JP6143875B2 - インバータのリプル、並びにオフセット補償装置及びその方法 - Google Patents

Description

本発明は、インバータのリプル、並びにオフセット補償装置及びその方法に係り、さらに詳細には、インバータ制御器からインバータに入力される信号に含まれているオフセット成分を補償し、リプル成分を除去するインバータのリプル、並びにオフセット補償装置及びその方法に関する。

燃料電池発電システム（ＢＯＰ：balance of plant）は、燃料に含まれている水素と、空気中の酸素との電気化学的反応を介して電気を生産するシステムである。火力発電に比べ、３０％以上の発電用燃料を節減することができ、公害物質の排出がほとんどなく、だんだんと需要が増大している。

図１は、一般的な燃料電池発電システムの一例示図である。
図１に図示されているように、燃料電池発電システムは、燃料供給器（ＭＢＯＰ：mechanical balance of plant）１Ａ、燃料電池スタック（ＦＣ Stack：fuel cell stack）１Ｂ及び電力変換器（ＥＢＯＰ：electrical balance of power）１Ｃから構成される。

燃料供給器１Ａは、空気と燃料とを供給され、空気から酸素を抽出し、燃料からは水素を抽出し、燃料電池スタック１Ｂに供給し、燃料電池スタック１Ｂは、水素と酸素との電気化学的反応を介して、直流電流（ＤＣ）を生成し、電力変換器１Ｃは、直流電流（ＤＣ）を変換し、最終的に利用可能な交流電流（ＡＣ）を供給する。

電力変換器１Ｃは、燃料電池スタック１Ｂで生産された直流電源を、韓国電力公社のような系統電源に連結する電力変換システムであり、燃料電池発電システムの性能を決定する非常に重要な役割を担当している。電力変換器１Ｃは、系統電源と連繋されて運転する連繋運転モード、及び系統電源と分離され、独立して負荷で電力を供給する独立運転モードで動作する。

該電力変換器１Ｃのようなインバータの制御に使用される信号にオフセット（offset）が発生する場合、それは、出力信号を歪曲させ、変圧器などの温度を上昇させる原因として作用する。

そのために、インバータ制御に使用される信号にオフセットを補償し、リプル成分を除去することができる方案が要求される。

前述の問題を解決するために、本発明では、インバータに入力される信号のオフセット成分を除去することができる方法及びその装置を提供することを目的にする。

さらに具体的には、本発明は、インバータ制御器からインバータに入力される直流電流と、前記インバータから出力される交流電流とをそれぞれセンシングし、前記センシング電流を基に、直流電流に含まれているリプル成分を除去することにより、インバータから出力される交流電流波形の歪曲を防止するインバータの電流リプル補償装置及びその方法を提供するところにその目的がある。

また、本発明は、インバータ制御器から出力されてインバータに入力される基準電圧に含まれているリプル成分を除去することにより、インバータから出力される交流電流の波形、及び入力される直流電流の波形の歪曲を防止するインバータの電圧リプル補償装置及びその方法を提供するところにその目的がある。

また、本発明は、インバータ制御に使用される交流電圧／交流電流のオフセット成分を補償し、インバータの出力周波数にあたるリプル成分を低減させるインバータ制御のための信号のオフセット補償方法及びその装置を提供するところにその目的がある。

本発明の目的は、以上で言及したところに制限されるものではなく、言及されていない本発明の他の目的及び長所は、以下の説明によって理解され、本発明の実施形態によって、さらに明らかに分かることになるであろう。また、本発明の目的及び長所は、特許請求の範囲に示された手段及びその組み合わせによって実現されるということが容易に分かるであろう。

前記目的を達成するための本発明の装置は、インバータの電流リプル補償装置において、インバータに入力される直流電流と、前記インバータから出力される交流電流と、をそれぞれセンシングする電流センシング部；前記電流センシング部がセンシングした交流電流を、同期座標系に変換する座標系変換部；前記座標系変換部によって変換された同期座標系の直流電流及び交流電流を利用して、リプルを抽出するリプル抽出部；前記リプル抽出部が抽出したリプルを基に、補償値を生成する補償値生成部；及び前記補償値生成部が生成した補償値を利用して、前記直流電流に含まれているリプルを除去するリプル補償部；を含む。

また、前記目的を達成するための本発明の方法は、インバータの電流リプル補償方法において、電流センシング部がインバータに入力される直流電流と、前記インバータから出力される交流電流と、をそれぞれセンシングする段階と、座標系変換部が、前記センシングされた交流電流を、同期座標系に変換する段階と、リプル抽出部が、前記変換された同期座標系の直流電流及び交流電流を利用して、リプルを抽出する段階と、補償値生成部が、前記抽出されたリプルを基に、補償値を生成する段階と、リプル補償部が、前記生成された補償値を利用して、前記直流電流に含まれているリプルを除去する段階と、を含む。

また、前記目的を達成するための本発明の装置は、インバータの電圧リプル補償装置において、インバータ制御のための基準電圧を入力される基準電圧入力部；前記基準電圧入力部に入力された基準電圧から、リプルを抽出するリプル抽出部；前記リプル抽出部が抽出したリプルの時間遅延を補償する遅延補償部；前記遅延補償部によって時間遅延が補償されたリプルを基に、前記インバータに入力される基準電圧のリプルを補償するリプル補償部；及び前記リプル補償部によってリプルが補償された基準電圧を、静止座標系に変換する座標系変換部；を含む。

また、前記目的を達成するための本発明の方法は、インバータの電圧リプル補償方法において、基準電圧入力部が、インバータ制御のための基準電圧を入力される段階と、リプル抽出部が、前記入力された基準電圧からリプルを抽出する段階と、遅延補償部が、前記抽出されたリプルの時間遅延を補償する段階と、リプル補償部が、前記時間遅延が補償されたリプルを基に、前記インバータに入力される基準電圧のリプルを補償する段階と、座標系変換部が、前記リプルが補償された基準電圧を、静止座標系に変換する段階と、を含む。

また、前記目的を達成するための本発明の方法は、インバータを制御するための入力交流電圧を、一定時間単位でサンプリングして感知する段階と、前記一定時間単位で感知した前記入力交流電圧の電圧合算値を算出する段階と、前記入力交流電圧の周期が一定周期以上であるか否かということを判断する段階と、前記入力交流電圧の周期が、前記一定周期以上であるならば、前記電圧合算値の１周期当たり電圧平均値を算出する段階と、前記算出された電圧平均値が第１臨界値を超えるか否かということを判断する段階と、前記電圧平均値が前記第１臨界値を超えるならば、前記電圧平均値に対応するオフセット成分を補償する段階と、を含む。

前記入力交流電圧の周期が一定周期以上であるか否かということを判断する段階は、前記入力交流電圧の大きさが負値から正値に変化する回数、及び前記入力交流電圧の大きさが、正値から負値に変化する回数のうちいずれか一つをカウンティングして判断することを特徴とする。

前記インバータ制御のための信号のオフセット補償方法は、前記電圧平均値が第２臨界値を超えるか否かということを判断する段階と、前記電圧平均値が前記第２臨界値を超えるならば、前記入力交流電圧に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力する段階をさらに含むことを特徴とする。

また、前記目的を達成するための本発明の他の方法は、インバータを制御するための入力交流電流を一定時間単位でサンプリングして感知する段階と、前記一定時間単位で感知した前記入力交流電流の電流合算値を算出する段階と、前記入力交流電流の周期が一定周期以上であるか否かということを判断する段階と、前記入力交流電流の周期が、前記一定周期以上であるならば、前記電流合算値の１周期当たり電流平均値を算出する段階と、算出された前記電流平均値が第３臨界値を超えるか否かということを判断する段階と、前記電流平均値が前記第３臨界値を超えるならば、前記電流平均値に対応するオフセット成分を補償する段階と、を含む。

前記入力交流電流の周期が一定周期以上であるか否かということを判断する段階は、前記入力交流電流の大きさが負値から正値に変化する回数、及び前記入力交流電流の大きさが、正値から負値に変化する回数のうちいずれか一つをカウンティングして判断することを特徴とする。

前記インバータ制御のための信号のオフセット補償方法は、前記入力交流電流を感知した後、前記入力交流電流の大きさが一定電流値以上であるか否かということを判断する段階をさらに含み、前記入力交流電流の大きさが、前記一定電流値以上であるならば、前記入力交流電流の前記電流合算値を算出する段階に進み、前記入力交流電流の大きさが、前記一定電流値未満であるならば、前記入力交流電流を感知する段階に進むことを特徴とする。

前記インバータ制御のための信号のオフセット補償方法は、前記電流平均値が第４臨界値を超えるか否かということを判断する段階と、前記電流平均値が前記第４臨界値を超えるならば、前記入力交流電流に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力する段階をさらに含むことを特徴とする。

また、前記目的を達成するための本発明の装置はインバータを制御するための入力交流電圧を、一定時間単位でサンプリングして感知する電圧感知部；前記一定時間単位で感知した前記入力交流電圧の電圧合算値を算出する電圧合算部；前記入力交流電圧の周期が一定周期以上であるか否かということを判断する電圧周期検出部；及び前記入力交流電圧の周期が、前記一定周期以上であるならば、前記電圧合算値の１周期当たり電圧平均値を算出する電圧平均値算出部；算出された前記電圧平均値が第１臨界値を超えるか否かということを判断し、前記電圧平均値が前記第１臨界値を超えるならば、前記電圧平均値に対応するオフセット成分を補償する電圧オフセット補償部；を含む。

前記電圧周期検出部は、前記入力交流電圧の大きさが負値から正値に変化する回数、及び前記入力交流電圧の大きさが、正値から負値に変化する回数のうちいずれか一つをカウンティングし、前記入力交流電圧の周期を判断することを特徴とする。

前記インバータ制御のための信号のオフセット補償装置は、前記入力交流電圧に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力する電圧アラーム信号出力部をさらに含み、前記電圧オフセット補償部は、前記電圧平均値が第２臨界値を超えるか否かということを判断し、前記電圧平均値が前記第２臨界値を超えるならば、前記アラーム信号を出力するように、前記電圧アラーム信号出力部を制御することを特徴とする。

また、前記目的を達成するための本発明の他の装置は、インバータを制御するための入力交流電流を一定時間単位でサンプリングして感知する電流感知部；前記一定時間単位で感知した前記入力交流電流の電流合算値を算出する電流合算部；前記入力交流電流の周期が一定周期以上であるか否かということを判断する電流周期検出部；前記入力交流電流の周期が、前記一定周期以上であるならば、前記電流合算値の１周期当たり電流平均値を算出する電流平均値算出部；算出された前記電流平均値が第３臨界値を超えるか否かということを判断し、前記電流平均値が前記第３臨界値を超えるならば、前記電流平均値に対応するオフセット成分を補償する電流オフセット補償部を含む。

前記インバータ制御のための信号のオフセット補償装置は、前記入力交流電流の大きさが一定電流値以上であるか否かということを判断する電流大きさ比較部をさらに含み、前記入力交流電流の大きさが、前記一定電流値以上であるならば、前記電流合算部が、前記入力交流電流の前記電流合算値を算出し、前記入力交流電流の大きさが、前記一定電流値未満であるならば、前記電流感知部が、前記入力交流電流を感知することを特徴とする。

前記電流周期検出部は、前記入力交流電流の大きさが負値から正値に変化する回数、及び前記入力交流電流の大きさが、正値から負値に変化する回数のうちいずれか一つをカウンティングし、前記入力交流電流の周期を判断することを特徴とする。

前記インバータ制御のための信号のオフセット補償装置は、前記入力交流電流に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力する電流アラーム信号出力部をさらに含み、前記電流オフセット補償部は、前記電流平均値が第４臨界値を超えるか否かということを判断し、前記電流平均値が前記第４臨界値を超えるならば、前記アラーム信号を出力するように、前記電流アラーム信号出力部を制御することを特徴とする。

本発明は、インバータ制御器からインバータに入力される信号のオフセットを補償することにより、インバータから出力される交流電流波形の歪曲を防止することができる。

一般的な燃料電池発電システムの一例示図である。 本発明が適用されるインバータ制御システムの一実施形態構成図である。 本発明による、インバータの電流リプル補償装置に係わる一実施形態構成図である。 本発明による座標系変換部の一実施形態の詳細構成図である。 本発明によるリプル抽出部の一実施形態の詳細構成図である。 本発明による補償値生成部の一実施形態の詳細構成図である。 本発明による、リプル補償部のリプル補償過程に係わる一実施形態の説明図である。 本発明による、リプル補償部のリプル補償過程に係わる他の一実施形態の説明図である。 本発明による、インバータの電流リプル補償装置の性能分析結果を示す一例示図である。 本発明による、インバータの電流リプル補償方法に係わる一実施形態のフローチャートである。 本発明が適用されるインバータ制御システムの一実施形態構成図である。 本発明による、インバータの電圧リプル補償装置に係わる一実施形態構成図である。 本発明によるリプル抽出部の一実施形態の詳細構成図である。 本発明による遅延補償部の一実施形態の詳細構成図である。 本発明による、インバータの電圧リプル補償装置に係わる一実施形態の詳細構成図である。 本発明による、インバータの電圧リプル補償方法に係わる一実施形態のフローチャートである。 本発明による、インバータの電圧リプル補償過程に係わる一例示図である。 本発明による、インバータの電圧リプル補償装置に係わる他の実施形態詳細構成図である。 本発明による、インバータ制御のための信号のオフセット補償方法の一実施形態を図示したフローチャートである。 インバータに印加される入力交流電圧の波形図の一例である。 本発明による、インバータ制御のための信号のオフセット補償方法の他の実施形態を図示したフローチャートである。 本発明による、インバータ制御のための信号のオフセット補償装置の一実施形態を図示したブロック図である。 本発明による、インバータ制御のための信号のオフセット補償装置の他の実施形態を図示したブロック図である。

前述の目的、特徴及び長所は、添付された図面を参照し、詳細に述べられている詳細な説明を介して、さらに明確になり、それによって、本発明が属する技術分野で当業者であるならば、本発明の技術的思想を容易に実施することができるであろう。また、本発明の説明において、本発明と係わる公知技術に係わる具体的な説明が、本発明の要旨を必要以上に不明確にすると判断される場合、その詳細な説明を省略する。以下、添付された図面を参照し、本発明による望ましい実施形態について詳細に説明する。

本発明において、オフセットを補償する方式は、大きく見て、３種の方式が利用される。
まず、インバータ制御器からインバータに入力される直流電流と、インバータから出力される交流電流とをセンシングし、センシングされた電流を基に、直流電流に含まれているリプル成分を除去することにより、インバータから出力される交流電流波形の歪曲を防止する方式がある。

第二に、インバータ制御器から出力されてインバータに入力される基準電圧に含まれているリプル成分を除去することにより、インバータから出力される交流電流の波形、及び入力される直流電流の波形の歪曲を防止する方式がある。

第三に、インバータ制御に使用される交流電圧／交流電流のオフセット成分を補償し、インバータの出力周波数に該当するリプル成分を低減させる方式がある。

以下、前述の３種方式についてさらに具体的に述べる。
１．センシングされた電流を利用して、直流電流に含まれたリプル成分を除去する方式
図２は、本発明が適用されるインバータ制御システムの一実施形態構成図である。
図２に図示されているように、本発明が適用されるインバータ制御システムは、インバータ制御器１０、インバータ２０及びリプル補償装置３０を含む。

まず、インバータ制御器１０は、インバータ２０を制御するための電圧／電流／電力をインバータ２０に入力する。このとき、インバータ２０に入力される直流電流に、周波数成分（一例として、出力周波数に該当する６０Ｈｚ）が含まれている場合、インバータ２０から出力される交流電流の波形を歪曲させる。

それを防止するため、本発明によるリプル補償装置３０は、インバータ制御器１０からインバータ２０に入力される直流電流と、前記インバータ２０から出力される交流電流とをそれぞれセンシングし、前記センシングした直流電流及び交流電流を基に、前記インバータ２０に入力される直流電流に含まれているリプル成分を補償するための補償値を生成した後、それを利用して、直流電流のリプル成分を除去する。

このとき、リプル補償装置３０は、前記センシングした交流電流を、インバータ２０の種類によって、互いに異なる過程を介して、同期座標系に変換する。すなわち、インバータ２０が３相インバータである場合、前記センシングした交流電流（Ｕ字形電流、Ｖ字形電流、Ｗ字形電流）を静止座標系の２相に変換した後、それをさらに同期座標系に変換する。また、インバータ２０が単相インバータである場合、前記センシングした交流電流と、前記センシングした交流電流とを、９０°シフト（shift）させた交流電流を、同期座標系に変換する。

本発明において、静止座標系への変換過程、及び同期座標系への変換過程は、周知慣用の技術であり、その詳細説明を省略する。

また、リプル補償装置３０は、ＢＳＦ（band stop filter）、ＢＰＦ（band pass filter）、ＡＰＦ（all pass filter）のような各種フィルタを利用して、センシングされた直流電流と、同期座標系に変換された交流電流とから、出力周波数に該当するリプル成分を抽出する。

また、リプル補償装置３０は、前記センシングした直流電流に含まれている周波数成分を除去するのに利用されるリプル補償値（一例として、電圧）を生成するにおいて、同期座標系の直流電流と、同期座標系の２相出力電流のうちいずれか１相に係わる同期座標系の交流電流と、を利用して、リプル補償値を生成する。

図３は、本発明によるインバータの電流リプル補償装置に係わる一実施形態構成図である。

図３に図示されているように、本発明によるインバータの電流リプル補償装置３０は、電流センシング部３１、座標系変換部３２、リプル抽出部３３、補償値生成部３４及びリプル補償部３５を含む。

前記各構成要素について述べれば、まず、電流センシング部３１は、インバータ制御器１０からインバータ２０に入力される直流電流と、前記インバータ２０から出力される交流電流とをそれぞれセンシングする。

次に、座標系変換部３２は、電流センシング部３１によってセンシングされた交流電流を２相の同期座標系に変換する。

このとき、座標系変換部３２は、インバータ２０が３相インバータである場合、３相の交流電流（出力Ｕ字形電流、出力Ｖ字形電流、出力Ｗ字形電流）を２相の静止座標系に変換した後、それをさらに２相の同期座標系に変換する。また、座標系変換部３２は、インバータ２０が単相インバータである場合、単相の交流電流（出力電流）と、前記単相の交流電流の位相を９０°シフトさせた交流電流とを、２相の同期座標系に変換する。

一方、座標系変換部３２は、電流センシング部３１によってセンシングされた直流電流は、同期座標系に変換せず、リプル抽出部３３に伝達する。

次に、リプル抽出部３３は、電流センシング部３１でセンシングされた直流電流と、座標系変換部３２に変換された同期座標系の交流電流とを基に、リプルを抽出する。

次に、補償値生成部３４は、リプル抽出部３３で抽出されたリプルを基に、補償値を生成する。

次に、リプル補償部３５は、補償値生成部３４で生成した補償値を利用して、インバータ制御器１０から出力される直流電流に含まれているリプルを除去する。すなわち、インバータ制御器１０から出力される電圧に補償値を合算し、直流電流に含まれているリプルを除去する。

以下、図４ないし図８を参照し、前述の座標系変換部３２、リプル抽出部３３及び補償値生成部３４について、さらに詳細に説明する。

図４は、本発明による座標系変換部の一実施形態の詳細構成図である。
図４に図示されているように、本発明による座標系変換部３２は、電流センシング部３１によってセンシングされた３相インバータから出力される３相交流電流を、２相同期座標系に変換する第１座標系変換器４１、及び電流センシング部３１によってセンシングされた単相インバータから出力される単相交流電流を、２相同期座標系に変換する第２座標系変換器４２を含む。

それについてさらに詳細に説明すれば、第１座標系変換器４１は、電流センシング部３１によってセンシングされた３相の交流電流（出力Ｕ字形電流、出力Ｖ字形電流、出力Ｗ字形電流）を２相の静止座標系に変換した後、それをさらに２相の同期座標系に変換する。そのように変換された同期座標系の交流電流は、Ｉ_ｏＤ、Ｉ_ｏＱと示す。

次に、第２座標系変換器４２は、電流センシング部３１によってセンシングされた単相の交流電流（出力電流）の位相を９０°シフトさせた交流電流と、前記単相の交流電流とを２相の同期座標系に変換する。そのように変換された同期座標系の交流電流も、ＩｏＤ、Ｉ_ｏＱと示す。

図５は、本発明によるリプル抽出部の一実施形態の詳細構成図である。
図５に図示されているように、本発明によるリプル抽出部３３は、第１リプル抽出器５１、第２リプル抽出器５２及び第３リプル抽出器５３を含む。

まず、第１リプル抽出器５１は、センシング感知部３１によってセンシングされた直流電流Ｉ_ＤＣから第１リプルを抽出し、前記抽出した第１リプルと、前記抽出した第１リプルを９０°シフトさせた（位相移動）リプルとを、同期座標系に変換する。このとき、同期座標系のｑ軸リプルは、Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}であり、ｄ軸リプルは、Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}である。

そのような第１リプル抽出器５１は、ＢＳＦ ５１１、ＢＰＦ ５１２、ＡＰＦ ５１３、同期座標系変換器５１４を含む。
ＢＳＦ ５１１は、センシング感知部３１によってセンシングされた直流電流Ｉ_ＤＣから、出力周波数（普通６０Ｈｚ）の２倍成分を除去する。
ＢＰＦ ５１２は、ＢＳＦ ５１１を通過した直流電流から、出力周波数に該当する第１リプルを抽出する。
ＡＰＦ ５１３は、ＢＰＦ ５１２で抽出された第１リプルを９０°シフトさせる。
同期座標系変換器５１４は、ＢＰＦ ５１２で抽出された第１リプルと、ＡＰＦ ５１３で９０°シフトされたリプルとを、同期座標系に変換する。

次に、第２リプル抽出器５２は、座標系変換部３２によって変換された同期座標系の交流電流Ｉ_ｏＤから第２リプルを抽出し、前記抽出した第２リプルと、前記抽出した第２リプルを９０°シフトさせたリプルとを同期座標系にさらに変換する。そのとき、同期座標系のｑ軸リプルは、Ｉ_{ｏＤ＿signal＿ｑ}であり、ｄ軸リプルは、Ｉ_{ｏＤ＿signal＿ｄ}である。

そのような第２リプル抽出器５２は、ＢＳＦ ５２１、ＢＰＦ ５２２、ＡＰＦ ５２３、同期座標系変換器５２４を含む。
ＢＳＦ ５２１は、座標系変換部３２によって変換された同期座標系の交流電流Ｉ_ｏＤから、出力周波数（通常６０Ｈｚ）の２倍成分を除去する。
ＢＰＦ ５２２は、ＢＳＦ ５２１を通過した交流電流から、出力周波数に該当する第２リプルを抽出する。
ＡＰＦ ５２３は、ＢＰＦ ５２２で抽出された第２リプルを９０°シフトさせる。
同期座標系変換器５２４は、ＢＰＦ ５２２で抽出された第２リプルと、ＡＰＦ ５２３で９０°シフトされたリプルとを同期座標系にさらに変換する。

次に、第３リプル抽出器５３は、座標系変換部３２によって変換された同期座標系の交流電流Ｉ_ｏＱから第３リプルを抽出し、前記抽出した第３リプルと、前記抽出した第３リプルを９０°シフトさせたリプルとを同期座標系にさらに変換する。そのとき、同期座標系のｑ軸リプルは、Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｑ}であり、ｄ軸リプルは、Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｄ}である。

そのような第３リプル抽出器５３は、ＢＳＦ ５３１、ＢＰＦ ５３２、ＡＰＦ ５３３、同期座標系変換器５３４を含む。
ＢＳＦ ５３１は、座標系変換部３２によって変換された同期座標系の交流電流Ｉ_ｏＱから，出力周波数（普通６０Ｈｚ）の２倍成分を除去する。
ＢＰＦ ５３２は、ＢＳＦ ５３１を通過した交流電流から，出力周波数に該当する第３リプルを抽出する。
ＡＰＦ ５３３は、ＢＰＦ ５３２で抽出された第３リプルを９０°シフトさせる。

同期座標系変換器５３４は、ＢＰＦ ５３２で抽出された第３リプルと，ＡＰＦ ５２３で９０°シフトされたリプルとを同期座標系にさらに変換する。

図６は、本発明による補償値生成部の一実施形態の詳細構成図である。
図６に図示されているように、本発明による補償値生成部３４は、静止座標系の一軸電圧値を生成する第１生成器６１、及び静止座標系の他軸電圧値を生成する第２生成器６２を含む。

第１実施形態として、第１生成器６１は、第１リプル抽出器５１で抽出された直流電流Ｉ_ＤＣに係わる同期座標系の一軸リプルＩ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}と、第３リプル抽出器５３で抽出された交流電流Ｉ_ｏＱに係わる同期座標系の一軸リプルＩ_{ｏＱ＿signal＿ｄ}とを基に、静止座標系での一軸電圧を生成する。

次に、第２生成器６２は、第１リプル抽出器５１で抽出された直流電流Ｉ_ＤＣに係わる同期座標系の他軸リプルＩ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}と、第３リプル抽出器５３で抽出された交流電流Ｉ_ｏＱに係わる同期座標系の他軸リプルＩ_{ｏＱ＿signal＿ｑ}とを基に、静止座標系での他軸電圧を生成する。

以下、第１生成器６１及び第２生成器６２の詳細構成について説明する。
まず、第１生成器６１は、第１減算器６１１、第１ ＰＩＤ（proportional−intrinsic−derivative）制御器６１２、リミット（limit）制御器６１３、第２減算器６１４及び第２ ＰＩＤ制御器６１５を含む。

第１減算器６１１は、直流リプル電流の大きさに係わる同期座標系の一軸指令Ｉ^＊ _{ＤＣ＿signal＿ｄ}から、直流電流Ｉ_ＤＣに係わる同期座標系の一軸リプルＩ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}を差し引く。

第１ ＰＩＤ制御器６１２は、第１減算器６１１の出力を比例積分微分で制御する。
リミット制御器６１３は、第１ ＰＩＤ制御器６１２の出力を臨界値以下に制限する。
第２減算器６１４は、リミット制御器６１３の出力から、交流電流Ｉ_ｏＱに係わる同期座標系の一軸リプルＩ_{ｏＱ＿signal＿ｄ}を差し引く。

第２ ＰＩＤ制御器６１５は、第２減算器６１４の出力を比例積分微分制御し、静止座標系での一軸電圧を出力する。

次に、第２生成器６２は、第１減算器６２１、第１ ＰＩＤ制御器６２２、リミット制御器６２３、第２減算器６２４及び第２ ＰＩＤ制御器６２５を含む。
第１減算器６２１は、直流リプル電流に係わる同期座標系の他軸指令Ｉ^＊ _{ＤＣ＿signal＿ｑ}から、直流電流Ｉ_ＤＣに係わる同期座標系の他軸リプルＩ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}を差し引く。
第１ ＰＩＤ制御器６２２は、第１減算器６２１の出力を比例積分微分で制御する。
リミット制御器６２３は、第１ ＰＩＤ制御器６２２の出力を臨界値以下に制限する。
第２減算器６２４は、リミット制御器６２３の出力から、交流電流Ｉ_ｏＱに係わる同期座標系の他軸リプルＩ_{ｏＱ＿signal＿ｑ}を差し引く。
第２ ＰＩＤ制御器６２５は、第２減算器６２４の出力を比例積分微分制御し、静止座標系での他軸電圧を出力する。

本発明において、直流リプル電流に係わる同期座標系の一軸指令Ｉ^＊ _{ＤＣ＿signal＿ｄ}と他軸指令Ｉ^＊ _{ＤＣ＿signal＿ｑ}は、直流電流Ｉ_ＤＣのリプルサイズであり、一般的に、０（zero）が望ましい。

一方、第２実施形態として、第２リプル抽出器５２で抽出された交流電流Ｉ_ｏＤに係わる同期座標系の一軸リプルＩ_{ｏＤ＿signal＿ｄ}と、他軸リプルＩ_{ｏＤ＿signal＿ｑ}とを基に、補償値を生成することもできる。

すなわち、第１生成器６１は、第１リプル抽出器５１で抽出された直流電流Ｉ_ＤＣに係わる同期座標系の一軸リプルＩ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}と、第２リプル抽出器５２で抽出された交流電流Ｉ_ｏＤに係わる同期座標系の一軸リプルＩ_{ｏＤ＿signal＿ｄ}とを基に、静止座標系での一軸電圧を生成する。

次に、第２生成器６２は、第１リプル抽出器５１で抽出された直流電流Ｉ_ＤＣに係わる同期座標系の他軸リプルＩ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}と、第２リプル抽出器５２で抽出された交流電流Ｉ_ｏＤに係わる同期座標系の他軸リプルＩ_{ｏＤ＿signal＿ｑ}とを基に、静止座標系での他軸電圧を生成する。

前述の第１実施形態及び第２実施形態において、最終結果値は、静止座標系の値である。従って、リプル補償部３５は、図７に図示されているように、静止座標系で補償を行う。すなわち、リプル補償部３５は、インバータ制御器１０から出力される、インバータ制御のための同期座標系の電圧Ｖ^＊ _ｄｑを、静止座標系の電圧Ｖ^＊ _αβに変換した後、補償値生成部３４が生成した静止座標系の電圧と合算して補償を行う。すなわち、ＰＷＭ（pulse width modulation）発生のための電圧Ｖ^＊ _{αβ＿ｃｏｍｐ}を出力する。

しかし、リプル補償部３５は、図８に図示されているように、同期座標系で補償を行うこともできる。すなわち、リプル補償部３５は、補償値生成部３４が生成した静止座標系の電圧Ｖ^＊ _{ｃ＿ｃｏｍｐ}を、同期座標系の電圧に変換した後、インバータ制御器１０から出力される同期座標系の電圧Ｖ^＊ _ｄｑと合算して補償を行うこともできる。そのとき、同期座標系で補償がなされた後、さらに静止座標系に変換して出力することが望ましい。すなわち、ＰＷＭ発生のための電圧Ｖ^＊ _{αβ＿ｃｏｍｐ}を出力する。

図９は、本発明による、インバータの電流リプル補償装置の性能分析結果を示す一例示図である。
図９に図示されているように、入力（直流）電流Ｃ１から、６０Ｈｚリプル成分が除去されたということは、出力電流Ｃ２でも、オフセットが除去されたということは言うまでもないということを確認することができる。

図１０は、本発明による、インバータの電流リプル補償方法に係わる一実施形態のフローチャートである。

まず、電流センシング部３１がインバータに入力される直流電流と、前記インバータから出力される交流電流と、をそれぞれセンシングする（１０１）。

その後座標系変換部３２が、電流センシング部３１でセンシングされた交流電流を、同期座標系に変換する（１０２）。

その後、リプル抽出部３３が、電流センシング部３１でセンシングされた直流電流と、座標系変換部３２に変換された同期座標系の交流電と流を利用して、リプルを抽出する（１０３）。

その後、補償値生成部３４が、リプル抽出部３３で抽出されたリプルを基に、補償値を生成する（１０４）。

その後、リプル補償部３５が、補償値生成部３４で生成された補償値を利用して、前記直流電流に含まれているリプルを除去する（１０５）。

このような過程を介して、インバータから出力される交流電流波形の歪曲を防止することができる。

２．基準電圧に含まれているリプル成分を除去する方式
図１１は、本発明が適用されるインバータ制御システムの一実施形態構成図である。
図１１に図示されているように、本発明が適用されるインバータ制御システムは、インバータ制御器２１０、リプル補償装置２２０及びインバータ２３０を含む。

まず、インバータ制御器２１０は、インバータ２３０を制御するための基準電圧を出力する。そのとき、インバータ２３０を制御するための基準電圧は、周波数成分（一例として、出力周波数に該当する６０Ｈｚ）を含んでおり、インバータ２３０から出力される交流電流の波形、及び入力される直流電流の波形を歪曲させる。

それを防止するため、本発明によるリプル補償装置２２０は、インバータ制御器２１０からインバータ２３０に入力される基準電圧に含まれているリプル成分を除去する。

すなわち、リプル補償装置２２０は、インバータ制御器２１０からインバータ２３０に入力される基準電圧を、ＢＳＦ、ＢＰＦを順次に通過させてリプルＶ_{ｏｆｆｓｅｔ}を抽出し、基準電圧から、前記抽出したリプルを取り除いた後、静止座標系に変換して出力する。そのとき、ＢＳＦは、基準電圧から出力周波数（普通６０Ｈｚ）の２倍成分を除去し、ＢＰＦは、ＢＳＦを通過した基準電圧から、出力周波数に該当するリプルを抽出する。

図１２は、本発明によるインバータの電圧リプル補償装置に係わる一実施形態構成図である。
図１２に図示されているように、本発明によるインバータの電圧リプル補償装置は、基準電圧入力部２３１、リプル抽出部２３２、遅延補償部２３３、リプル補償部２３４及び座標系変換部２３５を含む。

前記各構成要素について述べれば、まず、基準電圧入力部２３１は、インバータ制御器２１０から出力され、インバータ２３０を制御するための基準電圧を入力される。

次に、リプル抽出部２３２は、基準電圧入力部２３１が入力された基準電圧から、出力周波数の２倍成分を除去した後、出力周波数に該当するリプルを抽出する。

次に、遅延補償部２３３は、リプル補償時、位相同期を合わせるためのモジュールであり、リプル抽出部２３２によって発生した時間遅延を補償する。

次に、リプル補償部２３４は、遅延補償部２３３によって時間遅延が補償されたリプルを基に、インバータ制御器２１０から出力された基準電圧のリプルを補償する。

次に、座標系変換部２３５は、リプル補償部２３４によってリプルが補償された基準電圧を、静止座標系に変換する。

図１３は、本発明によるリプル抽出部の一実施形態の詳細構成図である。
図１３に図示されているように、本発明によるリプル抽出部２３２は、ＢＳＦ ２３２１及びＢＰＦ ２３２２を含む。
ＢＳＦ ２３２１は、インバータ制御器２１０から出力された基準電圧Ｖ^＊ _ｄｑから、出力周波数（普通６０Ｈｚ）の２倍成分（１２０Ｈｚ）を除去する。
ＢＰＦ ２３２２は、ＢＳＦ ２３２１によって、出力周波数の２倍成分が除去された基準電圧から、出力周波数に該当するリプルＶ_{ｏｆｆｓｅｔ}を抽出する。

図１４は、本発明による遅延補償部の一実施形態の詳細構成図である。
図１４に図示されているように、本発明による遅延補償部３３は、遅延補償器２３３１及び乗算器２３３２を含む。
遅延補償器２３３１は、リプル抽出部２３２によって発生した時間遅延を補償する。すなわち、リプル補償のための位相同期を合わせる。
乗算器２３３２は、遅延補償器２３３１によって時間遅延が補償されたリプルに、補償値（定数）を乗じ、最終リプルＶ^＊ _ｃｏｍｐを出力する。

図１５は、本発明によるインバータの電圧リプル補償装置に係わる一実施形態の詳細構成図である。
図１５に図示されているように、インバータ制御器２１０から出力される基準電圧Ｖ^＊ _ｄｑは、リプル補償部２３４及びリプル抽出部２３２に入力され、リプル抽出部２３２によって抽出されたリプルＶ_{ｏｆｆｓｅｔ}は、遅延補償部２３３を経てリプル補償部２３４に入力され（Ｖ^＊ _ｃｏｍｐ）、基準電圧の補償に利用される。すなわち、リプル補償部２３４は、インバータに入力される基準電圧Ｖ^＊ _ｄｑから、乗算器２３３２によって補償値が乗じられた最終リプルＶ^＊ _ｃｏｍｐを差し引き、基準電圧のリプルを補償する。

そのように、リプルが補償された基準電圧Ｖ^＊ _{ｄｑ＿ｃｏｍｐ}は、座標変換部２３５によって静止座標系に変換され、インバータ２３０に入力される（Ｖ^＊ _{αβ＿ｃｏｍｐ}）。

ここで、基準電圧Ｖ^＊ _ｄｑ、リプルＶ_{ｏｆｆｓｅｔ}、リプルが補償された基準電圧Ｖ^＊ _{ｄｑ＿ｃｏｍｐ}は、一例として、図１７に図示されている通りである。

図１６は、本発明による、インバータの電圧リプル補償方法に係わる一実施形態のフローチャートである。

まず、基準電圧入力部２３１が、インバータ制御のための基準電圧を入力される（１６０１）。

その後、リプル抽出部２３２が、基準電圧入力部２３１によって入力された基準電圧からリプルを抽出する（１６０２）。

その後、遅延補償部２３３が、リプル抽出部２３２によって発生した時間遅延を補償する（１６０３）。すなわち、前記抽出されたリプルの時間遅延を補償する。

その後、リプル補償部２３４が、遅延補償部２３３によって時間遅延が補償されたリプルを基に、前記インバータに入力される基準電圧のリプルを補償する（１６０４）。

その後、座標系変換部２３５が、リプル補償部３４によってリプルが補償された基準電圧を、静止座標系に変換する（１６０５）。

そのような過程を介して、インバータから出力される交流電流の波形、及び入力される直流電流の波形の歪曲を防止することができる。

前述の実施形態では、同期座標系で補償を行う過程について説明したが、図１８に図示されているように、静止座標系でも補償を行うことができる。

３．インバータ制御に使用される交流電圧／交流電流のオフセット成分を補償し、インバータの出力周波数に該当するリプル成分を低減させる方式
図１９は、本発明による、インバータ制御のための信号のオフセット補償方法の一実施形態を図示したフローチャートである。
インバータを制御するための入力交流電圧を、一定時間単位でサンプリングして感知する（第１９００段階）。

図２０は、インバータに印加される入力交流電圧の波形図の一例である。図２０に図示されているように、入力交流電圧に対して、一定時間Δｔ単位でサンプリングすると仮定する。１周期を一定時間Δｔ単位で分ければ、ｎ個のサンプリングＳ_１ないしＳ_ｎを得ることになり、そのようなｎ個のサンプリングＳ_１ないしＳ_ｎの結果に係わるそれぞれの入力交流電圧を感知する。例えば、１周期が１６．６６６［ｍｓｅｃ］に該当し、１２５［μｓｅｃ］ごとにサンプリングするならば、おおよそ１３３個のサンプリングを得て、そのような各サンプリングに係わる入力交流電圧をそれぞれ感知する。そのようなサンプリング数が増加するほど、入力交流電圧の感知信号値がさらに精密になる。

第１９００段階後に、一定時間単位で感知した入力交流電圧の電圧合算値を算出する（第１９０２段階）。例えば、図２０に図示されているように、感知されたｎ個のサンプリングＳ_１ないしＳ_ｎ電圧それぞれの電圧値を合算する。各周期ごとに電圧合算値を算出するとき、理想的な場合であるならば、入力交流電圧の合算値は、「０」にならなければならない。しかし、実際においては、入力交流電圧にオフセット成分が追加され、そのようなオフセット成分によって、電圧合算値が「０」ではない正値（＋）または負値（−）を有することになる。

第１９０２段階後に、入力交流電圧の周期が、一定周期以上であるか否かということを判断する（第１９０４段階）。ここで、一定周期は、オフセット成分を補償するための基準になる周期値であり、一定周期は、任意に決定され、図２０に図示されているように、１周期または６周期にもなる。一定周期の数が多くなるほど、入力電圧数が多いサンプリング値を得ることができるので、精密なオフセット補償が可能になる。例えば、図２０に図示されているように、一定周期が１周期であるならば、１周期内でサンプリングされた入力電圧値のみを使用してオフセット補償いかんを判断するが、６周期間のサンプリング電圧値を使用すれば、サンプリングされる入力電圧の数が多くなるので、オフセット補償の精密度が高くなる。

入力交流電圧の周期が一定周期以上であるか否かということを判断するため、入力交流電圧の大きさが、負値（−）から正値（＋）に変化する回数をカウンティングし、入力交流電圧の周期を判断する。すなわち、図２０に図示されているように、感知された電圧値が、負値（−）から正値（＋）に変化する回数をカウンティングするならば、入力交流電圧の周期を算出することができる。そのように算出された入力交流電圧の周期が、以前に設定された一定周期以上であるか否かということを判断する。例えば、既設定の一定周期が６周期であると仮定すれば、入力交流電圧の電圧値が、負値（−）から正値（＋）に変化した回数をカウンティングし、そのようにカウンティングした回数が６回以上であるか否かということを判断する。

一方、入力交流電圧の周期が一定周期以上であるか否かということを判断するために、入力交流電圧の大きさが、正値（＋）から負値（−）に変化する回数をカウンティングし、入力交流電圧の周期を判断することもできる。

もし入力交流電圧の周期が一定周期未満であるならば、第１９００段階に進み、入力交流電圧の感知、及び感知した入力交流電圧の合算値を算出する過程を反復する。

第１９０４段階後、入力交流電圧の周期が一定周期以上であるならば、電圧合算値の１周期当たり電圧平均値を算出する（第１９０６段階）。例えば、一定周期が６周期と設定されており、入力交流電圧の周期が６周期以上であると判断されれば、６周期間の入力交流電圧のサンプリングされた感知電圧の合算値を６で割り、１周期当たり電圧平均値を算出する。前述のように、理想的な場合であるならば、入力交流電圧の合算値は、「０」にならなければならないが、実際においては、入力交流電圧のオフセット成分によって、電圧合算値が「０」ではない正値（＋）または負値（−）を有するようになり、従って、電圧平均値も、「０」ではないオフセット成分に該当する正値（＋）または負値（−）を有することになる。

第１９０６段階後、算出された電圧平均値が第１臨界値を超えるか否かということを判断する（第１９０８段階）。第１臨界値は、既設定の値であり、オフセット成分に対して補償を行うか否かということを判断するための電圧基準値に該当する。算出された電圧平均値が第１臨界値を超えていないのであるならば、別途のオフセット補償を行う必要がないと判断する。従って、図１９に図示されているように、算出された電圧平均値が第１臨界値を超えていないのであるならば、前述の過程を終了する。

しかし、第１９０８段階で、電圧平均値が第１臨界値を超えるならば、電圧平均値が第２臨界値を超えるか否かということを判断する（第１９１０段階）。第２臨界値は、既設定の値であり、オフセット補償とは別個に、入力交流電圧に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力するか否かということを判断するための電圧基準値に該当する。第２臨界値は、第１基準値に比べ、少なくとも大きいか、あるいは同じ値に設定される。電圧平均値が第２臨界値を超えていないのであるならば、別途のアラーム信号を出力する必要はないと判断し、後述する第１９１２段階に進み、オフセット成分を補償する手続きを遂行する。

第１９１０段階で、電圧平均値が第１臨界値を超え、第２臨界値を超えていないのであるならば、算出された電圧平均値に対応するオフセット成分を補償する（第１９１２段階）。電圧平均値が第１臨界値と第２臨界値との間に該当するならば、電圧平均値に該当するオフセット成分ほど減衰されるように入力交流電圧を補償する。すなわち、電圧平均値が正値（＋）であるならば、次に印加される入力交流電圧の大きさに対して、電圧平均値の絶対値ほど差し引いて印加する。また、電圧平均値が負値（−）であるならば、次に印加される入力交流電圧の大きさに対して、電圧平均値の絶対値ほど加算して印加する。

一方、第１９１０段階で、算出された電圧平均値が第２臨界値を超えるならば、入力交流電圧に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力する（第１９１４段階）。電圧平均値が第２臨界値を超えるということは、入力交流電圧がインバータを制御するための適切な入力電源の範囲を外れているということを意味することにより、そのときには、管理者に、インバータに入力される入力交流電圧の異常があるということを知らせる手続きとして、アラーム信号を出力する。アラーム信号は、警告音形態で出力したり、あるいは警告メッセージをディスプレイしたり伝送したりすることができる。

図２１は、本発明によるインバータ制御のための信号のオフセット補償方法の他の実施形態を図示したフローチャートである。

インバータを制御するための入力交流電流を、一定区間別にサンプリングして感知する（第２１００段階）。図２０は、インバータに印加される入力交流電圧の波形図を例示したものであるが、それを、入力交流電流の波形図であると仮定するならば、入力交流電流に対して、一定時間Δｔ単位でサンプリングし、サンプリングしたｎ個の電流について、それぞれの入力交流電圧を感知する。

第２１００段階後、感知された入力交流電流の大きさが一定電流値以上であるか否かということを判断する（第２１０２段階）。最初に印加される入力交流電流の大きさは、非常に小さいので、そのように小さな入力交流電流の場合には、オフセット補償のための感知信号として適切ではない。ここで、一定電流値は、最初に印加される入力交流電流について、一定値以上の入力交流電流についてのみオフセット補償のための感知信号として使用するための基準値に該当する。もし入力交流電流の大きさが一定電流値未満であるならば、入力交流電流を感知する段階を反復する。

一方、第２１０２段階で、入力交流電流の大きさが一定電流値以上であるならば、一定時間単位で感知した入力交流電流の電流合算値を算出する（第２１０４段階）。例えば、図２０の入力交流電圧の波形図を、入力交流電流の波形図であると仮定するならば、感知されたｎ個のサンプリングＳ_１ないしＳ_ｎ電流のそれぞれの電流値を合算する。電圧合算値と同様に、理想的な場合であるならば、入力交流電流の合算値は、「０」にならなければならない。しかし、実際においては、入力交流電流にオフセット成分が追加され、そのようなオフセット成分によって、電流合算値が「０」ではない正値（＋）または負値（−）を有することになる。

第２１０４段階後、入力交流電流の周期が一定周期以上であるか否かということを判断する（第２１０６段階）。ここで、一定周期は、オフセット成分を補償するための基準になる周期値である。一定周期の数が多くなるほど、入力電流が多いサンプリング値を得ることができるので、精密なオフセット補償が可能になる。

入力交流電流の周期が一定周期以上であるか否かということを判断するために、入力交流電流の大きさが、負値（−）から正値（＋）に変化する回数をカウンティングし、入力交流電流の周期を判断する。図２０を参照して説明すれば、感知された電流値が、負値（−）から正値（＋）に変化する回数をカウンティングするならば、入力交流電流の周期を算出することができる。そのように算出された入力交流電流の周期が、以前に設定された一定周期以上であるか否かということを判断する。

一方、入力交流電流の周期が一定周期以上であるか否かということを判断するために、入力交流電流の大きさが、正値（＋）から負値（−）に変化する回数をカウンティングし、入力交流電流の周期を判断することもできる。

もし入力交流電流の周期が一定周期未満であるならば、第２１００段階に進み、入力交流電流の感知、及び感知した入力交流電流の合算値を算出する過程を反復する。

第２１０６段階後、入力交流電流の周期が一定周期以上であるならば、電流合算値の１周期当たり電流平均値を算出する（第２１０８段階）。例えば、一定周期が６周期であると設定されているし入力交流電流の周期が、６周期以上であると判断されれば、６周期間の入力交流電流のサンプリングされた感知電流の合算値を６で割り、１周期当たり電流平均値を算出する。前述のように、理想的な場合であるならば、入力交流電流の合算値は、「０」にならなければならないが、実際においては、入力交流電流のオフセット成分によって、電流合算値が「０」ではない正値（＋）または負値（−）を有するようになり、従って、電流平均値も「０」ではないオフセット成分に該当する正値（＋）または負値（−）を有することになる。

第２１０８段階後、算出された電流平均値が第３臨界値を超えるか否かということを判断する（第２１１０段階）。第３臨界値は、既設定の値であり、オフセット成分に対して補償を行うか否かということを判断するための電流基準値に該当する。算出された電流平均値が第３臨界値を超えていないのであるならば、別途のオフセット補償を行う必要がないと判断する。従って、図２１に図示されているように、算出された電流平均値が第３臨界値を超えていないのであるならば、前述の過程を終了する。

しかし、第２１１０段階で、電流平均値が第３臨界値を超えるならば、電流平均値が第４臨界値を超えるか否かということを判断する（第２１１２段階）。第４臨界値は、既設定の値であり、オフセット補償とは別個に、入力交流電圧に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力するか否かということを判断するための電流基準値に該当する。第４臨界値は、第３基準値に比べ、少なくとも大きいか、あるいは同じ値に設定される。電流平均値が第４臨界値を超えていないのであるならば、別途のアラーム信号を出力する必要はないと判断し、後述する第２１１４段階に進み、オフセット成分を補償する手続きを遂行する。

第２１１２段階で、電流平均値が第３臨界値を超え、第４臨界値を超えていないのであるならば、算出された電流平均値に対応するオフセット成分を補償する（第２１１４段階）。電流平均値が第３臨界値と第４臨界値との間に該当するならば、電流平均値に該当するオフセット成分ほど減衰されるように、入力交流電流を補償する。すなわち、電流平均値が正値（＋）であるならば、次に印加される入力交流電流の大きさに対して、海電流平均値の絶対値ほど差し引いて印加する。また、電流平均値が負値（−）であるならば、次に印加される入力交流電流の大きさに対して、電流平均値の絶対値ほど加算して印加する。

一方、第２１１２段階で、算出された電流平均値が第４臨界値を超えるならば、入力交流電流に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力する（第２１１６段階）。電流平均値が第４臨界値を超えるということは、入力交流電流が、インバータを制御するための適切な入力電源の範囲を外れているということを意味することにより、そのときには、管理者に、インバータに入力される入力交流電流の異常があるということを知らせる手続きとして、アラーム信号を出力する。アラーム信号は、警告音形態で出力したり、あるいは警告メッセージをディスプレイしたり伝送したりすることができる。

以下、本発明によるインバータ制御のための信号のオフセット補償装置について、添付された図面を参照して説明する。

図２２は、本発明によるインバータ制御のための信号のオフセット補償装置の一実施形態を図示したブロック図であり、電圧感知部３００、電圧合算部３１０、電圧周期検出部３２０、電圧平均値算出部３３０、電圧オフセット補償部３４０及び電圧アラーム信号出力部３５０から構成される。

電圧感知部３００は、インバータを制御するための入力交流電圧を、一定時間単位でサンプリングして感知する。図２０に図示されているように、電圧感知部３００は、入力交流電圧に対して、一定時間Δｔ単位でサンプリングし、サンプリングして得たｎ個のサンプリングＳ_１ないしＳ_ｎ電圧に係わるそれぞれの入力交流電圧を感知する。

電圧合算部３１０は、一定時間単位で感知した前記入力交流電圧の電圧合算値を算出する。図２０に図示されているように、１周期について電圧合算値を算出すると仮定するならば、電圧合算部３１０は、１周期内でサンプリングされたｎ個のサンプリングＳ_１ないしＳ_ｎ電圧それぞれの電圧値を合算する。

電圧周期検出部３２０は、入力交流電圧の周期が一定周期以上であるか否かということを判断する。ここで、一定周期は、オフセット成分を補償するための基準になる周期値である。電圧周期検出部３２０は、一定周期に係わる設定値の情報をあらかじめ保存している。一定周期の数が多くなるほど、入力電圧が多いサンプリング値を得ることができるので、精密なオフセット補償が可能になる。

入力交流電圧の周期が一定周期以上であるか否かということを判断するために、電圧周期検出部３２０は、入力交流電圧の大きさが、負値（−）から正値（＋）に変化する回数をカウンティングし、入力交流電圧の周期を判断する。図２０に図示されているように、電圧周期検出部３２０は、感知された電圧値が、負値（−）から正値（＋）に変化する回数をカウンティングし、カウンティングした入力交流電圧の周期が、既設定の一定周期以上であるか否かということを判断する。一方、入力交流電圧の周期が、一定周期以上であるか否かということを判断するために、電圧周期検出部３２０は、入力交流電圧の大きさが、正値（＋）から負値（−）に変化する回数をカウンティングし、入力交流電圧の周期を判断することもできる。

電圧平均値算出部３３０は、入力交流電圧の周期が一定周期以上であるならば、電圧合算値の１周期当たり電圧平均値を算出する。例えば、一定周期が６周期であると設定されているならば、６周期間の入力交流電圧のサンプリングされた感知電圧の合算値を６で割り、１周期当たり電圧平均値を算出する。

電圧オフセット補償部３４０は、算出された電圧平均値が、第１臨界値及び第２臨界値を超えるか否かということを判断し、電圧平均値が、第１臨界値または第２臨界値の超過いかんによって、電圧平均値に対応するオフセット成分を補償したり、あるいは入力交流電圧に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力したりする。第１臨界値は、既設定の値であり、オフセット成分に対して補償を行うか否かということを判断するための電圧基準値に該当する。電圧オフセット補償部３４０は、算出された電圧平均値が、第１臨界値を超えていないのであるならば、別途のオフセット補償を行う必要がないと判断する。

電圧平均値が第１臨界値を超えるならば、電圧オフセット補償部３４０は、電圧平均値が第２臨界値を超えるか否かということを判断する。第２臨界値は、既設定の値であり、入力交流電圧に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力するか否かということを判断するための電圧基準値に該当する。第２臨界値は、第１基準値に比べ、少なくとも大きいか、あるいは同じ値に設定される。電圧平均値が第２臨界値を超えていないのであるならば、電圧オフセット補償部３４０は、算出された電圧平均値に対応するオフセット成分を補償する。電圧オフセット補償部３４０は、電圧平均値に該当するオフセット成分ほど減衰されるように入力交流電圧を補償する。

算出された電圧平均値が第２臨界値を超えるならば、電圧オフセット補償部３４０は、入力交流電圧に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力するように、電圧アラーム信号出力部３５０を制御する。電圧平均値が第２臨界値を超えるということは、入力交流電圧が、インバータを制御するための適切な入力電源の範囲を外れているということを意味することにより、そのときには、電圧オフセット補償部３４０は、管理者に、インバータに入力される入力交流電圧の異常があるということを知らせる手続きとして、アラーム信号を出力するように制御する。

それによって、電圧アラーム信号出力部３５０は、入力交流電圧に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力する。電圧アラーム信号出力部３５０は、アラーム信号を、警告音形態で出力することもでき、警告メッセージをディスプレイしたり、あるいは管理者に、ネットワークを介して伝送したりすることもできる。

図２３は、本発明によるインバータ制御のための信号のオフセット補償装置の他の実施形態を図示したブロック図であり、電流感知部４００、電流大きさ比較部４１０、電流合算部４２０、電流周期検出部４３０、電流平均値算出部４４０、電流オフセット補償部４５０及び電流アラーム信号出力部４６０で構成される。

電流感知部４００は、インバータを制御するための入力交流電流を、ｌ一定時間単位でサンプリングして感知する。図２０を参照すれば、電流感知部４００は、入力交流電流に対して、一定時間Δｔ単位でサンプリングし、サンプリングして得たｎ個のサンプリングＳ_１ないしＳ_ｎ電流に係わるそれぞれの入力交流電圧を感知する。

電流大きさ比較部４１０は、入力交流電流の大きさが、一定電流値以上であるか否かということを判断する。最初に印加される入力交流電流の大きさは、非常に小さいので、オフセット補償のための感知信号として適切ではない。ここで、一定電流値は、最初に印加される入力交流電流について、一定大きさ以上の入力交流電流についてのみオフセット補償のための感知信号として使用するための基準値に該当する。

入力交流電流の大きさが一定電流値以上であるならば、電流合算部４２０は、一定時間単位で感知した入力交流電流の電流合算値を算出する。図２０を参照し、１周期について電流合算値を算出すると仮定するならば、電流合算部４２０は、１周期内でサンプリングされたｎ個のサンプリング電流のそれぞれの電流値を合算する。

電流周期検出部４３０は、入力交流電流の周期が一定周期以上であるか否かということを判断する。ここで、一定周期は、オフセット成分を補償するための基準になる周期値である。電流周期検出部４３０は、一定周期に係わる設定値の情報をあらかじめ保存している。一定周期の数が多くなるほど、入力電流が多いサンプリング値を得ることができるので、精密なオフセット補償が可能になる。

入力交流電流の周期が一定周期以上であるか否かということを判断するために、電流周期検出部４３０は、入力交流電流の大きさが、負値（−）から正値（＋）に変化する回数をカウンティングし、入力交流電流の周期を判断する。図２０を参照すれば、電流周期検出部４３０は、感知された電流値が、負値（−）から正値（＋）に変化する回数をカウンティングし、カウンティングした入力交流電流の周期が、既設定の一定周期以上であるか否かということを判断する。一方、入力交流電流の周期が、一定周期以上であるか否かということを判断するために、電流周期検出部４３０は、入力交流電流の大きさが、正値（＋）から負値（−）に変化する回数をカウンティングし、入力交流電流の周期を判断することもできる。

電流平均値算出部４４０は、入力交流電流の周期が一定周期以上であるならば、電流合算値の１周期当たり電流平均値を算出する。例えば、一定周期が６周期であると設定されているならば、６周期間の入力交流電流のサンプリングされた感知電流の合算値を６で割、１周期当たり電流平均値を算出する。

電流オフセット補償部４５０は、算出された電流平均値が、第３臨界値及び第４臨界値を超えるか否かということを判断し、電流平均値の第３臨界値または第４臨界値の超過いかんによって、電流平均値に対応するオフセット成分を補償したり、あるいは入力交流電流に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力したりする。第３臨界値は、既設定の値であり、オフセット成分に対して補償を行うか否かということを判断するための電流基準値に該当する。電流オフセット補償部４５０は、算出された電流平均値が、第３臨界値を超えていないのであるならば、別途のオフセット補償を行う必要がないと判断する。

電流平均値が第３臨界値を超えるならば、電流オフセット補償部４５０は、電流平均値が第４臨界値を超えるか否かということを判断する。第４臨界値は、既設定の値であり、入力交流電流に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力するか否かということを判断するための電流基準値に該当する。第４臨界値は、第３基準値に比べ、少なくとも大きいか、あるいは同じ値に設定される。電流平均値が第４臨界値を超えていないのであるならば、電流オフセット補償部４５０は、算出された電流平均値に対応するオフセット成分を補償する。電流オフセット補償部４５０は、電流平均値に該当するオフセット成分ほど減衰されるように、入力交流電流を補償する。

算出された電流平均値が第４臨界値を超えるならば、電流オフセット補償部４５０は、入力交流電流に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力するように、電流アラーム信号出力部４６０を制御する。電流平均値が第４臨界値を超えるということは、入力交流電流が、インバータを制御するための適切な入力電源の範囲を外れているということを意味することにより、そのときには、電流オフセット補償部４５０は、管理者に、インバータに入力される入力交流電流の異常があるということを知らせる手続きとして、アラーム信号を出力するように制御する。

それによって、電流アラーム信号出力部４６０は、入力交流電流に異常があるということを知らせるアラーム信号を出力する。電流アラーム信号出力部４６０は、アラーム信号を警告音形態で出力することもでき、警告メッセージをディスプレイしたり、あるいは管理者にネットワークを介して伝送したりすることもできる。

なお、前述の本発明の方法発明は、コンピュータで読み取り可能なコード／命令（instructions）／プログラムでも具現される。例えば、コンピュータで読み取り可能な記録媒体を利用して、前記コード／命令／プログラムを動作させる汎用デジタルコンピュータでも具現される。前記コンピュータで読み取り可能な記録媒体は、マグネチック記録媒体（例えば、ＲＯＭ（read only memory）、フロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク、マグネチックテープなど）、光学的判読媒体（例えば、ＣＤ（compact disc）−ＲＯＭ、ＤＶＤ（digital versatile disc）など）のような記録媒体を含む。

以上、本発明であるインバータ制御のための信号のオフセット補償方法及びその装置は、理解の一助とするために、図面に図示された実施形態を参照して説明したが、それらは例示的なものに過ぎず、当該分野で当業者であるならば、それらから多様な変形及び均等な他の実施形態が可能であるという点を理解するであろう。従って、本発明の真の技術的保護範囲は、特許請求の範囲によって決められるものである。

Claims (14)

1. インバータに入力される直流電流と、前記インバータから出力される交流電流と、をそれぞれセンシングする電流センシング部と、
   前記電流センシング部がセンシングした交流電流を、同期座標系に変換する座標系変換部と、
   前記電流センシング部がセンシングした直流電流と、前記座標系変換部によって変換された同期座標系の交流電流とを利用して、リプルを抽出するリプル抽出部と、
   前記リプル抽出部が抽出したリプルを基に、補償値を生成する補償値生成部と、
   前記補償値生成部が生成した補償値を利用して、前記直流電流のリプルを除去するリプル補償部と、を含み、
   前記座標系変換部は、
   前記インバータが３相インバータである場合、前記電流センシング部がセンシングした３相の交流電流を、２相の静止座標系に変換した後、それを再び同期座標系（Ｉ_ｏＤ，Ｉ_ｏＱ）に変換し、
   前記座標系変換部は、
   前記インバータが単相インバータである場合、前記電流センシング部がセンシングした単相の交流電流と、前記単相の交流電流を９０°シフトさせた交流電流とを、同期座標系（Ｉ_ｏＤ，Ｉ_ｏＱ）に変換し、
   前記リプル抽出部は、
   前記電流センシング部がセンシングした直流電流（Ｉ_ＤＣ）から第１リプルを抽出し、前記抽出した第１リプルと、前記抽出した第１リプルを９０°シフトさせたリプルとを、同期座標系（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}，Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}）に変換する第１リプル抽出器と、
   前記同期座標系の交流電流（Ｉ_ｏＤ）から第２リプルを抽出し、前記抽出した第２リプルと、前記抽出した第２リプルを９０°シフトさせたリプルとを、同期座標系（Ｉ_{ｏＤ＿signal＿ｑ}，Ｉ_{ｏＤ＿signal＿ｄ}）にさらに変換する第２リプル抽出器と、
   前記同期座標系の交流電流（Ｉ_ｏＱ）から第３リプルを抽出し、前記抽出した第３リプルと、前記抽出した第３リプルを９０°シフトさせたリプルとを、同期座標系（Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｑ}，Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｄ}）にさらに変換する第３リプル抽出器と、を含むことを特徴とする、
   インバータの電流リプル補償装置。
2. 前記第１リプル抽出器は、
   前記電流センシング部がセンシングした直流電流から、出力周波数の２倍成分を除去する第１フィルタと、
   前記第１フィルタを通過した直流電流から、出力周波数に該当する第１リプルを抽出する第２フィルタと、
   前記第２フィルタが抽出した第１リプルを９０°シフトさせる第３フィルタと、
   前記第２フィルタが抽出した第１リプルと、前記第３フィルタで９０°シフトされたリプルとを、同期座標系に変換する同期座標系変換器と、を含むことを特徴とする請求項１に記載のインバータの電流リプル補償装置。
3. 前記第２リプル抽出器は、
   前記座標系変換部によって変換された同期座標系の交流電流（Ｉ_ｏＤ）から、出力周波数の２倍成分を除去する第１フィルタと、
   前記第１フィルタを通過した交流電流から、出力周波数に該当する第２リプルを抽出する第２フィルタと、
   前記第２フィルタが抽出した第２リプルを９０°シフトさせる第３フィルタと、
   前記第２フィルタが抽出した第２リプルと、前記第３フィルタで９０°シフトされたリプルとを、同期座標系にさらに変換する同期座標変換器と、を含むことを特徴とする請求項１に記載のインバータの電流リプル補償装置。
4. 前記第３リプル抽出器は、
   前記座標系変換部によって変換された同期座標系の交流電流（Ｉ_ｏＱ）から、出力周波数の２倍成分を除去する第１フィルタと、
   前記第１フィルタを通過した交流電流から、出力周波数に該当する第３リプルを抽出する第２フィルタと、
   前記第２フィルタが抽出した第３リプルを９０°シフトさせる第３フィルタと、
   前記第２フィルタが抽出した第３リプルと、前記第３フィルタで９０°シフトされたリプルとを、同期座標系にさらに変換する同期座標変換器と、を含むことを特徴とする請求項１に記載のインバータの電流リプル補償装置。
5. 前記補償値生成部は、
   前記第１リプル抽出器が抽出した直流電流に係わる同期座標系の一軸リプル（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}）と、前記第３リプル抽出器が抽出した交流電流（Ｉ_ｏＱ）に係わる同期座標系の一軸リプル（Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｄ}）とを基に、静止座標系での一軸電圧を生成する第１生成器と、
   前記第１リプル抽出器が抽出した直流電流に係わる同期座標系の他軸リプル（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}）と、前記第３リプル抽出器が抽出した交流電流（Ｉ_ｏＱ）に係わる同期座標系の他軸リプル（Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｑ}）とを基に、静止座標系での他軸電圧を生成する第２生成器と、を含むことを特徴とする請求項１に記載のインバータの電流リプル補償装置。
6. 前記第１生成器は、
   直流リプル電流に係わる同期座標系の一軸指令（Ｉ^＊ _{ＤＣ＿signal＿ｄ}）から、直流電流に係わる同期座標系の一軸リプル（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}）を差し引く第１減算器と、
   前記第１減算器の出力を比例積分微分で制御する第１ ＰＩＤ（proportional−intrinsic−derivative）制御器と、
   前記第１ ＰＩＤ制御器の出力を臨界値以下に制限するリミット制御器と、
   前記リミット制御器の出力から、交流電流（Ｉ_ｏＱ）に係わる同期座標系の一軸リプル（Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｄ}）を差し引く第２減算器と、
   前記第２減算器の出力を比例積分微分制御し、静止座標系での一軸電圧を出力する第２ ＰＩＤ制御器と、を含むことを特徴とする請求項５に記載のインバータの電流リプル補償装置。
7. 前記第２生成器は、
   直流リプル電流に係わる同期座標系の他軸指令（Ｉ^＊ _{ＤＣ＿signal＿ｑ}）から、直流電流に係わる同期座標系の他軸リプル（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}）を差し引く第１減算器と、
   前記第１減算器の出力を比例積分微分で制御する第１ ＰＩＤ制御器と、
   前記第１ ＰＩＤ制御器の出力を臨界値以下に制限するリミット制御器と、
   前記リミット制御器の出力から、交流電流（Ｉ_ｏＱ）に係わる同期座標系の他軸リプル（Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｑ}）を差し引く第２減算器と、
   前記第２減算器の出力を比例積分微分制御し、静止座標系での他軸電圧を出力する第２ ＰＩＤ制御器と、を含むことを特徴とする請求項５に記載のインバータの電流リプル補償装置。
8. 前記リプル補償部は、
   前記インバータの制御のための同期座標系の電圧を、静止座標系の電圧に変換した後、前記補償値生成部が生成した静止座標系の電圧と合算して補償を行うことを特徴とする請求項５に記載のインバータの電流リプル補償装置。
9. 前記リプル補償部は、
   前記補償値生成部が生成した静止座標系の電圧を、同期座標系の電圧に変換した後、前記インバータの制御のための同期座標系の電圧と合算して補償を行った後、さらに静止座標系に変換して出力することを特徴とする請求項５に記載のインバータの電流リプル補償装置。
10. 前記補償値生成部は、
    前記第１リプル抽出器が抽出した直流電流に係わる同期座標系の一軸リプル（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}）と、前記第２リプル抽出器が抽出した交流電流（Ｉ_ｏＤ）に係わる同期座標系の一軸リプル（Ｉ_{ｏＤ＿signal＿ｄ}）とを基に、静止座標系での一軸電圧を生成する第１生成器と、
    前記第１リプル抽出器が抽出した直流電流に係わる同期座標系の他軸リプル（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}）と、前記第２リプル抽出器が抽出した交流電流（Ｉ_ｏＤ）に係わる同期座標系の他軸リプル（Ｉ_{ｏＤ＿signal＿ｑ}）とを基に、静止座標系での他軸電圧を生成する第２生成器と、を含むことを特徴とする請求項１に記載のインバータの電流リプル補償装置。
11. 電流センシング部がインバータに入力される直流電流と、前記インバータから出力される交流電流と、をそれぞれセンシングする段階と、
    座標系変換部が、前記センシングされた交流電流を、同期座標系に変換する同期座標系変換段階と、
    リプル抽出部が、前記センシングされた直流電流と、前記変換された同期座標系の交流電流とを利用して、リプルを抽出するリプル抽出段階と、
    補償値生成部が、前記抽出されたリプルを基に、補償値を生成する補償値生成段階と、
    リプル補償部が、前記生成された補償値を利用して、前記直流電流のリプルを除去するリプル補償段階と、を含み、
    前記同期座標系変換段階は、
    前記インバータが３相インバータである場合、前記電流センシング部がセンシングした３相の交流電流を、２相の静止座標系に変換した後、それを再び同期座標系に変換し、
    前記同期座標系変換段階は、
    前記インバータが単相インバータである場合、前記電流センシング部がセンシングした単相の交流電流と、前記単相の交流電流を９０°シフトさせた交流電流とを同期座標系（Ｉ_ｏＤ，Ｉ_ｏＱ）に変換し、
    前記リプル抽出段階は、
    前記電流センシング部がセンシングした直流電流（Ｉ_ＤＣ）から第１リプルを抽出し、前記抽出した第１リプルと、前記抽出した第１リプルを９０°シフトさせたリプルとを同期座標系（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}，Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}）に変換する段階と、
    前記同期座標系の交流電流（Ｉ_ｏＤ）から第２リプルを抽出し、前記抽出した第２リプルと、前記抽出した第２リプルを９０°シフトさせたリプルとを同期座標系（Ｉ_{ｏＤ＿signal＿ｑ}，Ｉ_{ｏＤ＿signal＿ｄ}）にさらに変換する段階と、
    前記同期座標系の交流電流（Ｉ_ｏＱ）から第３リプルを抽出し、前記抽出した第３リプルと、前記抽出した第３リプルを９０°シフトさせたリプルとを同期座標系（Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｑ}，Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｄ}）にさらに変換する段階と、を含むことを特徴とする
    インバータの電流リプル補償方法。
12. 前記補償値生成段階は、
    前記直流電流に係わる同期座標系の一軸リプル（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｄ}）と、前記交流電流（Ｉ_ｏＱ）に係わる同期座標系の一軸リプル（_{ＩｏＱ＿signal＿ｄ}）とを基に、静止座標系での一軸電圧を生成する段階と、
    前記直流電流に係わる同期座標系の他軸リプル（Ｉ_{ＤＣ＿signal＿ｑ}）と、前記交流電流（Ｉ_ｏＱ）に係わる同期座標系の他軸リプル（Ｉ_{ｏＱ＿signal＿ｑ}）とを基に、静止座標系での他軸電圧を生成する段階と、を含むことを特徴とする請求項１１に記載のインバータの電流リプル補償方法。
13. 前記リプル補償段階は、
    前記インバータの制御のための同期座標系の電圧を静止座標系の電圧に変換した後、前記補償値生成段階で生成された静止座標系の電圧と合算して補償を行うことを特徴とする請求項１２に記載のインバータの電流リプル補償方法。
14. 前記リプル補償段階は、
    前記補償値生成段階で生成された静止座標系の電圧を同期座標系の電圧に変換した後、前記インバータの制御のための同期座標系の電圧と合算して補償を行った後、さらに静止座標系に変換して出力することを特徴とする請求項１２に記載のインバータの電流リプル補償方法。

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