KR20060012321A - 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치 - Google Patents

전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치 Download PDF

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KR20060012321A
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control
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카오밍 다
춘하오 지앙
슈지 엔도
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닛본 세이고 가부시끼가이샤
엔에스케이 스티어링 시스템즈 가부시기가이샤
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Abstract

본 발명은 전동 파워 스티어링(steering) 장치의 제어 장치에 관한 것으로서, 전동 파워 스티어링 장치의 모터 모델의 비선형(非線形) 요소를 미리 보상하여 모터 모델을 선형화하는 것, 또는 모터의 역기(逆起) 전압을 산출하여 제어 루프에 역기 전압을 보상하는 제어 장치가 지연이 없는 역기 전압을 보상을 행함으로써, 제어 오차가 적고, 제어성도 안정적이며, 모터 출력의 토크 리플이 적고, 핸들 조타 휠링이 양호하고, 또한 모터 소음이 적은 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치를 제공한다.
전동 파워 스티어링 장치, 제어 장치, 역기 전압 보상, 조타 휠링, 모터 소음

Description

전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치 {CONTROLLER FOR ELECTRIC POWER STEERING DEVICE}
본 발명은, 자동차나 차량의 조타(操舵) 시스템에 모터에 의한 조타 보조력을 부여하도록 한 전동 파워 스티어링(steering) 장치의 제어 장치에 관한 것이며, 제어 대상인 모터의 비선형(非線形) 요소와 선형(線形) 요소를 분리하여, 적은 오차로 제어할 수 있는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 관한 것이다.
자동차나 차량의 스티어링 장치를 모터의 회전력으로 보조력을 가하는 전동 파워 스티어링 장치는, 모터의 구동력을 감속기를 통하여 기어 또는 벨트 등의 전달 기구에 의해, 스티어링 샤프트 또는 랙 축에 보조력을 가하도록 되어 있다. 이러한 종래의 전동 파워 스티어링 장치에 대해서는, 어시스트 토크(조타 보조 토크)를 고속 운전시, 또는 저속 운전시, 또는 직선 주행, 커브 주행, 또는 주차시 등, 어떠한 상황에서도, 드라이버의 핸들 조작이 스무스하게 실행될 수 있도록 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 있어서, 다양한 제어의 연구가 행해지고 있다.
먼저, 구체적인 종래의 제어 방식의 사례의 소개 전에, 전동 파워 스티어링 장치의 제어에 관한 일반적인 설명을 한다. 전동 파워 스티어링 장치의 주제어 대상인 모터의 전압, 전류의 관계를 식으로 나타내면 (1)식과 같이 표현할 수 있다.
V = EMF + (R + s·L)·I … (1)
여기서, V는 모터의 단자 전압, EMF는 모터의 역기(逆起) 전압, I는 모터 코일 전류, R은 모터 코일 저항값, L은 모터의 코일 인덕턴스값이다. s는 라플라스 (Laplace) 연산자로 d/dt를 나타낸다. 그리고, EMF는 다음의 (2)식으로 표현된다.
EMF = Ke·ω …(2)
여기서, Ke는 역기 전압 정수(定數), ω는 로터의 각(角)속도이다.
(1)식의 제2항인 (R + s·L)·I는 전기적 요소로서 선형성(線形性)이 있다. 그러나, 제1항의 EMF는 모터의 각속도 ω에 의해 발생하고, 타이어로부터의 외력이나 전동 파워 스티어링 장치의 기계 요소의 관성, 마찰 등의 비선형 요소의 영향을 크게 받는다. 그리고, 일반적으로, 비선형 요소의 제어 대상은 제어하기 어렵다.
여기서, 제어 방식으로서 대표적인 피드백(feedback) 제어(이하 FB 제어라고 함)에 대하여 간단한 설명을 한다. 일반적으로, FB 제어란, 어떤 제어 대상인 목표값이, 어느 기준값과 일치하도록 제어하려고 하는 것이며, 목표값과 기준값의 오차를, 예를 들면 비례 적분 회로(이하 PI 회로라고 함) 등에 입력하여 제어하는 것이 일반적이다. 그리고, 이 PI 회로의 입력은, 목표값의 변화량, 외란(外亂)이나 노이즈의 영향, 파라미터의 변동 등 모든 영향이 혼재한 신호이다. 그 중 어느 요소가, 어떻게 제어에 영향을 주고 있는가 하는 것은 우선 관계없이, 어쨌든 출력이 목표값에 일치하고 있는지 여부를 판단하여, 일치하고 있지 않으면 수정 동작을 행한다는 극히 단순한 제어이다. 따라서, 이 순수한 FB 제어에서는, 오차가 있어 처음에 수정 동작이 실행되므로, 출력이 목표값 부근에서 오르락 내리락 변동되어 버 려, 이것이 전동 파워 스티어링 장치에 있어서는 모터 출력의 토크 리플(torque ripple)로서 나타난다. 토크 리플이 커지면, 드라이버의 핸들 조작에 위화감(違和感)을 주거나 모터의 소음이 커져 드라이버에 불쾌감을 주거나 하는 문제를 초래하게 된다.
여기서, FB 제어를 이용한 제어 장치의 일례로서, 일본국 특개 2002-249061호 공보에 기재된 것이 있고, 그 내용에 대하여, 도 5를 참조하여 설명한다. 차속이나 조타 토크를 입력으로 하여 목표 전류 결정 수단(120)에 의해, 전류 지령값 Iref를 산출한다. 즉, 토크 센서(도시하지 않음)에 접속된 조타 토크 검출기(101)로 조타 토크를 검출하고, 다음에, 위상 보상기(108)로 위상 지연을 보상하고, 그 출력을 조타 토크 제어기(102)에 입력한다. 또한 차속 검출기(114)로 검출한 차속 신호를 조타 토크 제어기(102)에 입력하고, 양 입력에 따라 드라이버가 핸들을 조작하여 발생시킨 조타 토크를 보조하는 토크값을 결정한다. 그리고, 이 보조할 토크값을 모터 전류 결정기(107)에 입력하여, 목표 전류 Iref를 결정한다.
다음에, 이 목표 전류 Iref에 대하여, 모터 구동기(109)의 출력의 실(實)전류 Iact를 모터 전류 검출기(111)로 검출하고, 감산 회로(113)에 피드백하고, 목표 전류 Iref와 실전류 Iact와의 오차를 산출하여, 제1 전류 제어기(103)에 입력한다. 기본적으로는, 제1 전류 제어기(103)의 출력 VdFB으로 모터 구동기(109)를 구동하여 모터(110)를 제어하는 것이지만, 전술한 다양한 상황에서도 핸들 조작이 스무스하 게 실행되므로, 다음에 설명하는 보조 신호나 보조의 제어 루프(control loop)를 부가하고 있다.
먼저, 보조 신호로서, 외란 전압 Vdist1나 외란 전압 Vdist2 및 역기 전압 Vb를 보상하고 있다. 또한, 외란 전압 추정 옵저버(observer)(115)에 의해, 지령값인 Vref대로 모터 구동기(109)가 출력하고 있는지를 관찰하고 있다. 토탈의 외란 전압은 (Vdist1 +Vdist2+Vb)이지만, 역기 전압 Vb는, 조타 속도에 비례하고, 최대라도 3Hz 정도인데 대하여, 브러시 진동이나 전류 리플에 의한 외란 전압은 20~200Hz이므로, 하이 패스 필터(116)를 사용하여, 역기 전압 Vb를 없애고, 외란 전압 Vdist만을 인출하고 있다. 인출된 외란 전압 Vdist를 제2 전류 제어기(105)에 입력하고, 그 출력을 가산 회로(112a)와 VdFB와 가산하고, 모터 구동 지령 전압 Vref를 산출하고 있다. 이 모터 구동 지령 전압 Vref는, 전술한 기본 제어의 Vref와 달리, 외란 전압을 포함하여 수정한 모터 구동 지령 전압 Vref이므로, 기본 제어와 비교하여, 전술한 다양한 핸들 조작 상황에도 대응하여 핸들을 스무스하게 조작할 수 있도록 시도하고 있다. 따라서, 이와 같은 구성의 제어 장치로 다양한 핸들 조작 상황에 대응하려고 하면 하이 패스 필터(116)나 제2 전류 제어기(105) 등의 복잡한 제어 요소를 부가할 필요가 있어, 복잡한 제어 회로로 되어 버린다.
또, 전술한 바와 같은 역기 전압을 보상한 종래의 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치의 일례가 일본국 특허 제2949183호 공보에 개시되어 있고, 도 14를 참조하여 설명한다. 도 14에 있어서, 전동 파워 스티어링 장치에 장착된 토크 센서(10O)로부터 산출된 지령값 Ir가 제어 회로(101)에 입력되고, 제어 회로(101)의 지령에 따라 PWM 제어 회로(12)가 인버터 회로(13)를 PWM 제어하여 모터(14)를 구동시키는 제어로 되어 있다. 제어 회로(101) 중에서는, 전류 검출 회로(15)에 의해 검출된 모터 전류 If가 피드백되어, 지령값 Ir와 모터 전류 If와의 오차를 취하고, 그 오차를 PI 회로에 입력하여, 지령값 Vd가 산출된다. 기본 제어 방식에서는 지령값 Vd가 3상(a상, b상, C상)으로 분배되어 PWM 제어 회로(12)로의 지령값으로 된다.
또한, 제어 회로(101)에서는, 모터(14)에 장착된 회전 속도 센서(102)에 의해 검출된 회전수 N로부터 ω를 구하고, 또한 (2)식에 의해 역기 전압 E를 검출하고, 지령값 Vd에 역기 전압 E를 가산하여 새로운 지령값 Vm를 산출하고, 이 Vm에 따라 모터(14)를 구동 제어하고 있다. 이 역기 전압 E의 보상에 의해, 기본 제어 방식에 비하여, 핸들 조작을 스무스하게 실행할 수 있다.
그러나, 일본국 특허 제2949183호 공보에 나타낸 바와 같은, 모터의 회전수를 인코더 등을 사용하여 검출하여 역기 전압을 산출하는 방법의 경우는, 회전수의 분해능(分解能)을 올려 저속 회전시라도 정밀도 양호하게 역기 전압을 산출하기 위하여, 회전수의 연산 주기를 전류 제어 주기보다 길게 하고 있다. 이것은, 고속 회전시의 지연을 확대하는 요인으로 된다. 저속 회전시와 같이 역기 전압이 작고 역기 전압 보상의 효과가 적을 때는, 이 지연의 문제는 역기 전압 보상에 대하여 영향은 작지만, 고속 회전시와 같이 역기 전압이 클 때, 이 지연이 역기 전압 보상의 효과를 작게 하는 문제가 생긴다. 즉, 고속 회전시의 역기 전압의 커질수록, 지연이 없는 역기 전압 보상이 요구되는 것이다.
본 발명은 전술한 바와 같은 문제점을 감안하여 이루어진 것으로서, 본 발명은 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 관한 것이며, 전동 파워 스티어링 장치의 모터 모델의 비선형 요소를 미리 보상하여 모터 모델을 선형화하는 것을 제1 목적으로 하고, 또한 모터의 역기 전압을 산출하여 제어 루프에 역기 전압을 보상하는 제어 장치가 지연이 없는 역기 전압 보상을 하는 것을 제2 목적으로 하고, 이들을 달성함으로써, 제어 오차가 적고 제어성도 안정적이며, 모터 출력의 토크 리플이 적고, 핸들 조타 휠링이 양호하고, 또 모터 소음이 적은 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명은, 차량의 조타 시스템에 모터에 의한 조타 보조력을 부여하도록 한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 관한 것이며, 본 발명의 상기 제1 목적은, 상기 모터를 구동시키는 모터 구동 회로와, 상기 모터 구동 회로로의 제어 지령인 제1 전압 지령값을 산출하는 전류 제어 회로(11)와, 상기 모터 구동 회로의 출력 전압과 출력 전류로부터 상기 모터의 역기 전압값을 산출하는 역기 전압 산출 회로(17)와, 상기 제1 전압 지령값에 상기 역기 전압값을 가산하여 상기 모터 구동 회로로의 새로운 제어 지령이 되는 제2 전압 지령값을 산출하는 가산 회로(18)를 구비함으로써 달성된다.
또, 상기 제1 목적은, 상기 전류 제어 회로(11)와 상기 가산 회로(18) 사이에 제2 가산 회로(23)를 설치하고, 상기 전류 제어 회로(11)의 출력을 상기 제2 가산 회로(23)의 입력으로 하고, 또한 상기 제2 가산 회로(23)의 출력을 상기 가산 회로(1)의 입력으로 하고, 상기 제2 가산 회로(23)의 출력 및 상기 모터 구동 회로의 출력의 각각을 입력으로 하는 외란 옵저버 회로(19)를 설치하고, 상기 외란 옵저버 회로(19)의 출력인 외란값을 상기 제2 가산 회로(23)에 입력하여, 상기 제1 전압 지령값에 가산하여 상기 가산 회로(18)에 입력함으로써, 효과적으로 달성된다.
또한, 상기 제1 목적은, 상기 외란값을, 상기 가산 회로(18)의 입력값에 전달 함수를 곱한 값과 상기 모터 구동 회로의 출력값에 전달 함수를 곱한 값의 차이로 함으로써 효과적으로 달성된다. 또, 상기 제1 목적은 상기 전류 제어 회로(11)가, 피드 포워드(feed foward) 제어 또는 피드백 제어인 것에 의해 효과적으로 달성된다.
또, 본 발명의 상기 제2 목적은, 모터를 구동시키는 모터 구동 회로와, 상기 모터 구동 회로의 출력 전압과 출력 전류로부터 상기 모터의 역기 전압(EMF1)을 산출하는 제1 역기 전압 산출 회로와, 상기 역기 전압(EMF1)으부터 전기각(θ) 및 각속도(ω)를 산출하는 위상 산출 회로와, 상기 각속도(ω)에 의해 위상 지연(△θ)을 보상한 조정 전기각(θ+△θ)을 산출하는 조정 회로와, 상기 조정 전기각(θ+△θ)으로부터 조정된 역기 전압(EMF2)을 산출하는 제2 역기 전압 산출 회로를 구비함으로써 달성된다.
또한, 본 발명의 상기 제2 목적은, 상기 모터로의 조타 토크 지령값(Tref)에 따라 상기 모터를 구동 제어하기 위한 지령값(Vref)을 산출하는 전류 제어 회로를 추가로 구비하고, 상기 지령값(Vref)에 상기 조정된 역기 전압(EMF2)을 가산한 지령값(Vref+EMF2)에 따라 상기 모터를 구동 제어함으로써, 보다 효과적으로 달성된다.
또한, 본 발명의 제2 목적은, 모터로의 조타 토크 지령값(Tref)에 따라 상기 모터를 구동 제어하기 위한 지령값(Vref)을 산출하는 전류 제어 회로와, 상기 모터를 구동시키는 모터 구동 회로와, 상기 모터 구동 회로의 출력 전압과 출력 전류로부터 상기 모터의 역기 전압(EMF1)을 산출하는 제1 역기 전압 산출 회로와, 상기 역기 전압(EMF1)에 설정값(K)을 곱한 보정 역기 전압(K·EMF1)을 산출하는 보정 회로를 구비하고, 상기 지령값(Vref)에 상기 보정 역기 전압(K·EMF1)을 가산한 값(Vref+ K·EMF1)에 따라 상기 모터를 구동 제어함으로써 달성된다. 또한, 상기 제2 목적은 상기 전류 제어 회로가, 피드 포워드 제어 또는 피드백 제어인 것에 의해 달성된다.
도 1은 모터 모델의 선형화를 설명하기 위한 설명도이다.
도 2는 제1 발명을 피드 포워드 제어에 적용한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 블록도이다.
도 3은 제2 발명을 피드 포워드 제어에 적용한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 블록도이다.
도 4는 제1 발명과 제2 발명을 피드백 제어에 적용한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 블록도이다.
도 5는 종래의 피드백 제어를 적용한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 블록도이다.
도 6은 제3 발명인 지연을 보상한 역기 전압을 사용한 피드 포워드 제어를 사용한 제어 장치의 제어 블록도이다.
도 7은 제1 역기 전압 산출 회로와 위상 산출 회로의 상세를 나타낸 블록도이다.
도 8은 위상 지연을 보상하는 조정 회로와 제2 역기 전압 산출 회로의 상세를 나타낸 블록도이다.
도 9는 3상 모터를 대상으로 한 역기 전압의 산출 수단을 나타낸 블록도이다.
도 10은 제3 발명인 지연을 보상한 역기 전압을 사용한 피드백 제어를 사용한 제어 장치의 제어 블록도이다.
도 11은 제4 발명인 게인 조정에 의한 역기 전압 산출의 지연 보상의 원리를 설명하는 도면이다.
도 12는 제4 발명인 게인 조정에 의한 역기 전압 산출의 지연 보상을 나타낸 블록도이다.
도 13은 제3 발명 및 제4 발명의 시뮬레이션에 의한 효과를 나타낸 도면이다.
도 14는 종래의 지연 보상을 하지 않는 회전 속도 센서를 사용한 역기 전압 보상에 의한 제어 장치의 제어 블록도이다.
먼저, 본 발명의 이론적인 근거를 나타내고, 다음에, 실시예에 대하여 설명한다. 본 발명의 제1 목적을 달성하기 위한 발명의 포인트는, 제어 대상인 모터 모델로부터 비선형 요소를 분리하고, 모터 모델을 선형화하는 것에 있다. 모터 모델의 비선형 요소로서, 모터의 역기 전압과, 그 외에 노이즈 등의 비선형 요소의 크게 2가지 요소로 분리하여 고려한다. 그리고, 미리 출력에 영향을 미칠 것 같은 상태 변수인 역기 전압은 산출 가능하므로 후술하는 방법으로 산출한다. 그리고, 또 하나의 요소에 관해서는, 미리 출력에 영향을 주는 상태 변수를 모르는 경우나, 외란이나 노이즈의 영향을 없애는 경우에는, 후술하는 옵저버(상태 관측기)를 이용할 수 없으므로, 옵저버를 이용하여 또 하나의 비선형 요소를 추출한다.
먼저, 본 발명의 제1 목적을 달성하기 위한 발명의 제1 발명인, 역기 전압을 보상하여 모터 모델을 선형화하는 것에 대하여, 도 1을 참조하여 이론적인 설명을 한다.
도 1 (A)는 실제의 모터를 나타낸 도면이며, 수식으로 나타내면 전술한 (1)식 및 (2)식에 상당한다. 그리고, 역기 전압 EMF= Ke·ω는 (1)식 및 (2)식의 설명에서 한 것처럼 비선형 요소이므로, 도 1 (A)의 모터 모델은 비선형 요소로 된 다. 이 모터 모델을 선형화한다는 것은, 도 1 (B)에 나타낸 바와 같이 EMF 추정값(산출값)을 추정하고, 전압 지령값 Vref에 가산하면, 실제의 모터의 역기 전압 EMF의 영향을 없앨 수 있어, 모터 모델을 1/(R+s·L)로 선형화할 수 있다.
다음에, 역기 전압을 구체적으로 추정(산출)하는 방법을 이하에 설명한다. 모터를 식으로 나타내면 (1)식에 나타낸 바와 같이 된다. 이것을 변형하여, 역기 전압 EMF에 대하여 풀면 다음의 (3)식과 같이 표현된다.
EMF= V-(R+s·L)·I …(3)
여기서, V는 모터 전압, I는 모터 전류, EMF는 모터의 역기 전압, R은 모터의 저항값, L은 모터의 인덕턴스값, s는 라플라스 연산자이다.
여기서, 역기 전압 EMF가 완전하게 보상되어 있으면, (3)식은 (4)식으로서 표현된다.
Figure 112005069539304-PCT00001
여기서, Rn은 정격 모터 저항값, Ln은 정격 모터 인덕턴스값, Pn은 정격 모터 모델이다.
(4)식의 특징으로서, (4)식은 선형 수식이다.(4)식을 변형하여
Figure 112005069539304-PCT00002
따라서, 제어 목표로 하여 나타내면
Figure 112005069539304-PCT00003
이다.
따라서, 전류 지령값 Iref를 입력하여, 직접, 제1 전압 지령값 Vref가 산출된다.
입력 신호에 노이즈가 중첩되는 등의 현실적 문제를 고려하면
1차 지연의 로패스 필터(이하 LPF라고 함) 등을 통과시킬 필요가 있다. 즉
Figure 112005069539304-PCT00004
로 된다. 여기서, T= 1/2πfc
T는 LPF의 시정수(時定數), fc는 컷 오프 주파수이다.
따라서, (7)식이 FF 제어의 기본 전달 함수로 된다. 그러나, (7)식은 모터의 전기적 특성인 모터 저항값 및 인덕턴스값만을 모델화한 것이므로, 이 (7)식이 실제의 모터 제어로 성립하는 조건은
(i) 역기 전압이 완전하게 보상되어 있을 것
(ii) 모터 모델이 정확할 것
(iii) 그 외에, 검출 에러 또는 아날로그 디지털 변환 노이즈 등의 시스템 모델의 불완전 요소가 없을 것
이다.
그래서, 종래는 (i),(ii) 및 (iii)에 대하여, 선형 요소도 비선형 요소도 혼재한 상태에서 FF 제어를 실행하므로, 큰 제어 오차가 남는 결과로 되어 있었다. 또, 종래 기술의 FB 제어의 설명에서 참조한 도 5의 외란 전압 추정 옵저버(115)를 FF 제어에 사용하여, (i),(ii) 및 (iii)의 모두를 외란 옵저버로 보상하려고 해도, 역기 전압의 값이 외란 옵저버로 보상할 수 있는 범위를 넘고 있으므로, 충분히 보상하지 못하고, 역시 상당한 양의 제어 오차가 남는 결과로 되어 있었다.
그래서, 본 발명에서는, (i)에 대하여는, 외란 옵저버가 아니고, 직접, 역기 전압의 보상 루프를 기본 제어 루프에 부가함으로써 해결하기로 했다. (ii)는 모터의 온도 변화 등으로 완전하게 정확한 모델화는 곤란하다. 또, (iii)도 검출 에러나 아날로그 디지털 변환 등 비선형 요소가 포함되므로, (iii)도 완전하게 정확한 모델화는 곤란하다. 따라서, (ii) 및 (iii)에는 외란 옵저버를 적용함으로써 보상하기로 한다.
이상이 본 발명의 이론적인 근거에 대한 설명이다.
제1 발명인 역기 전압을 보상한 FF 제어의 실시예에 대하여 도 2를 참조하여 상세하게 설명한다.
먼저, 모터의 기본적 제어의 회로 구성을 먼저 설명한다. 토크 지령값 Tref와 홀 센서 신호 Shall를 입력으로 하여 전류 지령값 회로(10)에서 전류 지령값 Iref가 산출되고, 다음의 피드 포워드형의 전류 제어 회로(11)에 입력된다. 피드 포워드형의 전류 제어 회로에는, 시정수가 작은 1차 지연 회로 등이 사용된다. 전류 제어 회로(11)의 출력인 제1 전압 지령값 Vref는, 가산 회로(18)를 경유하여 모터(14)를 구동 제어하는 모터 구동 회로에 입력된다. 여기서, 모터 구동 회로는, PWM 제어 회로(12)와 인버터 회로(13)의 직렬 회로로 구성되어 있다. 여기서, 가산 회로(18)에서 전압 지령값 Vref에, 후술하는 역기 전압값 EMF를 가산하지 않고, 직접, 모터 구동 회로에 입력하는 것이 종래의 FF 제어의 회로 구성이다. 즉, (1)식에 나타낸 모터 모델의 선형 요소인 (R+s·L)·I만아니고, 비선형 요소인 역기 전압값 EMF, 또는 노이즈 등의 모든 비선형 요소를 포함하여, 모든 요소를 전압 지령값 Vref로 제어하려고 하는 것으로서, 제어 오차가 발생하기 쉬운 회로 구성으로 되어 있다.
그래서, 본 발명의 포인트인 각 비선형 요소를 분리 추출하고, 즉 출력에 영향을 주도록 한 것 같은 요소를 미리 추출 보상하고, 모터 모델을 선형화하여 제어하는 구성으로 하는 것이 중요하다. 비선형 요소로서는, 영향이 큰 모터의 역기 전압값 EMF와, 그 외에 노이즈 등을 포함한 나머지의 비선형 요소로 분리하여 산출한다.
먼저, 역기 전압값 EMF를 산출하기 위하여, 전류 검출 회로(15)에 의해 모터 전류 I가 검출되고, 또 전압 검출 회로(16)에 의해 모터 전압 V가 검출되고, 이들 전압 V와 전류 I가 역기 전압 산출 회로(17)에 입력되어 모터(14)의 역기 전압값 EMF를 산출한다. 구체적으로는, 역기 전압값 EMF는 (3)식에 나타낸 방법으로 산출된다. 따라서, 역기 전압 산출 회로(17) 중에는 검출된 모터 전류 I를 입력으로 하는 전달 함수 회로(17-1)가 배치되고, 전달 함수 회로(17-1)의 출력과 LPF 회로 (17-3)를 통과한 모터 전압 V와의 감산을 행하기 위한 감산 회로(17-2)가 배치되고, 감산 회로(17-2)의 출력이 구하는 역기 전압값 EMF로 된다. 여기서, 전달 함수 회로(17-1)의 구체적 함수는 (7)식 나타낸 (R+s·L)/(1+s·T)이다. 그리고, 전 달 함수 회로(17-1)의 분모(1+s·T)는, 검출된 모터 전류 I에 포함되는 노이즈 제거 등을 위한 LPF의 1차 지연 회로를 나타내고 있다. 그리고, 산출된 역기 전압값 EMF를 가산 회로(18)에 피드백하여, 종래의 FF 제어 회로의 전류 제어 회로(11)의 출력인 제1 전압 지령값 Vref에 역기 전압값 EMF를 가산하고, 새로운 제2 전압 지령값(Vref+EMF)을 산출하는 구성으로 되어 있다.
이상의 회로 구성에 의해, 모터 구동 회로의 입력은 종래의 전압 지령값인 제1 전압 지령값 Vref이 아니라, 가산 회로(18)의 출력인 제2 전압 지령값(Vref+EMF)으로 된다. 모터 구동 회로는 PWM 제어 회로(12)와 인버터 회로(13)의 직렬 회로로 구성되어 있고, 전압 지령값(Vref+EMF)은 PWM 제어 회로(12)의 PWM의 듀티비를 나타내게 된다. PWM 제어 회로(12)에 의해 PWM 제어된 인버터 회로(13)의 출력 전류에 의해 모터(14)가 구동되어 토크를 발생시킨다.
이상의 실시예의 구성에 따른 실시예의 작용에 대하여 설명한다.
먼저, 토크 지령값 Tref와 홀 센서 신호에 의해 전류 지령값 회로(10)에서 전류 지령값 Itef가 산출된다. 이 전류 지령값 Itef를 입력으로 하는 FF 제어인 전류 제어 회로(11)는 1차 지연 전달 함수 등이 적용되지만, 이것은, (7)식의 이론에 따른 것이다. 1차 지연 전달 함수의 시정수나 게인은, 그 시스템에서 최적의 값을 실험 등으로 선정하면 된다. 종래는, 전류 제어 회로(11)의 출력인 제1 전압 지령값 Vref가 직접 PWM 제어 회로(12)에 입력되고 있었기 때문에, 선형 요소와 비선형 요소가 혼재한 상태에서 제어 오차가 크게 남는 결과로 되어 있었다.
본 발명은, 이 전압 지령값 Vref에 출력에 영향을 미치는 비선형 요소인 역기 전압값 EMF를 미리 보상함으로써 제어를 선형화하는 것에 있다. 다른 표현을 취한다면, (6)식이 완전하게 성립하기 위한 조건의 하나인 (i)의 조건의 역기 전압 보상을 부가하고 있다.
역기 전압 보상은 (3)식에 나타낸 수식에 따라 산출한다. 즉, 전압 검출 회로(16)에서 검출된 모터 전압 V와, 전류 검출 회로(15)에서 검출된 모터 전류 I를 입력으로 하여 역기 전압값 EMF가 역기 전압 검출 회로(17)에서 산출된다. 구체적으로는, 검출된 모터 전류 I를 전달 함수 회로(17-1)에 입력하고, 그 출력인(R+s·L)·I/(1+s·T)와 검출된 모터 전압 V와의 감산을 감산 회로(17-2)에서 실행하고, 감산 회로(17-2)의 출력, 즉 역기 전압 산출 회로(17)의 출력이, 구하는 역기 전압 EMF이다. 그리고, 전달 함수 회로(17-1)의 분모( 1+s·T)는 1차 지연 함수의 LPF 회로에서 검출된 모터 전류 I의 노이즈 제거 등을 목적으로 하고 있다.
다음에 본 발명의 포인트인, 역기 전압 산출 회로(17)의 출력의 역기 전압값 EMF는 전류 제어 회로(11)의 출력인 전압 지령값 Vref에 가산 회로(18)에서 가산되고, 새로운 제2 전압 지령값(Vref+EMF)이 산출된다. 그리고, 모터 구동 회로의 PWM 제어 회로(12)에는 종래의 제1 전압 지령값 Vref가 아니고, 역기 전압이 보상된 새로운 제2 전압 지령값(Vref+EMF)이 입력되고, 인버터 회로(13)는 PWM 제어 회로(13) 의 지령에 따라 모터(14)를 구동시킨다.
이 결과, 모터(14)는 제2 전압 지령값(Vref+EMF)에 의해 비선형 요소인 역기 전압 EMF가 미리 보상된 상태에서 제어되므로, 제어 오차도 적고, 토크 리플도 적은 전동 파워 스티어링 장치가 얻어지는 효과가 있다.
다음에, 제2 발명에 관한 FF 제어의 실시예에 대하여 도 3을 참조하여 설명한다.
제2 발명은, (ii) 및 (iii)과 같은 미리 추정이 부가되지 않은 비선형 요소도 보상하여, 모터 모델을 보다 선형화하여 제어 오차가 보다 적은 제어 회로 구성에 관한 것이다. 즉, 역기 전압값 EMF 이외의 비선형 요소를 옵저버 회로에 의해 추출하고, 역기 전압 보상과 같이 보상하여 모터 모델을 보다 선형화하도록 되어 있다.
(6)식에 나타낸 선형화 모델을 완전하게 성립시키기 위해, 역기 전압값 EMF 이외의 나머지의 조건인 (ii) 및 (iii) 의 보상도 내장한 FF 제어의 실시예에 대하여 도 3을 참조하여 설명한다. 구체적 수단으로서는, (ii) 및 (iii) 을 보상하기 위해 외란 옵저버 회로(19)를 부가하고 있다. 제2 전압 지령값이라는 입력에 대하여 인버터 회로(13)의 출력인 모터 전류 I가 정확하게 출력되어 있는지를 감시하는 것이다.
제2 가산 회로(23)의 출력과 모터 전류 I를 외란 옵저버 회로(19)에 입력한다. 외란 옵저버 회로(19)에서는, 기본적으로는, 제2 가산 회로(23)의 출력과 모 터 전류 I의 차이를 취하는 것이지만, 제2 가산 회로(23)의 출력에 대하여 LPF 회로(2O)를 통과시킨 값과, 출력인 모터 전류 I에 대하여도 LPF 회로(21)를 통과시킨 값과의 차이인 외란값 Vdis를 감산 회로(22)에서 산출하고 있다. LPF 회로를 통과시키는 것은, 검출값인 모터 전류 I 등에 포함되는 노이즈 등을 제거하기 위해서이다.
외란 옵저버 회로(19)의 출력인 외란값 Vdis가 전류 제어 회로(11)의 출력인 제1 전압 지령값에 Vref에 피드백시켜 제2 가산 회로(23)에 가산되고, 또한 가산 회로(18)에 역기 전압값 EMF가 가산되고, 새로운 제2 전압 지령값 (Vref+Vdis+EMF)이 산출되어 PWM 제어 회로(12)에 입력된다. 이 외란값 Vdis를 보상함으로써, (ii) 및 (iii)의 요인으로 발생하는 제어 오차를 보상할 수 있다. (i) 및 (iii)을 요인으로 하는 오차는, 역기 전압에 의해 발생하는 오차보다 훨씬 더 작으므로, 외란 옵저버에 의해 충분히 보상할 수 있다. 종래, 외란 옵저버 회로로만으로 역기 전압값 EMF까지 보상하려고 하여 보상을 다할 수 없게 되는 문제점을, 본 발명에서는, 외란 옵저버 회로와는 별도로 역기 전압 보상을 실행함으로써 해소하고 있다.
따라서, 제2 발명인 모터 모델의 모델화의 오차나 검출 오차, 아날로그 디지털 변환 오차 등의 비선형 오차를 외란 옵저버로 보상할 수 있고, 또, 역기 전압은 제1 발명으로 보상할 수 있으므로, 본 발명의 특징인 제1 발명과 제2 발명을 조합함으로써 비선형 요소에 의해 발생하는 제어 오차를 완전히 보상할 수 있다. 이 효과는 전동 파워 스티어링 장치에 있어서는, 모터의 토크 리플이 작고, 핸들 조작에 비정상적인 진동도 없어, 조타 휠링이 양호한 전동 파워 스티어링 장치를 제공할 수 있는 효과가 있다.
다음에, 본 발명은 비선형 요소를 미리 보상하여 모터 모델을 선형화함으로써 제어 오차를 축소화하는 효과를 가지므로, 본 발명은 FF 제어에 한정되지 않고 FB 제어에 적용해도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
이하, 제1 발명 및 제2 발명을 FB 제어에 적용한 실시예에 대하여 도 4를 참조하여 설명한다.
FB 제어의 구성에서, 도 3에 나타낸 FF 제어의 구성과 다른 점을 다음에 설명한다. 그 차이는 전류 제어 회로(11)의 입력 및 그 처리 내용이 상이하다. 즉, 전류 제어 회로(11)의 입력은, 전류 검출 회로(15)에서 검출되어 피드백된 모터 전류 I 및 전류 지령값 산출 회로(10)에서 산출된 전류 지령값 Iref이다. 전류 제어 회로(11)는 모터 전류 I와 전류 지령값 Iref를 입력으로 하고, 그들의 차이를 감산 회로(11-1)에서 산출하고, 그 차이를 비례 적분 회로(11-2)에 입력하여 전압 지령값 Vref가 출력되는 구성으로 된다.
도 4와 같은 구성을 취하는 FB 제어의 작용에 대하여 다음에 설명한다.
조타 토크키 지령값 Tref를 입력으로 하여 전류 지령값 산출 회로(10)에서 전류 지령값 Iref가 산출되고, 전류 검출 회로(15)에서 검출된 모터 전류 I와 전류 지 령값 Iref가 전류 제어 회로(11)에 입력된다. 전류 제어 회로(11)에 있어서, 전류 지령값 Iref와 모터 전류 I와의 차이가 감산 회로(11-1)에서 산출되고, 그 차이가 비례 적분 회로(11-2)에 입력되고, 출력으로서 전압 지령값 Vref가 산출된다.
종래는, 이 전압 지령값 Vref가 모터 구동 회로의 PWM 제어 회로(12)에 직접 입력되므로 선형 요소의 (R+s·L)·I와 함께 비선형 요소인 역기 전압 EMF도 혼재한 상태에서 제어되어, 제어 오차가 크고, 제어의 안정성도 좋지 않았다.
그러나, 본 발명에서는, 그 외의 비선형 요소인 외란 옵저버 회로(19)에서 산출된 외란값 Vdis가 제2 가산 회로(23)에서 가산되어 새로운 전압 지령값 V' ref(= Vref+Vdis)가 산출되어, 외란값 Vdis가 보상된다. 또, 역기 전압 산출 회로(17)에서 산출된 비선형 요소의 역기 전압값 EMF가, 미리 모터 구동 회로의 입력전인 가산 회로(18)에서 상기 V'ref에 가산되어 보상되고, 새로운 제2 전압 지령값(Vref+Vdis+EMF)이 산출된다. 따라서, 본 발명을 적용한 FB 제어에 있어서도 모터 모델이 선형화됨으로써, 전술한 (i),(ii) 및 (iii) 의 조건이 만족되어 전동 파워 스티어링 장치의 모터(14)의 제어는, 제어 오차가 적고, 제어가 안정된 제어 장치를 얻을 수 있다.
따라서, 본 발명을 적용한 FB 제어를 사용한 전동 파워 스티어링 장치에 있어서도, 모터 토크 리플이 적고, 핸들 조작에 비정상 진동이 없고, 핸들 조타감이 양호한 전동 파워 스티어링 장치를 얻을 수 있는 효과를 기대할 수 있다.
이상의 설명에서는, 외란 옵저버 회로(19)나 역기 전압 산출 회로(17)에서 1차 지연 회로를 사용한 LPF 회로를 적용한 실시예에 대하여 설명하였으나, 1차 지연 함수로 한정되는 것은 아니다. 또, 모터 구동 회로는 PWM 제어에 한정된 것이 아니고, PAM 제어, 초퍼 제어, 직사각형파 제어 등에서도 동일한 효과를 얻을 수 있다.
다음에, 본 발명의 제2 목적을 달성하기 위해 이루어진 제3 발명은, 모터 전압, 전류로부터 산출한 역기 전압으로부터, 한 번 모터의 회전 속도 ω 및 전기각 θ을 산출하고, 이 전기각 θ에, 회전 속도 ω로부터 산출되는 지연분 △θ을 가산하여, 지연이 없는 전기각(θ+△θ)에 의해 재차 역기 전압을 산출하고, 이 지연이 없는 역기 전압을 제어의 보상에 사용하는 방식이다.
본 발명의 제2 목적을 달성하기 위해 이루어진 제4 발명은, 모터 전압, 전류로부터 산출된 지연이 있는 역기 전압에 소정의 게인을 중첩시킴으로써, 역기 전압 보상에 의한 토크 리플을 적게 하기 위한 제어에 있어 가장 효과적인 결과를 얻을 수 있도록, 검출한 지연이 있는 역기 전압의 일부분을 의사적(擬似的)으로 지연이 없게 하는 방법이다. 이 원리에 대하여는, 다음에 도 11을 참조하여 상세하게 설명한다. 제4 발명에서는, 제3 발명과 같이 역기 전압의 전 영역에서 지연이 없는 정확한 역기 전압 보상이 아니기 때문에 토크 리플 제어로서 효과는 조금 뒤떨어지지만, 게인 조정만으로 연산 처리가 적어져 제어 처리가 고속으로 가능하다는 제3 발명에는 없는 다른 효과가 있다.
제3 발명의 실시예에 대하여 도 6, 도 8, 도 8을 참조하여 설명한다. 도 6 에 있어서, 모터(14)의 역기 전압 보상을 제외한 기본 제어는, 조타 토크 지령값 Tref자에 따라 전류 지령값 회로(10)에서 전류 지령값 Iref가 산출된다. 이 지령값 Iref에 대하여, 모터 전류를 피드백 제어(이하 FB 제어라고 함)하는 경우와 피드 포워드 제어(이하 FF 제어라고 함)하는 경우의 2종류가 있지만, 본 실시예에서는 FF 제어에 적용한 예에 대하여 설명하지만, 본 발명의 적용에 있어서 FF 제어에 한정ㄷ되는 것은 아니다. 전류 제어 회로(11)는 지령값 Iref에 따라 지령값 Vref를 산출한다. 전류 제어 회로(11)에서는
Vref= (R+s·L)·Iref …(8)이 실행되고 있다.
다음에, 가산 회로(18)에서는, 지령값 Vref에 이어서 설명하는 지연 보상을 행한 역기 전압 EMF2를 가산한다. 이 가산값(Vref+EMF2)에 따라 PWM 제어 회로(12)가 인버터 회로(13)를 제어하여, 모터(14)는 인버터 회로(13)의 출력 전류에 의해 구동 제어된다.
여기서, 중요한 것은, 조금전 언급한 역기 전압 EMF2가, 모터(14)의 실제의 역기 전압에 대하여 지연이 없고 정확한 역기 전압이면, 모터의 토크 제어도 리플이 적은 토크 제어가 가능하므로, 얼마나 정확한 역기 전압 EMF2를 산출할 수 있을지가 중요하다.
산출 지연이 없는 역기 전압 EMF2의 산출 방법을 이하에 설명한다. 먼저, 모터의 전압 V와 모터의 전류 I를 전압 검출 회로(16) 및 전류 검출 회로(15)에서 검출한다. 모터 전압 V와 전류 I를 입력으로 하여 제1 역기 전압 산출 회로에서 역기 전압 EMF1를 산출한다. 이 산출 방법은, (1)식에 근거하여 도 7의 역기 전압 1 산출 회로(17)에 있어서 전달 함수(17-1)에 전류 I를 입력하고, 감산 회로(17-2)에서 전압 V로부터 전달 함수(17-1)의 출력을 감산함으로써 역기 전압 EMF1가 산출된다. 그리고, 역기 전압 1 산출 회로(17)가 제1 역기 전압 산출 회로에 상당한다. 조금전에도 언급했지만, 전달 함수(17-1)에는 1차 지연 함수가 있어 지연이 발생한다. 또, 디지털 제어에서는, 전압 검출 회로(16)나 전류 검출 회로(15)에서 검출된 전압 V, 전류 I는 아날로그량이므로 디지털값으로 변환할 때 지연이 발생한다. A/D변환 전의 하드웨어의 필터 등도 역기 전압 EMF1의 지연의 원인으로 된다.
다음에, 위상 산출 회로(19)에서, 역기 전압 EMF1를 기초로 모터(14)의 각속 도 ω 및 전기각 θ을 산출한다. 역기 전압과 각속도에는 (9)식과 같은 관계가 있다.
ω= EMF/Ke …(9)
여기서, Ke는 모터의 역기 전압 정수(V/rpm)이다.
따라서, 각속도 산출 회로(19-1)에 역기 전압 1 산출 회로(17)에서 산출한 역기 전압 EMF1를 입력하여 (9)식의 관계에 따라 각속도 ω를 산출한다.
다음에, 전기각 θ의 산출 방법에 대하여는, 각속도 ω와 전기각 θ에는 하기의 (10)식과 같은 적분의 관계가 있다.
Figure 112005069539304-PCT00005
이다. 그리고, 모터에 홀 센서 등의 간단한 회전 위치 센서를 장착하고 있는 경우에는, 이산적(離散的)으로 전기각의 값을 검지할 수 있다. 예를 들면, 본 실시예의 예에서는, 60도마다 홀 센서로부터 전기각 θ의 검출값 θ0= 0, 60, 120, 180, 240, 300도를 검출할 수 있으므로, θ의 0도로부터 60도까지의 값이나 60도로부터120도까지의 사이의 전기각의 값은, (10)식의 적분에 의해 산출한다. 따라서, 전기각 θ은 각속도 산출 회로(19-1)에 의해 산출된 각속도 ω를 입력으로 하여 전기각 산출 회로(19-2)에서 (9)식의 식에 따라 전기각 θ을 산출한다.
다음에, 제3 발명의 가장 중요한 전기각 θ의 위상 지연 △θ의 보상에 대하여 도 8을 참조하여 설명한다. 전기각의 지연은 각속도ω에 의해 영향을 받으므로, 각속도 ω가 빠를 수록 지연이 커진다. 따라서, 본 실시예에서는, 그 지연 보상을 (11)식의 관계로 보상한다.
Figure 112005069539304-PCT00006
단, ω1＜ω＜ω2에 있어서 상기 식은 성립한다.
ω＜ω1에서는, △θ= △θ1이며,
ω2＜ω에서는, △θ= △θ2이다.
(11)식의 △θ와 ω의 관계는, 실제의 장치, 즉 실제의 모터나 ECU를 사용한 실험에 의해 측정된다.
위상 산출 회로(19)에서 산출된 각속도 ω 및 지연이 있는 전기각 θ를 조정 회로(20)에 입력하고, 먼저, 각속도 ω를 위상 지연 산출 회로(20-1)에 입력하고, 위상 지연 △θ를 산출한다. 다음에, 위상 산출 회로(19)에서 산출된 지연이 있는 전기각 θ에 가산 회로(20-1)에서 위상 지연 산출 회로(20-1)에서 산출한 지연 보상 분의 위상 지연 △θ을 가산 회로(20-2)에서 가산하여 조정 전기각(θ+△θ)을 산출한다. 이 조정 전기각(θ+△θ)은 지연이 없는 정확한 전기각을 나타내고 있다.
다음에, 이 정확한 조정 전기각(θ+△θ)에 따라, 다시 역기 전압을 산출한다. 그 방법은, 제2 역기 전압 산출 회로인 역기 전압 2 산출 회로(21)를 사용하여 산출한다. 역기 전압 2 산출 회로(21)는, 규격화 역기 전압 산출 회로(21-1)와 회전수 보정 회로(21-2)로 구성되어 있다. 규격화 역기 전압 산출 회로(21-1)에서는, 모터가 1000rpm에서의 역기 전압 EMF1000를 조정 전기각(θ+△θ)에 따라 산출하고 있다. 회전수 보정 회로(21-2)에서는, 역기 전압은 회전수에 비례하므로 (12)식과 같이 나타낼 수 있다. 예를 들면, 모터가 11OOrpm이면 규격화 역기 전압 산출 회로(21-1)에서 산출한 값에 1.1배 하면 양호한 것이다.
EMF2 = (ω/1000)·EMF1000 …(12)
여기서, 규격화 역기 전압 산출 회로(21-1)에 대하여 설명하면, 전기각 θ에 의해 발생하는 역기 전압 파형은 실제의 모터의 종류, 또는 설계값에 따라 각각 상 이하다. 예를 들면, 정현파(正弦波) 모터라면, 그 역기 전압 파형은 정현파로 되고 직사각형파 모터라면, 그것은 사다리꼴파로 된다. 또, 모터의 코깅(cogging) 토크를 저감하기 위해, 사다리꼴파의 평평한 부분을 가능한 한 넓게 하는 등의 설 계적 연구를 행하고 있다. 따라서, 규격화 역기 전압 산출 회로(21-1)는, 설계한 실제의 모터를 사용하여 실측에 의해 100rpm에서의 역기 전압 EMF1000를 구하고 있다. 그리고, 조정 회로(20)에서 산출된 지연이 없는 조정 전기각(θ+△θ)과 각속도 ω를 역기 전압 2 산출 회로(21)에 입력하면 정확한 역기 전압 EMF2가 산출된다.
산출된 정확한 역기 전압 EMF2는, 도 6에 있어서, 가산 회로(18)에서 전류 제어 회로(11)로부터 출력된 지령값 Vref와 가산되어, 새로운 지령값(Vref+EMF2)로 되어 PWM 제어 회로(12)에 입력되고, PWM 제어 회로(12)의 지령에 따라 인버터 회로(13)는 전류 제어된다. 새로운 지령값인(Vref+EMF2)는, 지연이 없는 역기 전압 EMF2로 보상하고 있으므로, 모터(14)는 토크 리플이 적은 토크 제어가 실현될 수 있다. 재차 강조하게 되지만, 토크 리플이 적은 토크 제어가 가능한 이유는, 전류 제어 루프에 보상한 역기 전압이 지연이 없는 정확한 역기 전압인 것에 의해 실현할 수 있기 때문이다.
그리고, 도 7에서는, 제1 역기 전압 산출 회로와 각속도 및 전기각을 구하는 제어 블록도를 단선결선도(單線結線圖)로 표현했지만, 예를 들면, 3상 브러시레스 DC 모터이면, 도 9에 나타낸 바와 같이 하여 3상의 전압, 전류의 검출값에 따라, 보다 결이 섬세한(refined) 역기 전압을 산출할 수 있다.
그리고, 모터가 브러시레스 DC 모터가 아니고, 정현파 모터나 직사각형파 모터 등 다른 종류의 모터라도, 본 발명의 원리를 적용, 토크 리플을 적게 할 수 있 는 효과를 기대할 수 있다.
또, 이상의 설명에서는 제1 역기 전압 산출 회로나 제2 역기 전압 산출 회로를 브러시레스 DC 모터의 경우를 예로 설명하였으나, 다른 종류의 모터의 경우는, 그 모터에 맞춘 역기 전압 산출식을 이용하면 동일한 효과를 얻을 수 있다.
또, 도 6에 있어서, 전류 제어 회로(11)를 FF 제어의 경우에 대하여 설명하였으나, 도 10에 나타낸 같은 FB 제어의 경우라도 역기 전압 보상은 효과가 있다. 도 10에 있어서, 전류 제어 회로(11)는, 전류 검출 회로(15)에 의해 검출된 모터 전류I를 전류 지령값 산출 회로(10)의 산출한 지령값 Iref와의 차이를 감산 회로(11-1)에서 취하고, 그 차이를 비례 적분 회로(11-2)에 입력하여 지령값 Vref를 산출한다는 FB 제어 방식을 취하고 있다.
다음에, 제4 발명에 대하여 설명한다.
역기 전압 1 산출 회로(17)에서 산출한 역기 전압 EMF1는 실제의 모터 역기 전압에 대하여 지연을 가지고 있다. 그 지연이 토크 출력에 대하여 어떠한 효과를 가지는 것으로 하면, 토크 출력이 상승 또는 하강되는 경우, 항상 출력이 필요량에 대하여 적게 발생하게 된다. 그래서, 지연이 있는 역기 전압 EMF1에 게인배(倍)하여, 지연에 의한 토크의 출력 부족을 보충하면, 역기 전압이 변화하는 범위가 있는 정도의 범위에서는 출력 부족을 보충할 수 있다.
즉, 지연이 있는 역기 전압에 소정의 게인을 중첩시킴으로써, 역기 전압의 모든 영역을 지연이 없는 역기 전압으로 할 수는 없지만, 역기 전압 보상의 지연이 전류 제어 회로 등의 제어에 의해 보상하는 것이 곤란한 부분에 한정하여, 지연이 없는 역기 전압으로 변환시키도록 한 것이다.
이 방식이 의미하는 것을 쉽게 이해하기 위하여, 도 11을 참조하여 설명한다. 도 11 (A)는, 역기 전압 1 산출 회로(17)에서 산출한 지연이 있는 역기 전압 EMF1와 실제의 역기 전압과의 관계를 나타낸 것이다. 그리고, 도 11 (B)는 실제의 역기 전압과 게인 조정한 역기 전압 K·EMF와의 관계를 나타낸 것이다.
도 11 (B)에 있어서, 전류 제어 회로 등에 의해 토크 리플을 적게 하는 것이 곤란한 부분이란 타원 A로 둘러싸인 부분이다. 타원 B로 둘러싸인 부분은 전류 제어 회로에 의해 EMF의 지연을 오차, 외란으로서 보상할 수 있는 부분이다. 타원 C로 둘러싸인 부분도 동일하게 전류 제어 회로로 보상할 수 있다. 따라서, 게인을 중첩시키는 경우, 타원 A로 둘러싸인 부분에서, 실제의 역기 전압과 게인을 곱한 역기 전압 K·EMF1가 겹치도록게 게인을 중첩시키는 것이 중요하다.
이 생각에 근거한 제4 발명의 실시예에 대하여 도 12를 참조하여 설명한다. 도 12에 있어서, 게인 K로서 예를 들면 K= 1.2를 설정하고 있다. 따라서, 역기 전압 1 산출 회로(17)로부터 출력된 역기 전압 EMF1에 곱셈 회로(22)에 의해 1.2배되고, 가산 회로(18)에서, 지령값 Vref에 가산되고, 새로운 지령값(Vref+K·EMF1)으로서 PWM 제어 회로(12)에 입력되고, PWM 제어 회로의 제어에 의해, 인버터 회로(13)는 모터(14)가 토크 제어된다.
PWM 제어 회로(12)의 지령값이 (Vref+EMF1)인 경우에는, 역기 전압에 의한 보 상이 지연에 의해 적게 되므로 토크 리플이 크고, 토크 출력도 적지만, 지령값이 (Vref+K·EMF1)로 보정되면 지연이 없는 정확한 역기 전압 EMF2에 의한 보상에 가깝게 되어, 토크 리플이 작고, 토크 출력도 크게 출력할 수 있다.
제4 발명에서는, 제3 발명과 같이 복잡한 처리를 필요로 하지 않기 때문에 처리 스피드가 빠르거나, 또는 회로를 간소화할 수 있어 ROM 등의 용량이 적어져 양호한하다는, 제3 발명에는 없는 효과를 얻을 수 있다.
이상 설명한 제3 발명 및 제4 발명의 효과에 대하여, 도 13면을 참조하여 설명한다. 브러시레스 DC 모터를 대상으로 한 시뮬레이션에 의하면, 바람직한 토크 출력을 100%, 토크 리플을 0%로 하면, 가산 회로(18)에서 가산되는 역기 전압이 지연이 있는 EMF1만큼의 경우, 토크 출력은 94%, 토크 리플은 10%이다. 한편, 가산 회로(18)에서 가산되는 역기 전압이 K·EMF1의 경우, 토크 출력은 100%이며, 토크 리플은 8%로 개선된다. 또, 가산 회로(18)에서 가산되는 역기 전압이 지연이 없는 EMF2의 경우, 토크 출력은 100%로, 토크 리플은 6.5%로서, 가장 양호한 효과를 얻을 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명의 제1 발명 및 제2 발명에 관한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 의하면, 전동 파워 스티어링 장치의 모터 모델의 비선형 요소를 미리 보상하여 모터 모델을 선형화함으로써, 제어 오차가 적고, 제어성도 안정적이며, 모터 출력의 토크 리플이 적고, 핸들 조타 휠링이 양호한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치를 제공할 수 있는 효과가 있다.
또한, 비선형 요소를 보상하기 위한 모터 역기 전압은, 모터의 출력 전압 및 출력 전류로부터 구해지므로, 종래예와 같이 고가의 회전 속도 센서를 사용하여 각속도를 구할 필요가 없고, 간단하고 쉬운 구성으로 실현할 수 있다는 장점이 있다.
또, 본 발명의 제3 발명 및 제4 발명에 관한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 의하면, 지연이 없는 역기 전압을 산출하고, 그 역기 전압을 제어 루프에 보상함으로써 모터의 출력 토크 리플이 적게 되어, 핸들 조작이 스무스하여, 보다 소음이 적은 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치를 제공할 수 있는 효과가 있다.

Claims (8)

  1. 차량의 조타(操舵) 시스템에 모터에 의한 조타 보조력을 부여하도록 한 전동 파워 스티어링(steering) 장치의 제어 장치에 있어서,
    상기 모터를 구동시키는 모터 구동 회로와,
    상기 모터 구동 회로로의 제어 지령인 제1 전압 지령값을 산출하는 전류 제어 회로(11)와,
    상기 모터 구동 회로의 출력 전압과 출력 전류로부터 상기 모터의 역기(逆起) 전압값을 산출하는 역기 전압 산출 회로(17)와,
    상기 제1 전압 지령값에 상기 역기 전압값을 가산하여 상기 모터 구동 회로로의 새로운 제어 지령이 되는 제2 전압 지령값을 산출하는 가산 회로(18)
    를 구비한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전류 제어 회로(11)와 상기 가산 회로(18) 사이에 제2 가산 회로(23) 및,
    상기 제2 가산 회로(23)의 출력 및 상기 모터 구동 회로의 출력이 각각 입력되는 외란(外亂) 옵저버(observer) 회로(19)를 구비하고,
    상기 전류 제어 회로(11)의 출력이 상기 제2 가산 회로(23)에 입력되고, 또한 상기 제2 가산 회로(23)의 출력이 상기 가산 회로(18)에 입력되며,
    상기 외란 옵저버 회로(19)의 출력인 외란값이 상기 제2 가산 회로(23)에 입력되고, 상기 제1 전압 지령값에 가산되어 상기 가산 회로(18)에 입력되는 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 외란값은 상기 가산 회로(18)의 입력값에 전달 함수를 곱한 값과 상기 모터 구동 회로의 출력값에 전달 함수를 곱한 값의 차이인 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
  4. 제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전류 제어 회로(11)는 피드 포워드(feed foward) 제어 또는 피드백(feedback) 제어를 행하는 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
  5. 차량의 조타 시스템에 모터에 의한 조타 보조력을 부여하도록 한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 있어서,
    상기 모터를 구동시키는 모터 구동 회로와,
    상기 모터 구동 회로의 출력 전압과 출력 전류로부터 상기 모터의 역기 전압(EMF1)을 산출하는 제1 역기 전압 산출 회로와,
    상기 역기 전압(EMF1)으로부터 전기각(θ) 및 각(角)속도(ω)를 산출하는 위 상 산출 회로와,
    상기 각속도(ω)로부터 위상 지연(△θ)을 보상한 조정 전기각(θ+△θ)을 산출하는 조정 회로와,
    상기 조정 전기각(θ+△θ)으로부터 조정된 역기 전압(EMF2)을 산출하는 제2 역기 전압 산출 회로
    를 구비한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 모터로의 조타 토크 지령값(Tref)에 따라 상기 모터를 구동 제어하기 위한 지령값(Vref)을 산출하는 전류 제어 회로를 구비하고, 상기 지령값(Vref)에 상기 조정된 역기 전압(EMF2)을 가산한 지령값(Vref+EMF2)에 따라 상기 모터를 구동 제어하는 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
  7. 차량의 조타 시스템에 모터에 의한 조타 보조력을 부여하도록 한 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치에 있어서,
    상기 모터로의 조타 토크 지령값(Tref)에 따라 상기 모터를 구동 제어하기 위한 지령값(Vref)을 산출하는 전류 제어 회로와,
    상기 모터를 구동시키는 모터 구동 회로와,
    상기 모터 구동 회로의 출력 전압과 출력 전류로부터 상기 모터의 역기 전압(EMF1)을 산출하는 제1 역기 전압 산출 회로와, 상기 역기 전압(EMF1)에 설정값(K)을 곱한 보정 역기 전압(K·EMF1)을 산출하는 보정 회로
    를 구비하고,
    상기 지령값(Vref)에 상기 보정 역기 전압(K·EMF1)을 가산한 값(Vref+K·EMF1)에 따라 상기 모터를 구동 제어하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
  8. 제6항 또는 제7항에 있어서,
    상기 전류 제어 회로는 피드 포워드 제어 회로 또는 피드백 제어 회로인 것을 특징으로 하는 전동 파워 스티어링 장치의 제어 장치.
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