JP6053931B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

この発明は、電力変換装置に関し、特に、直流電力を交流電力に変換、又は交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関する。
電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換する場合や、交流電力を直流電力に変換する場合に使用される。例えば、砂漠で組み立てられた太陽電池サイトによって直流電力が生成され、直流電力は交流電力に変換される。この場合、電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換し、電力変換装置の出力端子からは、サイン波の交流電圧およびサイン波の交流電流が出力される。別の例によれば、交流発電機によって交流電力が生成され、交流電力は直流電力に変換される。この場合、電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換し、電力変換装置の出力端子からは、直流電圧および直流電流が出力される。
EP 2100367A1 JP 2010-512134A1 (文献1に対応する) US 2010-0118578A1 (文献1に対応する)
EP 2100367A1に記載の電力変換装置にあっては、以下の問題点を有する。
すべてのサブモジュールの切り替え周波数は、低く、例えば200Hz未満である。従って、電力変換を正確に行なうことが困難である。
サブモジュールのコンデンサや回路の浮遊のインダクタは共振回路を形成するが、電力変換装置に循環する共振電流が流れ、好ましくない。
サブモジュールのコンデンサは、電力変換動作中に過剰に充電されたり、不十分に充電されたりする場合があり、掛かる場合は電力変換が不安定になる。
サブモジュールが新しい状態に切り替えられるとき、コンデンサに充電されている電圧の合計は切り替えの前後で変わることがある。この場合、新しい状態に切り替えられると、ステップ電圧が発生する。ステップ電圧が共振回路に加わると、今までに発生していた共振に加え、新たな振動を引き起こす。もし、インダクタのインダクタンスが小さければ、共振周波数は高くなる。サブモジュールの切り替え周波数が200Hzであれば、少ない数の切り替え点が、共振の１サイクル中に含まれることとなる。これは制御の破綻を来す。
この発明の目的は循環電流を生じさせない改良された電力変換装置を提供することである。
この発明の別の目的は、電圧と電流を別々に制御することができる改良された電力変換装置を提供することである。
この発明の一つの形態は、直流電力を交流電力に変換し、出力端子から正弦波の交流電圧および正弦波の交流電流を生成する電力変換装置であって：直流電力から変換されて出力されるであろう交流電圧を表わす参照信号を生成する参照電圧発生部；第1端子と出力端子との間で出力されるべき目標電圧を、参照信号に基づいて計算する電圧計算部；目標電圧と等しいか大略等しい電圧に成るように、第1端子と出力端子との間の電圧を制御する電圧側制御部、ここで、出力端子から生成した電圧は正弦波の交流電圧である；出力端子を流れる現時点の電流を検出する電流検出部；第２端子から出力端子に流れる目標電流を、目標電圧および現時点の電流に基づいて計算する電流計算部；第２端子から出力端子に流れる電流が目標電流と等しいか大略等しく成るように制御する、電流側制御部を含むことを特徴とする電力変換装置である。
この発明の別の一つの形態は、交流電力を直流電力に変換し、第１端子と第２端子との間から直流電圧および直流電流を生成する電力変換装置であって：交流電力源から生成される交流電圧と同期する交流電圧を表す参照信号を生成する参照電圧発生部；第1端子と入力端子との間で出力されるべき目標電圧を、参照信号に基づいて計算する電圧計算部；目標電圧と等しいか大略等しい電圧に成るように、第1端子と入力端子との間の電圧を制御する電圧側制御部、ここで、第１端子と第２端子との間から生成した電圧は直流電圧である；参照信号の交流電圧の位相が、交流電力源から生成される交流電圧に対し位相シフトされるよう、参照信号の位相をシフトする位相シフト回路；入力端子を流れる現時点の電流を検出する電流検出部；第２端子から入力端子に流れる目標電流を、目標電圧および現時点の電流に基づいて計算する電流計算部；第２端子から入力端子に流れる電流が目標電流と等しいか大略等しく成るように制御し、第１端子と第２端子との間に流れる電流が直流電流と成る様に制御する電流側制御部を含むことを特徴とする電力変換装置である。
この発明においては、電圧と電流とを別々に制御することができるので、電流は所望の値に制御することができる。従って、電力変換装置に循環電流が流れない様にすることができる。
この発明においては、電圧と電流とを別々に制御することができるので、電圧を制御するための周波数とは異なる希望の高い周波数で、電流を制御することができる。このようにして、高精度で電流を制御することができる。
図1は、この発明の第1の実施形態による電力変換装置の回線図であり、特に直流電力を交流電力に変換する変換装置を示す。 図2Aは、図1で示される切り替えモジュールの一例を示す回線図である。 図2Bは、図2Aに示される切り替えモジュールの詳細を示す回線図である。 図3Aは、図1に示される電流制御部の詳細を示す回線図である。 図3Bは、図3Aにおいて示される電流制御部の動作を示すグラフである。 図3Cは、図3Aにおいて示される電流制御部の動作を示すグラフである。 図4Aは、図1に示される切り替えモジュールおよび上側制御部の動作を示す、グラフである。 図4Bは、図1に示される切り替えモジュールおよび上側制御部の動作を示す、テーブルである。 図5は、直流電力を交流電力に変換することに対して特に変換装置を示すこの発明の、第2の実施形態による電力変換装置の回線図である。 図6A及び図6Bは、図5に示される切り替えモジュールおよび下側制御部の動作を示すグラフである。 図7は、この発明の第3の実施形態による電力変換装置の回線図であり、特に直流電力を交流電力に変換する変換装置を示す。 図8は、この発明の第4の実施形態による電力変換装置の回線図であり、特に交流電力を直流電力に変換する変換装置を示す。
＜実施形態1＞
図1において、この発明の第1の実施形態に基づく、直流電力を交流電力へ変換するための電力変換装置、あるいは交流電力を直流電力へ変換するための電力変換装置を示す。図1に示される例においては、電力変換装置は直流電力を交流電力に変換する。電力変換装置は、直列に接続された直流電源2、4、例えば太陽電池を含み、定電圧Vconを接続点P、Nの間に生成する。
以下の説明において、電力変換装置はR相における動作を中心に行い、直流電源2は、直流電源4と同じ電圧を生成するものとし、直流電源2、4の間の接続点Cはゼロ・レベルに設定されているものとする。直流電源2、4からの直流電力は、３相変換装置、すなわちR相変換装置100、S相変換装置102およびT相変換装置104（いずれも同じ構造を有する）により、互いに120度の位相差を有する３相の交流電力に変換される。R相変換装置100、S相変換装置102およびT相変換装置104は、接続点P、Nの間に並列に接続され、それぞれ出力Rout、Sout、Toutを有し、３相交流電力を生成する。出力Rout、Sout、Toutは、それぞれ出力端子Rin、Sin、Tinに接続され、さらに負荷40、42、44に接続される。R相の動作を説明するに際し、負荷40、42、44は、星形結線されているものとし、その中心接続点C'は、直流電源2、4の間の中心接続点Cに接続されているものとする。
R相変換装置100は、接続点P、Rの間において直列に接続された複数の、例えば６個の切り替えモジュールMP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6(図においては簡略のためMP1、MP2、MP6だけが示されている)を有すると共に、接続点N、Rの間において直列に接続された複数の、例えば６個の切り替えモジュールMN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6(図においては簡略のためMN1、MN2、MN6だけが示されている)を有する。
切り替えモジュールMP1-MP6は、上側区分に設けられ、正の電位Vp(接続点Pにおける電位)に対する電圧制御を行うもので有る一方、切り替えモジュール、MN1-MN6は、下側区分に設けられ、負の電位Vn(接続点Nにおける電位)に対する電圧制御を行うことにより、上側区分に設けられた切り替えモジュールMP1-MP6で生成される電圧を相殺するための電圧を生成する。ここでは、接続点は端子とも言う。接続点R、Nの間において、電流制御部18が、６個の切り替えモジュールMN1、MN2、...MN6と更に直列に接続される。切り替えモジュールMP1-MP6の数は６個に制限されず、任意の個数、例えば100個から500個までの個数、であっても良い。同様に、切り替えモジュールMN1-MN6の数も、任意の個数、例えば100個から500個までの個数、であっても良い。
図2Aにおいて示されるように、各切り替えモジュールは、入力、出力、コンデンサCm(図1に示されるコンデンサCmp1-Cmp6、Cmn1-Cmn6に対応し、一般的にコンデンサCmで表す)、および切り換え部Sm(図1に示される切り換え部Smp1、Smp2、...Smp6、Smn1、Smn2、...Smn6に対応し、一般的に切り換え部Smで表す)を有する。切り換え部SmがONであるとき、すなわち「1」で表わされるときは、入力と出力とがコンデンサCmを介して接続される。切り換え部SmがOFFであるとき、すなわち「0」で表わされるときは、入力と出力とが短絡して接続される。
図2Bは、切り替えモジュールを形成するための回路の一例を示し、直列接続されたコンデンサC1、抵抗R1と、逆方向に直列接続されたダイオードD1、D2と、順方向に直列接続されたサイリスタT1、T2を含む。これらの3つの直列接続は並列に接続され、ダイオードD1、D2の間の接続点、およびサイリスタT1、T2の間の接続点も、互いに接続される。その入力はサイリスタT1、T2の間の接続点に接続され、出力はダイオードD2およびサイリスタT2の間の接続点に接続される。図2Aにおいて示されるON状態は、サイリスタT1がONの場合に相当する。この場合、コンデンサC1からの充電電流か放電電流が、にダイオードD1かサイリスタT1を介して入力からのコンデンサC1を介して流れる。図2Aにおいて示されるOFF状態は、サイリスタT2がONの場合に相当する。この場合、入力と出力の間でサイリスタT2又はダイオードD2によって順方向か逆方向の短絡が設定される。
図1において、R相変換装置100はさらに電圧検出部VP1、VP2、...VP6、VN1、VN2、...VN6を有し、それらは切り替えモジュールMP1、MP2、...MP6、MN1、MN2、...MN6のそれぞれに接続されたコンデンサCmp1、Cmp2、...Cmp6、Cmn1、Cmn2、...Cmn6に接続されている。電圧検出部VP1は対応する切り替えモジュールMP1に設けたコンデンサCmp1の電圧を検出する。他の電圧検出部も同様である。電圧検出部32は電流制御部18の両端の電圧を検知するために設けられている。上側制御部10は、コンデンサCmp1、Cmp2、...Cmp6のそれぞれの両端電圧を、上側区分にある切り替えモジュールに含まれる電圧検出部VP1、VP2、...VP6から受け取る。下側制御部16は、コンデンサCmn1、Cmn2、...Cmn6のそれぞれの両端電圧を、下側区分にある切り替えモジュールに含まれる電圧検出部VN1、VN2、...VN6から受け取る。下側制御部16は、さらに電流制御部18の両端電圧、特にインダクタL1（後で説明）の両端電圧を電圧検出部32から受け取る。上側制御部10は、電圧計算部8から目標電圧Vtarを受け取る。電圧計算部8には参照電圧発生部6が接続されている。電圧計算部8は、接続点Pにおける電圧Vpから差し引かれるべき電圧Vtarを計算する。掛かる電圧を目標電圧Vtar(図4A参照)と呼ぶ。参照電圧発生部6は、直流電力が変換されて得られるであろう参照電圧Vrefを表わす参照信号を生成する。下側制御部16は、さらに電圧計算部8から目標電圧Vtarを受け取る。
電流検出部12は出力Routを通って流れる電流を検知するため、出力線に挿入される。電流検出部12によって検知された電流は、電流計算部14に加えられる。また、電流計算部14は、電圧計算部8からの目標電圧Vtarを受け取る。電流計算部14は、目標電流Itarを生成し、それを電流制御部18に加える。
参照電圧発生部6は、図4Aに示すように、60Hzのサイン波波形Vrefを生成する。参照電圧Vrefこそが、直流電力が変換されて得られる交流電圧に相当する。電圧計算部8は、次式で与えられる目標電圧Vtarを計算する。
Vtar = Vpc - k*Vref (1)

ここでVpcは、接続点P、Cの間の電圧であり、それは直流電源2の両端の電圧と等しい。また、kは、所定の定数である。目標電圧Vtarは図4Aにおいて矢印Vtarによって示される量に相当する。サンプリング周波数が増加すると、VrpはVtarにますます近くなる。
上記の式(1)から明らかなように、目標電圧Vtarは参照電圧Vrefに比例関係には無く、Vtar-Vpcが参照電圧Vrefと比例関係にある。
このように、目標電圧Vtarは、所定の電圧(Vpc)によってバイアスされている。そして、このようにバイアスされた目標電圧は、参照電圧Vrefと比例関係にある。従って、目標電圧Vtarは、参照電圧Vrefと関連した関係にある。
電流計算部14は、次式で与えられる目標電流Itarを計算する。
Itar = Irn = Iout(Vrp)/(2Vpc) (2)
ここで、Irnは接続点Rから接続点Nに流れる電流、Ioutは、電流検出部12によって検知され、接続点Rから出力される電流である。Vrpは式(1)によって得られる目標電圧Vtarであり、Vpcは接続点P、Cの間の電圧である。Itarの波形の一例が図6Bに示される。
式(2)は次のステップによって得られる。
Irp/Irn = Vrn/Vrp
ここで、Irpは接続点Rから接続点Pに流れる電流であり、Irnは接続点Rから接続点Nに流れる電流であり、Vrnは接続点R、Nの間の電圧であり、Vrpは接続点R、Pの間の電圧である。なお、この式は、理想的な2レベル変換装置、つまり無限大の切り替え周波数で作動する2レベル変換装置、から導出されたものである。
３相変換装置は、理想的な2レベル変換装置を3台組み合わせたもので有り、理想的な三相交流システムから直流システムへの変換、又は逆の変換を提供し、その交流システム側においては歪の無い３相サイン波の電流がもたらされ、その直流システム側においては一定の直流電流がもたらされる。
次式
Iout = Irp + Irn
から
Irn=Iout - Irp = Iout - Irn *(Vrn/Vrp)
が得られる。また、次式
Vrp + Vrn = Vpc + Vcn =2Vpc
から
Vrp=2Vpc - Vrn
が得られる。
従って、
Irn = Iout - Irn {Vrn/(2Vpc - Vrn)｝
Irn(1 + {Vrn/(2Vpc - Vrn)} = Iout
Irn {(2Vpc - Vrn) + Vrn}/(2Vpc - Vrn) = Iout
Irn(2Vpc)/(2Vpc - Vrn) = Iout
Irn = Iout(2Vpc - Vrn)/(2Vpc)
が得られる。また、次式
2Vpc - Vrn = Vrp
から
Irn = Iout(Vrp)/(2Vpc)
が得られる。
次に、図1の電力変換装置の動作を説明する。
直流電源2、4のそれぞれから3kボルトの電圧が生成されるとすると、接続点Pの電圧は+3kボルトであり、接続点Nの電圧は-3kボルトである。従って、直流電源2、4の両端間の電圧は6kV(=Vcon)である。各コンデンサCmは、最低限に必要とされるであろう値、例えば1000ボルト、に充電されているが、それよりも大きくても良いし、小さくても良い。コンデンサCmの充電電圧は、例えば800ボルトから1200ボルトまでの間で変化しても良い。この変化は、コンデンサCmを流れる電流、直流電源2、4の変動、コンデンサＣｍのバリエーション、環境条件の変化等に起因する。
図4A、4Bにおいて、制御時刻ｔ1では、切り替えモジュールMP1、MP2、MP3はON状態(1)であり、切り替えモジュールMP4、MP5、MP6はOFF状態(0)である。又、切り替えモジュールMN1、MN2、MN3はON状態(1)であり、切り替えモジュールMN4、MN5、MN6はOFF状態(0)である。
この場合、接続点Ｐにおける電圧+3kVは、3つの切り替えモジュールMP1、MP2、MP3における3つのコンデンサCmp1、Cmp2、Cmp3の電圧で減少され(コンデンサCmp1、Cmp2、Cmp3のそれぞれで1kVずつ減少する)、接続点Ｒでゼロ・ボルトを示す。そして、同様に、接続点Nにおける電圧-3kVは、3つの切り替えモジュールMN1、MN2、MN3における3つのコンデンサCmn1、Cmn2、Cmn3の電圧で増加され(コンデンサCmn1、Cmn2、Cmn3のそれぞれで1kVずつ増加する)、接続点Rでゼロ・ボルトを示す。従って、接続点P、Rの間の電圧（この場合は+3kV）は、接続点R、Nの間の電圧（この場合は+3kV）と平衡する。ここで、平衡するとは、下側区分の切り換えモジュールMN1-MN6において発生された電圧と上側区分の切り換えモジュールMP1-MP6において発生された電圧の合計が直流電源2、4において生成された電圧と常に等しいことを意味する。
制御時刻ｔ2では、切り替えモジュールMP1、MP2はON状態(1)であり、切り替えモジュールMP3、MP4、MP5、MP6はOFF状態(0)である。又、切り替えモジュールMN1、MN2、MN3、MN4はON状態(1)であり、切り替えモジュールMN5、MN6はOFF状態(0)である。この場合、接続点Pにおける電圧+3kVは、2つの切り替えモジュールMP1、MP2における2つのコンデンサの電圧で減少され、接続点Rで+1kVを示す。そして、同時に、接続点Nにおける電圧-3kVは、4つの切り替えモジュールMN1、MN2、MN3、MN4における4つのコンデンサCmの電圧で増加され、接続点Rで+1kVを示す。
その後、例えば、制御時刻ｔ4では、切り替えモジュールMP1、MP2、MP3、MP4、MP5、MP6は、OFF状態(0)となり、切り替えモジュールMN1、MN2、MN3、MN4、MN5、MN6は、ON状態(1)となる。
この場合、接続点Pにおける電圧+3kVは、接続点Rに直接的に印加される。また、接続点Nにおける電圧-3kVは、6つの切り替えモジュールMN1-MN6における6つのコンデンサCmの電圧で増加され、接続点Rで+3kVを示す。
従って、接続点Rにおける出力電圧Voutは、図4Aに示すようなステップ状に変化する電圧である。
切り替えモジュールの数が増え、単位時間当たりの制御時刻の数が増えると、制御時刻間の時間間隔が短くなり、接続点Rの出力電圧Voutは目標電圧Vtarへ近づく。
このように、切り替えモジュールMP1-MP6およびMN1-MN6の各々は、遅い速度、例えば60Hz、で制御される。
このように、上側制御部10は、接続点Pにおける電位を減少させることにより、つまり直流電圧Vpcである正側電圧(直流電源2の両端電圧と等しい)を減少させることにより、接続点Rにおける出力電圧Voutを制御する。このように、電圧Vrpは、式(1)によって得られた値に基づいて制御される切り替えモジュールMP1-MP6のオン・オフ制御によって目標電圧Vtarと等しいか、大略等しくなる。言いかえれば、上側制御部10が制御コンデンサCmp1-Cmp6を制御することにより、接続点Rの出力電圧Voutが、参照電圧Vrefと等しいか、大略等しくなる。
更に、下側制御部16は、切り替えモジュールMN1-MN6を制御して接続点R、N間の電圧を設定する。ここで接続点R、N間に設定される電圧は、接続点P、R間で生成した電圧を補完する様に、つまり接続点P、N間の電圧Vpnが常に一定の電圧Vcon（直流電源2、4によって生成された電圧）と等しく成る様に設定される。
図4Aにおいて、接続点R、N間で生成された電圧は、電圧Vrnとして示され、接続点P、R間で生成された電圧は、電圧Vrpとして示される。
従って、
Vrn + Vrp = Vcon
が成立する。言いかえれば、コンデンサCmn1-Cmn6で生成した電圧Vrnは、コンデンサCmp1-Cmp6で生産した電圧Vrpを補完することにより、全コンデンサCmp1-Cmp6およびCmn1-Cmn6で生成された総電圧が、常に6kVである様に、つまり直流電源2、4で生成された電圧Vconと等しく成る様に、制御される。
図1の実施形態によれば、以下に説明するように、1つ以上のコンデンサCmが過剰に充電されるか、又は十分に充電されていないときであっても、接続点Rにおける出力電圧Voutを正確に制御することができる。
例えば、図4Bの時刻ｔ2において、切り替えモジュールMP2のコンデンサCmp2が前回の動作において1kVから900Vまで変化されていた場合、上側制御部10は電圧検出部VP2によって電圧変化をモニターする。これに応じ、上側制御部10は、切り替えモジュールMP2をON状態(1)からOFF状態(0)に切り換えると共に、上側区分において他の切り替えモジュールであってON状態(1)にされていない、例えば切り替えモジュールMP5を代替の切り替えモジュールとして選び、選ばれた切り換えモジュールMP5をON状態(1)にし、そのコンデンサCmからの安定した1kVを生成する。このようにして、1つ以上の切り替えモジュールであってON状態にされた場合、そのコンデンサの充電電圧が不適当な電圧を示すものについては、1つ以上の代替の切り替えモジュールを使用することが可能である。
上側区分における全ての切り替えモジュールがON状態(1)にされる場合、例えば時刻ｔ10で示される場合、図1に示す構成では代替の切り替えモジュールを提供することは不可能となる。ような問題に対応するために、一つの予備の切り替えモジュールMP7(図示せず)、あるいはそれ以上の数の予備の切り換えモジュールを上側区分に設ければ良い。同じことが下側区分に付いても当てはまる。
さらに、大きなパワーを扱う典型的な電力変換装置にあっては、切り換えモジュールの数ｎは多く、例えばn=100あるいはn=500である。この場合、コンデンサCmpx又はCmnx (xは、1からnの任意の値)の電圧変化に対する補償は、予備に設けた追加の切り換えモジュールをONまたはOFF状態に切り換えることにより達成される。
例えばn=500であり、コンデンサ１個当たりに充電される公称電圧が1kVである場合、Vrp = 200kVを達成するためには、200個の切り換えモジュールがON状態にされる必要がある。しかし、それらのコンデンサについて、コンデンサ１個当たりの充電電圧が公称電圧1kVからズレて、990Vであった場合、それら200個の切り換えモジュールがON状態にされたとしても、合計198kVしか得られない。この場合、予備の2個の追加の切り換えモジュールがON状態に切り替えられ、2kVが198kVに加えるため、全体としてVrp =200kVが達成される。
図3Aにおいて、電流制御部18の一例が示される。電流制御部18は、トランジスタT11、T12、T13、T14、およびダイオードD11、D12、D13、D14で構成されるフルブリッジ回路を含む。ダイオードD11、D12、D13、D14は、トランジスタT11、T12、T13、T14に対しそれぞれ逆方向に接続されている。コンデンサC3が、直列接続されているトランジスタT13、T14に対し並列に接続されている。直列接続されているインダクタL1および電流検出部19は、電流制御部18の主電流路に挿入されている。電流制御部18はさらにスイッチ制御装置21を有する。
スイッチ制御装置21は、電流検出部19から接続点R、Nの間に流れる電流Irnを表わす信号を受けると共に、電流計算部14から目標電流値Itarを受ける。
スイッチ制御装置21は、4個の出力A11、A12、A13、A14を有し、それぞれはトランジスタT11、T12、T13、T14に接続される。トランジスタT11、T12、T13、T14は、表1に示す4つの可能な状況S(1)、S(0)、S(0')、S(-1)のうちのいずれか一つ取り、それに従ってON又はOFFにされる。
Figure 0006053931
状況S(1)においては、電流は図3Aに示す実線の矢印に沿って流れる。状況S(0)においては、電流は上側の点線の矢印に沿って流れる。状況S(0')においては、電流は下側の点線の矢印に沿って流れる。状況S(-1)においては、電流はダッシュ線に沿って流れる。状況S(1)、S(0)、S(0')、S(-1)は、早い頻度、例えば1kHzと5kHzの間で切り替わる。
図3Cにおいて、目標電流Itarは、式(2)により得られたＡＣ電流で有り、その一例が図6Bに示されている。
スイッチ制御装置21は、接続点R、Nの間の現在の電流Irnと目標電流Itarとを比較する。ここで、Irn<Itarの場合、現在の電流Irnは目標電流Itarに近づけるため増加すべきである。この場合、状況S(1)が設定され、コンデンサC3の放出によって現在の電流が増加する。また、Irn> Itarの場合、現在の電流Irnは目標電流Itarに近づけるため減少すべきである。この場合、状況S(-1)が設定され、コンデンサC3の充電によって現在の電流Irnが減少する。また、Irn = Itarの場合、現在の電流が維持されるべきである。この場合、状況S(0)あるいはS(0')が設定される。
なお、状況S(0)、S(0')の両方あるいは一方を省くことができる。
このように、トランジスタT11-T14の各々は、1kHzと5kHzの間の非常に高い周波数で制御される。
このように、図3Cにおいて示されるように、現在の電流Irnは目標電流Itarを上下に交差して変動する。
電流制御部18によって、接続点R、Nの間に流れる電流、つまり電流制御部18を流れる現在の電流Irnは、目標電流Itarと等しいかほとんど等しい値となる。
図1において、接続点Pに接続され、一点鎖線で囲まれた回路、すなわち切り替えモジュールMP1-MP6、電圧検出部VP1-VP6および上側制御部10を含む回路は、目標電圧Vtarに応じて電圧制御されるために使用される回路である。従って、一点鎖線で囲まれた回路を、電圧側制御部7と言う。
さらに、図1において、接続点Nに接続され、別の一点鎖線で囲まれた回路、すなわち切り替えモジュールMN1-MN6、電圧検出部VN1-VN6、下側制御部16および電流制御部18を含む回路は、ターゲット電流Itarに応じて電流制御されるために使用される回路である。従って、別の一点鎖線で囲まれた回路を電圧側制御部9と言う。
この発明の第1の実施形態によれば、切り替えモジュールMP1-MP6およびMN1-MN6においてインダクタは使用されていない。従って、切り替えモジュールMP1-MP6およびMN1-MN6に流れる共振電流はない。もし、万が一、切り替えモジュールMN1-MN6におけるコンデンサCmと電流制御部18におけるインダクタL1の間で共振電流が発生しても、電流制御部18により、かかる共振電流は、直ちに抑圧される。なぜなら、電流制御部18は、そこに流れる電流を目標電流Itarと等しくする様な制御を行うからである。
<実施形態2>
図5は、この発明の第2の実施形態による電力変換装置を示す。
図5に示される電力変換装置は、図1に示される電力変換装置と比べ、電流制御部18がインダクタ55および電流検出部57と置き換えられている点、又、下側制御部16は下側制御部16’と置き換えられている点で異なる。図5に示される電力変換装置の他の構成や要素は、図1に示されるものと同じである。
図5の電力変換装置の動作を説明する。図5の上側制御部10は図1のそれと同じ方法で作動する。従って、図6Aに示す様に、出力電圧Voutはステップ状に変化し、切り替えモジュールMP1-MP6およびMN1-MN6は、図4Bに従って変化する。
上側制御部10によって電圧が制御される点は上述と同じであるが、下側制御部16’により、電流検出部12に流れる電流Ioutは、図6Bに示すように、波形Itarと等しいか大略等しい様に制御される。これは、下側制御部16’によって達成される。すなわち、電流検出部57を流れる電流Irnが、式(2)により得られる目標電流Itarと等しく成るように制御される。図6Bに示されるように、式(2)によって得られた目標電流Itarはサイン波曲線ではなく、サイン波とコサイン波を掛け合わせて得られる波線である。下側制御部16’は、目標電流Itarと、電流検出部57によって検知された現在の電流Irnとを比較する。
現在の電流Irnが目標電流Itarより小さい場合、下側制御部16’は切り替えモジュールMN1-MN6のうちOFF状態(0)にあるものの1つに、シングルショット・パルスを送る。
これにより、シングルショット・パルスを受けた切り替えモジュールは直ちにON状態にされ、正方向パルスPPを生成し、インダクタ55を誘導し、そこに流れる現在の電流Irnを増加させる。
他方、現在の電流Irnが目標電流Itarより大きい場合、下側制御部16’は切り替えモジュールMN1-MN6のうちON状態(1)にあるものの1つに、のシングルショット・パルスを送る。これにより、シングルショット・パルスを受けた切り替えモジュールは直ちにOFF状態にされ、負方向パルスPNを生成し、インダクタ55を誘導し、そこに流れる現在の電流Irnを減少させる。
このようにして、電流Irnは、目標電流Itarと等しいか大略等しい値に制御される。現在の電流Irnを瞬時に増加、又は減少させる点について、さらに以下に説明する。
図6A、6Bにおいて、制御時刻ｔ11で、Irn<Itarの関係が検知されたとする。この場合、接続点R、Nの間に流れる現在の電流Irnは増加させる必要がある。このため、下側制御部16’は、非常に短いパルス期間（数十あるいは数百マイクロ秒）を有するオンパルスを生成し、切り替えモジュールMN1-MN6のうちの1つでOFF状態(0)にあるもの、例えば切り替えモジュールMN4に、そのオンパルスを加える。切り替えモジュールMN4が瞬時にON状態になることによって、シングルショット・パルスである正方向パルスPP1がインダクタ55に現われ、電流Irnを増加させる。同様にして、正方向パルスPP2、PP3が、制御時刻ｔ21、t31に生成される。
次に、例えば、制御時刻ｔ32で、Irn> Itarの関係が検知されたとする。この場合、接続点R、Nの間に流れる現在の電流Irnは減少させる必要がある。このため、下側制御部16’は、非常に短いパルス期間（数十あるいは数百マイクロ秒）を有するオフパルスを生成し、切り替えモジュールMN1-MN6のうちの1つでON状態(1)にあるもの、例えば切り替えモジュールMN1に、そのオフパルスを加える。切り替えモジュールMN1が瞬時にOFF状態になることによって、シングルショット・パルスである負方向パルスPN1が、インダクタ55に現われ、電流Irnを減少させる。同様にして、負方向パルスPN2、PN3が、制御時刻ｔ33、t41に生成される。
上記の例においては、6個の切り替えモジュールMN1-MN6により、現在の電流Irnが目標電流Itarと等しく成るように制御されたが、以下に説明するように、電流制御用の1つ以上の予備の追加の切り替えモジュールを設けることが好ましい。
例えば、切り替えモジュールMN1-MN6のすべてがON状態(1)にあり、更に別の切り替えモジュールを瞬時的にON状態にする必要がある場合、正方向パルスPPを生成するための追加の切り替えモジュールが必要である。同様に、切り替えモジュールMN1-MN6のすべてがOFF状態(0)にあり、更に別の切り替えモジュールを瞬時的にOFF状態にする必要がある場合、負方向パルスPNを生成するための追加の切り替えモジュールが必要である。
このように、出力電圧Voutにいかなる影響も与えることなく、現在の電流Irnを目標電流Itarと等しいか、大略等しくすることができる。
なお、切り換えモジュールの平均した切り替え周波数は、例えば180Hzと360Hzの間のいかなる周波数であっても良い。
<実施形態3>
図7は、この発明の第3の実施形態による電力変換装置を示す。
図7に示される電力変換装置は、R相変換装置100、S相変換装置102、T相変換装置104を含み、これらは同じ構造を有するが、動作する位相が互いに120度ずつシフトしている。
R相変換装置100は、参照電圧発生部60、電圧計算部80、電流検出部120、電流計算部140を有し、それらは基本的に図1で説明した参照電圧発生部6、電圧計算部8、電流検出部12、電流計算部14、と同じである。電圧計算部80は式(1)を計算し、電流計算部140は式(2)を計算する。R相変換装置100は、さらに、電圧側制御部70および電流側制御部90を有し、これらは図1で説明した電圧側制御部7および電流側制御部9と同様の機能を有する。
電圧側制御部70は、バイアス電圧源110a、110bを備えた計測増幅器110を含む。
演算増幅器110の端子1、3は、接続点Pに接続される。計測増幅器110の入力端子は、目標電圧Vtarを表わす信号を受ける一方、その出力端子は、制御された電圧を接続点Rへ出力する。ここで、制御された電圧は、目標電圧Vtarと等しい。
電流側制御部90は、計測増幅器170、帰還増幅器180、抵抗器190を含む。計測増幅器170はバイアス電圧源170a、170bを備える。計測増幅器170の端子3は接続点Nから電流Irnを受ける。計測増幅器170の入力端子は、目標電流Itarを表わす信号を受ける一方、その出力端子は、制御された電流を接続点Rへ出力する。ここで、制御された電流は、目標電流Itarと等しい。
同様に、S相変換装置102は、参照電圧発生部62、電圧計算部82、電流検出部122、電流計算部142、電圧側制御部72、電流側制御部92を有する。電圧側制御部72は、計測増幅器112を含み、電流側制御部92は、計測増幅器172、帰還増幅器182、抵抗器192を含む。
同様に、T相変換装置104は、参照電圧発生部64、電圧計算部84、電流検出部124、電流計算部144、電圧側制御部74、電流側制御部94を有する。電圧側制御部74は、計測増幅器114を含み、電流側制御部94は、計測増幅器174、帰還増幅器184、抵抗器194を含む。
<実施形態4>
図8は、交流電力を直流電力に変換するための電力変換装置を示す。図8の電力変換装置は、中心接続点C'を有する星形結線で接続される三相交流発電機202、204、206を有する。交流発電機202はインダクタ212に接続され、さらにブレーカ222に接続される。ブレーカ222は、R相変換装置100の特に電流検出部12に接続される。この実施形態では、接続点Rは入力端子として作用する。
同様に、交流発電機204はインダクタ214に接続され、さらにブレーカ224に接続される。ブレーカ224は、S相変換装置102に接続される。また、交流発電機206はインダクタ216に接続され、さらにブレーカ226に接続される。ブレーカ226はT相変換装置104に接続される。
交流発電機202、204、206からは、相が120度ずつずれた交流電圧が生成される。
位相・電圧検出部270は、交流発電機202と連結され、交流発電機202の位相および電圧を検出する。検出された位相および電圧は、参照電圧発生部6に送られる。ブレーカ制御部260はブレーカ222のON、OFFの制御を行う。ブレーカ制御部260は、参照電圧発生部6に接続される位相シフト回路250へ制御信号を送る。
同様に、位相・電圧検出部(図示せず)は交流発電機204、206にも連結され、ブレーカ制御部(図示せず)は、ブレーカ224、226のON、OFFの制御を行う。
R相変換装置100、S相変換装置102、T相変換装置104によって生成された直流電力は、接続点P、Nの間に直列接続されたコンデンサ220、240に送られる。接続点P、Nは、直流の出力端子として作用する。
R相の動作について説明する。
最初、ブレーカ222は開いており、発電機202は交流電圧を生成している。位相・電圧検出部270は、発電機202によって生成された交流電圧の位相および電圧を検出する。参照電圧発生部6は、発電機202によって生成された交流電圧の位相および電圧を表わす信号を受けると、発電機202によって生成された交流電圧と同期するサイン波の参照電圧Vrefを生成する。この時、コンデンサ220、240は完全に充電された状態に有り、コンデンサCmp1-Cmp6およびCmn1-Cmn6も適切な充電器(図示せず)によって最低限必要な電圧にまでフル充電されている。また、この時、電圧計算部8は目標電圧Vtarを生成し、接続点Rにおける交流電圧および位相が、発電機202によって生成された交流電圧および位相と同じであるようにする。そして、接続点P、Nの間で生成された電圧は一定の直流電圧であが、まだ、電流は流れていない状態にある。
次に、ブレーカ222はブレーカ・制御部260の制御によって閉じられる。この時、発電機202の交流電圧およびその相が接続点Rで観察されたものと同じであるので、電流は接続点Rと発電機202の間に流れない。すなわち、接続点Rの交流電圧は発電機202で交流電圧と均衡状態にある。その結果、電流検出部12を通って流れる電流はゼロである。
次に、ブレーカ・制御部260がブレーカ222 を閉じると、ブレーカ・制御部260は位相シフト部250へ位相シフト信号を設ける。これにより、位相シフト部250は、徐々にサイン波参照電圧Vrefの位相を変える。位相は、5〜10度ほど変えられる。従って、参照信号Vrefの交流電圧は、発電機202によって生成された交流電圧に対して位相シフトされている。
位相シフトが起こると、接続点Rの電圧は発電機202の電圧と均衡状態から外れ、正弦波電圧がインダクタ212の両端に現われ、正弦波電流がインダクタ212を通って流れる。この電流は電流検出部12によって検知される。このとき、電流計算部14は、接続点Nを流れるべき目標電流を計算する。下側制御部16は、切り替えモジュールMN1-MN6を制御し、その結果、接続点Nを流れる電流は一定の直流電流になる。このようにして、交流電力から直流電力への変換がなされる。位相シフト部250の位相が増加するにつれ、接続点P、Nから出力される直流電流は増加する。
同様の動作がS相およびT相に対しても実行される。
この発明の好ましい実施形態を添付の図面を参照して説明したが、種々の変更および変形例は、当業者に明かであり、掛かる変更および変形例は、添付の特許請求の範囲に含まれるべきである。
この発明は電力変換装置に使用することができる。
2 ...パワー源
4 ...パワー源
6、60...参照電圧発生部
7、70...電圧側制御部
8、80...電圧計算部
9、90...電流側制御部
10 ...上側制御部
12 ...電流検出部
14 ...電流計算部
16 ...下側制御部
18 ...電流制御部
19、57...電流検出部
21 ...スイッチ制御装置
MP1-MP6、MN1-MN6...切り替えモジュール
VP1-VP6、VN1-VN6、32...電圧検出部
40、42、44...負荷
100 ...R相変換装置
102 ...S相変換装置
104 ...T相変換装置
L1、55...インダクタ

Claims (3)

  1. 第１端子（Ｐ）と第２端子（Ｎ）との間に加わる直流電力を交流電力に変換し、出力端子（Ｒ）から正弦波の交流電圧および正弦波の交流電流を生成する電力変換装置であって、
    前記電力変換装置は、
    直流電力から変換されて出力されるであろう交流電圧を表わす参照信号を生成する参照電圧発生部（６，６０）、
    第1端子（Ｐ）と出力端子（Ｒ）との間で出力されるべき目標電圧を、参照信号に基づいて計算する電圧計算部（８，８０）、ここで電圧計算部は次式を計算する
    Vtar ＝ Vpc − ｋ＊Vref （１）
    なお、Vtarは第１端子（Ｐ）と出力端子（Ｒ）との間の目標電圧、Vpcは第１端子（P）と、第１端子、第２端子間の中央にある中央端子との間の電圧、Vrefは参照信号の電圧、kは所定の定数である、
    目標電圧と等しいか大略等しい電圧に成るように、第1端子（Ｐ）と出力端子（Ｒ）との間の電圧を制御する電圧側制御部（７，７０）、ここで、出力端子（Ｒ）から生成した電圧は正弦波の交流電圧である、
    出力端子（Ｒ）を流れる現時点の電流を検出する電流検出部（１２，１２０）、
    第２端子（Ｎ）から出力端子（Ｒ）に流れる目標電流を、目標電圧および現時点の電流に基づいて計算する電流計算部（１４，１４０）、
    第２端子（Ｎ）から出力端子（Ｒ）に流れる電流が目標電流と等しいか大略等しく成るように制御する、電流側制御部（９，９０）、
    前記第２端子（N）と出力端子（Ｒ）との間に接続された複数の第２切り替えモジュール（ＭN１−ＭN６）、ここで、各切り替えモジュールは、所定の電圧に充電されるコンデンサを有し、前記複数の第２切り替えモジュールからは、直列接続されたコンデンサから得られる電圧を生成する、
    前記複数の第２切り替えモジュールに対して設けられた複数の第２電圧検出器（VN1-VN6)、ここで複数の第２電圧検出器のそれぞれは、対応するコンデンサの充電電圧を検出する、
    直列接続されたコンデンサから得られる電圧と、目標電圧とを比較し、上記切り換えモジュールの制御により直列接続されたコンデンサから得られる電圧を調整する下側制御部（１６）、
    を含み、
    前記電流側制御部（９）は、
    インダクタ（L1, 55)を備え、前記第２端子（N）における電流を制御する電流制御部（T11-T14; MN1-MN6; １７０）、
    前記第２端子（N）に流れる電流を検出する電流検出部（１９，５７；１８０）、
    現在の電流と目標電流とを比較し、電流制御部を制御して、前記第２端子（N）における電流が目標電流と等しいか大略等しくなるように制御するスイッチ制御装置（２１；１６’；１８０)、
    を有することを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記電流制御部は、ブリッジ回路に接続された４つのトランジスタ（T11-T14)を有することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記電流制御部は、前記複数の第２切り替えモジュール（ＭN１−ＭN６）で構成され、前記スイッチ制御装置は前記下側制御部で構成されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
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