KR101124014B1 - 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치 및 방법에 관한 것으로, 본 발명의 전력 품질 제어 장치는, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통에 인버터 전류를 공급하는 DC/AC 인버터를 포함하는 파워 시스템에 적용되는 전력 품질 제어 장치에 있어서, 상기 계통전압의 위상을 갖는 계통신호를 생성하는 계통전압 위상 추종부; 상기 DC/AC 인버터와 계통 사이에 연결된 비선형 부하로 유입되는 부하전류의 기본파의 크기를 추출하는 기본파 추출부; 상기 기본파 추출부로부터의 기본파의 크기에서 기설정된 전류 보상값을 감산하는 제1 연산부; 및 상기 제1 연산부의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류를 이용하여 상기 DC/AC 인버터용 인버터 전류 지령치를 생성하는 제2 연산부를 포함한다.

Description

발전 시스템의 전력 품질 제어 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR CONTROLING POWER QUALITY OF POWER GENERATION SYSTEM}
본 발명은 태양 발전 시스템 등의 파워 컨디셔닝 시스템에 적용될 수 있는 전력 품질 제어 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 발전 수행여부에 관계없이 능동파워필터(Active Power Filter) 기능을 수행하여, 비선형 부하에 의한 고조파 왜곡을 보상할 수 있고, 이에 따라 파워 품질을 개선할 수 있는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치 및 방법에 관한 것이다.
통상, 컴퓨터, 통신장비, 의료용 장비, 군사용 장비 등의 전자 제품들은 전력품질에 민감한 부하들이다. 이러한 산업용, 상업용, 군사용 부하들은 자동 공정상에 상호 연결되어 작동하므로, 이러한 부하가 연결되는 파워 시스템은 파워 품질(PQ)에 상당히 민감하게 영향을 받는다.
통상, 파워 시스템의 파워 품질에 악영향을 미치는 비선형 부하 특성을 갖는 제품으로는, 가변속 구동(Adjustable speed drive : ASD), 스위칭 전원장치(Switching mode power supply), 전기 아크로(Arc furnace) 등을 내장하는 제품 등이 있다.
한편, 파워 품질은 전압 품질과 전류 품질로 나뉘어지고, 먼저 전압 품질에는, 순시 전압 저하 및 상승(voltage sags/swells), 저전압 및 과전압 (under/over voltage), 정전(interruption), 노이즈 (Noise), 기타 인자(DC Offset, Harmonics, lnterharmonics, Notching), 전압 불평형(Voltage Imbalance), 전압 변동 및 플리커(Voltage Fuctuation/Flicker) 등의 상태를 취급한다. 이러한 전압 품질을 저하시키는 상태들은 전기전자 장비의 오동작이나 고장을 야기시키는 원인이 될 수 있다. 이러한 상태가 발생되면 각종 설비 기기의 절연파괴, 기기 손실, 컨트롤러의 메모리 데이터 삭제, 조명 밝기 변화, 기기의 셧다운(Shutdown)이나 리세트(Reset), 전동기, 변압기 및 배선 과열이 초래될 수 있다.
다음, 전류 품질에는 비선형 부하가 증가함에 따라 전류 왜곡에 따른 전압의 왜곡 등 전원 장애 문제가 취급된다.
한편, 종래 발전 시스템에서는, 비선형 부하 연결시에 발생되는 왜곡을 보상할 수 있는 대책이 없으며, 이에 따라 비선형 부하가 연결시 교류 전원 계통에 펄스형태의 전류가 흐르고 배전망의 선로 임피던스에 의해 펄스형태의 전압강하를 발생시켜 민감한 부하의 트립 사고나 오동작을 유발하게 되는 문제점이 있다.
이에 따라, 배전용 변압기는 운전 손실의 증대를 가져와 변압기를 과열시키고 수명이 단축되고, 또는 5차 및 7차 전압고조파가 이웃 배전계통에 공진을 야기하여 배전용 변압기를 파괴하기도 하는 문제점이 있다.
본 발명의 과제는 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로써, 본 발명은, 발전 수행여부에 관계없이 능동파워필터(Active Power Filter) 기능을 수행하여, 비선형 부하에 의한 고조파 왜곡을 보상할 수 있고, 이에 따라 파워 품질을 개선할 수 있는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치 및 방법을 제공한다.
상기한 본 발명의 과제를 해결하기 위한 본 발명의 제1 기술적인 측면은, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통에 인버터 전류를 공급하는 DC/AC 인버터를 포함하는 파워 시스템에 적용되는 전력 품질 제어 장치에 있어서, 상기 계통전압의 위상을 갖는 계통신호를 생성하는 계통전압 위상 추종부; 상기 DC/AC 인버터와 계통 사이에 연결된 비선형 부하로 유입되는 부하전류의 기본파의 크기를 추출하는 기본파 추출부; 상기 기본파 추출부로부터의 기본파의 크기에서 기설정된 전류 보상값을 감산하는 제1 연산부; 및 상기 제1 연산부의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류를 이용하여 상기 DC/AC 인버터용 인버터 전류 지령치를 생성하는 제2 연산부를 포함하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치를 제안한다.
또한, 본 발명의 제2 기술적인 측면은, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통에 인버터 전류를 공급하는 DC/AC 인버터를 포함하는 파워 시스템에 적용되는 전력 품질 제어 장치에 있어서, 상기 계통전압의 위상을 갖는 계통신호를 생성하는 계통전압 위상 추종부; 상기 DC/AC 인버터와 계통 사이에 연결된 비선형 부하로 유입되는 부하전류의 기본파의 크기를 추출하는 기본파 추출부; 상기 기본파 추출부로부터의 기본파의 크기에서 기설정된 전류 보상값을 감산하는 제1 연산부; 상기 제1 연산부의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류를 이용하여 상기 DC/AC 인버터용 인버터 전류 지령치를 생성하는 제2 연산부; 및 상기 제2 연산부로부터의 인버터 전류 지령치에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터를 제어하는 제어부를 포함하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치를 제안한다.
본 발명의 제1 및 제2 기술적인 측면에서, 상기 계통전압 위상 추종부는 상기 계통전압의 위상을 검출하는 위상 검출기; 및 상기 위상 검출기로부터의 위상에 기초해, 상기 계통전압의 위상과 동일한 위상을 갖고, 기설정된 단위크기를 갖는 상기 계통신호를 생성하는 신호 생성기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 기본파 추출부는, 이산 푸리에 변환(DFT), 고속 푸리에 변환(FFT) 및 이산 퓨리에 변환을 이용하는 Goertzel 알고리즘 중에서 하나의 알고리즘으로 구현되어, 상기 부하전류에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기를 검출하는 것을 특징으로 한다.
상기 제2 연산부는, 상기 제1 연산부의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부로부터의 계통신호를 곱셈하는 곱셈부; 및 상기 곱셈부의 출력신호를 상기 부하 전류에서 감산하여 상기 인버터 전류 지령치를 생성하는 가산부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 제3 기술적인 측면은, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통에 인버터 전류를 공급하는 DC/AC 인버터를 포함하는 파워 시스템에 적용되는 전력 품질 제어 방법에 있어서, 상기 계통전압의 위상을 갖는 계통신호를 생성하는 계통신호 생성단계; 상기 DC/AC 인버터와 계통 사이에 연결된 비선형 부하로 유입되는 부하전류의 기본파의 크기를 추출하는 기본파 추출단계; 및 상기 기본파 추출단계로부터의 기본파의 크기에서 기설정된 전류 보상값을 감산하는 제1 연산단계; 및 상기 제1 연산단계의 출력값과 상기 계통신호 생성단계로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류를 이용하여 상기 DC/AC 인버터용 인버터 전류 지령치를 생성하는 제2 연산단계를 포함하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법을 제안한다.
상기 계통신호 생성단계는, 상기 계통전압의 위상을 검출하는 위상 검출단계; 및 상기 위상 검출단계로부터의 위상에 기초해, 상기 계통전압의 위상과 동일한 위상을 갖고, 기설정된 단위크기를 갖는 상기 계통신호를 생성하는 신호 생성단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 기본파 추출단계는, 이산 푸리에 변환(DFT), 고속 푸리에 변환(FFT) 및 이산 퓨리에 변환을 이용하는 Goertzel 알고리즘중에서 하나의 알고리즘으로 구현되어, 상기 부하전류에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기를 검출하는 것을 특징으로 한다.
상기 제2 연산단계는, 상기 제1 연산단계의 출력값과 상기 계통신호 생성단계로부터의 계통신호를 곱셈하는 곱셈단계; 및 상기 곱셈단계의 출력신호를 상기 부하 전류에서 감산하여 상기 인버터 전류 지령치를 생성하는 가산단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
계속해서, 본 발명의 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법은, 상기 제2 연산단계로부터의 인버터 전류 지령치에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터를 제어하는 제어단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 제어단계는, 상기 제2 연산단계로부터의 인버터 전류 지령치와 상기 인버터 전류와의 인버터 전류 오차를 검출하는 전류 제어단계; 및 상기 전류 제어단계로부터의 인버터 전류 오차에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터를 제어하기 위한 PWM 인버터 신호를 제공하는 PWM 제어단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법은, 상기 DC/AC 인버터의 입력측 DC 전압과 기설정된 DC 전압과의 전압오차를 구하고, 상기 전압오차를 상기 전류 보상값으로 제공하는 전압 제어단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 발전 수행여부에 관계없이 능동파워필터(Active Power Filter) 기능을 수행하여, 비선형 부하에 의한 고조파 왜곡을 보상할 수 있고, 이에 따라 파워 품질을 개선할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 발명에 따른 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치의 블록도.
도 2는 본 발명의 계통전압 위상 추종부의 블록도.
도 3은 본 발명의 기본파 추출부가 Goertzel 필터로 구현된 예시도.
도 4는 도 3의 Goertzel 필터의 타이밍 파형도.
도 5는 도 3의 Goertzel 필터에 대해 Z-영역에서의 영점 및 극점 위치도.
도 6은 도 3의 Goertzel 필터에 대해 주파수 크기 응답 그래프.
도 7은 본 발명에 따른 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법의 순서도.
도 8은 본 발명의 계통신호 생성단계의 순서도.
도 9는 본 발명의 기본파 추출단계의 순서도.
도 10은 본 발명의 제2 연산단계의 순서도.
도 11은 기존 발전 시스템에 비선형 부하 연결시의 주요 파형도.
도 12는 기존 발전 시스템에 각 전류의 주파수 성분 분석 결과 그래프.
도 13은 본 발명의 발전 시스템의 주요 파형도.
도 14는 본 발명의 발전 시스템의 각 전류의 주파수 성분 분석 결과 그래프.
도 15는 본 발명의 발전 시스템의 주요 파형도.
도 16은 본 발명의 발전 시스템의 각 전류의 주파수 성분 분석 결과 그래프.
도 17은 FFT의 시간솎음 오퍼레이션 흐름도.
도 18은 FFT의 주파수솎음 오퍼레이션 흐름도.
도 19는 DFT를 이용한 기본파 추출부의 블럭도.
도 20은 FFT를 이용한 기본파 추출부의 블럭도.
이하, 본 발명의 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다.
본 발명은 설명되는 실시 예에 한정되지 않으며, 본 발명의 실시 예는 본 발명의 기술적 사상에 대한 이해를 돕기 위해서 사용된다. 본 발명에 참조된 도면에서 실질적으로 동일한 구성과 기능을 가진 구성요소들은 동일한 부호를 사용할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치의 블록도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 전력 품질 제어 장치가 적용되는 발전 시스템은, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통(40)에 인버터 전류(Iinv)를 공급하는 DC/AC 인버터(30)를 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 전력 품질 제어 장치가 적용되는 발전 시스템은, 태양전지(10)로부터의 직류 전압(Vpv)을 미리 정해진 전압 레벨로 승압하고 태양전지(10)에서 나오는 최대전력점을 추종하는 DC/DC 컨버터(20)를 포함할 수 있다.
상기 발전 시스템에 적용될 수 있는 본 발명의 전력 품질 제어 장치는, 상기 계통전압(Vg)의 위상을 갖는 계통신호(Sin(wt))를 생성하는 계통전압 위상 추종부(100)와, 상기 DC/AC 인버터(30)와 계통(40) 사이에 연결된 비선형 부하(50)로 유입되는 부하전류(IL)의 기본파의 크기(│IL(1)│)를 추출하는 기본파 추출부(200)와, 상기 기본파 추출부(200)로부터의 기본파의 크기(│IL(1)│)에서 기설정된 전류 보상값(ICV)을 감산하는 제1 연산부(300)와, 상기 제1 연산부(300)의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부(100)로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류(IL)를 이용하여 상기 DC/AC 인버터(30)용 인버터 전류 지령치(I*inv)를 생성하는 제2 연산부(400)를 포함할 수 있다.
도 2는 본 발명의 계통전압 위상 추종부의 블록도이다.
도 2를 참조하면, 상기 계통전압 위상 추종부(100)는, 상기 계통전압(Vg)의 위상(PH)을 검출하는 위상 검출기(110)와, 상기 위상 검출기(110)로부터의 위상(PH)에 기초해, 상기 계통전압(Vg)의 위상과 동일한 위상을 갖고, 기설정된 단위크기를 갖는 상기 계통신호(Sin(wt))를 생성하는 신호 생성기(120)를 포함할 수 있다.
도 1을 참조하면, 상기 기본파 추출부(200)는, 이산 푸리에 변환(DFT), 고속 푸리에 변환(FFT) 및 이산 퓨리에 변환을 이용하는 Goertzel 알고리즘중에서 하나의 알고리즘으로 구현될 수 있으며, 이 경우, 상기 부하전류(IL)에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기(│IL(1)│)를 추출하도록 이루어질 수 있다.
도 3은 본 발명의 기본파 추출부가 Goertzel 필터로 구현된 예시도이다.
도 3을 참조하면, 상기 기본파 추출부(200)는, 피드백 파트(FBP: Feed Back Part)와 피드포워드 파트(FFP: Feed Forward Part)를 포함하는 전달함수(H(z))를 갖도록 이루어질 수 있다.
보다 구체적으로는, 상기 기본파 추출부(200)는, 기설정된 피드백 파트(FBP)(210)와 기설정된 피드포워드 파트(FFP)(220), 부하전류(IL)의 기본파(IL(1))의 크기를 연산하는 연산부(230)를 포함할 수 있다.
상기 전달함수(H(z))는 하기 수학식 1과 같이 표현될 수 있다. 하기 수학식 2는 추출하고자 하는 이산주파수(k)와 샘플링 주파수(fs), 추출하고자 하는 주파수(fint)의 관계를 나타낸다. 그리고, 수학식 3, 수학식 4 및 수학식 5는 하기 수학식 1을 차분 방정식으로 나타낸 것이다.
하기 수학식 1 내지 5에서, x[n]은 현재 입력된 신호 샘플, v[n]은 현재 계산에서 나온 중간 결과물, v[n-1]은 이전 샘플링에서 나온 결과물, v[n-2]는 두 샘플링 전에 계산에서 나온 결과물을 저장한 곳을 나타낸다. 그리고, y[n]은 Goertzel 필터의 결과값을 나타낸다.
전술한 바에 따르면, 하기 수학식 3, 수학식 4 및 수학식 5를 블록도로 나타내면 도 3과 같이 도식화 될 수 있다.
도 4는 도 3의 Goertzel 필터의 타이밍 파형도이다. 도 4의 타이밍 파형에서, 계통전압(Vg)의 한 주기 동안에 N개의 샘플링을 행하고, 샘플링마다 피드백 파트를 연산하며, N번째 피드백 수 연산이 끝난 후 피드 포워드 파트를 연산하면, 추출하고자 하는 주파수의 크기를 계산할 수 있다
그리고, Goertzel 필터의 영점 및 극점은 상기 수학식 1에 보인 바와 같이, 영점이 극점을 상쇄하고 극점 하나만 존재하게 되고, 그 결과 이 극점에 해당하는 이산 주파수 k에 해당되는 신호만 Goertzel 필터를 통과하게 된다.
도 5는 도 3의 Goertzel 필터에 대해 Z-영역에서의 영점 및 극점 위치도이고, 도 6은 도 3의 Goertzel 필터에 대해 주파수 크기 응답 그래프이다.
도 5 및 도 6을 참조하면, Goertzel 필터에 의해 추출될 수 있는 주파수의 크기는, 하기 수학식 6과 같이 획득될 수 있다.
도 1을 참조하면, 상기 제2 연산부(400)는, 상기 제1 연산부(300)의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부(100)로부터의 계통신호를 곱셈하는 곱셈부(410)와, 상기 곱셈부(410)의 출력신호를 상기 부하 전류(IL)에서 감산하여 상기 인버터 전류 지령치(I*inv)를 생성하는 가산부(420)를 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 전력 품질 제어 장치는, 상기 제2 연산부(400)로부터의 인버터 전류 지령치(I*inv)에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터(30)를 제어하는 제어부(500)와, 상기 DC/AC 인버터(30)의 입력측 DC 전압(Vdc)과 기설정된 DC 전압 지령치(V*dc)와의 전압오차를 구하고, 상기 전압오차를 상기 전류 보상값(ICV)으로 제공하는 전압 제어부(600)를 더 포함할 수 있다. 여기서 상기 전압 제어부(600)는 직류-링크(DC-LINK) 전압을 제어한다.
상기 제어부(500)는, 상기 제2 연산부(400)로부터의 인버터 전류 지령치(I*inv)와 상기 인버터 전류(Iinv)와의 인버터 전류 오차를 검출하는 전류 제어부(510)와, 상기 전류 제어부(510)로부터의 인버터 전류 오차에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터(30)를 제어하기 위한 PWM 인버터 신호(PWMinv)를 제공하는 PWM 제어부(520)를 포함할 수 있다.
도 7은 본 발명에 따른 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법의 순서도이다.
도 1 및 도 7을 참조하면, 본 발명의 전력 품질 제어 방법이 적용되는 발전 시스템은, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통(40)에 인버터 전류(Iinv)를 공급하는 DC/AC 인버터(30)를 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 전력 품질 제어 방법이 적용되는 발전 시스템은, 태양전지(00)로부터의 직류 전압(Vpv)을 미리 정해진 전압 레벨로 승압하고 태양전지(10)에서 나오는 최대전력점을 추종하는 DC/DC 컨버터(20)를 포함할 수 있다.
상기 파워 시스템에 적용되는 본 발명의 전력 품질 제어 방법은, 상기 계통전압(Vg)의 위상을 갖는 계통신호(Sin(wt))를 생성하는 계통신호 생성단계(S100)와, 상기 DC/AC 인버터(30)와 계통(40) 사이에 연결된 비선형 부하(50)로 유입되는 부하전류(IL)의 기본파의 크기(│IL(1)│)를 추출하는 기본파 추출단계(S200)와, 상기 기본파 추출단계(S200)로부터의 기본파의 크기(│IL(1)│)에서 기설정된 전류 보상값(ICV)을 감산하는 제1 연산단계(S300)와, 상기 제1 연산단계(S300)의 출력값과 상기 계통신호 생성단계(S100)로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류(IL)를 이용하여 상기 DC/AC 인버터(30)용 인버터 전류 지령치(I*inv)를 생성하는 제2 연산단계(S400)를 포함할 수 있다.
도 8은 본 발명의 계통신호 생성단계의 순서도이다.
도 8을 참조하면, 상기 계통신호 생성단계(S100)는, 상기 계통전압(Vg)의 위상(PH)을 검출하는 위상 검출단계(S110)와, 상기 위상 검출단계(S110)로부터의 위상(PH)에 기초해, 상기 계통전압(Vg)의 위상과 동일한 위상을 갖고, 기설정된 단위크기를 갖는 상기 계통신호(Sin(wt))를 생성하는 신호 생성단계(S120)를 포함할 수 있다.
도 9는 본 발명의 기본파 추출단계의 순서도이다.
도 9를 참조하면, 상기 기본파 추출단계(S200)는, 이산 퓨리에 변환(DFT)을 이용하는 Goertzel 알고리즘으로 구현될 수 있으며, 상기 부하전류(IL)에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기(│IL(1)│)를 추출하도록 이루어질 수 있다(S210).
상기 기본파 추출단계(S200)는 상기 수학식 1과 같이 전달함수(H(z))를 갖도록 이루어질 수 있다. 이때, 상기 기본파 추출 단계(S200)는, 상기 부하전류(IL)의 기본파(IL(1))의 크기를 검출하도록 이루어질 수 있다
도 10은 본 발명의 제2 연산단계의 순서도이다.
도 10을 참조하면, 상기 제2 연산단계(S400)는, 상기 제1 연산단계(S00)의 출력값과 상기 계통신호 생성단계(S100)로부터의 계통신호를 곱셈하는 곱셈단계(S410)와, 상기 곱셈단계(S410)의 출력신호를 상기 부하 전류(IL)에서 감산하여 상기 인버터 전류 지령치(I*inv)를 생성하는 가산단계(S420)를 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 전력 품질 제어 방법은, 상기 제2 연산단계(S400)로부터의 인버터 전류 지령치(I*inv)에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터(30)를 제어하는 제어단계(S500)와, 상기 DC/AC 인버터(30)의 입력측 DC 전압(Vdc)과 기설정된 DC 전압 지령치(V*dc)와의 전압오차를 구하고, 상기 전압오차를 상기 전류 보상값(ICV)으로 제공하는 전압 제어단계(S600)를 포함할 수 있다.
상기 제어단계(S500)는, 상기 제2 연산단계(S400)로부터의 인버터 전류 지령치(I*inv)와 상기 인버터 전류(Iinv)와의 인버터 전류 오차를 검출하는 전류 제어단계(S510)와, 상기 전류 제어단계(S510)로부터의 인버터 전류 오차에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터(30)를 제어하기 위한 PWM 인버터 신호(PWMinv)를 제공하는 PWM 제어단계(S500)를 포함할 수 있다.
도 11은 일사량 존재시 기존 발전 시스템에 비선형 부하 연결시 주요 파형도이고, 도 12는 일사량 존재시 기존 발전 시스템에 각 전류의 주파수 성분 분석 결과 그래프이다.
도 11 및 도 12에서, Vg는 계통전압, Ig는 계통전류, Iload는 부하전류, Iinv는 인버터 전류, Vdc는 인버터 입력전압, Pg는 계통전력, Pload는 부하전력, Ppv는 태양전지 전력이다.
도 11 및 도 12는 비선형 부하의 연결시, 계통전류 및 부하전류에 왜곡이 발생하게 되어 THD(Total Harmonic Distortion)이 증가하게 되므로 전력품질이 나빠지게 된다.
도 13은 일사량 존재시 본 발명의 발전 시스템의 주요 파형도이고, 도 14는 일사량 존재시 본 발명의 발전 시스템의 각 전류의 주파수 성분 분석 결과 그래프이고, 도 15는 일사량 부재시 본 발명의 발전 시스템의 주요 파형도이다. 그리고, 도 16은 일사량 부재시 본 발명의 발전 시스템의 각 전류의 주파수 성분 분석 결과 그래프이다.
도 13 내지 도 16에서, Vg는 계통전압, Ig는 계통전류, Iload는 부하전류, Iinv는 인버터 전류, Vdc는 인버터 입력전압, Pg는 계통전력, Pload는 부하전력, Ppv는 태양전지 전력이다.
도 13 내지 도 16에서는, 본 발명에 의하면, 비선형 부하의 연결시에도, 계통전류에 왜곡이 발생되지 않으며, 이에 따라 전력품질이 떨어지지 않는다.
도 17은 FFT의 시간솎음 오퍼레이션 흐름도를 나타낸다. 도 18은 FFT의 주파수솎음 오퍼레이션 흐름도를 나타낸다.
도 19는 DFT를 이용한 기본파 추출부의 블럭도를 나타낸다.
도 19를 참조하면, 상기 기본파 추출부(200)는, 상기 부하전류(IL)에서 기본파를 추출하는 DFT부(211)와, 상기 DFT부(211)에서 추출된 기본파의 크기(│IL(1)│)를 검출하는 제1 연산부(212)를 포함할 수 있다.
도 20은 FFT를 이용한 기본파 추출부의 블럭도를 나타낸다.
도 20을 참조하면, 상기 기본파 추출부(200)는, 상기 부하전류(IL)에서 기본파를 추출하는 FFT부(221)와, 상기 FFT부(221)에서 추출된 기본파의 크기(│IL(1)│)를 검출하는 제2 연산부(222)를 포함할 수 있다.
이하, 본 발명의 작용 및 효과를 첨부한 도면에 의거하여 설명한다.
먼저, 도 1 내지 도 6을 참조하여, 본 발명에 따른 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치에 대해 설명하면, 도 1에서, 본 발명의 전력 품질 제어 장치는, 태양전지(10)로부터의 직류 전압(Vpv)을 미리 정해진 전압 레벨로 승압하고 태양전지(10)에서 나오는 최대전력점을 추종하는 DC/DC 컨버터(20)와, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통(40)에 인버터 전류(Iinv)를 공급하는 DC/AC 인버터(30)를 포함하는 발전 시스템에 적용될 수 있다.
여기서, 상기 DC/DC 컨버터(20)의 역할은 일사량과 온도에 따라 변하는 태양전지(10)의 출력에서 최대전력점을 찾고(MPPT(Maximum Power Point Tracking) 알고리즘), 그 최대 전력을 뽑아서 DC-Link단 커패시터(Capacitor)에 축적하는 역할을 한다. 상기 DC-Link단 전압(예 380[V])제어는 상기 DC/AC 인버터(30)에서 수행한다. 상기 DC/DC 컨버터(20)에서 태양전지(10)의 최대전력을 뽑아내면 DC-Link단 전압은 상승하게 되고, 상기 DC/AC 인버터(30)는 DC-Link단에 축적된 그 에너지를 계통에 주입하므로써 DC-Link단 전압을 내리면서 DC-Link단 전압을 제어하게 된다.
상기 DC/AC 인버터(30)는 상기 DC/DC 컨버터(20)로부터의 전압을 계통의 위상에 동기된 교류 전압으로 변환하여 계통에 공급한다.
이때, 본 발명의 전력 품질 제어 장치에 포함되는 계통전압 위상 추종부(100)는 상기 계통전압(Vg)의 위상을 갖는 계통신호(Sin(wt))를 생성하여 제2 연산부(400)에 제공한다.
또한, 본 발명의 전력 품질 제어 장치에 포함되는 기본파 추출부(200)는, 상기 DC/AC 인버터(30)와 계통(40) 사이에 연결된 비선형 부하(50)로 유입되는 부하전류(IL)의 기본파의 크기(│IL(1)│)를 추출하여 상기 부하전류(IL)의 기본파의 크기(│IL(1)│)를 제1 연산부(300)에 제공한다.
상기 제1 연산부(300)는, 상기 기본파 추출부(200)로부터의 기본파의 크기(│IL(1)│)에서 기설정된 전류 보상값(ICV)을 감산하여 계통전류 지령치(I*g)를 생성하고, 이 계통전류 지령치(I*g)를 제2 연산부(400)에 제공한다.
상기 제2 연산부(400)는, 상기 제1 연산부(300)의 출력값인 계통전류 지령치(I*g)와 상기 계통전압 위상 추종부(100)로부터의 계통신호(sin(wt)) 및 상기 부하 전류(IL)를 이용하여 상기 DC/AC 인버터(30)용 인버터 전류 지령치(I*inv)를 생성한다.
한편, 본 발명의 전력 품질 제어 장치는, 제어부(500)와 전압 제어부(600)를 더 포함할 수 있다.
이때, 상기 제어부(500)는, 상기 제2 연산부(400)로부터의 인버터 전류 지령치(I*inv)에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터(30)를 제어할 수 있다.
예를 들어, 상기 제어부(500)가 전류 제어부(510) 및 PWM 제어부(520)를 포함하는 경우, 상기 전류 제어부(510)는, 상기 제2 연산부(400)로부터의 인버터 전류 지령치(I*inv)와 상기 인버터 전류(Iinv)와의 인버터 전류 오차를 검출할 수 있다. 상기 PWM 제어부(520)는, 상기 전류 제어부(510)로부터의 인버터 전류 오차에 기초해서 PWM 인버터 신호(PWMinv)를 생성하고, 상기 PWM 인버터 신호(PWMinv)를 이용하여 상기 DC/AC 인버터(30)를 제어할 수 있다.
또한, 상기 전압 제어부(600)는, 상기 DC/AC 인버터(30)의 입력측 DC 전압(Vdc)과 기설정된 DC 전압 지령치(V*dc)와의 전압오차를 구하고, 상기 전압오차를 상기 전류 보상값(ICV)으로 제공한다.
도 2를 참조하면, 상기 계통전압 위상 추종부(100)는 위상 검출기(110)와 신호 생성기(120)를 포함할 수 있다.
이때, 상기 위상 검출기(110)는, 상기 계통전압(Vg)의 위상(PH)을 검출하여 신호 생성기(120)에 제공한다.
상기 신호 생성기(120)는, 상기 위상 검출기(110)로부터의 위상(PH)에 기초해, 상기 계통전압(Vg)의 위상과 동일한 위상을 갖고, 기설정된 단위크기를 갖는 상기 계통신호(Sin(wt))를 생성할 수 있다.
도 1을 참조하면, 상기 기본파 추출부(200)는, 이산 푸리에 변환(DFT), 고속 푸리에 변환(FFT) 및 이산 퓨리에 변환을 이용하는 Goertzel 알고리즘중에서 하나의 알고리즘으로 구현될 수 있으며, 이 경우, 상기 부하전류(IL)에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기(│IL(1)│)를 검출할 수 있다.
먼저, 상기 기본파 추출부(200)가 Goertzel 알고리즘(Goertzel 필터)로 구현되는 경우에 대해 도 3 내지 도 6을 참조하여 설명한다.
도 3에 도시한 바와 같이, 상기 기본파 추출부(200)가 Goertzel 필터로 구현되는 경우, 상기 기본파 추출부(200)는, 검출된 부하전류(IL)의 기본파(IL(1))의 크기를 검출할 수 있다.
또한, 도 3에 도시된 Goertzel 필터는 일종에 디지털 필터로써 이산 시간의 신호 x[t]를 받아서 이산 주파수 스팩트럼 x[k]를 출력하게 된다. 여기서 k는 이산 주파수 점(Discrete frequency point)을 나타내며 이것은 기본파 주파수 ko의 k 정수배만 계산되게 된다. 본 발명에 적용되는 Goertzel 알고리즘은 상기 N-point DFT를 기반으로 하며, 추출 하고자 하는 주파수 성분의 크기와 위상을 검출할 때 N-point DFT보다 연산량을 줄일 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112010053256781-pat00001
[수학식 2]
Figure 112010053256781-pat00002
[수학식 3]
Figure 112010053256781-pat00003
[수학식 4]
Figure 112010053256781-pat00004
[수학식 5]
Figure 112010053256781-pat00005
[수학식 6]
Figure 112010053256781-pat00006
도 4에 도시된 Goertzel 필터의 타이밍 파형을 참조하면, 상기 Goertzel 필터는, 계통전압(Vg)의 한 주기 동안에 N개의 입력신호(x[n]을 샘플링을 행하고, 샘플링 마다 피드백 파트(FBP)를 연산하며, N번째 피드백 파트(FBP) 계산 후 피드 포워드 파트(FFP)를 연산하면, 추출하고자 하는 주파수의 크기를 계산할 수 있다
도 5 및 도 6을 참조하면, Goertzel 필터의 두 개의 극점 중 하나의 영점은 극점과 상쇄되어 극점 하나만 존재하게 되고, 그 결과 이 극점에 해당하는 이산 주파수 k에 해당되는 신호만 Goertzel 필터를 통과하게 된다. 그 결과는 수학식 6과 같이 획득될 수 있다.
다음, 도 3 및 도 19에 도시한 바와 같이, 상기 기본파 추출부(200)가 DFT로 구현될 수 있으며, 이 경우, 상기 기본파 추출부(200)는, DFT부(211)와 제1 연산부(212)를 포함할 수 있다.
상기 DFT부(211)는 상기 부하전류(IL)에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기(│IL(1)│)를 검출할 수 있다.
만약 N개의 이산신호가 주어질 때의 이산 푸리에 변환(DFT : Discrete Fouirer Transform)은 하기 수학식 7과 같이 정의 된다.
[수학식 7]
Figure 112010053256781-pat00007
한편, 복소평면의 단위원 원주상을 1/N 원주만큼 이동하는 점을 회전인자(twiddle factor)라고 하면 하기 수학식 8과 같이 정의 할 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112010053256781-pat00008

여기서, 상기 회전인자
Figure 112010053256781-pat00009
에서, N은 샘플링 총 수, n은 현재 샘플링, k는 이산주파수를 나타낸다.
상기 수학식 8의 회전인자에 대한 이산 푸리에 변환은 하기 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112010053256781-pat00010
상기 수학식 9에서,
Figure 112010053256781-pat00011
는 입력신호
Figure 112010053256781-pat00012
의 고조파 성분의 크기와 위상을 나타내는 복소수이다.
따라서, 상기 수학식 9는 하기 수학식 10 및 11과 같이 실수부(Re)와 허수부(Im)으로 나타낼 수 있다.
[수학식 10]
Figure 112010053256781-pat00013

[수학식 11]
Figure 112010053256781-pat00014

상기 수학식 10 및 11에 보인 바와 같이, 도 19에 도시한 상기 제1 연산부(212)는, 실수부(Re)와 허수부(Im)을 이용하여 추출한 고조파 성분의 크기를 하기 수학식 12와 같이 계산할 수 있다.
[수학식 12]
Figure 112010053256781-pat00015

전술한 바와 같이, DFT를 이용하여 추출하고자 하는 부하전류의 기본파 크기는 상기 수학식 13를 통해서 추출할 수 있다.
그 다음, 도 3 및 도 17, 도 18 및 도 20에 도시한 바와 같이, 상기 기본파 추출부(200)가 FFT로 구현될 수 있으며, 이 경우, 도 20에 도시한 바와 같이, 상기 기본파 추출부(200)는, FFT부(221)와 제2 연산부(222)를 포함할 수 있다.
상기 FFT부(221)는, 상기 부하전류(IL)에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기(│IL(1)│)를 추출할 수 있다.
만약, N개의 이산신호
Figure 112010053256781-pat00016
이 주어질 때,
Figure 112010053256781-pat00017
의 이산 푸리에 변환(DFT : Discrete Fouirer Transform)은 하기 수학식 13과 같이 정의 될 수 있다.
[수학식 13]
Figure 112010053256781-pat00018
상기 수학식 13에 보인 이산퓨리에 변환을 이용하면, 복소평면의 단위원 원주상을 1/N 원주만큼 이동하는 점을 회전인자(twiddle factor)라고 하면, 이는 하기 수학식 14와 같이 정의 할 수 있다.
[수학식 14]
Figure 112010053256781-pat00019
상기 수학식 14에서,
Figure 112010053256781-pat00020
는 회전인자이고, N은 샘플링 총 수, n은 현재 샘플링, k는 이산주파수를 나타낸다.
상기 수학식 14의 회전인자에 대한 이산 푸리에 변환은 하기수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 15]
Figure 112010053256781-pat00021
Figure 112010053256781-pat00022
는 입력신호
Figure 112010053256781-pat00023
의 고조파 성분의 크기와 위상을 나타내는 복소수이다. 따라서, 복소수는 하기 수학식 16 및 17과 같이 실수부(Re)와 허수부(Im)으로 나타낼 수 있다. 이때, 회전인자
Figure 112010053256781-pat00024
는 반복되는 특정 주기성을 가진다.
[수학식 16]
Figure 112010053256781-pat00025

예를 들어, 상기 회전인자의 홀수는 홀수끼리 회전인자의 짝수는 짝수끼리 반복된다. 따라서, FFT는 DFT의 회전인자에 반복되는 계산을 줄여서 연산을 빠르게 할 수 있다는 것을 알 수 있다. 이에 따라 상기 수학식 16의 회전인자는 하기 수학식 17과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 17]
Figure 112010053256781-pat00026
Figure 112010053256781-pat00027
상기 수학식 17에서, n이 짝수일 때는 n=2r이라고 하고, n이 홀수 일 때는 n=2r+1 이라고 하면 하기 수학식 18,19 및 20과 같다.
[수학식 18]
Figure 112010053256781-pat00028

[수학식 19]
Figure 112010053256781-pat00029
[수학식 20]
Figure 112010053256781-pat00030

한편, 도 17 및 도 18을 참조하면, FFT(Fast Fouirer Transform)는, 시간 솎음 (Decimation-in-time) 과 주파수 솎음(Decimation-in-frequency)의 두 종류가 있는데, 시간솎음은 시간에 대해 정렬하는 것이고 주파수 솎음은 주파수에 대해 정렬하는 것으로, 각각의 연산량은 서로 동일하다.
통상, FFT는 버터플라이 연산(butterfly operation)이라는 것을 이용하여 계산량을 줄인다. 도 17은 시간솎음 FFT의 버터플라이 오퍼레이션 흐름도를 나타낸다. 도 17을 참조하면, 추출한 주파수 성분이 순서대로 나열되어 있음을 알 수 있다. 도 18은 주파수 솎음 FFT의 버터플라이 오퍼레이션 흐름도를 나타낸다. 도 18을 참조하면, 시간영역의 성분이 순서대로 정렬되어 있음을 알 수 있다. 이러한 형태로 추출한 주파수 성분은 하기 수학식 21 및 22에 보인 바와 같이 실수부(Re)와 허수부(Im)으로 나타낼 수 있다.
[수학식 21]
Figure 112010053256781-pat00031

[수학식 22]
Figure 112010053256781-pat00032

상기 수학식 21 및 22에 보인 바와 같이, 도 19에 도시한 상기 제2 연산부(222)는, 상기 실수부(Re)와 허수부(Im)을 이용하여 추출한 고조파 성분의 크기와 위상을 하기 수학식 23과 같이 계산할 수 있다.
[수학식 23]
Figure 112010053256781-pat00033

전술한 바에 따르면, FFT를 이용하여 추출하고자 하는 부하전류의 기본파 크기는 수학식 23을 통해서 추출할 수 있다.
반면, DFT를 직접 계산할 경우, 모든
Figure 112010053256781-pat00034
를 구하기 위해 복소 계산은 N × N = N2 회의 곱셈과 N(N-1)회의 덧셈이 필요하다. 여기서, N이 커질수록 그 계산은 비약적으로 증가한다.
이와 달리, FFT는 (Nlog2N)/2 회의 곱셈과 2log2N 회의 덧셈이면 계산이 완료된다.
특히 컴퓨터에 의한 계산에서는 계산 시간은 거의 곱셈의 횟수에 좌우됨으로 N값이 크면 클수록 DFT보다는 FFT의 사용이 더욱 효과적이다. 이렇게 출력된
Figure 112010053256781-pat00035
는 실수부와 허수부로 나뉘어져서 추출하고자 하는 주파수의 크기와 위상을 구할 수 있다.
다시, 도 1을 참조하면, 상기 제2 연산부(400)가 곱셈부(410)와 가산부(420)를 포함하는 경우, 상기 곱셈부(410)는, 상기 제1 연산부(300)의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부(100)로부터의 계통신호를 곱셈하여 가산부(420)에 제공한다.
상기 가산부(420)는, 상기 곱셈부(410)의 출력신호를 상기 부하 전류(IL)에서 감산하여 상기 인버터 전류 지령치(I*inv)를 생성하여 상기 제어부(500)의 전류 제어부(510)에 제공한다.
이하, 도 1, 도 7 내지 도 10을 참조하여 본 발명에 따른 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법에 대해 설명한다.
도 1 및 도 6에서, 본 발명의 전력 품질 제어 방법이 적용되는 발전 시스템은, 태양전지(10)로부터의 직류 전압(Vpv)을 미리 정해진 전압 레벨로 승압하고 태양전지(10)에서 나오는 최대전력점을 추종하는 DC/DC 컨버터(20)와, 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통(40)에 인버터 전류(Iinv)를 공급하는 DC/AC 인버터(30)를 포함할 수 있다.
이러한 파워 시스템에 적용되는 본 발명의 전력 품질 제어 방법에 대해 설명하면, 먼저 본 발명의 계통신호 생성단계(S100)는, 상기 계통전압(Vg)의 위상을 갖는 계통신호(Sin(wt))를 생성하여 제2 연산단계(S400)에 제공한다.
다음, 본 발명의 기본파 추출단계(200)는, 상기 DC/AC 인버터(30)와 계통(40) 사이에 연결된 비선형 부하(50)로 유입되는 부하전류(IL)의 기본파의 크기(│IL(1)│)를 추출하여 제1 연산단계(S300)에 제공한다.
상기 제1 연산단계(S300)는, 상기 기본파 추출단계(S200)로부터의 기본파의 크기(│IL(1)│)에서 기설정된 전류 보상값(ICV)을 감산하여 제2 연산단계(S400)에 제공한다.
그리고, 상기 제2 연산단계(S400)는, 상기 제1 연산단계(S300)의 출력값과 상기 계통신호 생성단계(S100)로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류(IL)를 이용하여 상기 DC/AC 인버터(30)용 인버터 전류 지령치(I*inv)를 생성한다.
또한, 도 7을 참조하면, 본 발명의 전력 품질 제어 방법이, 제어단계(S500) 및 전압 제어단계(S600)를 포함하는 경우, 상기 제어단계(S500)는, 상기 제2 연산단계(S400)로부터의 인버터 전류 지령치(I*inv)에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터(30)를 제어한다.
그리고, 상기 전압 제어단계(S600)는, 상기 DC/AC 인버터(30)의 입력측 DC 전압(Vdc)과 기설정된 DC 전압 지령치(V*dc)와의 전압오차를 구하고, 상기 전압오차를 상기 전류 보상값(ICV)으로 제공한다.
보다 구체적으로는, 상기 제어단계(S500)는 전류 제어단계(S510) 및 PWM 제어단계(500)를 포함하는 경우, 상기 전류 제어단계(S510)는, 상기 제2 연산단계(S400)로부터의 인버터 전류 지령치(I*inv)와 상기 인버터 전류(Iinv)와의 인버터 전류 오차를 검출하여 PWM 제어단계(500)에 제공한다.
상기 PWM 제어단계(500)는, 상기 전류 제어단계(S510)로부터의 인버터 전류 오차에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터(30)를 제어하기 위한 PWM 인버터 신호(PWMinv)를 제공한다.
도 8을 참조하면, 상기 계통신호 생성단계(S100)가 검출단계(S110)와 신호 생성단계(S120)로 이루어지는 경우, 상기 검출단계(S110)는, 상기 계통전압(Vg)의 위상(PH)을 검출하여 신호 생성단계(S120)에 제공한다.
상기 신호 생성단계(S120)는, 상기 위상 검출단계(S110)로부터의 위상(PH)에 기초해, 상기 계통전압(Vg)의 위상과 동일한 위상을 갖고, 기설정된 단위크기를 갖는 상기 계통신호(Sin(wt))를 생성한다.
도 9를 참조하면, 상기 기본파 추출단계(S200)는, 이산 퓨리에 변환(DFT)을 이용하는 Goertzel 알고리즘으로 구현되는 경우, 상기 부하전류(IL)에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기(│IL(1)│)를 검출할 수 있다(S210).
이때, 상기 기본파 추출단계(S200)는 상기 수학식1과 같이 전달함수(H(z))를 갖도록 이루어질 수 있다.
보다 구체적으로는, 상기 기본파 추출단계(S200)는, 피드백 파트(FBP)와, 피드포워드 파트(FFP)를 갖으며, 상기 피드백 파트(FBP) 및 피드포워드 파트(FFP)를 이용하여, 상기 부하전류(IL)의 기본파(IL(1))의 크기를 검출할 수 있다.
도 10을 참조하면, 상기 제2 연산단계(S400)가 곱셈단계(S410)와 가산단계(420)로 이루어지는 경우, 상기 곱셈단계(S410)는, 상기 제1 연산단계(S00)의 출력값과 상기 계통신호 생성단계(S100)로부터의 계통신호를 곱셈하여 가산단계(420)에 제공한다.
상기 가산단계(420)는, 상기 곱셈단계(S410)의 출력신호를 상기 부하 전류(IL)에서 감산하여 상기 인버터 전류 지령치(I*inv)를 생성한다.
이하, 도 11 내지 도 16을 참조하여 기존의 발전 시스템 및 본 발명의 발전 시스템의 에 대해 설명한다.
먼저, 도 11 및 도 12를 참조하면, 기존 발전 시스템에 비선형 부하 연결시에는, 계통전류(Ig) 및 부하전류(Iload)에 왜곡이 발생되고, 이에 따라 전력품질이 나빠짐을 알 수 있다.
즉, 도 11에 도시한 바와 같이, 능동파워필터(APF) 기능이 없는 기존의 발전 시스템의 주요 신호의 파형도를 참조하면, 발전중 0.6[S]에서 비선형 부하가 연결되는 경우, 도 11의 (a)에 도시된 계통전압(Vg)과 계통전류(Ig)를 참조하면, 0.6[s] 이후 비선형 부하의 영향으로 인하여 계통전류에 왜곡이 발생함을 알 수 있다. 도 11의 (b)에는 계통 전류의 파형이 도시되어 있으며, 도 11의 (c)에는 비선형 부하에 흐르는 부하전류(Iload)가 도시되어 있으며, 도 11의 (d)에 도시된 인버터 전류(Iinv)를 참조하면, 상기 인버터 전류(Iinv)는 역률 1로 계통전압의 위상에 동기되어 있다. 도 11의 (e)에 도시된 상기 DC/AC 인버터(30)의 입력측 직류전압(DC-Link 전압)을 참조하면, 상기 직류 전압(Vdc)은 120Hz의 리플을 가지고 직류 380[V]임을 보이고 있다. 그리고, 도 11의 (f)에는 태양전지(10)의 PV 전압(Vpv)이 3[kW]로 출력되고 있고, 계통 전력(Pg)은 -3[kW]임을 알 수 있다. 도 11이 (f)를 참조하면, 0.6[S]에서 비선형 부하에서 소비되는 부하전력(Pload)이 1[kW]에 의해 2[kW]로 발전하는 모습이 도시되어 있다.
또한, 도 12에 도시된, 각 전류의 주파수 성분을 분석한 결과 그래프중에서, 도 12의 (a)에 도시된 계통전류(Ig)의 주파수성분을 참조하면, 상기 계통전류(Ig)에는 기본파 이외에 다수의 고조파 성분이 포함되어 있으므로, 비선형 부하에 의해 계통전류가 오염되어 전력품질이 저하되었음을 알 수 있다. 도 12의 (b)에 도시된 부하전류(Iload)의 주파수 성분을 참조하면, 상기 부하전류에도 다수의 고조파 성분이 포함되어 계통에 악영향을 주고 있음을 알 수 있다. 도 12의 (c)에 도시된 인버터 전류(Iinv)의 주파수 성분을 참조하면, 상기 인버터 전류(Iinv)는 기본파 성분의 전류만 출력하고 있음을 알 수 있다.
이에 반해, 도 13및 도 14를 참조하면, 본 발명이 적용되는 발전 시스템에서는, 비선형 부하의 연결시에도, 계통전류에 왜곡이 발생되지 않으며, 이에 따라 전력품질이 저하되지 않음을 알 수 있다.
즉, 도 13에는 일사량 존재시 본 발명이 적용되는 발전 시스템의 주요 파형이 도시되어 있다.
도 13의 (a)에 도시된 계통전압(Vg)과 계통전류(Ig)를 참조하면, 비선형 부하가 연결되어도 계통전류(Ig)가 왜곡되지 않음을 알 수 있다. 도 13의 (b)에는 왜곡되지 않는 계통전류(Ig)가 도시되어 있다. 도 13의 (c)에는 비선형 부하에 흐르는 부하 전류(Iload)의 파형이 도시되어 있다. 도 13의 (d)에 도시된 인버터 전류(Iinv)를 참조하면, 상기 인버터 전류(Iinv)에는 0.6[s] 이후에 기본파에 비선형 부하에 의한 왜곡을 보상하는 성분이 추가되어 있음을 알 수 있다. 도 13의 (e)를 참조하면, 태양전지(10)의 출력전력(Ppv)이 3[kW]이고, 계통으로 발전되는 계통전력(Pg)이 -3[kW]이며, 0.6[s]에서 비선형 부하에서 소비되는 부하 전력(Pload)에 의해 2[kW]로 발전되고 있음을 알 수 있다.
또한, 도 14에 도시한 바와 같이, 각 전류의 주파수 성분을 분석한 결과 그래프를 참조하면, 도 14의 (a)에 도시된 계통전류의 주파수 성분을 참조하면, 본 발명에서 비선형 부하에 의한 전류왜곡을 보상하고 있기 때문에 계통전류는 비선형 부하에 의한 왜곡이 없고 기본파 성분만 나타나 있음을 알 수 있다. 도 14의 (b)에 도시된 부하전류의 주파수 성분을 참조하면, 고조파 성분이 많이 포함되어 있으므로 왜곡되어 있음을 알 수 있다. 도 14의 (c)에 도시된 인버터 전류(Iinv) 및 왜곡전류 보상 고조파를 참조하면, 계통전류(Ig)에 포함되어 있던 고조파 성분이 인버터 전류(Iinv)로 옮겨갔음을 알 수 있다. 그러므로 계통전류는 왜곡이 발생하지 않는다.
또한, 도 15 도 16 참조하면, 일사량이 없는 야간모드에서 발전을 하지 않을 때, 본 발명이 적용되는 발전 시스템에서는, 비선형 부하의 연결시에도, 계통전류에 왜곡이 발생되지 않으며, 이에 따라 전력품질이 저하되지 않는 것을 알 수 있다.
즉, 도 15에는 본 발명이 적용되는 발전 시스템에서, 일사량이 존재하지 않는 경우에 대한 파형을 도시하고 있다. 야간과 같이 일사량이 존재하지 않을 경우, 본 발명의 발전 시스템에서는 발전을 하지 않으며, 다만 APF 기능만 수행한다. 발전 시스템은 DC/AC 인버터의 입력단에 연결된 직류 링크단 커패시터를 이용하여 충방전을 반복하여 비선형 부하에 의한 전류 왜곡을 보상하는 모습을 도시하고 있으며, 결국 계통전류(Ig)는 왜곡되지 않는다.
즉, 도 15의 (a)는 계통전압(Vg) 및 계통전류(Ig)를 참조하면, 계통전압(Vg)이 비선형 부하로 공급되기 때문에 계통전압과 계통전류는 서로 역상으로 나타난다. 본 발명의 APF 기능으로 계통 전류의 왜곡은 나타나지 않고 있다. 도 15의 (b)에는 계통전류의 파형이 도시되어 있다. 도 15의 (c)에는 비선형 부하의 전류파형이 도시되어 있다. 도 15의 (d)에는 인버터의 출력전류(Iinv)가 계통전류의 왜곡을 보상하고 있음을 보이고 있다. 도 15의 (e)에는 DC/AC 인버터의 입력측 직류링크 전압이 도시되어 있다. 도 15의 (f)에 도시된 각 전력을 참조하면, 야간모드에서 태양전지(10)의 출력전력(Ppv)은 나타나지 않고, 계통전력(Pg)만 1[kW]의 비선형 부하에 공급되고 있다.
또한, 도 16에 도시한 바와 같이, 각 전류의 주파수 성분을 분석한 결과 그래프를 참조하면, 도 11의 (a)에는 계통전류의 기본파 성분만 나타나 있다. 그러므로 전력품질이 저하되지 않고 있다. 도 16의 (b)에는 비선형 부하에 흐르는 전류에 비선형 부하에 따른 고조파 성분이 나타나 있다. 도 16의 (c)에는 계통 전류의 왜곡을 보상하는 고조파 성분이 나타나 있다. 야간 모드여서 발전을 하고 있지 않기 때문에 기본파 성분의 주파수는 나타나 있지 않다.
전술한 바와 같은 본 발명에서, 기존의 계통연계 시스템에 부하전류 검출회로를 추가하고 전력품질제어(PQC) 알고리즘을 추가하여 APF 기능까지 수행함으로써 분산전원 이외에 전력품질기기인 능동파워필터(APF)를 추가적으로 설치할 필요가 없으므로 경제적, 공간적 이점을 가진다.
그리고, 태양광 발전 시스템을 주야간 다 사용하므로 사용률을 100[%]로 운영될 수 있다.
본 발명에서는 부하 전류 검출회로만 있으면 되므로, 전류에 대해 Goertzel 알고리즘을 이용하는 단순 연산을 수행하여 기존의 전압, 전류의 실효(RMS)치를 구하는 방식보다 현저히 연산량이 적으므로 빠른 연산이 가능하다는 장점이 있다.
30 : DC/AC 인버터 40 : 계통
50 : 비선형 부하 100 : 계통전압 위상 추종부
110 : 위상 검출기 120 : 신호 생성기
200 : 기본파 추출부 210 : 피드백 회로부
220 ; 피드포워드 회로부 230 : 연산부
300 : 제1 연산부 400 : 제2 연산부
410 ; 곱셈부 420 : 가산부
500 : 제어부 510 : 전류 제어부
520 : PWM 제어부 600 : 전압 제어부

Claims (20)

  1. 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통에 인버터 전류를 공급하는 DC/AC 인버터를 포함하는 파워 시스템에 적용되는 전력 품질 제어 장치에 있어서,
    상기 계통으로부터의 계통전압의 위상을 갖는 계통신호를 생성하는 계통전압 위상 추종부;
    상기 DC/AC 인버터와 계통 사이에 연결된 비선형 부하로 유입되는 부하전류의 기본파의 크기를 추출하는 기본파 추출부;
    상기 기본파 추출부로부터의 기본파의 크기에서 기설정된 전류 보상값을 감산하는 제1 연산부; 및
    상기 제1 연산부의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류를 이용하여 상기 DC/AC 인버터용 인버터 전류 지령치를 생성하는 제2 연산부
    를 포함하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 계통전압 위상 추종부는
    상기 계통전압의 위상을 검출하는 위상 검출기; 및
    상기 위상 검출기로부터의 위상에 기초해, 상기 계통전압의 위상과 동일한 위상을 갖고, 기설정된 단위크기를 갖는 상기 계통신호를 생성하는 신호 생성기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 기본파 추출부는,
    이산 푸리에 변환(DFT), 고속 푸리에 변환(FFT) 및 이산 퓨리에 변환을 이용하는 Goertzel 알고리즘 중에서 하나의 알고리즘으로 구현되어, 상기 부하전류에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기를 검출하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 기본파 추출부는,
    하기 수학식과 같은 전달함수(H(z))를 갖는 것
    [수학식]
    Figure 112010053256781-pat00036

    (여기서, k는 이산 주파수, N은 계통전압의 한주기 동안의 샘플링 수)
    을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 제2 연산부는,
    상기 제1 연산부의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부로부터의 계통신호를 곱셈하는 곱셈부; 및
    상기 곱셈부의 출력신호를 상기 부하 전류에서 감산하여 상기 인버터 전류 지령치를 생성하는 가산부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 DC/AC 인버터의 입력측 DC 전압과 기설정된 DC 전압와의 전압오차를 구하고, 상기 전압오차를 상기 보상값으로 제공하는 전압 제어부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  7. 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통에 인버터 전류를 공급하는 DC/AC 인버터를 포함하는 파워 시스템에 적용되는 전력 품질 제어 장치에 있어서,
    상기 계통으로부터의 계통전압의 위상을 갖는 계통신호를 생성하는 계통전압 위상 추종부;
    상기 DC/AC 인버터와 계통 사이에 연결된 비선형 부하로 유입되는 부하전류의 기본파의 크기를 추출하는 기본파 추출부;
    상기 기본파 추출부로부터의 기본파의 크기에서 기설정된 전류 보상값을 감산하는 제1 연산부;
    상기 제1 연산부의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류를 이용하여 상기 DC/AC 인버터용 인버터 전류 지령치를 생성하는 제2 연산부; 및
    상기 제2 연산부로부터의 인버터 전류 지령치에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터를 제어하는 제어부
    를 포함하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 계통전압 위상 추종부는
    상기 계통전압의 위상을 검출하는 위상 검출기; 및
    상기 위상 검출기로부터의 위상에 기초해, 상기 계통전압의 위상과 동일한 위상을 갖고, 기설정된 단위크기를 갖는 상기 계통신호를 생성하는 신호 생성기
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  9. 제7항에 있어서, 상기 기본파 추출부는,
    이산 푸리에 변환(DFT), 고속 푸리에 변환(FFT) 및 이산 퓨리에 변환을 이용하는 Goertzel 알고리즘 중에서 하나의 알고리즘으로 구현되어, 상기 부하전류에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기를 검출하는 것
    을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 기본파 추출부는,
    하기 수학식과 같은 전달함수(H(z))를 갖는 것
    [수학식]
    Figure 112010053256781-pat00037

    (여기서, k는 이산 주파수, N은 계통전압의 한주기 동안의 샘플링 수)
    을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  11. 제7항에 있어서, 상기 제2 연산부는,
    상기 제1 연산부의 출력값과 상기 계통전압 위상 추종부로부터의 계통신호를 곱셈하는 곱셈부; 및
    상기 곱셈부의 출력신호를 상기 부하 전류에서 감산하여 상기 인버터 전류 지령치를 생성하는 가산부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  12. 제7항에 있어서,
    상기 DC/AC 인버터의 입력측 DC 전압과 기설정된 DC 전압와의 전압오차를 구하고, 상기 전압오차를 상기 보상값으로 제공하는 전압 제어부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 장치.
  13. 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 계통에 인버터 전류를 공급하는 DC/AC 인버터를 포함하는 파워 시스템에 적용되는 전력 품질 제어 방법에 있어서,
    상기 계통으로부터의 계통전압의 위상을 갖는 계통신호를 생성하는 계통신호 생성단계;
    상기 DC/AC 인버터와 계통 사이에 연결된 비선형 부하로 유입되는 부하전류의 기본파의 크기를 추출하는 기본파 추출단계; 및
    상기 기본파 추출단계로부터의 기본파의 크기에서 기설정된 전류 보상값을 감산하는 제1 연산단계; 및
    상기 제1 연산단계의 출력값과 상기 계통신호 생성단계로부터의 계통신호 및 상기 부하 전류를 이용하여 상기 DC/AC 인버터용 인버터 전류 지령치를 생성하는 제2 연산단계
    를 포함하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 계통신호 생성단계는,
    상기 계통전압의 위상을 검출하는 위상 검출단계; 및
    상기 위상 검출단계로부터의 위상에 기초해, 상기 계통전압의 위상과 동일한 위상을 갖고, 기설정된 단위크기를 갖는 상기 계통신호를 생성하는 신호 생성단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법.
  15. 제13항에 있어서, 상기 기본파 추출단계는,
    이산 푸리에 변환(DFT), 고속 푸리에 변환(FFT) 및 이산 퓨리에 변환을 이용하는 Goertzel 알고리즘 중에서 하나의 알고리즘으로 구현되어, 상기 부하전류에서 기본파를 추출하고, 이 추출된 기본파의 크기를 검출하는 것
    을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 기본파 추출단계는,
    하기 수학식과 같이 전달함수(H(z))를 과 같은 갖는 것
    [수학식]
    Figure 112010053256781-pat00038

    (여기서, k는 이산 주파수, N은 계통전압의 한주기 동안의 샘플링 수)
    을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법.
  17. 제13항에 있어서, 상기 제2 연산단계는,
    상기 제1 연산단계의 출력값과 상기 계통신호 생성단계로부터의 계통신호를 곱셈하는 곱셈단계; 및
    상기 곱셈단계의 출력신호를 상기 부하 전류에서 감산하여 상기 인버터 전류 지령치를 생성하는 가산단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 제2 연산단계로부터의 인버터 전류 지령치에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터를 제어하는 제어단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법.
  19. 제18항에 있어서, 상기 제어단계는,
    상기 제2 연산단계로부터의 인버터 전류 지령치와 상기 인버터 전류와의 인버터 전류 오차를 검출하는 전류 제어단계; 및
    상기 전류 제어단계로부터의 인버터 전류 오차에 기초해서, 상기 DC/AC 인버터를 제어하기 위한 PWM 인버터 신호를 제공하는 PWM 제어단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법.
  20. 제13항에 있어서,
    상기 DC/AC 인버터의 입력측 DC 전압과 기설정된 DC 전압와의 전압오차를 구하고, 상기 전압오차를 상기 보상값으로 제공하는 전압 제어단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 발전 시스템의 전력 품질 제어 방법.
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