WO2020115800A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、半導体スイッチング素子を有し、交流入力電圧の２倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、主回路およびアクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、を備え、制御回路は、主回路のスイッチング動作に対応させてアクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、を特徴とする。これにより、リンクコンデンサに発生する交流電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧を補償しながら、リンクコンデンサに流入するリプル電流を低減することが可能となる。

Description

電力変換装置

　この発明は、入力した交流電圧を直流電圧に変換して出力する電力変換装置に関する。

　交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置、例えば、商用系統からバッテリを充電する際に用いられる充電器などの電力変換装置では、系統電力の力率改善（Power Factor Correction）を行うためのＡＣ－ＤＣコンバータと、バッテリの充電制御を行うためのＤＣ－ＤＣコンバータの２段で構成される場合がある。このような構成の電力変換装置では、ＡＣ－ＤＣコンバータの出力端で交流電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧が発生するため、これを平滑化するために大容量のリンクコンデンサを直流母線間に接続する必要がある。大容量のリンクコンデンサは装置小型化の妨げとなり、大きなリプル電流による急激な寿命劣化に課題がある。

　リンクコンデンサの容量を低減するために、少なくとも２つの半導体素子と１つのインダクタと１つのコンデンサを備えたアクティブフィルタ回路を用いる電力変換装置がある（特許文献１、非特許文献１参照）。従来の電力変換装置では、アクティブフィルタ回路を用いることによってリンクコンデンサに加わる交流電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧を補償することにより、コンデンサ容量を低減している。

国際公開第２０１４/０６９９００号

北野達也、松井幹彦、「ＤＣアクティブフィルタ機能を備えた単相ＰＷＭコンバータのコンデンサ容量低減」、平成８年電気学会全国大会、1996年、No.715、p.4-10～p.4-11

　しかし、特許文献１および非特許文献１に示される従来技術では、リンクコンデンサに発生する交流電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧のみしか補償できず、電力変換装置を構成するＡＣ－ＤＣコンバータやＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング動作に起因する高調波のリプル成分を除去することができない。そのため、リンクコンデンサに流入するリプル電流を低減できず、発熱および寿命の観点から、電解コンデンサを使用するためには並列数が増加してしまう。部品点数の増加は、装置の信頼性の低下や装置の大型化を引き起こすため、課題となる。

　この発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであって、リンクコンデンサに発生する交流電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧を補償しながら、リンクコンデンサに流入するリプル電流を低減することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

　本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、半導体スイッチング素子を有し、交流入力電圧の２倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、主回路およびアクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、を備え、制御回路は、主回路の半導体スイッチング素子の動作と対応させてアクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、を特徴とする。

　この発明の電力変換装置によれば、リンクコンデンサに発生する交流電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧を補償しながら、リンクコンデンサに流入するリプル電流を低減することが可能となる。

この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のＡＣ－ＤＣコンバータの動作波形とスイッチング信号の概念図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の力率制御演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の出力制御演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の入力交流電圧・電流波形とリンクコンデンサのリプル電圧波形を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の入力交流電圧・電流波形と、リンクコンデンサのリプル電圧波形と、アクティブコンデンサの電圧・電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の回路電流波形を示す図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の脈動電力補償演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の同期パルス演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の同期パルス演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のリンクコンデンサ電流波形をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）した結果を示したグラフである。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の制御回路の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の回路電流波形示す図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の同期パルス演算器の制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の同期パルス演算器の制御ブロックである。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置のリンクコンデンサ電流波形をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）した結果を示したグラフである。 この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の回路図である。 この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の脈動電力補償演算器の制御ブロックである。 この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の回路図である。

実施の形態１．
　この発明の実施の形態１に係る電力変換装置について図面を用いて説明する。図１に、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の回路図を示す。図１において、電力変換装置１は、交流電源２および負荷３に接続されている。また、電力変換装置１は、交流電源２から入力される交流入力電圧を所望の電圧の直流電圧に変換して負荷３に出力する主回路４と、主回路４に接続され交流入力電圧の２倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路４０と、主回路４およびアクティブフィルタ回路４０を制御する制御回路５０と、を備えている。

　主回路４は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０、リンクコンデンサ２０、およびＤＣ－ＤＣコンバータ３０を備えている。図１に示す電力変換装置において、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、一端が交流電源２に接続されており、他端が直流母線を介してＤＣ－ＤＣコンバータ３０の一端と接続されている。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０の他端は、負荷３と接続されている。リンクコンデンサ２０は、両端がＡＣ－ＤＣコンバータ１０とＤＣ－ＤＣコンバータ３０とを接続する直流母線間に接続されている。

　ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、交流電源２から入力される交流入力電圧を直流電圧に変換して出力するとともに、力率制御を行う。ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、本実施の形態に示すＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、セミブリッジレス回路で構成されており、第１の半導体スイッチング素子１１、第２の半導体スイッチング素子１２、第１のダイオード素子１３、第２のダイオード素子１４、および限流用リアクトル１５を備えている。第１の半導体スイッチング素子１１および第１のダイオード素子１３は直列接続されており、第１の半導体スイッチング素子１１と第１のダイオード素子１３との接続点は、限流用リアクトル１５を介して交流電源２の一方の端子に接続されている。また、第２の半導体スイッチング素子１２および第２のダイオード素子１４は、直列接続されており、第２の半導体スイッチング素子１２と第２のダイオード素子１４との接続点は、交流電源２の他方の端子に接続されている。限流用リアクトル１５は、一方の端部が交流電源２の一方の端子に接続され、他方の端部が第１の半導体スイッチング素子１１と第１のダイオード素子１３との接続点に接続される。また、第１の半導体スイッチング素子１１および第２の半導体スイッチング素子１２のダイオード素子と接続される端部と反対側の端部が、直流母線のＮ側に接続されている。同様に、第１のダイオード素子１３および第２のダイオード素子１４の半導体スイッチング素子と接続される端部と反対側の端部が、直流母線のＰ側に接続されている。なお、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０は、上述の構成に限ったものではない。

　ＤＣ－ＤＣコンバータ３０は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０により変換された直流電圧を所望の直流電圧に変換し、負荷３に出力する。本実施の形態に示す電力変換装置では、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０として、フルブリッジ構成のインバータ３１と、トランス３２と、フルブリッジ構成の整流回路３３と、平滑リアクトル３４および平滑コンデンサ３５を有する出力フィルタと、を備える絶縁型のＤＣ－ＤＣコンバータを用いる場合について示す。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０は、上述の構成に限ったものではない。

　インバータ３１は、第３～第６の半導体スイッチング素子３１ａ～３１ｄを備えており、２つの上側アーム（第３の半導体スイッチング素子３１ａ、第５の半導体スイッチング素子３１ｃ）と２つの下側アーム（第４の半導体スイッチング素子３１ｂ、第６の半導体スイッチング素子３１ｄ）の素子がそれぞれ直列接続された構成である２つのレグを並列接続した回路である。第３～第６の半導体スイッチング素子３１ａ～３１ｄは、対角に位置する半導体スイッチング素子同士が同じタイミングで動作するため、対角素子は制御回路５０から入力される同じ信号で駆動する。本実施の形態に示す電力変換装置では、左レグの上側アームである第３の半導体スイッチング素子３１ａと、右レグの下側アームにある第６の半導体スイッチング素子３１ｄが同じタイミングでスイッチング動作を行う。また、左レグの下側にある第４の半導体スイッチング素子３１ｂと左レグの上側にある第５の半導体スイッチング素子３１ｃが、同じタイミングでスイッチング動作を行う。

　トランス３２は、磁気的に結合する一次側巻線と二次側巻線とを有しており、一次側巻線はインバータ３１に接続されている。すなわち、一次側巻線の一方の端子が、第３の半導体スイッチング素子３１ａと第４の半導体スイッチング素子３１ｂとの接続点に接続されており、トランス３２の一次側巻線の他方の端子は、第５の半導体スイッチング素子３１ｃと第６の半導体スイッチング素子３１ｄとの接続点に接続される。また、トランス３２の二次側巻線は整流回路３３に接続されている。

　整流回路３３は、フルブリッジ構成に接続された第３～第６のダイオード素子３３ａ～３３ｄを備えており、２つの上側アーム（第３のダイオード素子３３ａ、第５のダイオード素子３３ｃ）と２つの下側アーム（第４のダイオード素子３３ｂ、第６のダイオード素子３３ｄ）とがそれぞれ直列接続された構成である２つのレグを並列接続した回路である。また、整流回路３３は、交流側端子がトランス３２の二次側巻線に接続されており、直流側端子が出力フィルタを介して負荷３に接続されている。すなわち、第３のダイオード素子３３ａと第４のダイオード素子３３ｂとの接続点が、トランス３２の二次側巻線の一方の端子と接続されており、第５のダイオード素子３３ｃと第６のダイオード素子３３ｄとの接続点が、トランス３２の二次側巻線の他方の端子と接続されている。また、整流回路３３の左右レグの上側アームの端部は、平滑リアクトル３４の一端に接続される。また、左右レグの下側アームの端部は負荷３のＮ側端子と接続される。

　出力フィルタは、平滑リアクトル３４および平滑コンデンサ３５を有しており、負荷３に出力される出力電圧の高周波成分を除去する。平滑リアクトル３４の一端は、整流回路３３の直流端子のＰ側に接続されており、平滑リアクトル３４の他端は負荷３の一端に接続されている。また、平滑コンデンサ３５は、負荷３と並列に接続されており、一端が平滑リアクトル３４の他端および負荷３のＰ側端子に接続される。また、平滑コンデンサ３５の他端は、整流回路３３の直流端子のＮ側および負荷３のＮ側端子に接続される。

　リンクコンデンサ２０のＰ側端子は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０とＤＣ－ＤＣコンバータ３０とを接続する直流母線のＰ側に接続され、リンクコンデンサ２０のＮ側端子は、直流母線のＮ側に接続される。リンクコンデンサ２０は、アルミ電解コンデンサ、フィルムコンデンサなどで構成することができる。

　アクティブフィルタ回路４０は、両端がＡＣ－ＤＣコンバータ１０とＤＣ－ＤＣコンバータ３０とを接続する直流母線間に接続されており、リンクコンデンサ２０と並列に接続されている。アクティブフィルタ回路４０は、２つの半導体スイッチング素子を有するハーフブリッジインバータであり、第７の半導体スイッチング素子４１、第８の半導体スイッチング素子４２、アクティブリアクトル４３、およびアクティブコンデンサ４４を備える。第７の半導体スイッチング素子４１と第８の半導体スイッチング素子４２とは、直列に接続されており、その両端がＡＣ－ＤＣコンバータ１０とＤＣ－ＤＣコンバータ３０とを接続する直流母線のＰ側およびＮ側に接続されている。すなわち、第７の半導体スイッチング素子４１の一端はＰ側直流母線に接続され、他端は第８の半導体スイッチング素子４２の一端に接続されている。また、第８の半導体スイッチング素子４２の他端はＮ側直流母線に接続されている。

　アクティブリアクトル４３およびアクティブコンデンサ４４は直列に接続されており、アクティブリアクトル４３の一方の端部は、第７の半導体スイッチング素子４１と第８の半導体スイッチング素子４２との接続点に接続され、他方の端部は、アクティブコンデンサ４４の一方の端部に接続される。また、アクティブコンデンサ４４の他方の端部は、第８の半導体スイッチング素子４２の他方の端子と接続される。

　なお、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０、およびアクティブフィルタ回路４０に用いられる半導体スイッチング素子は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や、ソース・ドレイン間にダイオードが接続されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などを用いることが好ましい。また、帰還ダイオードはＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴに内蔵されたダイオードを用いても良く、外付けに別途ダイオードを設けても良い。

　負荷３は、例えば、電力変換装置１から直流電力を供給される抵抗負荷、またはバッテリ負荷である。なお、負荷３は、上述したものに限られるものではない。

　本実施の形態に示す電力変換装置は、装置内の各箇所の電圧を検出する電流センサおよび電圧センサを備えている。すなわち、本実施の形態に示す電力変換装置は、交流電源２より入力される交流入力電圧ｖ_ａｃを検出する第１の電圧センサ６１、リンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１を検出する第２の電圧センサ６２、平滑コンデンサ３５の電圧である出力電圧Ｖ_ｏｕｔを検出する第３の電圧センサ６３を備えている。また、本実施の形態に示す電力変換装置は、主回路を流れる交流または直流電流を検出する電流センサを備えている。すなわち、電力変換装置は、限流用リアクトル１５に流れる交流入力電流ｉ_ａｃを検出する第１の電流センサ７１、アクティブリアクトル４３に流れるアクティブリアクトル電流ｉ_Ｌを検出する第２の電流センサ７２、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃを検出する第３の電流センサ７３、および出力フィルタ用リアクトル１９に流れる出力直流電流Ｉ_ｏｕｔを検出する第４の電流センサ７４を備える。各電流センサおよび電圧センサにより検出された電流値および電圧値は、制御回路５０に入力される。制御回路５０では、入力された電圧値および電流値に基づいて、各スイッチング素子を制御するゲート信号を生成して、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０、およびアクティブフィルタ回路４０へ出力し、それぞれの回路を制御する。

　制御回路５０の構成を、図２を用いて説明する。
　制御回路５０は、力率制御すなわち交流入力電流ｉ_ａｃの制御、およびリンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１を所望の値に制御を行う力率制御演算器５１と、出力直流電流Ｉ_ｏｕｔおよび出力電圧Ｖ_ｏｕｔの少なくとも一方を所望の値に制御する出力制御演算器５２と、リンクコンデンサ２０の脈動電圧およびリプル電流を低減するためのリプル制御演算器５３と、を備える。また、制御回路５０は、上述の電圧センサおよび電流センサにより検出した信号を用いて、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０、およびアクティブフィルタ回路４０の制御信号を生成する。

　力率制御演算器５１は、第１の電流センサ７１により検出された交流入力電流ｉ_ａｃと、第１の電圧センサ６１により検出された交流入力電圧ｖ_ａｃと、第２の電圧センサ６２により検出されたリンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１と、に基づいて第１の半導体スイッチング素子１１および第２の半導体スイッチング素子１２へ出力する制御信号Ｇ１１、Ｇ１２を生成する。

　出力制御演算器５２は、第３の電圧センサ６３により検出された出力電圧Ｖ_ｏｕｔおよび第４の電流センサ７４により検出された出力直流電流Ｉ_ｏｕｔに基づいて、インバータ３１の第３～第６の半導体スイッチング素子３１ａ～３１ｄへ出力する制御信号Ｇ３１ａ、Ｇ３１ｂを演算する。

　リプル制御演算器５３は、交流入力電圧ｖ_ａｃの２倍の周波数成分を持つ脈動電圧を補償するための脈動補償演算器５４と、リンクコンデンサ２０に流入するＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作に起因するリプル電流を低減するための同期パルス演算器５５と、を備える。脈動補償演算器５４は、第１の電圧センサ６１により検出された交流入力電圧ｖ_ａｃと、力率制御演算器５１で演算される交流入力電流の瞬時指令値ｉ_ａｃ＊および交流入力電流ｉ_ａｃの電流指令実効値Ｉ_ａｃ＊と、第２の電流センサ７２により検出されたアクティブリアクトル４３に流れるアクティブリアクトル電流ｉ_Ｌの値と、に基づいて交流電圧の２倍の周波数成分による脈動電力を補償する信号を生成し、同期パルス演算器５５へ出力する。

　同期パルス演算器５５は、脈動補償演算器５４の出力信号と、第３の電流センサにより検出されるＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃと、に基づいて第７の半導体スイッチング素子４１および第８の半導体スイッチング素子４２へ出力する制御信号Ｇ４１，Ｇ４２を演算する。すなわち、同期パルス演算器５５は、第３の電流センサにより検出される直流電流Ｉ_ｄｃに基づいて制御信号Ｇ４１，Ｇ４２を生成することにより、出力される制御信号Ｇ４１，Ｇ４２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作と対応した制御信号となり、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０およびアクティブフィルタ回路４０のスイッチング動作を対応させることができる。制御の詳細については後述する。

　なお、図２に示す同期パルス演算器５５では、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃを用いているが、図３に示すように出力制御演算器５２により生成される制御信号Ｇ３１ａ，Ｇ３１ｂを用いてもよい。

　次に、本実施の形態に係る電力変換装置１の制御動作について説明する。
　電力変換装置１は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０に、交流電源２から入力される交流入力電圧を、力率制御を行いつつ直流電圧に変換し、変換した直流電圧に重畳される交流入力電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧を、リンクコンデンサ２０およびアクティブフィルタ回路４０にて平滑化し、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０において絶縁しながら昇圧または降圧して、負荷３に直流電圧を供給する。

　ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の動作について、図４を用いて説明する。
　図４において、ＳＷ１，ＳＷ２は、第１の半導体スイッチング素子１１および第２の半導体スイッチング素子１２のスイッチング状態を示す。また、交流電源２の交流周期の１周期をＴとする。時刻０～Ｔ／２において、電力変換装置１に入力される交流入力電圧ｖ_ａｃは正極性であり、制御回路５０は、第２の半導体スイッチング素子１２をオン状態に制御するとともに、第１の半導体スイッチング素子１１を、ＰＷＭ制御を用いて制御する。また、時刻Ｔ／２～Ｔにおいて、交流入力電圧ｖ_ａｃは負極性であり、制御回路５０は、第１の半導体スイッチング素子１１をオン状態とし、第２の半導体スイッチング素子１２を、ＰＷＭ制御を用いて制御する。以下に、その制御について詳述する。

　力率制御演算器５１における制御について、図５に示す制御ブロックを用いて説明する。力率制御演算器５１は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の第１および第２の半導体スイッチング素子１１、１２の制御信号Ｇ１１，Ｇ１２の生成を行う。力率制御演算器５１は、交流電源２から入力される交流入力電流ｉ_ａｃを、交流電源２の交流入力電圧ｖ_ａｃに対して高力率すなわち力率が１に近づくように制御し、さらにリンクコンデンサ２０の電圧制御を行う。力率制御演算器５１では、図５に示すように、あらかじめ定められたリンクコンデンサ電圧指令値Ｖ_Ｃ１＊と、第２の電圧センサ６２により検出されたリンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１との偏差を、ＰＩ制御器５１１においてＰＩ制御を行って電流指令実効値Ｉ_ａｃ＊を算出する。算出した電流指令実効値Ｉ_ａｃ＊と、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）制御器５１２により生成された交流入力電圧ｖ_ａｃと同位相の正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）および√２とを乗算して交流入力電流の瞬時指令値ｉ_ａｃ＊を演算する。なお、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の制御において、リンクコンデンサ２０の電圧制御を行わず、交流入力電流ｉ_ａｃの高力率制御のみ行う場合は、あらかじめ定められた電流指令実効値Ｉ_ａｃ＊を用いてもよい。

　演算された交流入力電流の瞬時指令値ｉ_ａｃ＊と、第１の電流センサ７１により検出された交流入力電流ｉ_ａｃとの偏差を、ＰＩ制御器５１３においてＰＩ制御を行った後、第２の電圧センサ６２により検出したリンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１で割ることでデューティ比を算出する。そして、ＰＷＭ制御器５１３において、算出したデューティ比に基づき、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０のＰＷＭ制御のためのＡＣ－ＤＣゲート信号を生成する。ＰＷＭ制御器５１４では、キャリア周波数は任意に調整でき、キャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。

　ＰＷＭ制御器５１４において生成されたＡＣ－ＤＣゲート信号は、第１の半導体スイッチング素子１１用の選択器５１６と、第２の半導体スイッチング素子１２用の選択器５１７とに、それぞれ入力される。極性判定器５１５は、交流入力電圧ｖ_ａｃの極性を判定して、交流入力電圧ｖ_ａｃが正の場合に１を、負の場合に０を出力する。選択器５１６では、極性判定器５１５の出力が１の場合にＡＣ－ＤＣゲート信号を、極性判定器５１５の出力が０の場合にオン信号を、制御信号Ｇ１１として第１の半導体スイッチング素子１１に出力する。また、選択器５１７では、極性判定器５１５の出力が１の場合にオン信号を、極性判定器５１５の出力が０の場合にＡＣ－ＤＣゲート信号を、制御信号Ｇ１２として第２の半導体スイッチング素子１２に出力する。制御回路５０は、上述のような制御を行うことにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０を図４に示すスイッチング動作を行うよう制御し、交流入力電流ｉ_ａｃの高力率制御を行うと共に、リンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１の定電圧制御を行う。

　次に、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０の動作について説明する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ３０は、インバータ３１、トランス３２、整流回路３３、および出力フィルタを備える。インバータ３１は、出力制御演算器５２から入力される制御信号Ｇ３１ａ，Ｇ３１ｂに基づきスイッチング素子をオン／オフ動作し、インバータ３１に入力される直流電圧を交流電圧に変換する。インバータ３１により変換された交流電圧は、トランス３２で電気的に絶縁されながら、１次側に入力された交流電圧をトランスの巻線比に応じた電圧に変換され２次側に出力される。トランス３２から出力された交流電圧は、整流回路３３により直流電圧へと整流される。整流回路３３から出力された直流電圧は、平滑リアクトル３４と平滑コンデンサ３５により、高周波成分を除去され、負荷３に供給される。ＤＣ－ＤＣコンバータ３０では、出力制御演算器５２で生成される制御信号Ｇ３１ａ，Ｇ３１ｂによって、負荷３への出力直流電流Ｉ_ｏｕｔおよび出力電圧Ｖ_ｏｕｔを制御する。

　出力制御演算器５２における制御を、図６に示す制御ブロックを用いて説明する。図６は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０の制御信号Ｇ３１ａ，Ｇ３１ｂの生成に関する制御ブロック図である。出力制御演算器５２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０の各半導体スイッチング素子のデューティ比を制御することにより、出力直流電流Ｉ_ｏｕｔおよび出力電圧Ｖ_ｏｕｔの制御を行う。

　出力制御演算器５２は、あらかじめ定められた出力電圧指令値Ｖ_ｏｕｔ＊と、第３の電圧センサ６３により検出された出力電圧Ｖ_ｏｕｔとの偏差を、ＰＩ制御器５２１においてＰＩ制御を行って出力電流指令値Ｉ_ｏｕｔ＊を演算する。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０の制御において、平滑リアクトル３４を流れる出力直流電流Ｉ_ｏｕｔの制御のみ行う場合は、あらかじめ定められた出力電流指令値Ｉ_ｏｕｔ＊を用いて制御を行う。次に、出力制御演算器５２は、ＰＩ制御器５２１において演算された出力電流指令値Ｉ_ｏｕｔ＊と、第４の電流センサ７４により検出された平滑リアクトル３４に流れる出力直流電流Ｉ_ｏｕｔとの偏差をＰＩ制御器５２２においてＰＩ制御を行った後、出力電圧Ｖ_ｏｕｔで割ることでデューティ比を演算し、ＤＣ－ＤＣゲート信号が生成される。ＰＷＭ制御器５２３は、演算されたデューティ比に基づき、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のＰＷＭ制御のためのＤＣ－ＤＣゲート信号を生成する。ＰＷＭ制御器５２２では、キャリア周波数は任意に調整でき、キャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。

　ＰＷＭ制御器５２３において生成されたＤＣ－ＤＣゲート信号は、ＤＴ生成器５２５，５２６へ入力される。このとき、信号反転器５２４により、ＤＴ生成器５２６に入力されるＤＣ－ＤＣゲート信号を反転させ、ＤＴ生成器５２５に入力されるＤＣ－ＤＣゲート信号とはオンとオフが逆の信号に変換する。また、ＤＴ生成器５２５，５２６では、制御信号Ｇ３１ａと制御信号Ｇ３１ｂが同時にオン状態となり、インバータ３１がアーム短絡しないように、デッドタイムを設ける。ＤＣ－ＤＣゲート信号がオフからオンに切り替わるときに、あらかじめ定められた追加のオフ期間をデッドタイムとして加えることで、両方のゲート信号が同時にオンとなることを防いでいる。通常、デッドタイムはＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング周期よりも十分小さい値とする。

　ＤＴ生成器５２５から出力された信号は制御信号Ｇ３１ａとして、ＤＴ生成器５２６から出力された信号は制御信号Ｇ３１ｂとして、インバータ３１の各半導体スイッチング素子に入力される。対角の半導体スイッチング素子である第３の半導体スイッチング素子３１ａと第６の半導体スイッチング素子３１ｄ、第４の半導体スイッチング素子３１ｂと第５の半導体スイッチング素子３１ｃは同じ動作を行うため、前者には制御信号Ｇ３１ａを、後者には制御信号Ｇ３１ｂを入力する。
　上述のような制御を行うことにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０は出力直流電流Ｉ_ｏｕｔおよび出力電圧Ｖ_ｏｕｔの制御を行う。

　ＡＣ－ＤＣコンバータ１０およびＤＣ－ＤＣコンバータ３０が上述した動作を行う場合において、リンクコンデンサ２０に流入する電流は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング周期に対しては不連続であるが、交流電源２の周期Ｔに対しては平均的に連続した電流とみなすことができる。リンクコンデンサ２０の流入電流をｉ_ｉｎとして、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流をＩ_ｄｃとすると、リンクコンデンサ２０の電圧関係式は以下の式（１）で表すことができる。ここで、リンクコンデンサ２０の静電容量をＣ_ｄｃ、リンクコンデンサ２０の交流電圧成分（脈動電圧）をｖ_Ｃｒｉｐとする。交流入力電流ｉ_ａｃは高力率制御されていることを前提とすると、交流入力電圧ｖ_ａｃと同一周波数且つ同位相の波形となるため、ｉ_ａｃとｖ_ａｃは、交流入力電流ｉ_ａｃの実効値をＩ_ａｃ、交流入力電圧ｖ_ａｃの実効値をＶ_ａｃとするとそれぞれ式（２）と式（３）で表される。式（１）から式（３）を用いて、リンクコンデンサ電圧の交流電圧成分である脈動電圧ｖ_Ｃｒｉｐについて解くと、式（４）が導出される。
　Ｃ_ｄｃ（ｄｖ_Ｃｒｉｐ／ｄｔ）
＝ｉ_ｉｎ－Ｉ_ｄｃ
＝（ｖ_ａｃ／Ｖ_ｄｃ）ｉ_ａｃ－Ｉ_ｄｃ　　　　　　　　　　　　　　（１）
　ｉ_ａｃ＝（√２）Ｉ_ａｃ・ｓｉｎ（ωｔ)　　　　　　　　　　　（２）
　ｖ_ａｃ＝（√２）Ｖ_ａｃ・ｓｉｎ（ωｔ)　　　　　　　　　　　（３）
　ｖ_Ｃｒｉｐ＝（２Ｖ_ａｃ・Ｉ_ａｃ／２ωＣ_ｄｃ・Ｖ_ｄｃ）ｓｉｎ（２ωｔ）　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（４）

　式（４）は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される電流が直流電流であれば、交流電源２に接続されたＡＣ－ＤＣコンバータ１０が行う高力率制御によって、交流電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧ｖ_Ｃｒｉｐがリンクコンデンサ２０に必然的に発生することを示す。脈動電圧ｖ_Ｃｒｉｐ、交流入力電圧ｖ_ａｃ、および交流入力電流ｉ_ａｃの波形の関係を図７に示す。図７に示すように、脈動電圧ｖ_Ｃｒｉｐは、交流入力電圧ｖ_ａｃの２倍の周波数で大きく変動する。ＡＣ－ＤＣコンバータ１０とＤＣ－ＤＣコンバータ３０との２段構成である電力変換装置では、この脈動電圧ｖ_Ｃｒｉｐを低減させるために、リンクコンデンサ２０と並列にアクティブフィルタ回路４０を設ける。

　アクティブフィルタ回路４０の動作について説明する。アクティブフィルタ回路４０では、リプル制御演算器５３で生成される制御信号Ｇ４１，Ｇ４２に基づき、第７の半導体スイッチング素子４１および第８の半導体スイッチング素子４２のオン／オフ動作を行う。これにより、アクティブフィルタ回路４０に流れる電流を、脈動電圧ｖ_Ｃｒｉｐと同じ周波数かつ９０度位相の異なる正弦波となるように制御する。

　アクティブフィルタ回路４０は、リンクコンデンサ２０に入力される交流入力電圧の２倍の周波数成分による電力脈動を低減させることができる。これにより、リンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１に重畳する脈動電圧が低減され、リンクコンデンサ２０の容量を低減させることができる。図８に、アクティブフィルタ回路４０を挿入した場合の動作波形を示す。図８において、図７と同一の記号については、同じ個所の電流または電圧波形を示す。また、ｉ_Ｌはアクティブリアクトル４３を流れるアクティブリアクトル電流、ｖ_{Ｃ２ｒｉｐ}はアクティブコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２のリプル電圧である。図８に示すように、アクティブフィルタ回路４０で交流入力電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧を補償することにより、リンクコンデンサ２０に印加される脈動電圧ｖ_Ｃｒｉｐのピーク値を低減させている。

　上述の動作に加え、本実施の形態に示す電力変換装置では、アクティブフィルタ回路４０のスイッチング動作を、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作に対応させて制御する。本実施の形態に示す電力変換装置では、制御回路５０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０の半導体スイッチング素子がオン状態の時にのみアクティブフィルタ回路４０の半導体スイッチング素子をオン状態となるように制御する。なお、それぞれの回路のスイッチング動作の立ち上がり、すなわち半導体スイッチング素子がオンからオフまたはオフからオンになるタイミングが同じであっても、異なっていてもよい。また、それぞれの回路のスイッチング周波数が同一であっても、異なっていてもよい。なお、以下の説明において、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０の半導体スイッチング素子がオン状態の時にのみアクティブフィルタ回路４０の半導体スイッチング素子をオン状態となるように制御することを、アクティブフィルタ回路４０の半導体スイッチング素子をＤＣ－ＤＣコンバータ３０の半導体スイッチング素子に同期させる、という表現を用いて説明する場合がある。上述の動作により、従来、リンクコンデンサ２０から出力されてＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃを、リンクコンデンサ２０を介さずにアクティブフィルタ回路４０から直接的にＤＣ－ＤＣコンバータ３０へ入力することができる。これにより、リンクコンデンサ２０に流入出するＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作に起因するリプル電流を低減させることができる。

　ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃは、一定振幅のパルスであるのに対し、アクティブフィルタ回路４０の出力電流は、アクティブリアクトル電流ｉ_Ｌと同様に正弦波状の振幅パルスになるため、零点付近の位相ではアクティブフィルタ回路４０から直接ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力する電流がなく、リンクコンデンサ２０から電流を出力する必要がある。そのため、リンクコンデンサ２０に含まれる高周波電流成分を完全に除去することはできない。

　図９に、本実施の形態に示す制御を実施しない場合（図９（ａ））と実施した場合（図９（ｂ））の回路電流波形の概略図を示す。図９において、ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}はＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流、Ｉ_ｄｃはＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力する直流電流、ｉ_ａｃｔはアクティブフィルタ回路４０の入力電流、ｉ_ｉｎはリンクコンデンサ２０の入力電流を示す。ｉ_ｉｎは、以下の式（５）で表されるため、図９（ａ）に示すようにアクティブフィルタ回路４０の半導体スイッチング素子をＤＣ－ＤＣコンバータ３０の半導体スイッチング素子に同期させない場合は、リンクコンデンサ２０にはＡＣ－ＤＣコンバータ１０と、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０と、アクティブフィルタ回路４０とで発生する高調波スイッチングリプルが全て合算された電流が流れることになる。そのため、全ての回路で発生するスイッチング周波数のリプル成分がリンクコンデンサ２０にかかることになる。一方、図中（ｂ）のようにＤＣ－ＤＣコンバータ３０とアクティブフィルタ回路４０とのスイッチング動作を同期させる場合には、Ｉ_ｄｃの電流パルス波形に合わせてｉ_ａｃｔが流れるため、互いに打ち消しあうことになり、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０とアクティブフィルタ回路４０から発生するリプル電流を低減させることができる。
　ｉ_ｉｎ＝ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}＋Ｉ_ｄｃ－ｉ_ａｃｔ　　　　　　　　　　（５）

　上述したアクティブフィルタ回路４０の動作を行うための制御を、図１０および図１１に示す制御ブロックを用いて説明する。図１０は、脈動補償演算器５４の制御ブロックであり、図１１は同期パルス演算器５５の制御ブロックである。

　脈動補償演算器５４は、交流入力電圧の２倍の周波数成分による脈動電力を補償するために、アクティブリアクトル電流ｉ_Ｌの制御を行う。第１の電圧センサ６１により検出された交流入力電圧の実効値Ｖ_ａｃと、電流指令実効値Ｉ_ａｃ＊とを乗算して入力電力実効値Ｐ_ａｃ＊を演算する。また、第１の電圧センサ６１により検出された交流入力電圧ｖ_ａｃと交流入力電流の瞬時指令値ｉ_ａｃ＊を乗算して入力電力瞬時値ｐ_ａｃ＊を演算する。入力電力実効値Ｐ_ａｃ＊と入力電力瞬時値ｐ_ａｃ＊との偏差に対して、補償量調整器５４１にてあらかじめ定められた補償量Ｋを乗算する。選択器５４２では、検出された交流入力電圧の実効値Ｖ_ａｃの値に応じて補償量を乗算した項を選定し、出力する。これにより、交流入力電圧の実効値に応じて、脈動電圧の補償量を可変させることができる。

　リンクコンデンサ２０のリプル電圧量ΔＶ_Ｃ１は、以下の式（６）で表されるため、上述の制御を行うことにより、交流入力電圧の実効値Ｖ_ａｃに応じて可変するリンクコンデンサ２０のリプル電圧量に対して、アクティブフィルタ回路４０が適切な電力を補償することができ、アクティブフィルタ回路４０の発生損失を動作条件に応じて抑制することができる。
　ΔＶ_Ｃ１＝Ｖ_ａｃ・Ｉ_ａｃ／（２ωＣ_ｄｃ・Ｖ_Ｃ１）　　　　　　（６）

　選択器５４２からの出力値を、アクティブコンデンサ４４の電圧指令値Ｖ_Ｃ２＊で割ることによりアクティブリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ＊を演算し、アクティブリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ＊と第２の電流センサ７２によりに検出されたアクティブリアクトル電流ｉ_Ｌとの偏差をとることでデューティ比を演算する。ＰＷＭ制御器５４３は、演算されたデューティ比に基づき、アクティブフィルタ回路４０のＰＷＭ制御のための基本ゲート信号を生成し、脈動補償信号として同期パルス演算器５５へ出力する。ＰＷＭ制御器５４３では、キャリア周波数は任意に調整でき、キャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。

　次に、同期パルス演算器５５の制御について図１１を用いて説明する。同期パルス演算器５５は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作に起因するリプル電流を補償するために、アクティブフィルタ回路４０を制御する制御信号Ｇ４１，Ｇ４２の生成を行う。脈動補償演算器５４において生成された脈動補償信号と、第３の電流センサ７３により検出したＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃに基づいて、ＡＮＤ回路５５１を用いてＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃに対応したアクティブフィルタ回路４０の制御信号を演算する。すなわち、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃが一定値以上である場合にのみ、脈動補償信号が出力される。

　また、比較器５５２では、第２の電流センサ７２により検出されたアクティブリアクトル電流ｉ_Ｌの絶対値をとったものと、あらかじめ定められた電流設定値との大小比較を行い、アクティブリアクトル電流ｉ_Ｌの絶対値の方がＩ_ｏｕｔよりも大きい場合には１を、小さい場合には０を出力する。ここでは、あらかじめ設定された電流設定値を第４の電流センサ７４により検出された出力直流電流Ｉ_ｏｕｔとしている。この信号を基に、選択器５５３では脈動補償信号をそのまま制御信号Ｇ４１，Ｇ４２として出力するか、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作と同期させた脈動補償信号を制御信号Ｇ４１，Ｇ４２とするかを選択する。選択器５５３に１が入力されると、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作と同期させた脈動補償信号が出力され、選択器５５３に０が入力されると、脈動補償信号がそのまま出力される。これにより、アクティブリアクトル電流ｉ_Ｌの波形が零点付近のときにおいても制御性を落とすことなくアクティブリアクトル電流ｉ_Ｌの制御を行うことができる。

　次に、選択器５５３から出力された信号は、ＤＴ生成器５５５，５５６に入力される。ＤＴ生成器５５５に入力された信号は、ＤＴ生成器４８によりデッドタイムが付加され、第７の半導体スイッチング素子４１の制御信号Ｇ４１として出力される。また、ＤＴ生成器５５６に入力される信号は、信号反転器５５４によりオンとオフを反転させた上で、ＤＴ生成器５５６にてデッドタイムが付加され、第８の半導体スイッチング素子４２の制御信号Ｇ４２として出力される。

　なお、図１１ではＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃを用いてＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作と同期させた脈動補償信号を生成したが、図１２に示すように出力制御演算器５２から得たＤＣ－ＤＣコンバータ３０の制御信号Ｇ３１ａ、Ｇ３１ｂを用いて、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作に対応したアクティブフィルタ回路４０の制御信号を生成しても良い。この場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃを検出する必要がないため、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃを検出する電流センサを設ける必要がなくなり、部品点数の低減が可能となる。

　図１２の制御ブロックでは、図１１のＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃと同じ周期のパルス信号を生成するため、ＯＲ回路５５７にて制御信号Ｇ３１ａ、Ｇ３１ｂの合成パルスを生成している。これは、本実施の形態に示す電力変換装置のようにＤＣ－ＤＣコンバータ３０の１次側回路がフルブリッジインバータ構成の場合、左右のレグが交互にスイッチングを行うことで、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃにＤＣ－ＤＣコンバータ３０の２倍スイッチング周波数のパルスが発生するためである。

　上述の制御動作によりアクティブフィルタ回路４０を駆動することにより、アクティブフィルタ回路４０のスイッチング動作をＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作に対応させない場合よりも高周波のリプル成分を低減することができる。実際にアクティブフィルタ回路４０を本発明の制御で動作させた際のリンクコンデンサ２０の電流ｉ_ｉｎをＦＦＴ（Fast Fourier Transform）した結果を図１３に示す。図１３中の（ａ）はアクティブフィルタ回路なしの場合、（ｂ）はアクティブフィルタあり・同期なしの場合、（ｃ）はアクティブフィルタ回路あり・同期ありの場合である。図１３に示すように、同期なしの場合には交流電圧の２倍の周波数成分によるリプル成分しか低減することができておらず、パルス同期を行うことによって、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング周波数のリプル成分も低減できていることがわかる。

　また、コンデンサ寿命は、コンデンサに流入するリプル電流と、コンデンサの等価直列抵抗による発熱に大きく依存することとなる。コンデンサに流入するリプル電流Ｉ_ｒｉｐは、式（７）で表される。ここで、Ｉ_ｂａｓｅはリプル電流の基本波成分であり、Ｉ_ｈｆｎはリプル電流のｎ次高調波成分である。式（７）より、リプル電流Ｉ_ｒｉｐは各周波数成分の電流値を２乗する演算を行うため、１つの周波数成分が低くなるよりも個々の周波数成分が低くなる方がＩ_ｒｉｐを低減させるために効果的となる。
　Ｉ_ｒｉｐ＝√（Ｉ_ｂａｓｅ ^２＋Σ（Ｉ_ｈｆ１ ^２＋・・・Ｉ_ｈｆｎ ^２））　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（７）

　本実施の形態に係る電力変換装置では、以上のような構成及び制御動作を行うことにより、アクティブフィルタ回路を備えない電力変換装置よりもリンクコンデンサ２０の容量を低減できる。また、アクティブフィルタ回路のスイッチング動作をＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング動作と対応させることにより、従来の電力変換装置に比べリプル電流を低減させることできる。これにより、高電力密度の電解コンデンサを少ない並列数で使用できるため、リンクコンデンサの小型化を実現できる。

　なお、本実施の形態では、セミブリッジレス回路方式のＡＣ－ＤＣコンバータ１０を用いた場合について示したが、これに限るものでなく、力率改善（ＰＦＣ）回路であればどのような回路であってもよい。一例として、図１４に１石型のＰＦＣコンバータであるＡＣ－ＤＣコンバータ１０ａを用いた電力変換装置１ａを示す。ＡＣ－ＤＣコンバータ１０ａは、整流用のダイオードブリッジ１６と、限流用リアクトル１５と、半導体スイッチング素子１７とダイオード１８と、を備える。また、半導体スイッチング素子１７にはダイオードが逆並列接続されている。なお、図１４において、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０ａ以外の構成は、図１に示す構成と同様であり、説明を省略する。

　本構成では、図１に示した電力変換装置と同様に、制御回路５０において、入力される電圧電流情報に基づいて各制御信号を生成して、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０ａ、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０、およびアクティブフィルタ回路４０を制御する。本構成においても、アクティブフィルタ回路４０の制御動作については、上述した場合と同様であり、制御回路５０は、アクティブフィルタ回路４０のスイッチング動作をＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作に対応させることにより、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０のスイッチング動作に起因するリップル電流を低減できるという効果を得ることができる。

　また、本実施の形態１では、ＤＣ－ＤＣコンバータとしてフルブリッジ回路方式の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータを用いたがこれに限るものでなく、入力電圧に対して昇圧または降圧した電圧を出力できる回路であれば適用可能である。一例として、図１５に非絶縁形の昇圧チョッパ回路方式であるＤＣ－ＤＣコンバータ３０ａを用いた電力変換装置１ｂを示す。ＤＣ－ＤＣコンバータ３０ａは、半導体スイッチング素子３６とダイオード３７と平滑リアクトル３４と平滑コンデンサ３５とで構成される。なお、図中の番号において、図１の構成と同様の機能を持つものに同一の番号を当てている。

　本構成では、制御回路５０で、入力される電圧および電流情報に基づいて制御信号（各半導体スイッチング素子への制御信号Ｇ１７、Ｇ３６、Ｇ４１、Ｇ４２）を生成して、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０ａ、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０ａ、およびアクティブフィルタ回路４０を制御する。制御回路５０の構成は上述の電力変換装置１や電力変換装置１ａと同様である。この場合も、上述の電力変換装置１と同様の制御により同様の効果を得ることができる。
　これらの例のように、力率改善（ＰＦＣ）を行うためのＡＣ－ＤＣコンバータと、直流電力を制御するためのＤＣ－ＤＣコンバータの２段で構成された電力変換装置であれば、どのような回路構成においても本発明は適用できる。
　また、アクティブフィルタ回路４０の構成は、図１のハーフブリッジ構成でもよく、図１６に示すようにフルブリッジ構成でもよい。４つのアクティブ素子で構成されるフルブリッジ方式では、対角の素子を同一のゲート信号でスイッチングさせることで所望の動作を得る。

実施の形態２．
　この発明の実施の形態２に係る電力変換装置について、図面を用いて説明する。
　図１７は、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。実施の形態１では、主回路をＡＣ－ＤＣコンバータおよびＤＣ－ＤＣコンバータの２段で構成された電力変換装置について示したが、実施の形態２では、主回路をＡＣ－ＤＣコンバータの１段構成とした電力変換装置について示す。また、実施の形態１に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を、ＤＣ－ＤＣコンバータのスイッチング動作と対応させて制御したが、実施の形態２に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を、ＡＣ－ＤＣコンバータのスイッチング動作と対応させて制御する。

　図１７に示すように、実施の形態２に係る電力変換装置１ｄは、実施の形態１と同様に、交流電源２および負荷３に接続されており、主回路４、アクティブフィルタ回路４０、および制御回路５０を備えている。また、主回路４は、力率改善（ＰＦＣ）を行うためのＡＣ－ＤＣコンバータ１０と、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力にリンクコンデンサ２０を備えており、アクティブフィルタ回路４０は、リンクコンデンサ２０に並列に接続されている。ＡＣ－ＤＣコンバータ１０およびアクティブフィルタ回路４０の構成は、実施の形態１と同様であり、説明を省略する。本実施の形態では、交流電源２からＡＣ－ＤＣコンバータ１０を用いて負荷３へと電力供給する電力変換装置となる。

　実施の形態１に示す電力変換装置と同様に、第１の電圧センサ６１により検出される交流電源２からの交流入力電圧ｖ_ａｃ、第２の電圧センサ６２により検出されるリンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１、第１の電流センサ７１により検出された交流電源２の交流入力電流ｉ_ａｃ、および第２の電流センサ７２により検出されるアクティブリアクトル４３に流れるアクティブリアクトル電流ｉ_Ｌが制御回路５０ａに入力される。本実施の形態に示す電力変換装置では、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}を検出する第５の電流センサ７５を備えており、第５の電流センサ７５により検出されたＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}が制御回路５０ａに入力される。

　制御回路５０ａでは、入力される電圧および電流情報に基づいて制御信号を生成して、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０およびアクティブフィルタ回路４０へ出力し、それぞれの回路を制御する。制御回路５０ａの構成を、図１８を用いて説明する。制御回路５０ａは、図２に示した制御回路５０から、ＤＣ－ＤＣコンバータの制御に関する出力制御演算器５２を除いた構成であり、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０に入力される直流電流Ｉ_ｄｃの代わりに、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}を同期信号として、アクティブフィルタ回路４０のスイッチング動作をＡＣ－ＤＣコンバータ１０のスイッチング動作に対応させて制御する。

　力率制御演算器５１は、実施の形態１に示すものと同様の構成であるため説明は省略する。リプル制御演算器５３ａは、実施の形態１と構成する要素が一部異なり、脈動補償演算器５４の後段のブロックが、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０のスイッチング動作に基づいてアクティブフィルタ回路４０の制御信号を生成する同期パルス演算器５５ａとなる。なお、同期パルス演算器５５ａにおいて、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０のスイッチング動作とさせるために、図１９に示すように力率制御演算器５１から生成される制御信号Ｇ１１，Ｇ１２を用いてもよい。

　次に、本実施の形態２による電力変換装置１ｄの動作を説明する。電力変換装置１ｄは、交流電源２から入力される交流電圧を、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０で交流入力電流を高力率に制御しながら直流電圧に変換する。変換した直流電圧に重畳される交流入力電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧を、リンクコンデンサ２０とアクティブフィルタ回路４０にて平滑化して、負荷３に直流電圧を供給する。ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の動作は、実施の形態１と同様であるため、説明は省略する。

　また、アクティブフィルタ回路４０の動作は、半導体スイッチング素子１１、１２がオンするタイミングをＡＣ－ＤＣコンバータ１０と対応させることにより、本来、リンクコンデンサ２０に流入するＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流の余剰分を、アクティブフィルタ回路４０で吸収し、リンクコンデンサ２０に流入するＡＣ－ＤＣコンバータ１０のスイッチング動作に起因するリプル電流成分を低減する。本実施の形態において、アクティブフィルタ回路４０のスイッチング動作をＡＣ－ＤＣコンバータ１０のスイッチング動作に対応させるとは、実施の形態１と同様で、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０のスイッチング波形がオンの時にのみ、アクティブフィルタ回路４０のスイッチング波形をオン状態に制御させることをいう。なお、それぞれの回路のスイッチングの立ち上がりが同じでも異なっていてもよく、それぞれの回路のスイッチング周波数が同一でも異なっていてもよい。

　ＡＣ－ＤＣコンバータ１０と対応させた動作を行う場合と行わない場合の回路電流波形の概略図を図２０に示す。図２０において、ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}はＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流、ｉ_ａｃｔはアクティブフィルタ回路４０の入力電流、ｉ_ｉｎはリンクコンデンサ２０の電流である。ｉ_ｉｎは、実施の形態１と同様の考え方により、式（８）で表されるため、図中（ｂ）のようにＡＣ－ＤＣコンバータ１０とアクティブフィルタ回路４０のスイッチングが対応している場合、ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}の電流パルス波形に合わせてｉ_ａｃｔが流れるため、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０と、アクティブフィルタ回路４０のスイッチングにより発生する高調波リプルを低減させることができる。
　ｉ_ｉｎ＝ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}－ｉ_ａｃｔ　　　　　　　　　　　　（８）

　本実施の形態におけるリプル制御演算器５３ａの制御を説明する。脈動補償演算器５４の制御は、図１０に示す制御ブロックと同様の制御であり、説明は省略する。同期パルス演算器５５ａの制御を、図２１を用いて説明する。同期パルス演算器５５ａは、リンクコンデンサ２０に流入するＡＣ－ＤＣコンバータ１０のスイッチング動作に起因する電流リプル成分を低減するためのスイッチングパルス生成を行う。脈動補償演算器５４で生成された脈動補償信号と検出されたＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}とを、ＡＮＤ回路５８を用いてＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}に対応したアクティブフィルタ回路４０のゲート信号を演算する。すなわち、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}が一定値以上の場合にのみ脈動補償信号が出力される。これにより、脈動補償演算器５４で生成された脈動補償信号のうち、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の半導体スイッチング素子１１，１２のいずれかオン状態である場合の信号が出力されることととなり、アクティブフィルタ回路４０のスイッチング動作をＡＣ－ＤＣコンバータ１０のスイッチング動作に対応させて制御することができる。

　また、比較器５９では、検出してきた交流入力電流ｉ_ａｃの絶対値と、あらかじめ定められた電流設定値との大小関係を判定し、ｉ_ａｃが大きい場合には１を、小さい場合には０を出力する。この信号を基に、選択器４６では脈動補償信号をそのまま制御信号Ｇ４１，Ｇ４２とするか、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}に同期した信号を制御信号Ｇ４１，Ｇ４２とするかを選択する。選択器４６に１が入力されると、脈動補償信号をそのまま出力され、選択器４６に０が入力されると、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}に同期した信号が出力される。これにより、出力電流ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}の波形が零点付近のときに同期することによる制御応答の低下を防ぐことができる。なお、本実施の形態では、あらかじめ定められた電流設定値を、交流入力電流実効値Ｉ_ａｃとしている。

　選択器５３３から出力された信号は、一方が、ＤＴ生成器５５５にてデッドタイムが付加された信号となり、第７の半導体スイッチング素子４１の制御信号Ｇ４１として出力される。また、もう一方が、信号反転器４７でオンとオフを反転させた上で、ＤＴ生成器５５６にてデッドタイムが付加された信号となり、第８の半導体スイッチング素子４２の制御信号Ｇ４２として出力される。

　なお、図２１ではＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}を用いて制御信号を生成したが、図２２に示すようにＡＣ－ＤＣコンバータ１０の制御信号Ｇ１１、Ｇ１２を用いて同期信号を生成しても良い。この場合、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}を検出する必要がないため、電流センサを装置に備える必要がなくなり、部品点数の低減が可能となる。図２２に示す制御ブロックでは、図２１のＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}に信号を生成するため、ＯＲ回路６０にて制御信号Ｇ１１，Ｇ１２の合成パルスを生成している。

　上述した制御を行うことにより、高周波のリプル成分を低減することができる。アクティブフィルタ回路４０を、本発明の制御で動作させた際のリンクコンデンサ２０の電流ｉ_ｉｎをＦＦＴ（Fast Fourier Transform）した結果を図２３に示す。図２３中の（ａ）はアクティブフィルタなしの結果、（ｂ）はアクティブフィルタあり同期なしの結果、（ｃ）はアクティブフィルタあり同期ありの結果である。図２３に示すように、同期なしに比べて同期した方が、交流電圧の２倍の周波数成分によるリプル成分のみならず、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０のスイッチング周波数のリプル成分も低減できていることがわかる。

　以上のように、実施の形態２に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路をＡＣ－ＤＣコンバータのスイッチング動作と対応させて制御することにより、本制御を行わない電力変換装置よりもリンクコンデンサ２０の容量を低減できる。さらに、従来特許技術よりもリプル電流を低減することで、高電力密度の電解コンデンサを少ない並列数で使用できるため、リンクコンデンサ２０の小型化を実現できる。なお、実施の形態２においても、実施の形態１と同様に、セミブリッジレス回路方式のＡＣ－ＤＣコンバータ１０に限るものでなく、力率改善（ＰＦＣ）回路であれば適用可能となる。また、実施の形態１と同様にＡＣ－ＤＣコンバータ１０の後段にＤＣ－ＤＣコンバータが接続された電力変換装置であっても本発明は同様の効果を発揮する。

実施の形態３．
　この発明の実施の形態３に係る電力変換装置について、図面を用いて説明する。
　図２４は、この発明の実施の形態３に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。実施の形態３に係る電力変換装置は、実施の形態１に係る電力変換装置と比較して、アクティブフィルタ回路４０の構成および制御方法が異なる。その他の構成要素については実施の形態１に係る電力変換装置と同様であるため説明は省略する。

　本実施の形態に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路４０の構成を昇圧回路構成としている。すなわち、アクティブフィルタ回路４０は、２つの半導体スイッチング素子を有するハーフブリッジインバータであり、第７の半導体スイッチング素子４１、第８の半導体スイッチング素子４２と、アクティブリアクトル４３と、アクティブコンデンサ４４と、を備える。アクティブリアクトル４３の一方の端部は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０とＤＣ－ＤＣコンバータ３０とを接続する直流母線のＰ側に接続され、アクティブリアクトル４３の他方の端部は、第７の半導体スイッチング素子４１と第８の半導体スイッチング素子４２との接続点に接続される。また、第８の半導体スイッチング素子４２の一方端部は、直流母線のＮ側に接続される。アクティブコンデンサ４４は、第７の半導体スイッチング素子４１の端部と第８の半導体スイッチング素子４２との接続点に接続される。

　なお、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０、およびアクティブフィルタ回路４０に用いられる半導体スイッチング素子はダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や、ソース・ドレイン間にダイオードが接続されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などを用いることが好ましい。また、帰還ダイオードはＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴに内蔵されたダイオードを用いても良く、外付けに別途ダイオードを設けても良い。

　また、実施の形態１に係る電力変換装置と同様に、交流電源２の交流入力電圧ｖ_ａｃを検出する第１の電圧センサ６１、リンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１を検出する第２の電圧センサ６２、平滑コンデンサ３５の電圧である出力電圧Ｖ_ｏｕｔを検出する第３の電圧センサ６３、を備えている。加えて、アクティブコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２を検出する第４の電圧センサ６４を備えており、それぞれ電圧センサにより検出された電圧値は制御回路５０に入力される。また、交流電源２からの交流入力電流ｉ_ａｃを検出する第１の電流センサ７１、アクティブリアクトル４３に流れるアクティブリアクトル電流ｉ_Ｌを検出する第２の電流センサ７２、および出力フィルタ用リアクトル１９の電流である出力直流電流Ｉ_ｏｕｔを検出する第４の電流センサ７４が設けられている。加えて、本実施の形態に係る電力変換装置は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０の出力電流Ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}を検出する第５の電流センサ７５を備えており、それぞれ電流センサにより検出された電流値は、制御回路５０に入力される。

　制御回路５０は、入力される電圧および電流検出値に基づいて各半導体スイッチング素子の制御信号を生成して、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０、およびアクティブフィルタ回路４０へ出力し、それぞれの回路を制御する。制御回路５０の構成は、実施の形態１と同様であり、図２または図３と同じ構成をとる。また、リプル制御演算器２５の構成を、実施の形態２のリプル制御演算器５７のような構成とし、同期させる対象をＡＣ－ＤＣコンバータ１０としても良い。

　次に、本実施の形態３による電力変換装置１ｅの動作について説明する。電力変換装置１ｅの基本動作は、実施の形態１と同様であり、交流電源２から入力される交流電圧を、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０で交流入力電流を高力率に制御しながら直流電圧に変換し、変換した直流電圧に重畳される交流入力電圧の２倍の周波数成分による脈動電圧を、リンクコンデンサ２０とアクティブフィルタ回路４０にて平滑化する。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０で絶縁しながら昇圧または降圧を行って、負荷３に直流電圧を供給する。そのため、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０およびＤＣ－ＤＣコンバータ３０の動作は、実施の形態１と同様であり、説明は省略する。

　アクティブフィルタ回路４０の動作について説明する。本実施の形態に係る電力変換装置では、アクティブフィルタ回路４０を昇圧構成とすることで、アクティブコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２がリンクコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ１の２倍となる。アクティブフィルタ回路４０が補償出来るリプル電圧は式（９）で表されるため、アクティブフィルタ回路４０が降圧構成の時よりも、低いコンデンサ容量で同等のリプル電圧を実現できる。
　ΔＶ_Ｃ１＝Ｖ_ａｃ・Ｉ_ａｃ／（２ωＣ_ｄｃ・２Ｖ_Ｃ１）　　　　　　（９）

　アクティブフィルタ回路４０における交流電圧の２倍の周波数成分による電力脈動補償制御を、図２５の制御ブロックを用いて説明する。アクティブフィルタ回路４０が昇圧回路となることで、脈動補償演算器５４の制御ブロックが実施の形態１とは異なる。本実施の形態３の脈動補償演算器５４の制御を、図２５を用いて説明する。図２５に示す制御ブロックで、入力電力実効値Ｐ_ａｃ＊と入力電力瞬時値ｐ_ａｃ＊を演算し、アクティブコンデンサ４４の電圧指令値Ｖ_Ｃ２＊から演算したアクティブリアクトル電流指令値ｉ_Ｌ＊と検出されたアクティブリアクトル電流ｉ_Ｌとの偏差をとり、デューティ比の演算までは、図１０に示したものと動作は同様であるため説明を省略する。その後、アクティブコンデンサ４４の電圧指令値Ｖ_Ｃ２＊と検出されたアクティブコンデンサ電圧Ｖ_Ｃ２との偏差をＰＩ制御器５４４にてＰＩ制御したものをアクティブコンデンサ４４の電圧指令値Ｖ_Ｃ２＊で規格化したデューティ比を加える。そして、昇圧チョッパ回路の理論デューティに基づき、１からデューティ比を減算する。

　ＰＷＭ制御器５４３で、デューティ比に基づき、アクティブフィルタ回路４０のＰＷＭ制御のための基本ゲート信号を生成し、脈動補償信号を出力する。ＰＷＭ制御器５４３では、キャリア周波数は任意に調整でき、キャリア波は三角波またはのこぎり波などを用いる。なお、同期パルス演算器５５の動作は、実施の形態１もしくは実施の形態２で説明したとおりである。

　回路動作波形は、実施の形態１と同様で、ｉ_{ａｃ_ｏｕｔ}の電流パルス波形に合わせてｉ_ａｃｔが流れるため、互いに打ち消しあうことなり、各コンバータで発生する高調波スイッチングリプルを低減させることができる。したがって、本発明を用いることにより、アクティブフィルタ回路を備えない電力変換装置よりもリンクコンデンサ２０の容量を低減できる。さらに、従来特許技術よりもリプル電流を低減することができ、少ない本数でリンクコンデンサ２０を構成することができ、小型化を実現できる。

　なお、本実施の形態３においても、実施の形態１と同様に、セミブリッジレス回路方式のＡＣ－ＤＣコンバータ１０に限るものでなく、力率改善（ＰＦＣ）回路であれば適用可能となる。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ３０についても、フルブリッジ回路方式の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータに限るものでなく、入力電圧に対して昇降圧した電圧を出力できる回路であれば適用可能となる。

　力率改善（ＰＦＣ）を行うためのＡＣ－ＤＣコンバータと、直流電力を制御するためのＤＣ－ＤＣコンバータの２段で構成された電力変換装置であれば、どのような回路構成においても本発明は適用できる。また、アクティブフィルタ回路４０の構成は、図２４に示すハーフブリッジ構成でもよく、図２６のフルブリッジ構成でもよい。４つのアクティブ素子で構成されるフルブリッジ方式では、対角の素子を同一のゲート信号でスイッチングさせることで所望の動作を得る。

１　電力変換装置、２　交流電源、３　負荷、４　主回路、１０　ＡＣ－ＤＣコンバータ、１１　第１の半導体スイッチング素子、１２　第２の半導体スイッチング素子、１３　第１のダイオード素子、１４　第２のダイオード素子、１５　限流用リアクトル、２０　リンクコンデンサ、３０　ＤＣ－ＤＣコンバータ、３１　インバータ、３１ａ　第３の半導体スイッチング素子、３１ｂ　第４の半導体スイッチング素子、３１ｃ　第５の半導体スイッチング素子、３１ｄ　第６の半導体スイッチング素子、３２　トランス、３３　整流回路、３３ａ　第３のダイオード素子、３３ｂ　第４のダイオード素子、３３ｃ　第５のダイオード素子、３３ｄ　第６のダイオード素子、３４　平滑リアクトル、３５　平滑コンデンサ、４０　アクティブフィルタ回路、４１　第７の半導体スイッチング素子、４２　第８の半導体スイッチング素子、４３　アクティブリアクトル、４４　アクティブコンデンサ、５０　制御回路、６１　第１の電圧センサ、６２　第２の電圧センサ、６３　第３の電圧センサ、７１　第１の電流センサ、７２　第２の電流センサ、７３　第３の電流センサ、７４　第４の電流センサ、ｖ_ａｃ　交流入力電圧、Ｖ_ａｃ　交流入力電圧の実効値、Ｖ_Ｃ１　リンクコンデンサ電圧、Ｖ_Ｃ１＊　リンクコンデンサ電圧指令値、Ｖ_Ｃ２　アクティブコンデンサ電圧、Ｖ_Ｃ２＊　アクティブコンデンサの電圧指令値、Ｖ_ｏｕｔ　出力電圧、ｖ_Ｃｒｉｐ　脈動電圧、ｉ_ａｃ　交流入力電流、ｉ_ａｃ＊　交流入力電流の瞬時指令値、Ｉ_ａｃ　交流入力電流実効値、Ｉ_ａｃ＊　電流指令実効値、Ｉ_ｄｃ　直流電流、ｉ_Ｌ　アクティブリアクトル電流、ｉ_Ｌ＊　アクティブリアクトル電流指令値、Ｉ_ｏｕｔ 出力直流電流、Ｉ_ｏｕｔ＊ 出力電流指令値、Ｉ_ｒｉｐ　リプル電流、ｐ_ａｃ＊　入力電力瞬時値、Ｐ_ａｃ＊　入力電力実効値

Claims (13)

1. 　半導体スイッチング素子およびリンクコンデンサを有し、交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧へ変換する主回路と、
   　半導体スイッチング素子を有し、前記交流入力電圧の２倍の周波数成分を有する脈動電圧を補償するアクティブフィルタ回路と、
   　前記主回路および前記アクティブフィルタ回路を制御する制御回路と、
   　を備え、
   　前記制御回路は、前記主回路のスイッチング動作に対応させて前記アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、
   　を特徴とする電力変換装置。
2. 　前記主回路を流れる直流電流を検出する電流センサを備え、
   　前記制御回路は、
   　前記電流センサの検出結果に基づいて、前記アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、
   　を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 　前記制御回路は、
   　前記主回路の有する半導体スイッチング素子を制御する制御信号に基づいて、前記アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、
   　を特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 　前記制御回路は、
   　前記主回路の半導体スイッチング素子がオン状態である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように前記アクティブフィルタ回路のスイッチング動作を制御すること、
   　を特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 　前記主回路は、前記交流電源より入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータを備えるとともに、
   　前記電流センサは、前記ＡＣ－ＤＣコンバータから出力される直流電流を検出する第２の電流センサを備え、
   　前記制御回路は、
   　前記前記第２の電流センサにより検出された直流電流の値が一定値以上である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように制御すること、
   　を特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
6. 　前記主回路は、
   　前記交流電源より入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータと、
   　前記ＡＣ－ＤＣコンバータにより変換された直流電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ－ＤＣコンバータと、
   　を備えるとともに、
   　前記電流センサは、前記ＤＣ－ＤＣコンバータに入力される直流電流を検出する第３の電流センサを備え、
   　前記制御回路は、
   　前記前記第３の電流センサにより検出された直流電流の値が一定値以上である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように制御すること、
   　を特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
7. 　前記主回路は、前記交流電源より入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータを備え、
   　前記制御回路は、
   　前記ＡＣ－ＤＣコンバータの有する半導体スイッチング素子を制御する制御信号がオン状態である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように制御すること、
   　を特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
8. 　前記主回路は、
   　前記交流電源から入力される交流入力電圧を直流電圧に変換するＡＣ－ＤＣコンバータと、
   　前記ＡＣ－ＤＣコンバータにより変換された直流電圧を所望の直流電圧に変換するＤＣ－ＤＣコンバータと、
   　を備え、
   　前記制御回路は、
   　前記ＤＣ－ＤＣコンバータの有する半導体スイッチング素子を制御する制御信号がオン状態である場合にのみ、前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子がオンとなるように制御すること、
   　を特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
9. 　前記アクティブフィルタ回路は、少なくとも２つの半導体スイッチング素子と、リアクトルと、コンデンサと、を備えること、
   　を特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 　前記アクティブフィルタ回路は、少なくとも２つの半導体スイッチング素子と、リアクトルと、コンデンサと、を備えるとともに、
    　前記電力変換装置は、
    　前記リアクトルに流れる電流を検出する第２の電流センサと、
    　前記ＤＣ－ＤＣコンバータから出力される出力電流を検出する第４の電流センサと、を備え、
    　前記制御回路は、
    　前記第２の電流センサにより検出された電流値の絶対値と、前記第４の電流センサにより検出された電流値との大小関係を比較し、比較結果に基づいて前記アクティブフィルタ回路を前記主回路の半導体スイッチング素子の動作と対応させたスイッチング動作を行うかどうかを選択すること、
    　を特徴とする請求項６または８のいずれかに記載の電力変換装置。
11. 　前記ＡＣ－ＤＣコンバータに入力される交流入力電流を検出する第１の電流センサを備え、
    　前記制御回路は、
    　前記第１の電流センサにより検出された交流入力電流の絶対値と、あらかじめ定められた電流設定値との大小関係を比較し、比較結果に基づいて前記アクティブフィルタ回路の半導体スイッチング素子を、前記主回路の半導体スイッチング素子の動作と対応させた制御を行うかどうかを選択すること、
    　を特徴とする請求項５または７のいずれかに記載の電力変換装置。
12. 　前記あらかじめ定められた電流設定値は、前記主回路からの出力直流電流または前記交流入力電流の実効値であること、
    　を特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 　前記制御回路は、前記交流入力電圧の実効値に応じて、脈動電力の補償量を可変すること、
    　を特徴とする請求項１～１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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