駆動回路の出力のそれぞれを入力とする外乱オブザーバ回路（１９）を設け、
   前記外乱オブザーバ回路（１９）の出力である外乱値を前記第２の加算回路（２３）に入力して、前記第１の電圧指令値に加算して前記加算回路（１８）へ入力することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
3. 前記外乱値は、前記加算回路（１８）の入力値に伝達関数を乗じた値と、前記モータ駆動回路の出力値に伝達関数を乗じた値との差である請求の範囲第２項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
4. 前記電流制御回路（１１）がフィードフォワード制御またはフィードバック制御である請求の範囲第１項乃至第３項のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
5. 車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置において、前記モータを駆動するモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路の出力電圧と出力電流とから前記モータの逆起電圧（ＥＭＦ１）を算出する第１の逆起電圧算出回路と、前記逆起電圧（ＥＭＦ１）より電気角（θ）および角速度（ω）を算出する位相算出回路と、前記角速度（ω）より位相遅れ（Δθ）を補償した調整電気角（θ＋Δθ）を算出する調整回路と、前記調整電気角（θ＋Δθ）から調整された逆起電圧（ＥＭＦ２）を算出する第２の逆起電圧算出回路とを備えたことを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
6. 前記モータへの操舵トルク指令値（Ｔ_ｒｅｆ）に基づき前記モータを駆動制御するための指令値（Ｖ_ｒｅｆ）を算出する電流制御回路を備え、前記指令値（Ｖ_ｒｅｆ）に前記調整された逆起電圧（ＥＭＦ２）を加算した指令値（Ｖ_ｒｅｆ＋ＥＭＦ２）に基づいて前記モータを駆動制御する請求の範囲第５項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。
7. 車両の操舵系にモータによる操舵補助力を付与するようにした電動パワーステアリング装置の制御装置において、前記モータへの操舵トルク指令値（Ｔ_ｒｅｆ）に基づき前記モータを駆動制御するための指令値（Ｖ_ｒｅｆ）を算出する電流制御回路と、前記モータを駆動するモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路の出力電圧と出力電流とから前記モータの逆起電圧（ＥＭＦ１）を算出する第１の逆起電圧算出回路と、前記逆起電圧（ＥＭＦ１）に設定値（Ｋ）を乗じた補正逆起電圧（Ｋ・ＥＭＦ１）を算出する補正回路とを備え、前記指令値（Ｖ_ｒｅｆ）に前記補正逆起電圧（Ｋ・ＥＭＦ１）を加算した値（Ｖ_ｒｅｆ＋Ｋ・ＥＭＦ１）に基づいて前記モータを駆動制御することを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。
8. 前記電流制御回路がフィードフォワード制御回路またはフィードバック制御回路である請求の範囲第６項又は第７項に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。

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