JP6352848B2

JP6352848B2 - 三相平衡装置

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Publication number: JP6352848B2
Application number: JP2015075275A
Authority: JP
Inventors: 俊宏野木; 敏章下田
Original assignee: Kobe Steel Ltd
Current assignee: Kobe Steel Ltd
Priority date: 2015-04-01
Filing date: 2015-04-01
Publication date: 2018-07-04
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Also published as: JP2016195518A

Description

本発明は、交流電源から負荷に供給される交流の三相不平衡を補償する技術に関する。

三相交流を直流に変換するＰＷＭコンバータ装置が起動するときに、ＰＷＭコンバータに過大な交流電流が流れることを防止する技術がある（例えば、特許文献１参照）。この技術によれば、ＰＷＭコンバータ装置の起動時に直流出力電圧をホールドした値を、電圧指令値とし、その後、ＰＷＭコンバータ装置は、電圧指令値を時間関数的に上昇させる制御をすることにより、過大な交流電流がＰＷＭコンバータ装置に流れることを防ぐ。

三相交流とは、一般に、対称三相交流を意味するが、様々な原因で三相不平衡が生じる。例えば、三相交流の交流電源から単相負荷に電力を供給する場合、第１の相（例えば、ｕ相）及び第２の相（例えば、ｖ相）の電流が負荷に流れ、第３の相（例えば、ｗ相）の電流が負荷に流れないので、三相不平衡が生じる。三相不平衡が生じると、電力の効率が悪くなる。

三相平衡装置は、三相交流の不平衡を補償して、対称三相交流にする装置であり、例えば、非特許文献１に開示されている。三相平衡装置は、例えば、移動式電源車に搭載される自家発電機に設けられる。

特許第３４０７５５０号明細書

小関英雄、林敏之（東北大学）、"パワーエレクトロニクス機器による不平衡補償の検討"、［平成27年3月3日検索］、インターネット〈URL：http://www.ecei.tohoku.ac.jp/~moden/paper/paper/paper23.pdf〉

非特許文献１の図１に示すように、三相平衡装置は、コンデンサー及び変換部を備える。変換部は、ｕ相を制御する二つのスイッチング素子、ｖ相を制御する二つのスイッチング素子、及び、ｗ相を制御する二つのスイッチング素子を備え、入力された三相交流を直流に変換してコンデンサーを充電し、コンデンサーの放電で生じた直流を三相交流に変換して出力する。

コンデンサーの電圧が所定電圧（目標電圧）に到達していなければ、三相不平衡を補償する際に、変換部は、負荷に十分な補償電流を供給できない。このため、三相平衡装置が起動するとき、三相平衡装置は、コンデンサーの電圧を目標電圧にする制御をする。この制御において、コンデンサーに過大な電圧が印加されるとコンデンサーが破壊するおそれがあり、スイッチング素子に過大な電流が流れると、スイッチング素子が破壊するおそれがある。

本発明は、三相平衡装置の起動時にコンデンサーの電圧を目標電圧にする制御において、過大な電圧がコンデンサーに印加されたり、過大な電流がスイッチング素子に流れたりすることを防止できる三相平衡装置を提供することを目的とする。

本発明に係る三相平衡装置は、交流電源から負荷に供給される三相交流の三相不平衡を補償する三相平衡装置であって、コンデンサーと、三相交流の第１の相、第２の相及び第３の相の制御をする複数のスイッチング素子とを含み、三相不平衡が生じているとき、前記コンデンサーの放電で生じた直流を三相交流に変換して出力する動作と、入力された三相交流を直流に変換して前記コンデンサーを充電する動作とを繰り返す変換部と、前記三相平衡装置が起動したとき、前記コンデンサーの電圧を目標電圧にする第１の制御部と、を備え、前記第１の制御部は、前記コンデンサーの電圧を検出する第１の検出部と、前記変換部に入力される三相交流を用いて、予め定められた組み合わせの相の線間電圧を検出する第２の検出部と、前記第２の検出部で検出された前記線間電圧を用いて、前記変換部に入力される三相交流の第１の相、第２の相及び第３の相の相電圧を算出する算出部と、前記算出部で算出された前記第１の相の相電圧を用いて第１のＰＷＭ信号、前記第２の相の相電圧を用いて第２のＰＷＭ信号、前記第３の相の相電圧を用いて第３のＰＷＭ信号を生成する生成部と、予め定められた長さの周期である制御周期が切り替わる毎に、参照電圧に予め定められた電圧を加えることにより、前記参照電圧を前記目標電圧までステップ状に大きくする設定をし、前記制御周期毎に前記参照電圧と前記第１の検出部で検出された前記コンデンサーの電圧とを比較し、（ａ）前記参照電圧から前記コンデンサーの電圧を引いた値が、予め定められた第１のしきい値より大きいとき、次の前記制御周期において、前記生成部で生成された前記第１のＰＷＭ信号、前記第２のＰＷＭ信号及び前記第３のＰＷＭ信号により前記複数のスイッチング素子を作動させて、前記コンデンサーの電圧を上昇させる制御をし、（ｂ）前記コンデンサーの電圧から前記参照電圧を引いた値が、予め定められた第２のしきい値より大きいとき、次の前記制御周期において、前記複数のスイッチング素子を作動させない制御をする第２の制御部と、を含む。

第２の制御部の制御によってコンデンサーの電圧を目標電圧までステップ状に上昇させることができるので、コンデンサーの電圧が目標電圧に対してオーバーシュートすることを防ぐことができる。従って、本発明に係る三相平衡装置によれば、三相平衡装置の起動時にコンデンサーの電圧を目標電圧にする制御において、過大な電圧がコンデンサーに印加されたり、過大な電流がスイッチング素子に流れたりすることを防止できる。また、本発明に係る三相平衡装置によれば、電流を検出することなく、コンデンサーの電圧を目標電圧にすることができるので、電流検出部を別途設ける必要がない。

なお、コンデンサーの電圧を目標電圧までステップ状に上昇させる制御は、上記（ａ）及び（ｂ）に限らず、以下の制御でも可能である。

前記第２の制御部は、前記（ａ）及び（ｂ）の替わりに、前記コンデンサーの電圧が前記参照電圧以下のとき、次の前記制御周期において、前記生成部で生成された前記第１のＰＷＭ信号、前記第２のＰＷＭ信号及び前記第３のＰＷＭ信号により前記複数のスイッチング素子を作動させて、前記コンデンサーの電圧を上昇させる制御をし、前記コンデンサーの電圧が前記参照電圧より大きいとき、次の前記制御周期において、前記複数のスイッチング素子を作動させない制御をする。

本発明によれば、三相平衡装置の起動時にコンデンサーの電圧を目標電圧にする制御において、過大な電圧がコンデンサーに印加されたり、過大な電流がスイッチング素子に流れたりすることを防止できる。

本実施形態に係る三相平衡装置の構成を示す回路ブロック図である。補償制御部の構成を示すブロック図である。三相平衡装置が起動したときに、目標電圧制御部が、コンデンサーの電圧を目標電圧にする制御を説明するフローチャートである。三相平衡装置が起動したとき、コンデンサーの電圧と時間との関係を示すグラフである。

以下、図面に基づいて、本発明の一実施形態を詳細に説明する。図１は、本実施形態に係る三相平衡装置１の構成を示す回路ブロック図である。三相平衡装置１は、交流電源１０から負荷１１に供給される三相交流の三相不平衡が発生したとき、コンデンサー２０の放電で生じた直流を三相交流に変換して負荷１１に供給し、余分な三相交流を直流に変換してコンデンサー２０を充電し、これらの放電と充電とを繰り返して、三相不平衡を補償する。交流電源１０は、例えば、移動式電源車に搭載された、三相交流を発電する自家発電機である。

三相平衡装置１は、変換部２、補償制御部３及び目標電圧制御部４を備える。

変換部２は、コンデンサー２０と、三相交流の第１の相、第２の相及び第３の相の制御をする複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６とを含み、交流電源１０から負荷１１に供給される三相交流に三相不平衡が生じているとき、コンデンサー２０の放電で生じた直流を三相交流に変換して出力する動作と、入力された三相交流を直流に変換してコンデンサー２０を充電する動作とを繰り返す。第１の相をｕ相、第２の相をｖ相、第３の相をｗ相とし、変換部２について詳しく説明する。

変換部２は、三つのハーフブリッジ回路２１，２２，２３が並列に接続された三相ブリッジ回路である。ハーフブリッジ回路２１は、三相交流のｕ相を制御する回路であり、ハーフブリッジ回路２２は、三相交流のｖ相を制御する回路であり、ハーフブリッジ回路２３は、三相交流のｗ相を制御する回路である。

ハーフブリッジ回路２１は、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列に接続されて構成される。スイッチング素子Ｑ１は、還流ダイオードＤ１と逆並列に接続され、スイッチング素子Ｑ２は、還流ダイオードＤ２と逆並列に接続されている。

ハーフブリッジ回路２２は、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とが直列に接続されて構成される。スイッチング素子Ｑ３は、還流ダイオードＤ３と逆並列に接続され、スイッチング素子Ｑ４は、還流ダイオードＤ４と逆並列に接続されている。

ハーフブリッジ回路２３は、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とが直列に接続されて構成される。スイッチング素子Ｑ５は、還流ダイオードＤ５と逆並列に接続され、スイッチング素子Ｑ６は、還流ダイオードＤ６と逆並列に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＩＧＢＴのような半導体スイッチング素子である。

コンデンサー２０は、三つのハーフブリッジ回路２１，２２，２３と並列に接続されている。

三相平衡装置１は、三つのリアクトルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗ及び三つのコンデンサーＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗを備える。スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２の直列接続点は、リアクトルＬｕを介して交流電源１０のｕ相と接続されている。スイッチング素子Ｑ３,Ｑ４の直列接続点は、リアクトルＬｖを介して交流電源１０のｖ相と接続されている。スイッチング素子Ｑ５,Ｑ６の直列接続点は、リアクトルＬｗを介して交流電源１０のｗ相と接続されている。

コンデンサーＣｕの一端は、交流電源１０のｕ相及びリアクトルＬｕの一端と接続されている。コンデンサーＣｖの一端は、交流電源１０のｖ相及びリアクトルＬｖの一端と接続されている。コンデンサーＣｗの一端は、交流電源１０のｗ相及びリアクトルＬｗの一端と接続されている。コンデンサーＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗの他端は、互いに接続されている。

リアクトルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗ及びコンデンサーＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗは、ノイズを除去するフィルターとして機能する。

三相平衡装置１は、電流センサー５，６，７，８を備える。電流センサー５は、スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２の直列接続点から負荷１１に送られるｕ相の電流を検出するセンサーである。電流センサー６は、スイッチング素子Ｑ５,Ｑ６の直列接続点から負荷１１に送られるｗ相の電流を検出するセンサーである。スイッチング素子Ｑ３,Ｑ４の直列接続点から負荷１１に送られるｖ相の電流を検出するセンサーが設けられていないのは、ｕ相の電流とｗ相の電流とが分かれば、ｖ相の電流は、計算で求めることができるからである（ｕ相の電流＋ｖ相の電流＋ｗ相の電流＝０）。すなわち、ｕ相、ｖ相、ｗ相のいずれか二つの電流が分かれば、残りの一つの電流は、計算で求めることができる。

負荷１１は、交流電源１０のｕ相、ｖ相、ｗ相にそれぞれ接続され、かつ、変換部２のｕ相、ｖ相、ｗ相にそれぞれ接続されている。電流センサー７は、交流電源１０のｕ相から負荷１１に送られるｕ相の電流を検出するセンサーである。電流センサー８は、交流電源１０のｗ相から負荷１１に送られるｗ相の電流を検出するセンサーである。交流電源１０のｖ相から負荷１１に送られるｖ相の電流を検出するセンサーが設けられていないのは、上述した理由と同じである。

補償制御部３は、交流電源１０から負荷１１に供給される三相交流に三相不平衡が生じているとき、変換部２を制御して、三相不平衡を補償する。図２は、補償制御部３の構成を示すブロック図である。補償制御部３は、機能ブロックとして、不平衡判定部３０、補償電流演算部３１、ＰＷＭ信号生成部３２及び補償電流監視部３３を備える。補償制御部３は、ＣＰＵ、ＲＡＭ及びＲＯＭ等のハードウェハ、及び、上記機能ブロックの機能を実行するプログラム等のソフトウェアにより実現される。

不平衡判定部３０は、図１の電流センサー７，８で検出されたｕ相及びｗ相の電流、並びに、こられの電流を用いて計算により求めたｖ相の電流を監視し、負荷１１に流れるｕ相、ｖ相、ｗ相の電流に三相不平衡が生じているか否かを判定する。

補償電流演算部３１は、不平衡判定部３０が、三相不平衡が生じていると判定したとき、三相不平衡を補償するために、負荷１１に供給すべきｕ相、ｖ相、ｗ相の補償電流を演算する。

ＰＷＭ信号生成部３２は、補償電流演算部３１で演算された補償電流を、変換部２が出力するために必要なＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号生成部３２で生成されたＰＷＭ信号は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに供給され、これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が作動し、変換部２は、補償電流を負荷１１に出力する。

補償電流監視部３３は、図１の電流センサー５，６で検出されたｕ相及びｗ相の補償電流、並びに、こられの電流を用いて計算により求めたｖ相の補償電流を監視し、ｕ相、ｖ相、ｗ相の補償電流が、補償電流演算部３１で演算された補償電流と一致するか否かを判定する。補償電流監視部３３が上記一致しないと判定したとき、補償制御部３は、補償電流を調節する。

図１を参照して、目標電圧制御部４について説明する。コンデンサー２０の電圧が予め定められた目標電圧に到達していなければ、三相不平衡が発生したとき、変換部２は、負荷１１に補償電流を十分に供給することができない。このため、三相平衡装置１が起動したとき、目標電圧制御部４は、コンデンサー２０の電圧を目標電圧まで充電する制御をする。

目標電圧制御部４は、第１の制御部の例であり、電圧センサー４０，４１，４２、相電圧算出部４３、ＰＷＭ信号生成部４４，４５，４６及び比較制御部４７を備える。相電圧算出部４３、ＰＷＭ信号生成部４４，４５，４６及び比較制御部４７は、ＣＰＵ、ＲＡＭ及びＲＯＭ等のハードウェハ、及び、それらの機能ブロックの機能を実行するプログラム等のソフトウェアにより実現される。

電圧センサー４０は、第１の検出部の例であり、コンデンサー２０の電圧であるコンデンサー電圧Ｖｄｃを検出する。

電圧センサー４１，４２は、第２の検出部の例であり、変換部２に入力される三相交流（変換部２に流れる三相交流）を用いて、予め定められた組み合わせの相の線間電圧を検出する。ｕ相とｖ相との線間電圧、及び、ｖ相とｗ相との線間電圧を例にして説明する。電圧センサー４１は、ｕ相とｖ相との線間電圧を検出する。電圧センサー４２は、ｖ相とｗ相との線間電圧を検出する。

相電圧算出部４３は、算出部の例であり、電圧センサー４１，４２で検出された線間電圧を用いて、変換部２に入力される三相交流（変換部２に流れる三相交流）のｕ相、ｖ相及びｗ相の相電圧を算出する。相電圧算出部４３は、例えば、電圧センサー４１，４２で検出された線間電圧と以下の式とを用いて、相電圧を算出する。

Ｖｕ＝（２Ｖｕｖ＋Ｖｖｗ）／３
Ｖｖ＝（−Ｖｕｖ＋Ｖｖｗ）／３
Ｖｗ＝（−Ｖｕｖ−２Ｖｖｗ）／３
Ｖｕは、ｕ相の相電圧であり、Ｖｖは、ｖ相の相電圧であり、Ｖｗは、ｗ相の相電圧である。Ｖｕｖは、ｕ相とｖ相との線間電圧であり、Ｖｖｗは、ｖ相とｗ相との線間電圧である。ｕ相とｗ相との線間電圧がなくても、ｕ相、ｖ相、ｗ相の相電圧を算出することができる。このため、ｕ相とｗ相との線間電圧を検出する必要がないのである。ｕ相とｖ相との線間電圧、ｖ相とｗ相との線間電圧、及び、ｕ相とｗ相との線間電圧のうち、いずれか二つの線間電圧から、ｕ相、ｖ相、ｗ相の相電圧を算出することができる。

ＰＷＭ信号生成部４４は、相電圧算出部４３で算出されたｕ相の相電圧と三角波とを用いて、ｕ相用のＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号生成部４５は、相電圧算出部４３で算出されたｖ相の相電圧と三角波とを用いて、ｖ相用のＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号生成部４６は、相電圧算出部４３で算出されたｗ相の相電圧と三角波とを用いて、ｗ相用のＰＷＭ信号を生成する。ＰＷＭ信号生成部４４，４５，４６は、生成部の例である。

比較制御部４７は、第２の制御部の例であり、予め定められた長さの周期である制御周期が切り替わる毎に、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆに予め定められた電圧を加えることにより、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを目標電圧までステップ状に大きくする設定をし、制御周期毎に参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆと電圧センサー４０で検出されたコンデンサー電圧Ｖｄｃとを比較し、（ａ）参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆからコンデンサー電圧Ｖｄｃを引いた値が、予め定められた第１のしきい値より大きいとき、次の制御周期において、ＰＷＭ信号生成部４４，４５，４６で生成されたｕ相用のＰＷＭ信号、ｖ相用のＰＷＭ信号及びｗ相用のＰＷＭ信号により複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を作動させて、コンデンサー電圧Ｖｄｃを上昇させる制御をし、（ｂ）コンデンサー電圧Ｖｄｃから参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを引いた値が、予め定められた第２のしきい値より大きいとき、次の制御周期において、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を作動させない制御をする。

比較制御部４７は、判定部４８、設定部４９及びアンドゲート５０，５１，５２を備える。

判定部４８には、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆと電圧センサー４０で検出されたコンデンサー電圧Ｖｄｃとが入力する。判定部４８は、予め定められた時間の周期を制御周期とし、制御周期毎に、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとコンデンサー電圧Ｖｄｃと比較し、比較結果に応じて、Ｈレベル信号又はＬレベル信号を出力する。

判定部４８から出力された信号は、アンドゲート５０，５１，５２の一方の入力端子に入力される。アンドゲート５０の他方の入力端子には、ｕ相用のＰＷＭ信号が入力される。アンドゲート５１の他方の入力端子には、ｖ相用のＰＷＭ信号が入力される。アンドゲート５２の他方の入力端子には、ｗ相用のＰＷＭ信号が入力される。

設定部４９は、判定部４８に入力される参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを設定する。設定部４９は、最初の制御周期において、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして初期値を設定し、制御周期が切り替わる毎に、今回の制御周期の参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆに予め定められた電圧（ステップ電圧）を加えた値を、次の制御周期の参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして設定する。例えば、目標電圧を３８０Ｖ、初期値を２９０Ｖ、ステップ電圧を１Ｖとする。設定部４９は、最初の制御周期で、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして２９０Ｖを設定し、次の制御周期で、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして２９１Ｖを設定し、その次の制御周期で、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして２９２Ｖを設定し、最後の制御周期で、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして３８０Ｖを設定する。

三相平衡装置１が起動したとき、目標電圧制御部４は、コンデンサー電圧Ｖｄｃ（コンデンサー２０の電圧）を目標電圧にする制御をする。この制御を、図１及び図３を用いて説明する。図３は、その制御を説明するフローチャートである。

三相平衡装置１が起動したとき、電圧センサー４１，４２は、線間電圧を検出する（ステップＳ１）。相電圧算出部４３は、電圧センサー４１，４２が検出した線間電圧を用いて、相電圧を算出する（ステップＳ２）。

判定部４８は、以下の式（１）が成立するか否かを判定する（ステップＳ３）。

参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆ−コンデンサー電圧Ｖｄｃ＞Ｖｔｈ・・・（１）
ステップＳ３は、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆからコンデンサー電圧Ｖｄｃを引いた値が、予め定められた第１のしきい値より大きいか否かを判定するステップである。

判定部４８は、式（１）が成立とすると判定したとき（ステップＳ３でＹｅｓ）、コンデンサー電圧Ｖｄｃが、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆより小さいと見なし、次の制御周期でアンドゲート５０，５１，５２にＨレベル信号を出力することを決定する（ステップＳ４）。Ｈレベル信号が出力されたとき、アンドゲート５０，５１，５２がオンする。従って、ｕ相用のＰＷＭ信号がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに入力され、ｖ相用のＰＷＭ信号がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲートに入力され、ｗ相用のＰＷＭ信号がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のゲートに入力される。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が作動し、コンデンサー電圧Ｖｄｃを上昇させることができる。

判定部４８は、式（１）が成立しないと判定したとき（ステップＳ３でＮｏ）、以下の式（２）が成立するか否かを判定する（ステップＳ５）。

参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆ−コンデンサー電圧Ｖｄｃ＜−Ｖｔｈ・・・（２）
ステップＳ５は、コンデンサー電圧Ｖｄｃから参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆを引いた値が、予め定められた第２のしきい値より大きいか否かを判定するステップである。−Ｖｔｈの絶対値とＶｔｈの絶対値とは、等しくてもよいし、異なっていてもよい。すなわち、第１のしきい値と第２のしきい値とは、等しくてもよいし、異なっていてもよい。

判定部４８は、式（２）が成立とすると判定したとき（ステップＳ５でＹｅｓ）、コンデンサー電圧Ｖｄｃが、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆより大きいと見なし、次の制御周期でアンドゲート５０，５１，５２にＬレベル信号を出力することを決定する（ステップＳ６）。Ｌレベル信号が出力されたとき、アンドゲート５０，５１，５２がオフする。従って、ｕ相用のＰＷＭ信号がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに入力されず、ｖ相用のＰＷＭ信号がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲートに入力されず、ｗ相用のＰＷＭ信号がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のゲートに入力されない。これにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の作動が停止し、コンデンサー電圧Ｖｄｃが上昇するのを防ぐことができる。

判定部４８は、式（１）が成立しないと判定し、かつ、式（２）が成立しないと判定した場合（ステップＳ３でＮｏ、ステップＳ５でＮｏ）、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとコンデンサー電圧Ｖｄｃとが等しいと見なす。この場合、コンデンサー電圧Ｖｄｃが、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆに追従できていることになるので、判定部４８は、アンドゲート５０，５１，５２に対して、前回の制御周期と同じレベルの信号を出力する。すなわち、判定部４８は、前回の制御周期でアンドゲート５０，５１，５２にＬレベル信号を出力したとき、Ｌレベル信号を出力し、前回の制御周期でアンドゲート５０，５１，５２にＨレベル信号を出力したとき、Ｈレベル信号を出力する。なお、初期状態において、判定部４８は、アンドゲート５０，５１，５２にＬレベル信号を出力するので、ステップＳ３でＮｏ、かつ、ステップＳ５でＮｏとなることはない。

判定部４８は、ステップＳ４の後、ステップＳ６の後、又は、ステップＳ５でＮｏの後、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆが目標電圧より小さいか否かを判定する（ステップＳ７）。

判定部４８が、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆが目標電圧より小さいと判定したとき（ステップＳ７でＹｅｓ）、設定部４９は、現在の参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆにステップ電圧を加えた値を新たな参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして設定して、判定部４８に送る（ステップＳ８）。

目標電圧制御部４は、ステップＳ２で算出された相電圧をＰＷＭの指令電圧として、ＰＷＭ信号生成部４４，４５，４６にそれぞれ、ｕ相用のＰＷＭ信号、ｖ相用のＰＷＭ信号、ｗ相用のＰＷＭ信号を生成させる。そして、目標電圧制御部４は、次の制御周期に移るために（ステップＳ９）、ステップＳ１に戻る。

一つの制御周期は、ステップＳ１の線間電圧の検出から上記ＰＷＭ信号の生成までの期間である。

ステップＳ４の処理がされた場合、次の制御周期において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が作動する。すなわち、前回の制御周期でステップＳ４の処理がされた場合、今回の制御周期において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が作動する。これにより、コンデンサー電圧Ｖｄｃを上昇させることができる。

これに対して、ステップＳ６の処理がされた場合、次の制御周期において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の作動が停止される。すなわち、前回の制御周期でステップＳ６の処理がされた場合、今回の制御周期において、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の作動が停止される。これにより、コンデンサー電圧Ｖｄｃが上昇することを防ぐことができる。

判定部４８が、参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆが目標電圧に到達したと判定したとき（ステップＳ７でＮｏ）、目標電圧制御部４は、コンデンサー電圧Ｖｄｃを目標電圧にする制御を終了する。以上のように、目標電圧制御部４は、フィードフォワード制御によって、コンデンサー電圧Ｖｄｃを目標電圧にする。その後、設定部４９は、目標電圧を参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆとして設定することにより、コンデンサー電圧Ｖｄｃは目標電圧に維持される。

本実施形態によれば、コンデンサー電圧Ｖｄｃ（コンデンサー２０の電圧）を目標電圧にできることを理論的に説明する。図１を参照して、電圧センサー４１，４２で検出された線間電圧と、ＰＷＭ信号生成部４４，４５，４６で生成されたＰＷＭ信号により三相平衡装置１で生成される電圧（ｕ相の電圧、ｖ相の電圧、ｗ相の電圧）との間には、ＡＤ変換等の処理のために、時間差が生じる。これが原因で、交流電源１０側の電圧と三相平衡装置１で生成される電圧との間に、電圧差Ｖｄｉｆｆが生じる。

これをｕ相で説明する。交流電源１０のｕ相の電圧をＶｕ１、三相平衡装置１側のｕ相の電圧Ｖｕ２とし、いずれも正弦関数で表されるとする。電圧Ｖｕ２は、スイッチング素子Ｑ１,Ｑ２の直列接続点の電圧である。

相電圧の振幅をＶとすると、Ｖｕ１は、Ｖｓｉｎωｔとして表すことができる。Ｖｕ２は、時間遅れをΔｔとして、Ｖｓｉｎ（ω（ｔ−Δｔ））として表すことができる。従って、電圧差Ｖｄｉｆｆは、式（３）となる。

Ｖｄｉｆｆ＝Ｖｕ１−Ｖｕ２＝ＥＶｃｏｓωｔ・・・（３）
Ｅは、定数（＝ｓｉｎωΔｔ）である。

電圧差ＶｄｉｆｆをリアクトルＬｕのインダクタンスＬで割り、時間積分をした値が、リアクトルＬｕに流れる電流ＩＬである。

電流ＩＬは、ｓｉｎωｔに比例した値となる。コンデンサー２０に充電される電力Ｐは、式（５）で表すことができる。

電力Ｐは正の値となる。これは、交流電源１０から三相平衡装置１に対して、コンデンサー２０を充電する電力が供給されていることを意味する。

三相平衡装置１が起動するとき、コンデンサー電圧Ｖｄｃ（コンデンサー２０の電圧）と時間との関係について、実験により検証を行った。図４は、その結果を示すグラフである。横軸は、起動開始から経過した時間（秒）を示す。縦軸は、コンデンサー電圧Ｖｄｃを示す。交流電源１０の電圧を２１０Ｖ、コンデンサー２０の電圧の初期値を約２９０Ｖ、目標電圧を３８０Ｖ、ステップ電圧を１秒当たり１０Ｖとした。本実施形態によれば、コンデンサー電圧Ｖｄｃをステップ状（言い換えれば、徐々）に上昇させて、コンデンサー電圧Ｖｄｃを目標電圧に到達させることができることが分かる。

本実施形態の主な効果を説明する。目標電圧制御部４の制御によってコンデンサー電圧Ｖｄｃを目標電圧までステップ状に上昇させることができるので、コンデンサー電圧Ｖｄｃが目標電圧に対してオーバーシュートすることを防ぐことができる。従って、本実施形態によれば、三相平衡装置１の起動時にコンデンサー電圧Ｖｄｃを目標電圧にする制御において、過大な電圧がコンデンサー２０に印加されたり、過大な電流がスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に流れたりすることを防止できる。また、本実施形態によれば、電流を検出することなく、コンデンサー電圧Ｖｄｃを目標電圧にすることができるので、電流検出部を別途設ける必要がない。

本実施形態の変形例を説明する。変形例では、図３に示すステップＳ３，Ｓ５の替わりに、以下のステップを有する。判定部４８は、コンデンサー電圧Ｖｄｃが参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆ以下か否かを判定する。判定部４８が、コンデンサー電圧Ｖｄｃが参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆ以下と判定したとき、ステップＳ４に進む。これにより、目標電圧制御部４は、次の制御周期において、ＰＷＭ信号生成部４４，４５，４６で生成されたｕ相用のＰＷＭ信号、ｖ相用のＰＷＭ信号及びｗ相用のＰＷＭ信号により複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を作動させて、コンデンサー２０の電圧を上昇させる制御をする。

判定部４８が、コンデンサー電圧Ｖｄｃが参照電圧Ｖｄｃ＿ｒｅｆより大きいと判定したとき、ステップＳ６に進む。これにより、目標電圧制御部４は、次の制御周期において、複数のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を作動させない制御をする。

１三相平衡装置
２変換部
３補償制御部
４目標電圧制御部（第１の制御部の例）
１０交流電源
１１負荷
２０コンデンサー
４０電圧センサー（第１の検出部の例）
４１，４２電圧センサー（第２の検出部の例）
４３相電圧算出部（算出部の例）
４４，４５，４６ＰＷＭ信号生成部（生成部の例）
４７比較制御部（第２の制御部の例）
４８判定部
４９設定部
Ｑ１〜Ｑ６スイッチング素子

Claims

交流電源から負荷に供給される三相交流の三相不平衡を補償する三相平衡装置であって、
コンデンサーと、三相交流の第１の相、第２の相及び第３の相の制御をする複数のスイッチング素子とを含み、三相不平衡が生じているとき、前記コンデンサーの放電で生じた直流を三相交流に変換して出力する動作と、入力された三相交流を直流に変換して前記コンデンサーを充電する動作とを繰り返す変換部と、
前記三相平衡装置が起動したとき、前記コンデンサーの電圧を目標電圧にする第１の制御部と、を備え、
前記第１の制御部は、
前記コンデンサーの電圧を検出する第１の検出部と、
前記変換部に入力される三相交流を用いて、予め定められた組み合わせの相の線間電圧を検出する第２の検出部と、
前記第２の検出部で検出された前記線間電圧を用いて、前記変換部に入力される三相交流の第１の相、第２の相及び第３の相の相電圧を算出する算出部と、
前記算出部で算出された前記第１の相の相電圧を用いて第１のＰＷＭ信号、前記第２の相の相電圧を用いて第２のＰＷＭ信号、前記第３の相の相電圧を用いて第３のＰＷＭ信号を生成する生成部と、
予め定められた長さの周期である制御周期が切り替わる毎に、参照電圧に予め定められた電圧を加えることにより、前記参照電圧を前記目標電圧までステップ状に大きくする設定をし、前記制御周期毎に前記参照電圧と前記第１の検出部で検出された前記コンデンサーの電圧とを比較し、（ａ）前記参照電圧から前記コンデンサーの電圧を引いた値が、予め定められた第１のしきい値より大きいとき、次の前記制御周期において、前記生成部で生成された前記第１のＰＷＭ信号、前記第２のＰＷＭ信号及び前記第３のＰＷＭ信号により前記複数のスイッチング素子を作動させて、前記コンデンサーの電圧を上昇させる制御をし、（ｂ）前記コンデンサーの電圧から前記参照電圧を引いた値が、予め定められた第２のしきい値より大きいとき、次の前記制御周期において、前記複数のスイッチング素子を作動させない制御をする第２の制御部と、を含む三相平衡装置。