JP7377172B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置に関する。詳細には、単相交流と直流との間の変換を伴う電力システムの、直流電源バスの電圧変動を抑制する装置に関する。
近年、大容量蓄電池や太陽電池の普及により、単相交流と直流との間の変換を伴う電源システムへの需要が高まっている。車載蓄電池の充電システムや、蓄電池を用いた家庭用電源システムが、この例である。車載蓄電池の充電システムでは、外部電源からの単相交流が、ＡＣＤＣコンバータ及び力率改善（ＰＦＣ）を経て直流に変換される。これが、ＤＣＤＣコンバータにより所望の電圧に変換されて、車載蓄電池に送られる。また、蓄電池を用いた家庭用電源システムでは、直流電源である蓄電池の電圧がＤＣＤＣコンバータにより所望の電圧に変換され、さらにインバータにより単相交流に変換される。
これらの電源システムでは、直流電源バスの電圧変動を抑えるために、この電源バスに大容量の電解コンデンサを接続するのが一般的である。例えば、ＰＦＣとＤＣＤＣコンバータとを繋ぐ電源バスや、ＤＣＤＣコンバータとインバータとを繋ぐ電源バスに、電解コンデンサが接続される。電解コンデンサは、他のコンデンサと比べて大容量化ができる一方で、体積が大きいためシステムが大型化する、寿命が短い等の課題を有している。
電源システムの小型化及び長寿命化のために、電解コンデンサに代えて使用できる、アクティブパワーデカップリング（ＡＰＤ）方式の電力変換装置が提唱されている。この装置では、小容量のコンデンサで電圧変動が抑制できるため、小型で長寿命なフィルムコンデンサやセラミックコンデンサが使用できる。この装置の例が、「"A Voltage ControlMethod for an Active Capacitive DC-link Module with Series-Connected Circuit", 2017 IEEE 3rd International FutureEnergy Electronics Conference and ECCE Asia,IFEEC - ECCE Asia, Page 221 - 225.」（以後、文献１）で報告されている。
文献１の装置は、変動補償回路と制御回路とからなる。変動補償回路は、電源バスと繋がる第一コンデンサ、このコンデンサと直列に繋がる第二コンデンサ、及び補助コンデンサを備える。補助コンデンサと第二コンデンサとは、インバータで接続されている。変動補償回路から、電源バス電圧及び補助コンデンサ電圧が制御回路に送られる。制御回路から、インバータのスイッチ素子をオンオフさせるＰＷＭ信号が変動補償回路に送られる。制御回路は、補助コンデンサ電圧が所定の目標電圧となり、第二コンデンサが電源バス電圧の変動を補償する電圧となるように、ＰＷＭ信号のデューティー比を変更する。デューティー比変更後の変動補償回路からの電源バス電圧及び補助コンデンサ電圧が、制御回路にフィードバックされる。これを繰り返すことで、電源バスの電圧変動が抑えられる。変動補償回路と制御回路とは、フィードバック制御系を構成している。
"A Voltage ControlMethod for an Active Capacitive DC-link Module with Series-Connected Circuit", 2017 IEEE 3rd International FutureEnergy Electronics Conference and ECCE Asia,IFEEC - ECCE Asia, Page 221 - 225.
文献１の装置で精度よく電源電圧の変動を補償するには、補助コンデンサの電圧を、目標電圧との差が小さくなるように制御することが重要となる。しかし、補助コンデンサの電圧制御は、非線形モデルである。補助コンデンサの電圧制御に、比例積分制御（ＰＩ制御）等の従来の代表的な制御方法を使用すると、発振し易くなる。これは、電源バスの電圧の変動を、精度よく抑えることを困難にしている。
本発明の目的は、精度よく電源バスの電圧の変動が抑えられうる、ＡＰＤ方式の電力変換装置の提供にある。
本発明は、単相交流と直流との間の変換を伴う電力システムの、直流電源バスの電圧変動を抑制する電力変換装置に関する。この装置は、変動補償回路と制御回路とを備える。前記変動補償回路は、電源バスに接続された第一コンデンサＣ１、前記第一コンデンサＣ１とグランドとの間でこれらと直列に接続された第二コンデンサＣ２、補助コンデンサＣｃ、前記第二コンデンサＣ２と前記補助コンデンサＣｃとに接続された、スイッチ素子を含む降圧機能を有するコンバータ、前記電源バスの電圧Ｖｄを計測する第一電圧計、前記補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃを計測する第二電圧計、及び前記コンバータの出力電流Ｉａを計測する電流計を備える。前記制御回路は、前記電圧Ｖｄと電圧Ｖｃと電流Ｉａとを入力として、前記電圧Ｖｄが所定の目標電圧ＶＤとなり、前記電圧Ｖｃが所定の目標電圧ＶＣとなるように、前記スイッチ素子のオンとオフとを制御するスイッチ制御信号を生成する。前記制御回路は、前記変動補償回路での瞬時有効電力ｉｐを計算する有効電力計算部を備え、前記瞬時有効電力ｉｐを用いて前記電圧Ｖｃを制御する。
好ましくは、前記制御回路は、前記電圧Ｖｄ及び前記電流Ｉａから前記変動補償回路での瞬時有効電力ｉｐ及び瞬時無効電力ｉｑを計算するｐｑ計算部と、前記瞬時有効電力ｉｐ、前記電圧Ｖｃ及び前記目標電圧ＶＣから、前記電圧Ｖｃを前記目標電圧ＶＣとするための、中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐを決めるＰｐ決定部と、前記瞬時無効電力ｉｑをゼロにするための、中間操作量となる瞬時無効電力Ｑｐを決めるＱｐ決定部とを備え、前記瞬時有効電力Ｐｐと瞬時無効電力Ｑｐとから、前記スイッチ制御信号が生成される。
好ましくは、前記制御回路は、前記瞬時有効電力Ｐｐ及び瞬時無効電力Ｑｐから、前記コンバータの出力電流ＩＡを計算するＩＡ計算部と、前記計算で求められた電流ＩＡ及び前記電流Ｉａから、これらの差分をゼロとするための中間操作量となる前記第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２ｐを決めるＶ２ｐ決定部と、前記電圧Ｖ２ｐ及び前記電圧Ｖｃから前記スイッチ制御信号を生成する、スイッチ制御信号生成部とをさらに備える。
好ましくは、前記Ｖ２ｐ決定部は、前記単相交流の周波数の２倍の周波数ω０の変動に対してゲインのピークを有する比例共振制御部を備える。
好ましくは、前記制御回路は、前記第二コンデンサＣ２と前記コンバータとによって決まる発振周波数の成分を低減する、発振周波数成分の低減回路をさらに備え、前記変動補償回路からの前記電流Ｉａが前記低減回路に通され、前記低減回路の出力が前記電流Ｉａとしてスイッチ制御信号の生成に使用される。
好ましくは、前記低減回路は、ノッチフィルター又はセカンドオーダージェネラライズドインテグレーターである。
好ましくは、前記コンバータは、インバータ又は降圧チョッパである。
本発明は、単相交流と直流との間の変換を伴う電力システムの、直流電源バスの電圧変動を抑制する電力変換装置用の変動補償回路の制御方法に関する。前記変動補償回路は、電源バスに接続された第一コンデンサＣ１、前記第一コンデンサＣ１とグランドとの間でこれらと直列に接続された第二コンデンサＣ２、補助コンデンサＣｃ、前記第二コンデンサＣ２と前記補助コンデンサＣｃとに接続された、スイッチ素子を含む降圧機能を有するコンバータ、前記電源バスの電圧Ｖｄを計測する第一電圧計、前記補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃを計測する第二電圧計及び前記コンバータの出力電流Ｉａを計測する電流計を備えている。前記制御方法は、
（Ａ）前記電圧Ｖｄと電圧Ｖｃと電流Ｉａとを入力するステップ
及び
（Ｂ）前記電圧Ｖｄが所定の目標電圧ＶＤとなり、前記電圧Ｖｃが所定の目標電圧ＶＣとなるように、前記スイッチ素子のオンとオフとを制御するスイッチ制御信号を生成するステップ
を含む。前記（Ｂ）のステップにおいて、前記電圧Ｖｄ及び前記電流Ｉａから前記変動補償回路での瞬時有効電力ｉｐが計算され、前記瞬時有効電力ｉｐを用いて前記電圧Ｖｃが制御される。
好ましくは、前記（Ｂ）のステップは、
（Ｂ１）前記電圧Ｖｄ及び前記電流Ｉａから、前記変動補償回路での瞬時有効電力ｉｐを計算するステップ、
（Ｂ２）前記瞬時有効電力ｉｐ、前記電圧Ｖｃ及び前記目標電圧ＶＣから、前記電圧Ｖｃを前記目標電圧ＶＣとするための、中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐを決めるステップ、
（Ｂ３）前記電圧Ｖｄ及び前記電流Ｉａから、前記変動補償回路での瞬時無効電力ｉｑを計算するステップ、
（Ｂ４）前記瞬時無効電力ｉｑから、この瞬時無効電力ｉｑをゼロにするための、中間操作量となる瞬時無効電力Ｑｐを決めるステップ
を含み、前記瞬時有効電力Ｐｐ及び瞬時無効電力Ｑｐから前記スイッチ制御信号が生成される。
好ましくは、前記（Ｂ）のステップは、
（Ｂ５）前記瞬時有効電力Ｐｐ及び瞬時無効電力Ｑｐから、前記コンバータの出力電流ＩＡを計算するステップ、
（Ｂ６）前記計算で求められた電流ＩＡ及び前記電流Ｉａから、これらの差分をゼロとするための中間操作量となる前記第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２ｐを決めるステップ、
及び
（Ｂ７）前記電圧Ｖ２ｐ及び前記電圧Ｖｃから前記スイッチ制御信号を生成するステップ
をさらに含む。
好ましくは、前記（Ｂ６）のステップでは、前記単相交流の周波数の２倍の周波数ω０の変動に対してゲインのピークを有する比例共振制御が実施される。
好ましくは、この制御方法は、前記（Ａ）のステップの後に、
（Ｃ）前記（Ａ）のステップで入力された前記電流Ｉａを、前記第二コンデンサＣ２と前記コンバータとによって決まる発振周波数の成分を低減する発振周波数成分の低減回路に通すステップ
をさらに備え、前記（Ｂ）のステップでは、前記電流Ｉａとして、前記低減回路を通した後の電流が使用される。
好ましくは、前記発振周波数成分の低減回路が、ノッチフィルター又はセカンドオーダージェネラライズドインテグレーターである。
本発明者らは、補助コンデンサの充放電に関係するのは、変動補償回路の電力のうち、有効電力であることに着目した。変動補償回路の瞬時有効電力を補助コンデンサの電圧制御に使用することで、ＰＩ制御等の従来の制御方法を使用しても、発振を抑えて精度良く補助コンデンサの電圧が制御できることを見いだした。
本発明に係る電力変換装置では、制御回路は、変動補償回路での瞬時有効電力ｉｐを計算する有効電力計算部を備える。瞬時有効電力ｉｐを用いて、補助コンデンサの電圧Ｖｃが制御される。この装置では、精度よく電源バスの電圧の変動が抑えられうる。
図１は、本発明に係る電力変換装置を使用する電源システムの一例が示された、ブロック図である。 図２は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置が示された、回路図である。 図３は、図２の装置の制御回路の動作が示された、ブロック線図である。 図４は、図３の制御回路の一部の動作が示された、ブロック線図である。 図５は、図３の制御回路の比例共振制御部の周波数応答が示された、ボード線図である。 図６は、本発明の他の実施形態に係る電力変換装置の制御回路の動作が示された、ブロック線図である。 図７は、図２の回路の電源バスの電圧のシミュレーション結果が示されたグラフである。 図８は、図２の回路の補助コンデンサの電圧のシミュレーション結果が示されたグラフである。 図９（ａ）は図２の装置の信号の測定結果のグラフであり、図９（ｂ）は図３の制御回路においてノッチフィルターを取り外したときの図２の装置の信号の測定結果のグラフである。
以下、適宜図面が参照されつつ、好ましい実施形態に基づいて本発明が詳細に説明される。
本発明に係る電力変換装置２は、単相交流を使用する電力システムで使用される。この電力変換装置２は、単相交流と直流との間の変換を伴う電源システムにおいて、直流電源バスに接続される。この電力変換装置２は、アクティブパワーデカップリング（ＡＰＤ）方式で、直流の電源バスの変動を抑制する。図１には、この電力変換装置２が使用された、電力システム４の例が示されている。この図では、この電力変換装置２は、「ＡＰＤ」で表されている。
図１の電力システム４は、単相交流の外部電源６から、車載用の蓄電池８を充電するシステムである。単相交流が、ＡＣＤＣコンバータ及び力率改善９（ＰＦＣ９）を経て直流に変換され、さらにＤＣＤＣコンバータ１０により所望の電圧に変換されて、車載蓄電池８に送られる。この実施形態では、本装置２は、ＰＦＣ９とＤＣＤＣコンバータ１０とを繋ぐ電源バスに接続されている。図示されないが、本装置２が使用される他の電源システムの例として、蓄電池を利用した家庭用の単相交流電源システムが挙げられる。本装置２は、この電源システムにおいて、ＤＣＤＣコンバータとインバータとを繋ぐ電源バスに接続される。
[第一の実施形態]
図２は、本発明の一実施形態に係る電力変換装置２が示された回路図である。図で示されるように、この装置２は、変動補償回路１２と制御回路１４とを備える。
変動補償回路１２は、電源バスに接続されている。図２に示されるように、変動補償回路１２は、第一コンデンサＣ１、第二コンデンサＣ２、補助コンデンサＣｃ、コンバータ１６、第一電圧計１８、第二電圧計２０、第三電圧計２２及び電流計２４を備える。
第一コンデンサＣ１の一端は電源バスに接続されており、もう一端は第二コンデンサＣ２に接続されている。第二コンデンサＣ２は、第一コンデンサＣ１とグランドとの間に直列に挿入されている。コンバータ１６は、第二コンデンサＣ２と補助コンデンサＣｃとに接続されている。コンバータ１６は、二つの入力端子と、二つの出力端子とを備える。それぞれの入力端子は補助コンデンサＣｃの対応する端子と接続し、それぞれの出力端子は第二コンデンサＣ２の対応する端子と接続している。
コンバータ１６は、スイッチ素子Ｔを備える。この実施形態では、コンバータ１６は、４つのスイッチ素子Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３及びＴ４と、二つのインダクタＬ１及びＬ２とを備えた、インバータで構成される。それぞれのスイッチ素子Ｔは、ＭＯＳＦＥＴで構成されている。スイッチ素子Ｔが、ＩＧＢＴ、ＪＦＥＴ、ＨＦＥＴ等の他のスイッチ素子で構成されていてもよい。それぞれのスイッチ素子Ｔのゲートには、制御回路１４からのスイッチ制御信号が接続されている。この実施形態では、制御回路１４からのＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号が接続されている。スイッチ素子Ｔのオン時間とオフ時間との比率が、ＰＷＭ信号のデューティー比により決まる。このコンバータ１６により、第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２は、補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃより降圧されうる。電圧Ｖ２の電圧Ｖｃに対する降圧の程度は、ＰＷＭ信号のデューティー比で制御することができる。
上記のとおり、第二コンデンサＣ２は、電源バスとグランドとの間に、第一コンデンサＣ１を介して直列に接続されている。電源バスの電圧Ｖｄの変動を補償するように、ＰＷＭ信号によって第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２を制御することにより、電源バスの電圧Ｖｄの変動を抑制することができる。
この変動補償回路１２では、補助コンデンサＣｃの充放電は、電源バスの電圧Ｖｄの変動によって、コンバータ１６を通して行われる。補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃは、ＰＷＭ信号のデューティー比によって、変えることができる。
スイッチ制御信号は、ＰＷＭ信号でなくてもよい。ＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号であってもよい。スイッチ素子Ｔのオン時間とオフ時間との比率（スイッチ制御信号のＨ時間とＬ時間との比率）が変更でき、これにより第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が制御できればよい。
この実施形態では、コンバータ１６は、上記のとおりインバータで実現されている。コンバータ１６は、インバータで実現されていなくてもよい。電圧Ｖ２の電圧Ｖｃに対する降圧の程度が制御できる回路であればよい。例えばコンバータ１６が、降圧チョッパで実現されていてもよい。
第一電圧計１８は、電源バスの電圧Ｖｄを計測する。第二電圧計２０は、補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃを測定する。第三電圧計２２は、第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２を測定する。電流計２４は、コンバータ１６の出力電流Ｉａを計測する。計測された電圧Ｖｄ、電圧Ｖｃ、電圧Ｖ２及び電流Ｉａは、制御回路１４に送られる。
図２で示されるように、この実施形態では、制御回路１４は、演算器（ＭＣＵ２６）、メモリ２８及び図示されないプログラムを備えている。プログラムは、メモリ２８に格納されている。制御回路１４には、変動補償回路１２から上記の電圧Ｖｄ、電圧Ｖｃ及び電流Ｉａが入力される。制御回路１４は、変動補償回路１２のスイッチ素子Ｔのオンとオフとを制御する、スイッチ制御信号を生成する。この実施形態では、制御回路１４は、スイッチ制御信号として、ＰＷＭ信号を生成する。制御回路１４は、変動補償回路１２からの電圧Ｖｄ及び電圧Ｖｃを入力とし、それぞれを目標電圧とするための操作量として、スイッチ制御信号を変動補償回路１２に渡す。制御回路１４と変動補償回路１２とは、フィードバック制御系を構成している。
図３には、制御回路１４の機能がブロック線図で表されている。制御回路１４には、変動補償回路１２からの電圧Ｖｄ、電圧Ｖｃ及び電流Ｉａに加えて、電源バスの所定の目標電圧ＶＤ及び補助コンデンサＣｃの所定の目標電圧ＶＣが入力される。図３から分かるとおり、制御回路１４は、ノッチフィルター３０（ＮＦ３０）、変動成分電圧抽出部３２（ｖｄ抽出部３２）、オールパスフィルター３４（ＡＰＦ３４）、瞬時有効電力及び瞬時無効電力計算部３６（ｐｑ計算部３６）、中間操作量となる瞬時有効電力の決定部３８（Ｐｐ決定部３８）、中間操作量となる瞬時無効電力の決定部４０（Ｑｐ決定部４０）、コンバータ出力電流の計算部４２（ＩＡ計算部４２）、中間操作量となる第二コンデンサＣ２電圧決定部４４（Ｖ２ｐ決定部４４）及び最終的な操作量となるＰＷＭ信号の生成部４６（ＰＷＭ生成部４６）を備える。
なお、第三電圧計２２で計測された第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２は、制御回路１４での処理には使用されない。これは、評価時に、第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２を確認するために使用される。従って図３には、電圧Ｖ２は記載されていない。
この実施形態では、上記の制御回路１４の各部分に対応する専用の回路が存在するのではなく、これらはプログラムがＭＣＵ２６を動作させることで実現されている。制御回路１４の一部が、専用の回路で実現されていてもよい。例えば、ＮＦ３０が専用の回路で実現され、制御回路１４のその他の部分が、プログラムがＭＣＵ２６を動作させることで実現されていてもよい。ＡＰＦ３４が専用の回路で実現され、制御回路１４のその他の部分が、プログラムがＭＣＵ２６を動作させることで実現されていてもよい。制御回路１４の上記の部分の全てが、専用の回路で実現されていてもよい。
ＮＦ３０は、特定の周波数に対するゲインが、その他の周波数に対するゲインより小さいフィルターである。ＮＦ３０は、第二コンデンサＣ２とインダクタＬ１及びＬ２とで決まる発振周波数Ｆｏに対して、小さいゲインを有するように構成されている。ＮＦ３０は、周波数Ｆｏの成分を低減する、発振周波数成分の低減回路である。この実施形態では、変動補償回路１２からの電流Ｉａが、ＮＦ３０に通されている。ＮＦ３０の出力電流は、入力電流Ｉａと比べて、周波数Ｆｏの成分が低減されている。ＮＦ３０の出力電流は、入力電流Ｉａとは同一ではない。この明細書では、入力電流ＩａとＮＦ３０の出力電流とは、特に必要がない限り区別しない。ＮＦ３０の出力電流は、電流Ｉａとして記載される。
ｖｄ抽出部３２では、測定した電源バスの電圧Ｖｄと、電源バスの目標電圧ＶＤとの差分がとられる。これにより、変動電圧ｖｄが得られる。変動電圧ｖｄは、電源バスの電圧Ｖｄの、目標電圧ＶＤからの変動成分である。
ＡＰＦ３４は、所定の周波数の信号に対して、振幅を変えずに位相をシフトするフィルターである。このＡＰＦ３４は、電源システムで使用する単相交流の周波数の２倍の周波数（ω０）の信号に対して、位相を－９０°シフトする（９０°遅らせる）ように設定される。単相交流の電源システムでは、瞬時電力は周波数ω０で変動する。このため、変動電圧ｖｄ及び電流Ｉａは、主にω０の周波数成分を有する。図３で示されるように、変動電圧ｖｄがＡＰＦ３４に通されることで、ｖｄの位相が－９０°シフトした電圧ｖｄβが出力される。さらに電流ＩａがＡＰＦ３４に通されることで、電流Ｉａの位相が－９０°シフトした電流Ｉａβが出力される。
ｐｑ計算部３６では、電源バスの電圧変動による変動補償回路１２の瞬時有効電力ｉｐ及び瞬時無効電力ｉｑが計算される。電圧ｖｄβ及び電流Ｉａβが得られているので、瞬時有効電力ｉｐ及び瞬時無効電力ｉｑは以下の式で計算できる。
瞬時有効電力ｉｐ＝ｖｄ＊Ｉａ＋ｖｄβ＊Ｉａβ
瞬時無効電力ｉｑ＝ｖｄ＊Ｉａβ＋ｖｄβ＊Ｉａ
図４にこの計算式に対応する、ｐｑ計算部３６の動作が示されている。
Ｐｐ決定部３８は、計測された補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃ、補助コンデンサＣｃの目標電圧ＶＣ、及び瞬時有効電力ｉｐから、補助コンデンサＣｃの電圧を電圧ＶＣにするための、中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐを決定する。図３で示されるように、Ｐｐ決定部３８では、電圧Ｖｃと電圧ＶＣとの差分から、第一の比例積分制御（ＰＩ制御）により、第一の中間操作量Ｐｐ１が決められる。このＰｐ１とｐｑ計算部３６で計算した瞬時有効電力ｉｐとの差分から、第二のＰＩ制御により、中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐが決められる。Ｐｐ決定部３８では、瞬時有効電力ｉｐを用いて、補助コンデンサＣｃの電圧が制御されている。
なお、本明細書において、中間操作量とは、ＰＩ制御や、後述するＩ制御及びＰＲ制御の出力であって、変動補償回路１２への最終的な操作量であるＰＷＭ信号の生成に使用される操作量を指す。
中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐの決定に、ＰＩ制御以外の制御方法が使用されてもよい。例えば、第一のＰＩ制御に代えて積分制御（Ｉ制御）が使用されてもよく、第二のＰＩ制御に代えてＩ制御が使用されてもよい。
Ｑｐ決定部４０では、瞬時無効電力ｉｑをゼロとするように、ＰＩ制御により、中間操作量となる瞬時無効電力Ｑｐが決められる。瞬時無効電力ｉｑをゼロとすることにより、変動電圧ｖｄが小さくされる。これにより、電源バスの電圧Ｖｄの変動が抑えられる。この決定に、ＰＩ制御以外の制御方法が使用されてもよい。例えば、ＰＩ制御に代えて、Ｉ制御が使用されてもよい。
ＩＡ計算部４２では、瞬時有効電力Ｐｐ及び瞬時無効電力Ｑｐから、コンバータ出力電流ＩＡが、以下の式で計算される。
ＩＡ＝（Ｐｐ＊ｖｄ＋Ｑｐ＊ｖｄβ）／（ｖｄ２＋ｖｄβ２）
図３にこの計算式に対応する、ＩＡ計算部４２の動作が示されている。
Ｖ２ｐ決定部４４は、計測されたコンバータ出力電流Ｉａと、上記の計算で求められたコンバータ出力電流ＩＡとから、これらの差分をゼロとするための、中間操作量となる第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２ｐを決定する。図３で示されるように、Ｖ２ｐ決定部４４は、比例共振制御部（ＰＲ制御部）を有する。Ｖ２ｐ決定部４４では、電流Ｉａと電流ＩＡとの差分から、比例共振制御（ＰＲ制御）により、電圧Ｖ２ｐが決められる。
ＰＲ制御部の伝達関数Ｇｉ（ｓ）は、次の式で表される。
Figure 0007377172000001
Ｇｉ（ｓ）の最初の項が比例項であり、ｋｐはその比例定数である。２番目の項が前述の周波数ω０に対する共振項であり、ｋｒはその比例定数である。３番目の項が、周波数ω０の整数倍の周波数ｈ＊ω０（ｈは２以上の整数）に対する共振項である。必要となるｈの値やその種類（例えば、ｈ＝３、５、７）は、目標とする性能等により決められる。３番目の項は、なくてもよい。この実施形態では、ＰＲ制御部の伝達関数Ｇｉ（ｓ）は、３番面の項を備えていない。この実施形態では、ＰＲ制御部の伝達関数Ｇｉ（ｓ）は、比例項と、周波数ω０に対する共振項とからなる。
図５は、ＰＲ制御部の周波数応答が示されたボード線図である。ＰＲ制御部は、周波数ω０の変動に対し、ゲインのピークを有する。ＰＲ制御部は、周波数ω０の変動に対して、高いゲインを有している。なお、図５の横軸は、離散周波数である。これは、信号の周波数を、サンプリング周波数（信号をデジタル回路であるＭＣＵ２６で処理するために行うサンプリングの周波数）で割った値である。この実施形態では、サンプリング周波数は２０ｋＨｚである。このＰＲ制御部は、周波数ω０＝１００Ｈｚの変動に対し、ゲインのピークを有している。
電圧Ｖ２ｐの決定に、ＰＲ制御以外の制御方法が使用されてもよい。例えば、ＰＲ制御に変えて、ＰＩ制御が使用されてもよい。
ＰＷＭ生成部４６は、中間操作量となる電圧Ｖ２ｐと補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃとから、ＰＷＭ信号のデューティー比を決める。デューティー比は、電圧Ｖ２ｐと電圧Ｖｃとの比から決定する。このデューティー比のＰＷＭ信号が生成される。このＰＷＭ信号が、フィードバック制御の操作量として、変動補償回路１２に返される。
以下では、この装置２の制御回路１４による、変動補償回路１２の制御方法が説明される。
この制御回路１４による変動補償回路１２の制御方法は、電圧Ｖｄと電圧Ｖｃと電流Ｉａとを入力するステップ及びスイッチ制御信号を生成するステップを含む。スイッチ制御信号は、電圧Ｖｄが所定の目標電圧ＶＤとなり、電圧Ｖｃが所定の目標電圧ＶＣとなるように、スイッチ素子のオンとオフとを制御する。この実施形態では、スイッチ制御信号は、ＰＷＭ信号である。
スイッチ制御信号を生成するステップは、
（１）電流ＩａをＮＦ３０に通すステップ、
（２）ＮＦ３０通過後の電流ＩａをＡＰＦ３４に通すステップ、
（３）電源バスの変動電圧ｖｄを得るステップ、
（４）変動電圧ｖｄをＡＰＦ３４に通すステップ、
（５）瞬時有効電力ｉｐを計算するステップ、
（６）中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐを決めるステップ、
（７）瞬時無効電力ｉｑを計算するステップ、
（８）中間操作量となる瞬時無効電力Ｑｐを決めるステップ、
（９）前記コンバータ１６の出力電流ＩＡを計算するステップ、
（１０）中間操作量となる第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２ｐを決めるステップ、
及び
（１１）ＰＷＭ信号を生成するステップ
を含む。
なお、上記の（１）から（１１）のステップは、全てをこの順に実行する必要はない。あるステップの実行に必要な信号が、別のステップを通して生成されているときは、この信号を生成するステップは、この信号を使用するステップより以前に実行される必要があるが、そうでないステップ同士では、実行の順序は問われない。例えば、ステップ（１）－（２）は、この順に実行される必要がある。ステップ（３）－（４）は、この順に実行される必要がある。ステップ（１）－（２）と、ステップ（３）－（４）とは、どちらが先に実行されてもよく、これらが並行して実行されてもよい。ステップ（５）－（６）は、この順に実行される必要がある。ステップ（７）－（８）は、この順に実行される必要がある。ステップ（５）－（６）とステップ（７）－（８）とは、どちらが先に実行されてもよく、これらが並行して実行されてもよい。ステップ（９）は、ステップ（１）－（８）の後に実行される必要があり、ステップ（９）－（１１）はこの順に実行される必要がある。
上記（１）のステップでは、変動補償回路１２からの電流Ｉａが、ＮＦ３０に通される。上記（２）のステップでは、ＮＦ３０通過後の電流ＩａをＡＰＦ３４に通すことで、電流Ｉａの位相が－９０°シフトした電流Ｉａβが得られる。
上記（３）のステップでは、測定した電源バスの電圧Ｖｄと、電源バスの目標電圧ＶＤとの差分をとることで、変動電圧ｖｄが得られる。上記（４）のステップでは、変動電圧ｖｄをＡＰＦ３４に通すことで、変動電圧ｖｄの位相が－９０°シフトした電圧ｖｄβが得られる。
上記（５）のステップでは、上記で得られた電流Ｉａβと電圧ｖｄβ、及び電流Ｉａと変動電圧ｖｄとから、瞬時有効電力ｉｐが以下の式で計算される。
瞬時有効電力ｉｐ＝ｖｄ＊Ｉａ＋ｖｄβ＊Ｉａβ
上記（６）のステップでは、まず、電圧Ｖｃと目標電圧ＶＣとの差分から、第一のＰＩ制御により、電圧Ｖｃを電圧ＶＣにするための第一の中間操作量Ｐｐ１が決められる。このＰｐ１と上記（５）のステップで計算した瞬時有効電力ｉｐとの差分から、第二のＰＩ制御により、この差分をゼロとするための中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐが決められる。
上記（７）のステップでは、上記で得られた電流Ｉａβと電圧ｖｄβ、及び電流Ｉａと変動電圧ｖｄから、瞬時無効電力ｉｑが以下の式で計算される。
瞬時無効電力ｉｑ＝ｖｄ＊Ｉａβ＋ｖｄβ＊Ｉａ
上記（８）のステップでは、ＰＩ制御により、瞬時無効電力ｉｑをゼロにするための中間操作量となる瞬時無効電力Ｑｐが決められる。瞬時無効電力ｉｑをゼロにすることにより、変動電圧ｖｄが小さくされる。
上記（９）のステップでは、中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐ及び瞬時無効電力Ｑｐと、電圧ｖｄ及びｖｄβとから、コンバータ出力電流ＩＡが、以下の式で計算される。
ＩＡ＝（Ｐｐ＊ｖｄ＋Ｑｐ＊ｖｄβ）／（ｖｄ２＋ｖｄβ２）
上記（１０）のステップでは、計測されたコンバータ出力電流Ｉａと、計算で得られたコンバータ出力電流ＩＡとから、ＰＲ制御により、これらの差分をゼロとするための中間操作量となる電圧Ｖ２ｐが決められる。
上記（１１）のステップでは、電圧Ｖ２ｐと補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃとから、ＰＷＭ信号のデューティー比が更新される。新たなデューティー比は、電圧Ｖ２ｐと電圧Ｖｃとの比から決定する。新たなデューティー比のＰＷＭ信号が、操作量として変動補償回路１２に送られる。
変動補償回路１２において、新たなＰＷＭ信号での、電圧Ｖｄ、電圧Ｖｃ及び電流Ｉａが計測される。制御回路１４に電圧Ｖｄ、電圧Ｖｃ及び電流Ｉａがフィードバックされ、上記（１）から（１１）のステップが実行される。これらが繰り返される。
以下では、本発明の作用効果が説明される。
本発明に係る装置２は、ＡＰＤ方式の電力変換装置２である。この装置２では、小容量のコンデンサで電源バスの電圧変動が抑制できるため、小型で長寿命なフィルムコンデンサやセラミックコンデンサが使用できる。本装置２を使用した電源システムでは、従来の電解コンデンサを使用した電源システムと比べて、小型化及び長寿化が達成されうる。
ＡＰＤ方式の変動補償回路１２で精度よく電源電圧の変動を補償するには、補助コンデンサＣｃの電圧を、目標電圧との差が小さくなるように制御することが重要となる。しかし、補助コンデンサＣｃの電圧制御は、非線形モデルである。補助コンデンサＣｃの電圧制御に、ＰＩ制御等の従来の代表的な制御方法を使用すると、発振し易くなる。
本装置２では、制御回路１４は、変動補償回路１２での瞬時有効電力ｉｐを用いて、補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃを制御する。補助コンデンサＣｃの充放電に関係するのは、変動補償回路１２の電力のうち、有効電力である。変動補償回路１２の瞬時有効電力を補助コンデンサＣｃの電圧制御に使用することで、ＰＩ制御等の従来の制御方法を使用しても、発振を抑えて精度良く補助コンデンサＣｃの電圧が制御できる。この装置２では、電源バスの電圧Ｖｄの変動が精度よく抑えられうる。
補助コンデンサＣｃの電圧制御が非線形モデルであるため、時定数等の制御係数の設定は容易ではない。設計者は、総当たり的な試行錯誤で、制御定数を決めることになる。これは、ＡＰＤ方式の電力変換装置の設計を困難にしている。
この装置２では、瞬時有効電力ｉｐを補助コンデンサＣｃの電圧制御に使用しているため、ＰＲ制御部等の他の制御への影響を抑えつつ、補助コンデンサＣｃの電圧制御の制御定数を決めることができる。この装置２では、制御係数の設定において、総当たり的な試行錯誤が抑えられうる。この装置２は、効率良く設計することが可能である。
この装置２では、電源バスの電圧Ｖｄ及びコンバータ１６の出力電流Ｉａから、この回路の瞬時有効電力ｉｐ及び瞬時無効電力ｉｑが計算されている。補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃと瞬時有効電力ｉｐから、補助コンデンサＣｃの電圧が制御されている。この装置２は、瞬時無効電力ｉｑから、電源バスの変動電圧ｖｄを小さくするように制御している。この装置２は、電源バスの電流を必要としない。この装置２では、外付けのセンサが不要である。この装置２は、電源システムの他の部分の構成に影響を及ぼすことなく、電源バスに接続することで使用できる。
前述のとおり、この実施形態では、電流Ｉａと電流ＩＡとの差分から電圧Ｖ２ｐを決定する制御に、周波数ω０の変動に対してゲインのピークを有するＰＲ制御が使用されている。単相交流の電源システムでは、瞬時電力は周波数ω０で変動するため、電流Ｉａは、主に周波数ω０の正弦波の成分を有する。正弦波成分を有する信号に対しては、ＰＩ制御では差分をなくすことはできないことが知られている。周波数ω０の変動に対し高いゲインを有するＰＲ制御を使用することで、この差分をゼロとする制御が可能となる。これにより、電源バス電圧Ｖｄの変動を精度よく抑制することができる。
前述のとおり、この実施形態では、電流Ｉａは、第二コンデンサＣ２とインダクタＬ１及びＬ２とで決まる発振周波数Ｆｏに対して、小さいゲインを有するＮＦ３０を通される。電流Ｉａから、発振周波数Ｆｏの成分が実質的に除去される。これにより、制御回路１４は、第二コンデンサＣ２とインダクタＬ１及びＬ２とによる発振の影響を受けずに動作することができる。これにより、この装置２では、電源バス電圧Ｖｄの変動が、精度よく抑制されうる。さらに、第二コンデンサＣ２とインダクタＬ１及びＬ２の大きさの設定に、制御回路１４への影響を考慮する必要がない。これは、第二コンデンサＣ２とインダクタＬ１及びＬ２の大きさの設定の自由度を大きくする。例えば、小さな第二コンデンサＣ２及びインダクタＬ１及びＬ２を選択することが可能となる。
[第二の実施形態]
図６は、本発明の他の実施形態に係る電力変換装置５０の制御回路５２が示された、ブロック線図である。図６から分かるとおり、制御回路５２は、セカンドオーダージェネラライズドインテグレーター５４（Ｓｅｃｏｎｄ Ｏｒｄｅｒ Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ：以後、ＳＯＧＩ５４と表記する）、ｖｄ抽出部５６、ｐｑ計算部５８、Ｐｐ決定部６０、Ｑｐ決定部６２、ＩＡ計算部６４、Ｖ２ｐ決定部６６及びＰＷＭ生成部６８を備える。この制御回路５２は、ＮＦ３０及びＡＰＦ３４を有さず、これらの代わりにＳＯＧＩ５４を有することが、図３の制御回路１４と異なる。その他の部分は、図３の制御回路１４と同じである。
ＳＯＧＩ５４は、所定の周波数帯以外の周波数の信号成分に対して小さなゲインを有する、バンドパスフィルターとして動作する。このＳＯＧＩ５４は、周波数ω０を含む周波数帯の信号成分以外を低減するように設定されている。このＳＯＧＩ５４は、周波数Ｆｏの信号成分を低減する、発振周波数成分の低減回路として動作する。
ＳＯＧＩ５４は、入力信号の位相を変化させずに通すことができる。さらに、ＳＯＧＩ５４は内部に入力信号と位相が－９０°シフトした信号を有し、これを出力することができる。ゲインを調整することで、ＳＯＧＩ５４は、入力信号と同じ振幅で同じ位相の信号と、入力信号と同じ振幅で位相が－９０°シフトした信号とを出力できる。
図６で示されるように、この実施形態では、変動補償回路からの電流Ｉａが、ＳＯＧＩ５４に通されている。ＳＯＧＩ５４からは、もとの電流Ｉａから周波数Ｆｏの成分を含む所定の周波数成分が除去された電流Ｉａ、及びこの電流Ｉａの位相が－９０°シフトした電流Ｉａβが出力される。図６で示されるように、変動電圧ｖｄもＳＯＧＩ５４に通されている。ＳＯＧＩ５４からは、もとの電圧ｖｄから周波数Ｆｏの成分を含む所定の周波数成分が除去された電圧ｖｄ、及びこの電圧ｖｄの位相が－９０°シフトした電圧ｖｄβが出力される。
この装置５０では、制御回路５２による変動補償回路の制御方法は、電圧Ｖｄと電圧Ｖｃと電流Ｉａとを入力するステップ及びスイッチ制御信号を生成するステップを含む。スイッチ制御信号は、電圧Ｖｄが所定の目標電圧ＶＤとなり、電圧Ｖｃが所定の目標電圧ＶＣとなるように、スイッチ素子のオンとオフとを制御する。この実施形態では、スイッチ制御信号は、ＰＷＭ信号である。
スイッチ制御信号を生成するステップは、
（１’）電流ＩａをＳＯＧＩ５４に通すステップ、
（２’）電源バスの変動電圧ｖｄを得るステップ
及び
（３’）変動電圧ｖｄをＳＯＧＩ５４に通すステップ
を含む。これ以降のステップついては、前述の（５）－（１１）と同じである。
この実施形態では、電流Ｉａ及び電圧ｖｄは、ＳＯＧＩ５４を通される。ＳＯＧＩ５４は、周波数ω０を含む周波数帯の信号成分以外の信号成分を低減する。電流Ｉａ及び電圧ｖｄから、周波数Ｆｏの成分を含む所定の周波数の信号成分が実質的に除去される。これにより、制御回路５２は、第二コンデンサＣ２とインダクタＬ１及びＬ２とによる発振の影響を受けずに、動作することができる。この装置５０では、電源バスの電圧Ｖｄの変動を精度よく抑制することができる。さらに、第二コンデンサＣ２とインダクタＬ１及びＬ２の大きさの設定に、制御回路５２への影響を考慮する必要がない。これは、第二コンデンサＣ２とインダクタＬ１及びＬ２の大きさの設定の自由度を大きくする。例えば、小さな第二コンデンサＣ２、インダクタＬ１及びＬ２を選択することが可能となる。
ＳＯＧＩ５４により、電流Ｉａ及び電圧ｖｄから、外部からのノイズ等に起因する、周波数ω０よりも小さな周波数成分が除去されうる。制御回路５２は、これらのノイズ影響を受けずに動作することができる。この装置５０では、電源バスの電圧Ｖｄの変動を精度よく抑制することができる。
以下、実施例によって本発明の効果が明らかにされるが、この実施例の記載に基づいて本発明が限定的に解釈されるべきではない。
図２－４で示された電力変換装置を製作した。評価用の電源システムとして、ＤＣ電圧源及びインバータが用意された。このＤＣ電圧源とインバータとの間の電源バスに、本装置を接続した。併せて本装置及び電源システムの、シミュレーション環境も準備した。本装置（ＡＰＤ装置）及び電源システムの仕様が、表１に示されている。表１に示されるとおり、本装置で使用されるコンデンサの容量は、合計で５０μＦ以下である。
Figure 0007377172000002
［電源バスの電圧変動］
インバータ動作時の電源バスの電圧変動を、シミュレーションで確認した。この結果が図７に示されている。図７では、電源バスの電圧Ｖｄの波形と第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２の波形とが、併せて示されている。図で示されるように、第二コンデンサＣ２の電圧は、電源バスの電圧変動を補償するために、ピークツーピークで２８０Ｖ変動している。これにより、電源バスの電圧Ｖｄの変動は、ピークツーピークで９Ｖに抑えられた。これは、この電源バスに、本装置に代えて２ｍＦの容量の電解コンデンサを付けた場合と同等である。
［補助コンデンサ電圧］
上記の電源バスの変動の確認と併せて、補助コンデンサＣｃの電圧の変動を確認した。この結果が図８に示されている。図で示されるように、補助コンデンサＣｃの電圧は、ほぼ一定に制御できている。図８において、補助コンデンサＣｃの電圧が僅かに変動している部分がある。これは、補助コンデンサＣｃの電圧を一定にするために、補助コンデンサＣｃへの充電がされている部分である。
［ＮＦの効果］
図９（ａ）に本装置を使用したときの、電源バスの電圧Ｖｄ、コンバータの出力電流Ｉａ及び第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２の、実機での測定結果が示されている。図９（ｂ）に、本装置からＮＦを取り外した装置を使用した場合の、電源バスの電圧Ｖｄ、コンバータの出力電流Ｉａ及び第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２の、実機での測定結果が示されている。本装置では、ＮＦを取り外した装置と比べて、コンバータ出力電流Ｉａの乱れがない。本装置では、ＮＦを取り外した装置と比べて、電源バスの電圧Ｖｄの変動も小さくなっている。
以上説明されたとおり、本発明によれば、小さな容量のコンデンサで、精度よく電源バスの電圧の変動が抑えられる。本発明によれば、電源バスの電圧の変動が抑えられた、小型で長寿命な電力変換装置が提供できる。このことから、本発明の優位性は明らかである。
以上説明された電力変換装置は、種々の電源システムに使用されうる。
２、５０・・・電力変換装置
４・・・電源システム
６・・・単相交流電源
８・・・車載蓄電池
９・・・ＡＣＤＣコンバータ及びＰＦＣ
１０・・・ＤＣＤＣコンバータ
１２・・・変動補償回路
１４、５２・・・制御回路
１６・・・コンバータ
１８・・・第一電圧計
２０・・・第二電圧計
２２・・・第三電圧計
２４・・・電流計
２６・・・ＭＣＵ
２８・・・メモリ
３０・・・ノッチフィルター
３２、５６・・・変動成分電圧抽出部
３４・・・オールパスフィルター
３６、５８・・・瞬時有効電力及び瞬時無効電力計算部
３８、６０・・・中間操作量となる瞬時有効電力の決定部
４０、６２・・・中間操作量となる瞬時無効電力の決定部
４２、６４・・・コンバータ出力電流の計算部
４４、６６・・・中間操作量となる第二コンデンサＣ２電圧決定部
４６、６８・・・ＰＷＭ生成部
５４・・・セカンドオーダージェネラライズドインテグレーター

Claims (13)

  1. 単相交流と直流との間の変換を伴う電力システムの、直流電源バスの電圧変動を抑制する電力変換装置であって、
    変動補償回路と制御回路とを備え、
    前記変動補償回路が、
    電源バスに接続された第一コンデンサＣ１、
    前記第一コンデンサＣ１とグランドとの間でこれらと直列に接続された第二コンデンサＣ２、
    補助コンデンサＣｃ、
    前記第二コンデンサＣ２と前記補助コンデンサＣｃとに接続された、スイッチ素子を含む降圧機能を有するコンバータ、
    前記電源バスの電圧Ｖｄを計測する第一電圧計、
    前記補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃを計測する第二電圧計
    及び
    前記コンバータの出力電流Ｉａを計測する電流計
    を備え、
    前記制御回路が、前記電圧Ｖｄと電圧Ｖｃと電流Ｉａとを入力として、前記電圧Ｖｄが所定の目標電圧ＶＤとなり、前記電圧Ｖｃが所定の目標電圧ＶＣとなるように、前記スイッチ素子のオンとオフとを制御するスイッチ制御信号を生成し、
    前記制御回路が、前記変動補償回路での瞬時有効電力ｉｐを計算する有効電力計算部を備え、前記瞬時有効電力ｉｐを用いて前記電圧Ｖｃを制御する、電力変換装置。
  2. 前記制御回路が、
    前記電圧Ｖｄ及び前記電流Ｉａから前記変動補償回路での瞬時有効電力ｉｐ及び瞬時無効電力ｉｑを計算するｐｑ計算部と、
    前記瞬時有効電力ｉｐ、前記電圧Ｖｃ及び前記目標電圧ＶＣから、前記電圧Ｖｃを前記目標電圧ＶＣとするための、中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐを決めるＰｐ決定部と、
    前記瞬時無効電力ｉｑをゼロにするための、中間操作量となる瞬時無効電力Ｑｐを決めるＱｐ決定部、
    とを備え、
    前記瞬時有効電力Ｐｐと瞬時無効電力Ｑｐとから、前記スイッチ制御信号が生成される、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御回路が、
    前記瞬時有効電力Ｐｐ及び瞬時無効電力Ｑｐから、前記コンバータの出力電流ＩＡを計算するＩＡ計算部と、
    前記計算で求められた電流ＩＡ及び前記電流Ｉａから、これらの差分をゼロとするための中間操作量となる前記第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２ｐを決めるＶ２ｐ決定部と、
    前記電圧Ｖ２ｐ及び前記電圧Ｖｃから前記スイッチ制御信号を生成する、スイッチ制御信号生成部と、
    をさらに備える、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記Ｖ２ｐ決定部が、前記単相交流の周波数の２倍の周波数ω０の変動に対してゲインのピークを有する比例共振制御部を備える、請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御回路が、前記第二コンデンサＣ２と前記コンバータとによって決まる発振周波数の成分を低減する、発振周波数成分の低減回路をさらに備え、
    前記変動補償回路からの前記電流Ｉａが前記低減回路に通され、前記低減回路の出力が前記電流Ｉａとしてスイッチ制御信号の生成に使用される、請求項１から４のいずれかに記載の電力変換装置。
  6. 前記低減回路が、ノッチフィルター又はセカンドオーダージェネラライズドインテグレーターである、請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 前記コンバータが、インバータ又は降圧チョッパである、請求項１から６のいずれかに記載の電力変換装置。
  8. 単相交流と直流との間の変換を伴う電力システムの、直流電源バスの電圧変動を抑制する電力変換装置用の変動補償回路の制御方法であって、
    前記変動補償回路が、
    電源バスに接続された第一コンデンサＣ１、
    前記第一コンデンサＣ１とグランドとの間でこれらと直列に接続された第二コンデンサＣ２、
    補助コンデンサＣｃ、
    前記第二コンデンサＣ２と前記補助コンデンサＣｃとに接続された、スイッチ素子を含む降圧機能を有するコンバータ、
    前記電源バスの電圧Ｖｄを計測する第一電圧計、
    前記補助コンデンサＣｃの電圧Ｖｃを計測する第二電圧計
    及び
    前記コンバータの出力電流Ｉａを計測する電流計
    を備えており、
    前記制御方法が、
    （Ａ）前記電圧Ｖｄと電圧Ｖｃと電流Ｉａとを入力するステップ
    及び
    （Ｂ）前記電圧Ｖｄが所定の目標電圧ＶＤとなり、前記電圧Ｖｃが所定の目標電圧ＶＣとなるように、前記スイッチ素子のオンとオフとを制御するスイッチ制御信号を生成するステップ
    を含み、
    前記（Ｂ）のステップにおいて、前記電圧Ｖｄ及び前記電流Ｉａから前記変動補償回路での瞬時有効電力ｉｐが計算され、前記瞬時有効電力ｉｐを用いて前記電圧Ｖｃが制御される、制御方法。
  9. 前記（Ｂ）のステップが、
    （Ｂ１）前記電圧Ｖｄ及び前記電流Ｉａから、前記変動補償回路での瞬時有効電力ｉｐを計算するステップ、
    （Ｂ２）前記瞬時有効電力ｉｐ、前記電圧Ｖｃ及び前記目標電圧ＶＣから、前記電圧Ｖｃを前記目標電圧ＶＣとするための中間操作量となる瞬時有効電力Ｐｐを決めるステップ、
    （Ｂ３）前記電圧Ｖｄ及び前記電流Ｉａから、前記変動補償回路での瞬時無効電力ｉｑを計算するステップ、
    （Ｂ４）前記瞬時無効電力ｉｑから、この瞬時無効電力ｉｑをゼロにするための、中間操作量となる瞬時無効電力Ｑｐを決めるステップ
    を含み、前記瞬時有効電力Ｐｐ及び瞬時無効電力Ｑｐから前記スイッチ制御信号が生成される、請求項８に記載の制御方法。
  10. 前記（Ｂ）のステップが、
    （Ｂ５）前記瞬時有効電力Ｐｐ及び瞬時無効電力Ｑｐから、前記コンバータの出力電流ＩＡを計算するステップ、
    （Ｂ６）前記計算で求められた電流ＩＡ及び前記電流Ｉａから、これらの差分をゼロとするための中間操作量となる前記第二コンデンサＣ２の電圧Ｖ２ｐを決めるステップ、
    及び
    （Ｂ７）前記電圧Ｖ２ｐ及び前記電圧Ｖｃから前記スイッチ制御信号を生成するステップ
    をさらに含む、請求項９に記載の制御方法。
  11. 前記（Ｂ６）のステップでは、前記単相交流の周波数の２倍の周波数ω０の変動に対してゲインのピークを有する比例共振制御が実施される、請求項１０に記載の制御方法。
  12. 前記（Ａ）のステップの後に、
    （Ｃ）前記（Ａ）のステップで入力された前記電流Ｉａを、前記第二コンデンサＣ２と前記コンバータとによって決まる発振周波数の成分を低減する発振周波数成分の低減回路に通すステップ
    をさらに備え、
    前記（Ｂ）のステップでは、前記電流Ｉａとして、前記低減回路を通した後の電流が使用される、請求項８から１１のいずれかに記載の制御方法。
  13. 前記発振周波数成分の低減回路が、ノッチフィルター又はセカンドオーダージェネラライズドインテグレーターである、請求項１２に記載の制御方法。
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