JP6605419B2 - アクティブフィルタ - Google Patents

Description

本発明は、交流電源から出力される電源電流の高調波成分を打ち消す補償電流を出力するアクティブフィルタに関するものである。

交流電源から出力される交流電流に高調波成分が含まれていると、交流電源に接続された負荷に悪影響を及ぼし、電力ロスを誘発するので好ましくない。そこで、この高調波成分を除去するアクティブフィルタが知られている。

アクティブフィルタは、例えば、コンデンサと、コンデンサに蓄積された直流電圧を交流電圧に変換し、高調波成分を除去するための補償電圧を生成するインバータと、インバータから出力された補償電圧を補償電流に変換し、交流電源から出力される交流電流に重畳するリアクトルと、インバータを制御する制御回路とで構成される。

図６は特許文献１に記載された従来のアクティブフィルタの制御回路の構成を示す図である。３相２相変換器（１）は、負荷に供給される交流電力に含まれる瞬時有効電力と瞬時無効電力とを算出する。第１のローパスフィルタ（２）は、瞬時有効電力の直流成分を抽出する。第１の減算器（３）は、瞬時有効電力から前記抽出された直流成分を減算じることで瞬時有効電力の交流成分を抽出する。

第２のローパスフィルタ（５）は、瞬時無効電力の直流成分を抽出する。第２の減算器（６）は、瞬時無効電力から前記抽出された直流成分を減算じることで瞬時無効電力の交流成分を抽出する。

２相３相変換器（９）は、第１の減算器（３）で得られた瞬時有効電力の交流成分と第２の減算器（６）で得られた瞬時無効電力の交流成分とをもとに、３相の目標電流値を算出する。

従来のアクティブフィルタでは、負荷の要求電力が急激に変化した場合、第１及び第２のローパスフィルタ（２）及び（５）の時間遅れにより、本来除去すべき電力成分を除去できず、出力する必要のない電力成分を出力するという問題があった。

そこで、特許文献１のアクティブフィルタは、第１のローパスフィルタ（２）の出力変動を監視する第１の変動監視部（４）と、第２のローパスフィルタ（５）の出力変動を監視する第２の監視部（７）とを設けた。そして、出力調整部（８）は、第１又は第２のローパスフィルタ（２）又は（５）の出力変動が所定値より大きければ、２相３相変換器（９）の出力を零にし、アクティブフィルタの出力を制限する。

特許第３７１５１３５号公報

このように特許文献１は、負荷の要求電力が大きく変化した場合、アクティブフィルタの出力が制限されるので、この場合において、電源電流に含まれる高調波成分を除去できないという問題がある。また、特許文献１は、コンデンサの電圧を維持する制御が行われていないので、負荷の要求電力が変化した場合、その変化に追従する補償電流を速やかに生成することができないという問題がある。

本発明の目的は、負荷の要求電力の変化に対して、補償電流の出力を制限することなく、その変化に追従する補償電流を高い応答性で出力するアクティブフィルタを提供することである。

本発明の一態様に係るアクティブフィルタは、交流電源と負荷と並列接続され、交流電源から出力される電源電流の高調波成分を打ち消す補償電流を生成するアクティブフィルタであって、
コンデンサと、
前記コンデンサが蓄積するコンデンサ電圧を交流電圧に変換し、補償電圧を生成するインバータと、
前記生成された補償電圧を前記補償電流に変換し、前記電源電流に重畳するリアクトルと、
前記交流電源が出力する電源電圧を検出する第１電圧センサと、
前記負荷に入力される負荷電流を検出する第１電流センサと、
前記コンデンサ電圧を検出する第２電圧センサと、
前記補償電流を検出する第２電流センサと、
前記検出されたコンデンサ電圧を所定の目標コンデンサ電圧に維持するための第１電力値を算出する第１電力算出部と、
前記検出された電源電圧と、前記検出された補償電流とを用いたフィードフォワード制御により、前記負荷の要求電力の変化量を示す第２電力値を算出する第２電力算出部と、
前記検出された電源電圧と前記検出された負荷電流とを、瞬時有効電力と瞬時無効電力とに変換する第１変換部と、
前記変換された瞬時有効電力の交流成分を打ち消す第３電力値を算出する第３電力算出部と、
前記第１〜第３電力値を加算して目標瞬時有効電力を算出すると共に、前記変換部で変換された瞬時無効電力を打ち消す目標瞬時無効電力を算出する目標電力算出部と、
前記算出された目標瞬時有効電力と前記算出された目標瞬時無効電力とを、前記インバータの目標電流に変換する第２変換部と、
前記変換された目標電流と前記検出された補償電流と前記検出された電源電圧とに基づいて、前記インバータに前記補償電圧を生成させる電圧指令値を算出するインバータ制御部とを備える。

本態様では、交流電源から出力される交流電力の高調波成分を示す瞬時有効電力の交流成分を打ち消す第３電力値と、瞬時無効電力を打ち消す目標瞬時無効電力とを考慮に入れて補償電流が生成され、生成された補償電流が交流電源から出力される交流電流に重畳されている。これにより、本態様では、高調波成分の除去が図られている。

但し、これだけでは、負荷の要求電力が大きく変化した場合、適切な補償電流を生成できない。そこで、本態様は、コンデンサ電圧を目標コンデンサ電圧に維持するための第１電力値を算出し、この第１電力値を考慮に入れて補償電流を生成する。そのため、負荷の要求電力が大きく変化したとしても、コンデンサに蓄えられたエネルギーの不足によって適切な補償電流を生成できなくなることを防止できる。

更に、本態様は、負荷の要求電力の変化量を示す第２電力値を考慮に入れて補償電流を生成する。そのため、この構成によっても、コンデンサ電圧の変動を抑制でき、コンデンサに蓄えられたエネルギーの不足によって適切な補償電流を生成できなくなることを防止できる。更に、第２電力値は、検出された電源電圧と、検出された補償電流とを用いたフィードフォワード制御により算出されているので、コンデンサの電力不足を高い応答性で補償できる。

更に、本態様は、負荷の要求電力が大幅に変化しても、高い応答性で適切な補償電流を生成できるので、特許文献１のように、負荷の要求電力が大幅に変化した場合、補償電流の出力を制限する必要がない。

上記態様において、現在の周期よりも過去の周期で検出された電源電圧に基づいて、前記現在の周期の電源電圧の振幅と前記振幅に対応する位相とを算出し、前記算出した振幅と位相とに基づいて、前記現在の周期の電源電圧から脈動成分が除去された予測電源電圧を生成する予測部を更に備え、
前記インバータ制御部は、前記検出された電源電圧に代えて前記予測電源電圧に基づいて前記電圧指令値を算出してもよい。

本態様によれば、脈動成分が除去された予測電源電圧に基づいて電圧指令値が算出されているので、より適切な補償電流を生成できる。

上記態様において、前記第１電力算出部は、前記検出されたコンデンサ電圧における前記コンデンサのエネルギーと前記目標コンデンサ電圧における前記コンデンサのエネルギーとの偏差を零にするフィードバック制御により前記第１電力値を算出してもよい。

本態様によれば、検出されたコンデンサ電圧に基づいて算出されたコンデンサのエルギーと、目標コンデンサ電圧に基づいて算出されたコンデンサのエネルギーとの偏差を零にするフィードバック制御により、第１電力値が算出されているので、コンデンサ電圧をより正確に目標コンデンサ電圧に維持できる。また、電圧の２乗に比例するコンデンサのエネルギーの偏差を観測しているので、偏差を敏感に観測できる。

なお、フィードバック制御を適用することで、第１電力値の応答性は低下するが、第２電力値はフィードフォワード制御により算出されており、応答性が高い。そのため、本態様を採用したとしても、第１電力値の応答性の低下は第２電力値により補われるので、コンデンサの電力変動を高い応答性で抑制できる。

上記態様において、前記交流電源は、３相の交流電源であり、
前記フィードフォワード制御は、前記検出された電源電圧と前記検出された補償電流との各相の乗算値を加算した値を前記第２電力値として算出する制御であってもよい。

本態様によれば、第２電力値を高い応答性で正確に算出できる。

本発明によれば、負荷の要求電力の変化に対して、補償電流の出力を制限することなく、その変化に追従する補償電流を高い応答性で出力することができる。

本発明の実施の形態１に係るアクティブフィルタの全体構成を示すブロック図である。 コントローラの詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係るアクティブフィルタの処理を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態２に係るアクティブフィルタのコントローラの詳細を示すブロック図である。 予測部の処理を説明するための波形図である。 従来のアクティブフィルタを示すブロック図である。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るアクティブフィルタ１の全体構成を示すブロック図である。アクティブフィルタ１は、交流電源１１０から出力される電源電流の高調波成分を打ち消す補償電流Ｉｃを生成する。

交流電源１１０と負荷１２０とは三相交流の電源ラインＬ１を介して接続されている。電源ラインＬ１は、ｕ，ｖ，ｗの各相に対応する３本の電源ラインＬ１ｕ，Ｌ１ｖ，Ｌ１ｗを含む。アクティブフィルタ１は、出力ラインＬ２を介して電源ラインＬ１と接続されている。出力ラインＬ２は、ｕ，ｖ，ｗの各相に対応する出力ラインＬ２ｕ，Ｌ２ｖ，Ｌ２ｗを含む。出力ラインＬ２ｕ，Ｌ２ｖ，Ｌ２ｗは、それぞれ、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを介して電源ラインＬ１ｕ，Ｌ１ｖ，Ｌ１ｗと接続されている。これにより、アクティブフィルタ１は、交流電源１１０と負荷１２０と並列接続される。

交流電源１１０は、例えば、系統交流電源であり、所定の周波数成分を基本周波数成分とする３相の交流電流である電源電流Ｉｓを電源ラインＬ１を介して負荷１２０に供給する。基本周波数成分の周波数としては、日本であれば、例えば５０Ｈｚ，６０Ｈｚが採用される。電源電流Ｉｓは、基本周波数成分の他に複数の高調波成分を含む。これらの高調波成分は負荷１２０に悪影響を及ぼし、電力ロスを誘発する。そこで、アクティブフィルタ１は、電源電流Ｉｓに補償電流Ｉｃを重畳することで、電源電流Ｉｓに含まれる高調波成分を除去する。

負荷１２０は、例えば、電源電流Ｉｓにより駆動される電気機器である。負荷１２０に入力される電源電流Ｉｓを負荷電流ＩＬと呼ぶ。

アクティブフィルタ１は、コンデンサ１０、インバータ２０、リアクトル３０、及びコントローラ７０を備える。コンデンサ１０は、例えば、電解コンデンサで構成される。以下、コンデンサ１０で発生する直流電圧をコンデンサ電圧Ｖｄｃと呼ぶ。

インバータ２０は、コントローラ７０の制御の下、コンデンサ電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、高調波成分を除去するための補償電圧Ｖｃを生成する。インバータ２０は、３相インバータで構成され、６つのスイッチＳＷ１〜ＳＷ６を備える。スイッチＳＷ１，ＳＷ２はＵ相に対応し、スイッチＳＷ３，ＳＷ４はＶ相に対応し、スイッチＳＷ５，ＳＷ６はＷ相に対応する。スイッチＳＷ１，ＳＷ３，ＳＷ５はインバータ２０の上アームを構成し、スイッチＳＷ２，ＳＷ４，ＳＷ６はインバータ２０の下アームを構成する。

スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とは接続点Ｏｕを介して接続され、スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４とは接続点Ｏｖを介して接続され、スイッチＳＷ５とスイッチＳＷ６とは接続点Ｏｗを介して接続されている。接続点Ｏｕ，Ｏｖ，Ｏｗには、それぞれ、出力ラインＬ２ｕ，Ｌ２ｖ，Ｌ２ｗが接続されている。

スイッチＳＷ１〜ＳＷ６は、それぞれ、トランジスタＱとダイオードＤとを備える。トランジスタＱは、例えばＩＧＢＴで構成される。図１の例では、トランジスタＱは、ｎｐｎ型のＩＧＢＴで構成されているが、ｐｎｐ型のＩＧＢＴで構成されてもよい。なお、トランジスタＱはＩＧＢＴ以外のＭＯＳＦＥＴ等の電界効果型のトランジスタで構成されてもよいし、バイポーラトランジスタで構成されてもよい。

トランジスタＱは、ゲートがコントローラ７０に接続され、コントローラ７０から供給されるＰＷＭ信号にしたがってオン、オフする。ダイオードＤは還流ダイオードであり、アノードがトランジスタＱのエミッタに接続され、カソードがトランジスタＱのコレクタに接続されている。

リアクトル３０は、ｕ，ｖ，ｗの各相に対応するリアクトル３１，３２，３３で構成されている。リアクトル３１，３２，３３は、それぞれ、出力ラインＬ２ｕ，Ｌ２ｖ，Ｌ２ｗ上に設けられている。リアクトル３０は、インバータ２０から出力された補償電圧Ｖｃを補償電流Ｉｃに変換し、電源ラインＬ１に供給する。これにより、補償電流Ｉｃが電源電流Ｉｓに重畳され、電源電流Ｉｓに含まれる高調波成分が除去される。

アクティブフィルタ１は、更に、電流センサ４０、電圧センサ５０、電流センサ６０，電圧センサ６５を備える。

電流センサ４０は、ｕ，ｖ，ｗの各相の補償電流Ｉｃである補償電流Ｉｃｕ，Ｉｃｖ，Ｉｃｗを検出する。ここで、電流センサ４０は、ｕ，ｖ，ｗ相のうちいずれか２相に対応する２つの電流センサで構成されている。この場合、電流センサ４０は、２つの電流センサが検出した２相の補償電流Ｉｃから残りの１相の補償電流Ｉｃを算出することで、ｕ，ｖ，ｗの各相の補償電流Ｉｃを検出すればよい。なお、電流センサ４０は、ｕ，ｖ，ｗの各相に対応する３つの電流センサで構成されてもよい。このことは、電流センサ６０も同じである。

電圧センサ５０は、ｕ，ｖ，ｗの各相の電源電圧Ｖｓである電源電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗを検出する。電圧センサ５０は、ｕｖ相、ｖｗ相というように２つ相間電圧を検出する２つの電圧センサで構成される。そして、電圧センサ５０は、両電圧センサが検出した２つの相間電圧から残り１相の電圧を算出することで、ｕ，ｖ，ｗの各相の電源電圧Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗを検出すればよい。或いは、電圧センサ５０は、ｕ，ｖ，ｗの各相に対応する３つの電圧センサで構成されてもよい。

電流センサ６０は、ｕ，ｖ，ｗの各相の負荷電流ＩＬである負荷電流ＩＬｕ，ＩＬｖ，ＩＬｗを検出する。電圧センサ６５はコンデンサ電圧Ｖｄｃを検出する。

コントローラ７０は、ＣＰＵ及びＲＯＭを含むコンピュータで構成され、アクティブフィルタ１を制御する。

図２は、コントローラ７０の詳細な構成を示すブロック図である。コントローラ７０は、コンデンサ制御部７１（第１電力算出部の一例）、変化量算出部７２（第２電力算出部の一例）、ｐｑ変換部７３（第１変換部の一例）、抽出部７４（第３電力算出部の一例）、目標電力算出部７５、ｐｑ逆変換部７６（第２変換部の一例）、及びインバータ制御部７７を備える。

コンデンサ制御部７１は、コンデンサ電圧Ｖｄｃを所定の目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆに維持するための電力値ｐｄｃを算出する。詳細には、コンデンサ制御部７１は、エネルギー算出部７１１，７１２、減算器７１３、及びＰＩ制御部７１４を備える。エネルギー算出部７１１は、コンデンサ電圧Ｖｄｃが目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆである場合のコンデンサ１０の電気エネルギーである目標電気エネルギーＥ１を算出する。エネルギー算出部７１２は、電圧センサ６５が検出したコンデンサ電圧Ｖｄｃを用いてコンデンサ１０の現在の電気エネルギーＥ２を算出する。

エネルギー算出部７１１は、Ｃ・ｕ²／２の数式においてｕに目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを入力し、Ｃにコンデンサ１０のキャパシタンスを入力することで、目標電気エネルギーＥ１を算出すればよい。また、エネルギー算出部７１２は、Ｃ・ｕ²／２の数式においてｕに電圧センサ６５が検出したコンデンサ電圧Ｖｄｃを入力し、Ｃにコンデンサ１０のキャパシタンスを入力することで、電気エネルギーＥ２を算出すればよい。

なお、エネルギー算出部７１１は、事前に計算された目標電気エネルギーＥ１をメモリから読み出して減算器７１３に出力してもよい。目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとしては、例えば、電源電圧Ｖｓの定格電圧と、コンデンサ１０の定格電圧とを考慮して、負荷１２０の要求電力が大きく変化したとしても、インバータ２０が適切な補償電圧Ｖｃを生成し得る所定の電圧値が採用できる。適切な補償電圧Ｖｃとは、電源電圧Ｖｓに含まれる高調波成分を除去可能な補償電圧Ｖｃを指す。

減算器７１３は、目標電気エネルギーＥ１から電気エネルギーＥ２を減じることで、目標電気エネルギーＥ１に対する電気エネルギーＥ２の偏差ｅ１を算出する。ＰＩ制御部７１４は、ＰＩ制御（比例・積分制御）により、偏差ｅ１を０にする電力値ｐｄｃ（第１電力値の一例）を算出する。すなわち、ＰＩ制御部７１４は、フィードバック制御により偏差ｅ１を０にする電力値ｐｄｃを算出する。

変化量算出部７２は、電流センサ４０が検出した補償電流Ｉｃと電圧センサ５０が検出した電源電圧Ｖｓとを用いたフィードフォワード制御により、負荷１２０の要求電力の変化によるコンデンサ電圧Ｖｄｃの変化量を示す電力値ｐｌｏｓｓ（第２電力値の一例）を算出する。ここで、変化量算出部７２は、下記の式（１）を用いて電力値ｐｌｏｓｓを算出する。

ｐｌｏｓｓ＝Ｉｃｕ・Ｖｓｕ＋Ｉｃｖ・Ｖｓｖ＋Ｉｃｗ・Ｖｓｗ （１）
すなわち、変化量算出部７２は、補償電流Ｉｃと電源電圧Ｖｓとの各相の乗算値を加算することで、電力値ｐｌｏｓｓを算出する。コンデンサ１０の電力変化量は、アクティブフィルタ１の損失に依存し、式（１）の電力値ｐｌｏｓｓはアクティブフィルタ１の損失を示す。よって、電力値ｐｌｏｓｓは、負荷１２０の要求電力の変化によるコンデンサ１０の電力変化量を示す。

電源電流Ｉｓに高調波成分が含まれていなければ、理想的には、アクティブフィルタ１の損失が０、すなわち、電力値ｐｌｏｓｓが零になる。但し、実際には、回路中に含まれる抵抗成分により電力損失が生じる。よって、電源電流Ｉｓに高調波成分が含まれていない場合であっても、実際には、電力値ｐｌｏｓｓは０にならない。

ｐｑ変換部７３は、電圧センサ５０が検出した電源電圧Ｖｓと、電流センサ６０が検出した負荷電流ＩＬとを用いて、負荷電流ＩＬを瞬時有効電力ｐと瞬時無効電力ｑとに変換する。ここで、ｐｑ変換部７３は、特許文献１の３相２相変換器と同じ手法を用いて瞬時有効電力ｐと瞬時無効電力ｑとを算出すればよい。

抽出部７４は、瞬時有効電力ｐの交流成分を打ち消す電力値ｐａ（第３電力値の一例）を算出する。詳細には、抽出部７４は、ローパスフィルタ７４１と、減算器７４２とを備える。ローパスフィルタ７４１は、瞬時有効電力ｐに含まれる直流成分ｐｄを抽出する。減算器７４２は、直流成分から瞬時有効電力ｐを減じることで、電力値ｐａを算出する。ここで、減算器７４２は、直流成分ｐｄから瞬時有効電力ｐを減じているので、電力値ｐａは瞬時有効電力ｐに含まれる交流成分に対して−１を乗じた値になる。よって、電力値ｐａは、瞬時有効電力ｐに含まれる交流成分を打ち消す電力値を示す。

目標電力算出部７５は、加算器７５１と、乗算器７５２とを備える。加算器７５１は、電力値ｐｄｃと電力値ｐｌｏｓｓと電力値ｐａとを加算し、目標瞬時有効電力ｐ’を算出する。なお、目標瞬時有効電力ｐ’は、コンデンサ１０を目標電気エネルギーＥ１に維持し、且つ、アクティブフィルタ１の電力損失、すなわち、負荷１２０の要求電力の変化量を補い、且つ、瞬時有効電力の交流成分を打ち消す電力値を示す。

乗算器７５２は、瞬時無効電力ｑに−１を乗じ、瞬時無効電力を打ち消す目標瞬時無効電力ｑ’を算出する。

ｐｑ逆変換部７６は、目標瞬時有効電力ｐ’と目標瞬時無効電力ｑ’とを用いてインバータ２０の目標電流Ｉｒｅｆを算出する。ここで、ｐｑ逆変換部７６は、特許文献１の２相３相変換器と同じ手法を用いて目標電流Ｉｒｅｆを算出すればよい。目標電流Ｉｒｅｆは、ｕ，ｖ，ｗの各相に対応する目標電流Ｉｒｅｆ＿ｕ，Ｉｒｅｆ＿ｖ，Ｉｒｅｆ＿ｗを含む。

インバータ制御部７７は、目標電流Ｉｒｅｆと、電流センサ４０で検出された補償電流Ｉｃと、電圧センサ５０で検出された電源電圧Ｖｓとを用いて、インバータ２０に補償電圧Ｖｃを生成させるための電圧指令値Ｖｏを算出する。

インバータ制御部７７は、減算器７７１、Ｐ制御部７７２、及びＰＷＭ生成部７７３を備える。減算器７７１は、目標電流Ｉｒｅｆから電流センサ４０で検出された補償電流Ｉｃを減じることで、両電流の偏差ｅ２を算出する。詳細には、減算器７７１は、（ｅ２＿ｕ，ｅ２＿ｖ，ｅ２＿ｗ）＝（Ｉｒｅｆ＿ｕ−Ｉｃｕ，Ｉｒｅｆ＿ｖ−Ｉｃｖ，Ｉｒｅｆ＿ｗ−Ｉｃｖ）の演算により、偏差ｅ２を算出する。

Ｐ制御部７７２は、Ｐ制御（比例制御）により、偏差ｅ２を零にする（目標電流Ｉｒｅｆを補償電流Ｉｃとする）ために必要な補償電圧Ｖｃを算出する。詳細には、Ｐ制御部７７２は、相毎の偏差ｅ２（ｅ２＿ｕ，ｅ２＿ｖ，ｅ２＿ｗ）を零にするために必要な相毎の補償電圧Ｖｃ（Ｖｃｕ，Ｖｃｖ，Ｖｃｗ）を算出する。

ＰＷＭ生成部７７３は、補償電圧Ｖｃに電源電圧Ｖｓを加算し、電圧指令値Ｖｏを算出する。詳細には、ＰＷＭ生成部７７３は、（Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，Ｖｏｗ）＝（Ｖｃｕ＋Ｖｓｕ，Ｖｃｖ＋Ｖｓｖ，Ｖｃｗ＋Ｖｓｗ）により、電圧指令値Ｖｏを算出する。そして、ＰＷＭ生成部７７３は電圧指令値Ｖｏ（Ｖｏｕ，Ｖｏｖ，Ｖｏｗ）に応じたｕ，ｖ，ｗの各相のＰＷＭ信号を生成する。

ＰＷＭ生成部７７３は、生成したｕ相のＰＷＭ信号をスイッチＳＷ１に出力し、生成したｕ相のＰＷＭ信号を反転させたＰＷＭ信号をスイッチＳＷ２に出力する。また、ＰＷＭ生成部７７３は、生成したｖ相のＰＷＭ信号をスイッチＳＷ３に出力し、生成したｖ相のＰＷＭ信号を反転させたＰＷＭ信号をスイッチＳＷ４に出力する。また、ＰＷＭ生成部７７３は、生成したｗ相のＰＷＭ信号をスイッチＳＷ５に出力し、生成したｗ相のＰＷＭ信号を反転させたＰＷＭ信号をスイッチＳＷ６に出力する。

図１を参照し、接続点Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗには、電源電圧Ｖｓが印加され、接続点Ｏｕ，Ｏｖ，Ｏｗには、電圧指令値Ｖｏに応じた電圧（Ｖｃ＋Ｖｓ）が印加される。そのため、リアクトル３１，３２，３３には、電源電圧Ｖｓと電圧指令値Ｖｏに応じた電圧（Ｖｃ＋Ｖｓ）との電圧差の電圧（＝Ｖｃ）が印加されるので、インバータ２０から補償電圧Ｖｃが出力されることになる。

図３は、本発明の実施の形態１に係るアクティブフィルタ１の処理を示すフローチャートである。このフローチャートは、所定の制御周期で一定の時間間隔で実行される。

まず、ｐｑ変換部７３は、電源電圧Ｖｓと負荷電流ＩＬとを用いて瞬時有効電力ｐと瞬時無効電力ｑとを生成する（Ｓ３０１）。

次に、抽出部７４は、瞬時有効電力ｐに含まれる交流成分を打ち消す電力値ｐａを算出する（Ｓ３０２）。次に、コンデンサ制御部７１は、コンデンサ電圧Ｖｄｃを所定の目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆに維持するための電力値ｐｄｃを算出する（Ｓ３０３）。

次に、変化量算出部７２は、電源電圧Ｖｓと補償電流Ｉｃとを上記の式（１）に代入し、電力値ｐｌｏｓｓ算出する（Ｓ３０４）。

次に、加算器７５１は、電力値ｐｄｃ＋電力値ｐｌｏｓｓ＋電力値ｐａにより目標瞬時有効電力ｐ’を算出し、乗算器７５２は、瞬時無効電力ｑ×（−１）により目標瞬時無効電力ｑ’を算出する（Ｓ３０５）。

次に、ｐｑ逆変換部７６は、目標瞬時有効電力ｐ’と目標瞬時無効電力ｑ’とを用いて、目標電流Ｉｒｅｆを算出する（Ｓ３０６）。

次に、インバータ制御部７７は、補償電流Ｉｃを目標電流Ｉｒｅｆにするための電圧指令値Ｖｏを算出し、算出した電圧指令値Ｖｏを用いてスイッチＳＷ１〜ＳＷ６に対するＰＷＭ信号を生成する。

以上により、アクティブフィルタ１から補償電流Ｉｃが出力され、補償電流Ｉｃが電源電流Ｉｓに重畳され、電源電流Ｉｓに含まれる高調波成分が除去される。

このように、実施の形態１によれば、交流電源１１０から出力される交流電力の高調波成分を示す瞬時有効電力ｐの交流成分を打ち消す目標瞬時有効電力ｐ’と、瞬時無効電力ｑを打ち消す目標瞬時無効電力ｑ’とを考慮に入れて補償電流Ｉｃが生成され、生成された補償電流Ｉｃが交流電源１１０から出力される電源電流Ｉｓに重畳されている。これにより、高調波成分の除去が図られている。

但し、これだけでは、負荷１２０の要求電力が大きく変化した場合、適切な補償電流Ｉｃを生成できない。そこで、実施の形態１は、コンデンサ電圧Ｖｄｃを目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆに維持するための電力値ｐｄｃを算出し、この電力値ｐｄｃを考慮に入れて補償電流Ｉｃを生成する。そのため、負荷１２０の要求電力が大きく変化したとしても、コンデンサ１０に蓄えられたエネルギーの不足によって適切な補償電流Ｉｃを生成することができなくなることを防止できる。

更に、実施の形態１は、電力値ｐｌｏｓｓを考慮に入れて補償電流Ｉｃを生成する。そのため、この構成によっても、コンデンサ電圧Ｖｄｃの変動を抑制でき、コンデンサ１０に蓄えられたエネルギーの不足によって適切な補償電流を生成できなくなることを防止できる。更に、電力値ｐｌｏｓｓは、検出された電源電圧Ｖｓと、検出された補償電流Ｉｃとを用いたフィードフォワード制御により算出されている。そのため、負荷１２０の要求電力が大幅に変化したとしても、コンデンサ電圧Ｖｄｃの変化に追従する補償電流Ｉｃを高い応答性で生成できる。

（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２に係るアクティブフィルタ１のコントローラ７０１の詳細を示すブロック図である。実施の形態２に係るアクティブフィルタ１は、電圧センサ５０が検出した電源電圧Ｖｓから脈動成分が除去された電源電圧Ｖｓである予測電源電圧Ｖｓ’を生成することを特徴とする。なお、実施の形態２において、実施の形態１と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明を省く。

図４に示すコントローラ７０１において、コントローラ７０との相違点は、新たに予測部８０が追加されている点にある。

一般的に、電源電圧Ｖｓには脈動成分（リプル）が含まれている。そこで、予測部８０は、現在の周期よりも過去の周期において、電圧センサ５０によって検出された電源電圧Ｖｓの波形に基づいて、現在の周期の電源電圧Ｖｓの振幅と振幅に対応する位相とを算出し、算出した振幅と位相とに基づいて、現在の周期の電源電圧Ｖｓから脈動成分が除去された予測電源電圧Ｖｓ’を生成する。

過去の周期としては、現在の周期より１つ前の電源電圧Ｖｓの周期であってもよいし、現在の周期よりも１つ前以前の過去の複数の周期であってもよい。過去の複数の周期を用いる場合、予測部８０は、過去複数の周期の電源電圧Ｖｓの平均波形を用いればよい。

以下、現在の周期の１つ前の周期の電源電圧Ｖｓの波形を用いて予測電源電圧Ｖｓ’を算出する処理について説明する。図５は、予測部８０の処理を説明するための波形図である。

予測部８０は、電圧センサ５０が検出した電源電圧Ｖｓの計測値からゼロクロスポイントを検出することで、１つ前の周期の電源電圧Ｖｓの波形の開始点Ｐ１と終了点Ｐ２とを検出する。次に、予測部８０は、開始点Ｐ１から終了点Ｐ２までの計測値から、プラス側のピーク電圧Ｖｐｅａｋを検出し、且つ、開始点Ｐ１からピーク電圧Ｖｐｅａｋまでの時間をピーク位相Ｐｐｅａｋとして検出する。なお、予測部８０はマイナス側のピーク電圧Ｖｐｅａｋ’と開始点Ｐ１からピーク電圧Ｖｐｅａｋ’までの時間をピーク位相Ｐｐｅａｋ’として検出してもよい。

次に、予測部８０は、ピーク電圧Ｖｐｅａｋを振幅Ｖｄとし、ピーク位相Ｐｐｅａｋ×４を周期Ｔｓとするサイン波を予測電源電圧Ｖｓ’として算出し、ＰＷＭ生成部７７３に出力する。これにより、電源電圧Ｖｓからリプルが除去された電源電圧Ｖｓが予測電源電圧Ｖｓ’として得られる。

なお、電源電圧Ｖｓは、ｕ，ｖ，ｗの３相の電源電圧Ｖｓ（Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗ）で構成されているので、予測部８０は、Ｖｓｕ，Ｖｓｖ，Ｖｓｗのそれぞれを個別に用いて、ｕ，ｖ，ｗの３相の予測電源電圧Ｖｓ’（Ｖｓ’ｕ，Ｖｓ’ｖ，Ｖｓ’ｗ）を算出すればよい。

ＰＷＭ生成部７７３は、電源電圧Ｖｓではなく予測電源電圧Ｖｓ’を用いて、電圧指令値Ｖｏを算出する。詳細には、ＰＷＭ生成部７７３は、予測電源電圧Ｖｓ’＋補償電圧Ｖｃにより電圧指令値Ｖｏを算出する。そして、ＰＷＭ生成部７７３は、生成した電圧指令値Ｖｏを用いてスイッチＳＷ１〜ＳＷ６に供給するＰＷＭ信号を生成する。

このように、実施の形態２に係るアクティブフィルタ１は、リプルが除去された予測電源電圧Ｖｓに基づいて電圧指令値Ｖｏが算出されているので、より適切な補償電流Ｉｃを生成できる。

（変形例１）
実施の形態２において、変化量算出部７２は、電力値ｐｌｏｓｓを算出する際に、電源電圧Ｖｓに代えて、予測電源電圧Ｖｓ’を用いて、電力値ｐｌｏｓｓを算出してもよい。これにより、リプルが除去された電源電圧Ｖｓを用いて電力値ｐｌｏｓｓが算出でき、正確な電力値ｐｌｏｓｓを算出できる。

（変形例２）
実施の形態１では、コンデンサ制御部７１は、目標電気エネルギーＥ１と電気エネルギーＥ２とのエネルギー差を偏差ｅ１として算出したが、本発明はこれに限定されない。コンデンサ制御部７１は、目標コンデンサ電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとコンデンサ電圧Ｖｄｃとの電圧差を偏差ｅ１として算出してもよい。

（変形例３）
実施の形態１において、コントローラ７０は、瞬時有効電力ｐと同様、ローパスフィルタを用いて瞬時無効電力ｑの直流成分を抽出し、抽出した直流成分から瞬時無効電力ｑを減じることで、瞬時無効電力ｑの交流成分を打ち消す瞬時目標電力ｑ’を生成してもよい。

ＩＬ 負荷電流
Ｉｃ 補償電流
Ｖｃ 補償電圧
Ｉｒｅｆ 目標電流
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５，ＳＷ６ スイッチ
Ｖｄｃ コンデンサ電圧
Ｖｄｃ＿ｒｅｆ 目標コンデンサ電圧
Ｖｏ 電圧指令値
Ｖｓ 電源電圧
Ｖｓ’ 予測電源電圧
ｐ 瞬時有効電力
ｐ’ 目標瞬時有効電力
ｐａ 電力値
ｑ 瞬時無効電力
ｑ’ 目標瞬時無効電力
１ アクティブフィルタ
１０ コンデンサ
２０ インバータ
３０ リアクトル
４０ 電流センサ
５０ 電圧センサ
６０ 電流センサ
６５ 電圧センサ
７０，７０１ コントローラ
７１ コンデンサ制御部
７２ 変化量算出部
７３ ｐｑ変換部
７４ 抽出部
７５ 目標電力算出部
７６ ｐｑ逆変換部
７７ インバータ制御部
８０ 予測部
１１０ 交流電源
１２０ 負荷

Claims (4)

1. 交流電源と負荷と並列接続され、交流電源から出力される電源電流の高調波成分を打ち消す補償電流を生成するアクティブフィルタであって、
   コンデンサと、
   前記コンデンサが蓄積するコンデンサ電圧を交流電圧に変換し、補償電圧を生成するインバータと、
   前記生成された補償電圧を前記補償電流に変換し、前記電源電流に重畳するリアクトルと、
   前記交流電源が出力する電源電圧を検出する第１電圧センサと、
   前記負荷に入力される負荷電流を検出する第１電流センサと、
   前記コンデンサ電圧を検出する第２電圧センサと、
   前記補償電流を検出する第２電流センサと、
   前記検出されたコンデンサ電圧を所定の目標コンデンサ電圧に維持するための第１電力値を算出する第１電力算出部と、
   前記検出された電源電圧と、前記検出された補償電流とを用いたフィードフォワード制御により、前記負荷の要求電力の変化量を示す第２電力値を算出する第２電力算出部と、
   前記検出された電源電圧と前記検出された負荷電流とを、瞬時有効電力と瞬時無効電力とに変換する第１変換部と、
   前記変換された瞬時有効電力の交流成分を打ち消す第３電力値を算出する第３電力算出部と、
   前記第１〜第３電力値を加算して目標瞬時有効電力を算出すると共に、前記変換部で変換された瞬時無効電力を打ち消す目標瞬時無効電力を算出する目標電力算出部と、
   前記算出された目標瞬時有効電力と前記算出された目標瞬時無効電力とを、前記インバータの目標電流に変換する第２変換部と、
   前記変換された目標電流と前記検出された補償電流と前記検出された電源電圧とに基づいて、前記インバータに前記補償電圧を生成させる電圧指令値を算出するインバータ制御部とを備えるアクティブフィルタ。
2. 現在の周期よりも過去の周期で検出された電源電圧に基づいて、前記現在の周期の電源電圧の振幅と前記振幅に対応する位相とを算出し、前記算出した振幅と位相とに基づいて、前記現在の周期の電源電圧から脈動成分が除去された予測電源電圧を生成する予測部を更に備え、
   前記インバータ制御部は、前記検出された電源電圧に代えて前記予測電源電圧に基づいて前記電圧指令値を算出する請求項１記載のアクティブフィルタ。
3. 前記第１電力算出部は、前記検出されたコンデンサ電圧における前記コンデンサのエネルギーと前記目標コンデンサ電圧における前記コンデンサのエネルギーとの偏差を零にするフィードバック制御により前記第１電力値を算出する請求項１又は２記載のアクティブフィルタ。
4. 前記交流電源は、３相の交流電源であり、
   前記フィードフォワード制御は、前記検出された電源電圧と前記検出された補償電流との各相の乗算値を加算した値を前記第２電力値として算出する制御である請求項１〜３のいずれかに記載のアクティブフィルタ。

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