WO2023243115A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

負荷急変に起因する出力電圧の変動を抑制することが可能な電力変換装置を提供する。そこで、電力変換装置１００は、交流電力を第１の直流電力に変換するＡＣ－ＤＣコンバータ１０１と、第１の直流電力を第２の直流電力に変換するＤＣ－ＤＣコンバータ１０２と、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１の中間出力電圧Ｖ１を、出力電圧指令値に基づいて制御する制御回路１１０と、を備える。制御回路１１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の出力電圧Ｖ２の変化率と、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の出力電流Ｉｏの変化率とに基づいて、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１の出力電圧指令値を補正する。

Description

電力変換装置

　本発明は、電力変換装置に関する。

　特許文献１には、モータ負荷を駆動する三相インバータにおいて、モータ回転数とトルクを検出して三相インバータの出力電力をリアルタイムに計算し、三相インバータの前段に接続される昇圧チョッパの電流指令値にフィードフォワードする方式が記載されている。これにより、モータの回転数やトルクが急変した場合、即座に昇圧チョッパの電流指令値が補正され、三相インバータの入力電圧、すなわち昇圧チョッパの出力電圧の変動を抑制することができる。

特開２０２０－１０５６９号公報

　交流電源を全波整流すると共に昇圧するＡＣ－ＤＣコンバータと、ＡＣ－ＤＣコンバータが出力する直流電力を絶縁された別の直流電力に変換する絶縁形ＤＣ－ＤＣコンバータとを備えた電力変換装置が知られている。このような電力変換装置は、データセンタ向けや産業機器向けなどの電源装置として広く用いられている。また、電源装置では、負荷として接続される装置の性能を損なわないようにする目的で、負荷電力が急変した場合でも出力電圧や出力電流が変動しないように要求されることが多い。

　こうした中、特許文献１に記載される方式は、交流負荷であるモータ負荷を想定したものであり、直流負荷に対してそのまま適用することは容易でない。さらに、常時、フィードフォワード制御が行われるため、定常状態での制御が不安定となる可能性がある。また、ＡＣ－ＤＣコンバータと、ＤＣ－ＤＣコンバータとが連なる回路構成における、負荷急変の際の一般的な問題として、ＡＣ－ＤＣコンバータからＤＣ－ＤＣコンバータに入力される中間直流電圧の変動が挙げられる。

　一般的なＤＣ－ＤＣコンバータでは、入力電圧に対する出力電圧の比、すなわち昇圧比に上限がある。このため、例えば、負荷急増によってＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧が低下すると、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力が増加し、ＡＣ－ＤＣコンバータが制御する中間直流電圧もほぼ同時に低下する。すなわち、ＤＣ－ＤＣコンバータの入力電圧が低下する。その結果、ＤＣ－ＤＣコンバータの駆動能力の範囲内で、求められる直流電圧を生成することが困難となり、ＤＣ－ＤＣコンバータから出力される直流電圧の低下を助長してしまう。したがって、負荷急変に起因する出力電圧の変動を抑制するため、定常状態での制御に影響を与えずに、中間直流電圧の変動を抑制することが求められる。

　そこで、本発明の目的の一つは、負荷急変に起因する出力電圧の変動を抑制することが可能な電力変換装置を提供することにある。

　本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

　本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。すなわち、一実施の形態による電力変換装置は、交流電力を第１の直流電力に変換するＡＣ－ＤＣコンバータと、第１の直流電力を第２の直流電力に変換するＤＣ－ＤＣコンバータと、ＡＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を、出力電圧指令値に基づいて制御する制御回路と、を備える。制御回路は、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧の変化率と、ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化率とに基づいて、ＡＣ－ＤＣコンバータの出力電圧指令値を補正する。

　前記一実施の形態によれば、負荷急変に起因する出力電圧の変動を抑制することが可能になる。

実施の形態１による電力変換装置の構成例を示す概略図である。 図１における制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。 図１における制御回路の構成例を示すブロック図である。 図１および図３に示される電力変換装置において、負荷急変の際の動作例を示す波形図である。 図１におけるＡＣ－ＤＣコンバータの詳細な構成例を示す回路図である。 図１におけるＤＣ－ＤＣコンバータの詳細な構成例を示す回路図である。 実施の形態２による電力変換装置の構成例を示す概略図である。 図７における制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。 図７における制御回路の構成例を示すブロック図である。 実施の形態３による電力変換装置において、図１における制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。 実施の形態３による電力変換装置において、負荷急変の際の動作例を示す波形図である。

　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

　（実施の形態１）
　＜電力変換装置の概略＞
　図１は、実施の形態１による電力変換装置の構成例を示す概略図である。図１に示される電力変換装置１００は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１と、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２と、中間平滑コンデンサ１０４と、出力平滑コンデンサ１０６と、制御回路１１０と、各種センサとを備える。各種センサの中には、電圧センサ１０７，１０８と、電流センサ１０９とが含まれる。

　当該電力変換装置１００は、例えば、図１に示される各ブロックを構成する部品が配線基板上に実装されることで構成される。制御回路１１０は、例えば、マイクロコントローラや、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等の部品によって実現される。

　ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１は、三相交流電圧源１１１から入力される交流電力を第１の直流電力に変換する。具体的には、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１は、交流電圧Ｖａｃを入力として、直流電圧となる中間出力電圧Ｖ１を出力する。中間平滑コンデンサ１０４は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１の出力ノードおよびＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の入力ノードとなる中間ノード１０３に接続される。中間平滑コンデンサ１０４は、直流電圧、言い換えれば第１の直流電力である中間出力電圧Ｖ１を平滑する。電圧センサ１０７は、中間出力電圧Ｖ１を検出する。

　ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、第１の直流電力を第２の直流電力に変換する。すなわち、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、直流電圧となる中間出力電圧Ｖ１を入力として、直流電圧となる出力電圧Ｖ２を出力する。出力平滑コンデンサ１０６は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の出力ノード１０５に接続され、直流電圧、言い換えれば第２の直流電力である出力電圧Ｖ２を平滑する。電圧センサ１０８は、出力電圧Ｖ２を検出する。また、電流センサ１０９は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の出力電流Ｉｏを検出する。出力電力、すなわち出力電圧Ｖ２および出力電流Ｉｏは、図示しない負荷に供給される。負荷は、例えば、直流負荷である。

　制御回路１１０は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１を制御する。制御回路１１０には、中間出力電圧指令値の通常値Ｖ１ｒｅｆ０が設定される。明細書では、中間出力電圧指令値をＶ１ｒｅｆと呼ぶ。制御回路１１０は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１の中間出力電圧Ｖ１を、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆに基づいて制御し、中間出力電圧Ｖ１が中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆに等しくなるように制御する。詳細には、制御回路１１０は、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１が備えるスイッチング素子の通流率を、信号線１１２を介して制御し、三相交流電圧源１１１から入力される交流電力を調節することで中間出力電圧Ｖ１の大きさを制御する。

　次に、負荷急変の際の動作について説明する。ここでは、負荷が急増する場合を想定する。負荷が急増するとは、出力電流Ｉｏが急増することと言い換えることができる。出力電流Ｉｏが急増すると、出力平滑コンデンサ１０６から電荷が引き抜かれ、出力電圧Ｖ２が低下していく。ここで、制御回路１１０は、信号線１１３を介して出力電圧Ｖ２の検出値を入力し、さらに信号線１１４を介して出力電流Ｉｏの検出値を入力する。

　制御回路１１０は、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔと出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔとを計算する。そして、制御回路１１０は、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔと、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔと、に基づいて、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１の中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを補正する。

　詳細には、制御回路１１０は、各変化率ｄＶ２／ｄｔ，ｄＩｏ／ｄｔを、予め定めた各しきい値ｄＶ２＿ｔｈ，ｄＩｏ＿ｔｈと比較する。そして、制御回路１１０は、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔがしきい値（第１のしきい値）ｄＶ２＿ｔｈを超え、かつ、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔがしきい値（第２のしきい値）ｄＩｏ＿ｔｈを超えた場合に、負荷急増と判定する。制御回路１１０は、負荷急増と判定した場合、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを、通常値Ｖ１ｒｅｆ０から補正する。より詳細には、制御回路１１０は、例えば、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔとしきい値ｄＩｏ＿ｔｈとの差分に基づき、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを通常値Ｖ１ｒｅｆ０から高めるように補正する。

　これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１の出力電力が即座に増加し、中間出力電圧Ｖ１の低下を抑制できる。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の出力電力が増加していき、出力電圧Ｖ２の低下が鈍化する。一方、制御回路１１０は、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔと、予め定めたしきい値（第３のしきい値）ｄＶ２＿ｔｈと、を比較し、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔがしきい値ｄＶ２＿ｔｈよりも小さくなった場合に、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆへの補正量をゼロにする。すなわち、制御回路１１０は、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを通常値Ｖ１ｒｅｆ０に戻す。

　以上のような制御を用いることで、負荷急変の際に中間出力電圧Ｖ１の変動を抑制することができ、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、駆動能力の範囲内で求められる出力電圧Ｖ２を生成することができる。その結果、出力電圧Ｖ２の変動を抑制することが可能になる。さらに、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正は、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔと、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔと、が共にしきい値を超えた場合に開始され、変化率が小さい定常状態においては終了している。このため、例えば、フィードフォワード制御等を用いる場合と異なり、定常状態での制御を安定化することが可能になる。

　なお、変化率とは、１回の検出サイクルにおける検出値の変化量であり、例えば、検出サイクルの始点における検出値と終点における検出値との差分値を検出サイクルの時間で除算すること等で算出され得る。また、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正を開始する際に出力電圧Ｖ２に対して用いる第１のしきい値と、補正を終了する際に出力電圧Ｖ２に対して用いる第３のしきい値とは、同じ値であっても異なる値であってもよい。異なる値を用いる場合、例えば、第３のしきい値を第１のしきい値よりも小さい値に定めることで、チャタリング等を防止できる場合がある。

　＜制御回路の詳細＞
　図２は、図１における制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。例えば、制御回路１１０は、前述した中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正機能の有効／無効を設定によって選択可能となっている。補正機能が有効の場合、制御回路１１０は、図２に示したようなフローを、制御サイクル毎に繰り返し実行する。当該フローは、例えば、マイクロコントローラ等が備えるプロセッサが、メモリに記憶されているプログラムを実行することで実現されてもよく、または、ＦＰＧＡやＡＳＩＣ等に回路を組み込みことで実現されてもよい。

　図２において、制御回路１１０は、まず、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔがしきい値（第１のしきい値）ｄＶ２＿ｔｈを超えたか否かを判定する（ステップＳ１０１）。詳細には、制御回路１１０は、変化率ｄＶ２／ｄｔの絶対値｜ｄＶ２／ｄｔ｜がしきい値ｄＶ２＿ｔｈを超えたか否か判定する。変化率ｄＶ２／ｄｔは、負荷急変の一つである負荷急増の場合には負極となり、負荷急変の他の一つである負荷急減の場合には正極となる。

　続いて、制御回路１１０は、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔがしきい値（第２のしきい値）ｄＩｏ＿ｔｈを超えたか否かを判定する（ステップＳ１０２）。詳細には、制御回路１１０は、変化率ｄＩｏ／ｄｔの絶対値｜ｄＩｏ／ｄｔ｜がしきい値ｄＩｏ＿ｔｈを超えたか否かを判定する。変化率ｄＩｏ／ｄｔは、負荷急増の場合には正極となり、負荷急減の場合には負極となる。

　出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔがしきい値ｄＶ２＿ｔｈを超え、かつ、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔもしきい値ｄＩｏ＿ｔｈを超えた場合（ステップＳ１０２：ＹＥＳ）、制御回路１１０は、負荷急変が生じたと判定する。この場合、制御回路１１０は、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正量を計算し、通常値Ｖ１ｒｅｆ０に反映させる（ステップＳ１０３）。明細書では、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正量をΔＶ１ｒｅｆと呼ぶ。

　ステップＳ１０３において、具体的には、制御回路１１０は、例えば、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔとしきい値ｄＩｏ＿ｔｈとの差分に基づいて、当該差分に比例する補正量を計算する。この際に、補正量ΔＶ１ｒｅｆは、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔが正極の場合に正極となり、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔが負極の場合に負極となる。なお、制御回路１１０は、出力電流Ｉｏの代わりに、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔとしきい値ｄＶ２＿ｔｈとの差分に基づいて、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを補正してもよい。ただし、出力電流Ｉｏを用いることで、出力電圧Ｖ２を用いる場合よりも応答速度を速められるため、この観点では、出力電流Ｉｏを用いる方が望ましい。

　一方、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔがしきい値ｄＶ２＿ｔｈを超えない場合か（ステップＳ１０１：ＮＯ）、または、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔがしきい値ｄＩｏ＿ｔｈを超えない場合（ステップＳ１０２：ＮＯ）、制御回路１１０は、電力変換装置１００の動作が定常状態である、と判定する。この場合、制御回路１１０は、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正量ΔＶ１ｒｅｆをゼロに定めることで、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを通常値Ｖ１ｒｅｆ０に定める（ステップＳ１０４）。

　以上のようなフローにより、制御回路１１０は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の出力電圧Ｖ２の変動方向と逆極性にＡＣ－ＤＣコンバータ１０１の中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを補正することができる。また、定常状態の場合、すなわち変化率ｄＶ２／ｄｔまたは変化率ｄＩｏ／ｄｔが小さい場合には、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正量ΔＶ１ｒｅｆはゼロとなる。このため、定常状態では、安定した制御を行うことが可能になる。

　図３は、図１における制御回路の構成例を示すブロック図である。図３において、微分器３０１は、検出された出力電流Ｉｏを入力し、変化率ｄＩｏ／ｄｔを計算して出力する。比較器３０２は、微分器３０１からの変化率ｄＩｏ／ｄｔと、予め設定されたしきい値ｄＩｏ＿ｔｈと、を入力する。比較器３０２は、変化率ｄＩｏ／ｄｔとしきい値ｄＩｏ＿ｔｈとを比較し、｜ｄＩｏ／ｄｔ｜≧ｄＩｏ＿ｔｈの場合に、ハイレベルの検出信号３０３を出力し、｜ｄＩｏ／ｄｔ｜＜ｄＩｏ＿ｔｈの場合に、ロウレベルの検出信号３０３を出力する。

　同様に、微分器３０６は、検出された出力電圧Ｖ２を入力し、変化率ｄＶ２／ｄｔを計算して出力する。比較器３０７は、微分器３０６からの変化率ｄＶ２／ｄｔと、予め設定されたしきい値ｄＶ２＿ｔｈと、を入力する。比較器３０７は、変化率ｄＶ２／ｄｔとしきい値ｄＶ２＿ｔｈとを比較し、｜ｄＶ２／ｄｔ｜≧ｄＶ２＿ｔｈの場合に、ハイレベルの検出信号３０８を出力し、｜ｄＶ２／ｄｔ｜＜ｄＶ２＿ｔｈの場合に、ロウレベルの検出信号３０８を出力する。

　加算器３０５は、比較器３０２の場合と同じく、微分器３０１からの変化率ｄＩｏ／ｄｔと、しきい値ｄＩｏ＿ｔｈとを入力する。加算器３０５は、差分検出器でもあり、変化率ｄＩｏ／ｄｔと、しきい値ｄＩｏ＿ｔｈとの差分を計算することで、例えば、当該差分に比例する補正量ΔＶ１ｒｅｆを計算する。具体的には、加算器３０５は、｜ｄＩｏ／ｄｔ｜≧ｄＩｏ＿ｔｈを前提として、変化率ｄＩｏ／ｄｔが正極の場合には正極の補正量ΔＶ１ｒｅｆを計算し、変化率ｄＩｏ／ｄｔが負極の場合には負極の補正量ΔＶ１ｒｅｆを計算する。

　補正量計算器３０４は、検出信号３０３，３０８が共にハイレベルの場合には、加算器３０５からの補正量ΔＶ１ｒｅｆを補正信号３０９として出力する。一方、補正量計算器３０４は、検出信号３０３，３０８の少なくとも一方がロウレベルの場合には、補正信号３０９としてゼロを出力する。加算器３１０は、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの通常値Ｖ１ｒｅｆ０に、補正信号３０９に基づく補正量ΔＶ１ｒｅｆを加算することで、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを出力する。なお、加算器３０５への入力は、図２で述べたように、微分器３０６からの変化率ｄＶ２／ｄｔと、しきい値ｄＶ２＿ｔｈとであってもよい。

　＜電力変換装置の負荷急変時での動作＞
　図４は、図１および図３に示される電力変換装置において、負荷急変の際の動作例を示す波形図である。図４には、一例として、負荷急増の際の動作波形が示される。また、図４には、比較例として、実施の形態の方式を用いない場合の波形が点線で示される。以下、図４に示される動作について説明する。

　時刻ｔ１では、負荷が急増し、出力電流Ｉｏが増加しはじめる。時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間では、出力電流Ｉｏの増加により、出力電圧Ｖ２は低下する。これに伴い、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の出力が増加するため、中間出力電圧Ｖ１も、ほぼ同時に低下する。なお、この時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間では、出力電流Ｉｏの変化率および出力電圧Ｖ２の変化率は、共に小さいため、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆは、通常値Ｖ１ｒｅｆ０のままである。

　時刻ｔ２では、出力電流Ｉｏの変化率と出力電圧Ｖ２の変化率は、共にしきい値を超える。これに伴い、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正が開始する。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間では、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔとしきい値ｄＩｏ＿ｔｈとの差分に基づく補正量ΔＶ１ｒｅｆが計算され、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆは、高くなっている。これにより、ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１の出力が増加するため、比較例の場合と比べて、中間出力電圧Ｖ１の低下を抑制できる。

　時刻ｔ３では、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔは、ピークとなる。時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間では、変化率ｄＩｏ／ｄｔの減少に伴い、補正量ΔＶ１ｒｅｆも減少していく。時刻ｔ４では、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の出力により、出力電圧Ｖ２の低下は収まる。これに伴い、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔがしきい値よりも小さくなることで、補正量ΔＶ１ｒｅｆは、ゼロに戻る。このような動作により、比較例の場合よりも中間出力電圧Ｖ１の低下を抑制でき、結果として出力電圧Ｖ２の変動幅を縮小できる。

　＜各コンバータの詳細＞
　図５は、図１におけるＡＣ－ＤＣコンバータの詳細な構成例を示す回路図である。図５に示されるＡＣ－ＤＣコンバータ１０１は、全波整流回路４０１と、インダクタ４０２と、スイッチング素子４０３と、ダイオード４０４とを備えた昇圧チョッパ型の構成となっている。全波整流回路４０１は、６個のダイオードＤ１～Ｄ６からなるダイオードブリッジによって全波整流を行うことで、３相の交流電圧Ｖａｃを直流電圧に整流する。

　インダクタ４０２は、スイッチング素子４０３がオンの期間で、全波整流回路４０１からの電力を蓄える。一方、スイッチング素子４０３がオフの期間では、インダクタ４０２に蓄えられた電力は、ダイオード４０４を介して中間平滑コンデンサ１０４に伝送される。中間出力電圧Ｖ１の大きさは、スイッチング素子４０３の通流率によって制御される。スイッチング素子４０３のオン／オフは、図１に示した制御回路１１０からの信号線１１２によって制御される。

　ＡＣ－ＤＣコンバータ１０１は、図５に示されるような回路方式に限らず、例えば３相ＰＷＭコンバータでもよく、他の回路方式のものであってもよい。また、図５の例では、スイッチング素子４０３は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるが、これに限らず、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の素子であってもよい。

　図６は、図１におけるＤＣ－ＤＣコンバータの詳細な構成例を示す回路図である。図６に示されるＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、絶縁形ＤＣ－ＤＣコンバータの一種である共振形コンバータである。ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の一次側には、スイッチング素子Ｑ１０～Ｑ１３からなるフルブリッジ回路５０１と、インダクタ５０２と、トランス５０３の一次巻線と、コンデンサ５０４とが設けられる。一方、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の二次側には、スイッチング素子Ｑ２０～Ｑ２３からなるフルブリッジ回路５０６と、インダクタ５０５と、トランス５０３の二次巻線とが設けられる。

　フルブリッジ回路５０１において、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１３の組と、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の組とを交互にオンに制御することで、トランス５０３に交流電流が流れる。また、フルブリッジ回路５０６において、スイッチング素子Ｑ２０，Ｑ２３の組と、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の組とを交互にオンに制御することで、トランス５０３によって伝送された電流は、同期整流されたのち、出力平滑コンデンサ１０６を充電する。

　一次側の交流電流は、インダクタ５０２と、トランス５０３の励磁インダクタと、コンデンサ５０４とからなる直列共振回路によって正弦波状に制御される。これにより，スイッチング素子の遮断電流を抑えることで高効率な電力変換が可能である。また、出力電圧Ｖ２の大きさは、例えば、各スイッチング素子のスイッチング周波数によって制御される。各スイッチング素子のオン／オフは、図１に示されないＤＣ－ＤＣコンバータ１０２の制御回路によって制御される。ただし、当該制御回路は、図１に示した制御回路１１０によって実現されてもよい。

　ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２は、図６に示されるような回路方式に限らず、例えば、ＤＡＢ（Dual Active Bridge）であってもよく、非絶縁形のチョッパ回路であってもよい。ＤＡＢは、図６に示した構成例からコンデンサ５０４を削除したような構成を備える。また、図６の例では、各スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴであるが、これに限らず、ＩＧＢＴ等の素子であってもよい。

　＜実施の形態１の主要な効果＞
　以上のように、実施の形態１の方式では、出力電圧Ｖ２の変化率および出力電流Ｉｏの変化率に基づいて、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正量ΔＶ１ｒｅｆを制御する。これにより、負荷急変に起因する出力電圧Ｖ２の変動を抑制することが可能になる。また、定常状態で補正量ΔＶ１ｒｅｆがゼロとなるような制御を用いることで、定常状態で、安定した制御を行うことが可能になる。その結果、ロバストな電力変換装置を実現可能になる。

　（実施の形態２）
　＜電力変換装置の概略＞
　図７は、実施の形態２による電力変換装置の構成例を示す概略図である。図７に示される電力変換装置２００は、図１に示した構成例と比較して、次の２点が異なっている。１点目の相違点として、電流センサ６０１が設けられる。電流センサ６０１は、出力平滑コンデンサ１０６に流れるコンデンサ電流Ｉｃを検出する。２点目の相違点として、制御回路１１０は、図１における出力電圧Ｖ２の検出値の代わりに、電流センサ６０１からのコンデンサ電流Ｉｃの検出値を、信号線６０２を介して入力する。

　すなわち、制御回路１１０は、実施の形態１では、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔを計算したが、実施の形態２では、当該変化率ｄＶ２／ｄｔを、出力平滑コンデンサ１０６に流れるコンデンサ電流Ｉｃによって検出する。具体的には、コンデンサ容量Ｃの定義式から、コンデンサ電圧Ｖｃとコンデンサ電流Ｉｃには式（１）の関係がある。
　Ｖｃ＝∫（Ｉｃ）ｄｔ／Ｃ　　…（１）

　式（１）より、コンデンサ電圧Ｖｃは、コンデンサ電流Ｉｃの積分値である。したがって、出力電圧Ｖ２の変化率ｄＶ２／ｄｔは、コンデンサ電流Ｉｃに置き換えられる。また、コンデンサ電流Ｉｃを積分することで、出力電圧Ｖ２を計算することもできる。このため、出力電圧Ｖ２の代わりにコンデンサ電流Ｉｃを用いても、実施の形態１の場合と同様の動作を行うことができ、同様の効果を得ることができる。さらに、一般的に、コンデンサ電圧よりもコンデンサ電流の方が、変動が顕著なため、負荷急変を検出しやすい。

　なお、図７の構成例では、図１における電圧センサ１０８、すなわち出力電圧Ｖ２を検出するセンサが設けられないが、実用上は、当該電圧センサ１０８も設けられる。すなわち、出力電圧Ｖ２の値は、ＤＣ－ＤＣコンバータ１０２を制御する上で、ある程度高精度な値が必要とされる。一方、出力電圧Ｖ２の値は、式（１）に基づく計算によって求めることも可能である。ただし、この場合、演算負荷が増大し、また、コンデンサ容量Ｃの経時変動等によって、出力電圧Ｖ２の値に誤差が生じ得る。

　＜制御回路の詳細＞
　図８は、図７における制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。図８に示されるフローは、図２におけるステップＳ１０１が図８におけるステップＳ２０１に置き換わったものとなっている。ステップＳ２０１において、制御回路１１０は、コンデンサ電流Ｉｃがしきい値（第１のしきい値）ｄＩｃ＿ｔｈを超えたか否かを判定する。詳細には、制御回路１１０は、コンデンサ電流Ｉｃの絶対値｜Ｉｃ｜がしきい値ｄＩｃ＿ｔｈを超えたか否か判定する。コンデンサ電流Ｉｃは、負荷急増の場合には負極、すなわち放電方向となり、負荷急減の場合は正極、すなわち充電方向となる。

　図９は、図７における制御回路の構成例を示すブロック図である。図９に示される制御回路１１０は、図３に示した構成例と比較して、比較器３０７への入力内容が異なっている。すなわち、比較器３０７は、電流センサ６０１からのコンデンサ電流Ｉｃと、予め設定されたしきい値ｄＩｃ＿ｔｈと、を入力する。比較器３０７は、コンデンサ電流Ｉｃとしきい値ｄＩｃ＿ｔｈとを比較し、｜Ｉｃ｜≧ｄＩｃ＿ｔｈの場合に、ハイレベルの検出信号３０８を出力し、｜Ｉｃ｜＜ｄＩｃ＿ｔｈの場合に、ロウレベルの検出信号３０８を出力する。

　＜実施の形態２の主要な効果＞
　以上、実施の形態２の方式を用いることでも、実施の形態１で述べた各種効果と同様の効果が得られる。また、図７に示したように、図３における微分器３０６を削除することができ、制御回路１１０を簡素化できる。さらに、出力電圧Ｖ２の代わりにコンデンサ電流Ｉｃを検出することで、負荷急変に対してより感度が高い検出を行える場合がある。その結果として、応答性をより高められる場合がある。

　（実施の形態３）
　＜制御回路の詳細＞
　図１０は、実施の形態３による電力変換装置において、図１における制御回路の処理内容の一例を示すフロー図である。図１０に示されるフローは、制御サイクル毎に繰り返し実行される。図１０に示されるフローは、図２に示したフローと比較して次の点が異なっている。すなわち、図２におけるステップＳ１０３が図１０におけるステップＳ３０１に置き換わり、更に、図１０では、ステップＳ３０２～Ｓ３０４が追加されている。

　ステップＳ３０１において、制御回路１１０は、ステップＳ１０３の場合と同様に、中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの補正量ΔＶ１ｒｅｆを計算する。ただし、制御回路１１０は、ステップＳ１０３の場合と異なり、この段階では、当該補正量ΔＶ１ｒｅｆを中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆに反映しない。ステップＳ３０１ののち、制御回路１１０は、ステップＳ３０１で算出した補正量ΔＶ１ｒｅｆが、前回の制御サイクルで算出した補正量よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ３０２）。

　現在の制御サイクルで算出した補正量ΔＶ１ｒｅｆが前回の制御サイクルで算出した補正量よりも大きい場合（ステップＳ３０２：ＹＥＳ）、制御回路１１０は、ステップＳ３０１で算出した補正量ΔＶ１ｒｅｆを反映して中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを出力する（ステップＳ３０４）。一方、現在の補正量ΔＶ１ｒｅｆが前回の補正量よりも小さい場合（ステップＳ３０２：ＮＯ）、制御回路１１０は、現在の補正量ΔＶ１ｒｅｆを、制御サイクル毎に一定の傾きで減少していく補正量に定める。そして、制御回路１１０は、当該定めた補正量を反映させた中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆを出力する（ステップＳ３０３）。

　ステップＳ３０３において、詳細には、制御回路１１０は、例えば、前回の制御サイクルでの補正量から予め定めた量だけ減少させた補正量ΔＶ１ｒｅｆを定める。そして、制御回路１１０は、当該定めた補正量を中間出力電圧指令値Ｖ１ｒｅｆの通常値Ｖ１ｒｅｆ０に加算する。このようなフローを用いることで、補正量ΔＶ１ｒｅｆを徐々にゼロに収束させることができ、補正量ΔＶ１ｒｅｆが急峻にゼロにリセットされないように制御することができる。その結果、負荷急変から定常状態に戻る際の中間出力電圧Ｖ１の変動を抑制できる。

　図１１は、実施の形態３による電力変換装置において、負荷急変の際の動作例を示す波形図である。図１１に示される波形図は、図４に示した波形図と比較して、補正量ΔＶ１ｒｅｆの波形が異なっている。時刻ｔ３において、図４の場合と同様に、出力電流Ｉｏの変化率ｄＩｏ／ｄｔは、ピークとなる。これに伴い、補正量ΔＶ１ｒｅｆもピークとなる。

　次の制御サイクルとなる時刻ｔ３４において、図１０におけるステップＳ３０１で算出された補正量ΔＶ１ｒｅｆは、前回の制御サイクルである時刻ｔ３で算出された補正量よりも小さくなっているものとする。この場合、制御回路１１０は、図１０に示したステップＳ３０３において、例えば、時刻ｔ３で算出された補正量から予め定めた減少量ΔＶだけ減少させた補正量を、時刻ｔ３４での補正量ΔＶ１ｒｅｆに定める。

　このような制御が、制御サイクル毎に繰り返し実行されることで、図１１に示されるように、補正量ΔＶ１ｒｅｆは、徐々にゼロに収束していく。すなわち、図４における時刻ｔ４に示されるような、補正量ΔＶ１ｒｅｆの急減な変化を無くすことができる。図４の場合には、図示は省略されているが、当該時刻ｔ４での急減な変化に応じて、中間出力電圧Ｖ１が変動するおそれがある。図１１では、このような中間出力電圧Ｖ１の変動を抑制できる。

　＜実施の形態３の主要な効果＞
　以上、実施の形態３の方式を用いることでも、実施の形態１で述べた各種効果と同様の効果が得られる。さらに、実施の形態１の場合と比較して、負荷急変から定常状態に戻る際の中間出力電圧Ｖ１の変動を抑制できる。

　以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

　１００，２００…電力変換装置、１０１…ＡＣ－ＤＣコンバータ、１０２…ＤＣ－ＤＣコンバータ、１０６…出力平滑コンデンサ、１１０…制御回路、Ｉｏ…出力電流、Ｖ１…中間出力電圧、Ｖ２…出力電圧、Ｖａｃ…交流電圧、ｄＩｏ＿ｔｈ，ｄＶ２＿ｔｈ，Ｉｃ＿ｔｈ…しきい値、ΔＶ１ｒｅｆ…補正量

Claims (11)

1. 　交流電力を第１の直流電力に変換するＡＣ－ＤＣコンバータと、
   　前記第１の直流電力を第２の直流電力に変換するＤＣ－ＤＣコンバータと、
   　前記ＡＣ－ＤＣコンバータの出力電圧を、出力電圧指令値に基づいて制御する制御回路と、
   を備え、
   　前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧の変化率と、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化率とに基づいて、前記ＡＣ－ＤＣコンバータの前記出力電圧指令値を補正する、
   　電力変換装置。
2. 　請求項１記載の電力変換装置において、
   　前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧の変化率が予め定めた第１のしきい値を超え、かつ、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化率が予め定めた第２のしきい値を超えた場合に、前記ＡＣ－ＤＣコンバータの前記出力電圧指令値を補正する、
   　電力変換装置。
3. 　請求項２記載の電力変換装置において、
   　前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化率と前記第２のしきい値との差分に基づいて、前記ＡＣ－ＤＣコンバータの前記出力電圧指令値の補正量を定める、
   　電力変換装置。
4. 　請求項２記載の電力変換装置において、
   　前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧の変化率と前記第１のしきい値との差分に基づいて、前記ＡＣ－ＤＣコンバータの前記出力電圧指令値の補正量を定める、
   　電力変換装置。
5. 　請求項２記載の電力変換装置において、
   　前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧の変化率が予め定めた第３のしきい値よりも小さくなった場合に、前記ＡＣ－ＤＣコンバータの前記出力電圧指令値の補正量をゼロにする、
   　電力変換装置。
6. 　請求項３または４に記載の電力変換装置において、
   　前記制御回路は、制御サイクル毎に、前記ＡＣ－ＤＣコンバータの前記出力電圧指令値の補正量を算出し、現在の制御サイクルで算出した補正量が前回の制御サイクルで算出した補正量よりも小さい場合、制御サイクル毎に一定の傾きで減少していく補正量を定める、
   　電力変換装置。
7. 　請求項１記載の電力変換装置において、
   　前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧の変動方向と逆極性に前記ＡＣ－ＤＣコンバータの前記出力電圧指令値を補正する、
   　電力変換装置。
8. 　請求項１記載の電力変換装置において、
   　さらに、前記第１の直流電力を保持するコンデンサを有し、
   　前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電圧の変化率を、前記コンデンサに流れるコンデンサ電流によって検出する、
   　電力変換装置。
9. 　交流電力を第１の直流電力に変換するＡＣ－ＤＣコンバータと、
   　前記第１の直流電力を第２の直流電力に変換するＤＣ－ＤＣコンバータと、
   　前記第１の直流電力を保持するコンデンサと、
   　前記ＡＣ－ＤＣコンバータを制御する制御回路と、
   を備え、
   　前記制御回路は、前記コンデンサに流れるコンデンサ電流と、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化率とに基づいて、前記ＡＣ－ＤＣコンバータの出力電圧指令値を補正する、
   　電力変換装置。
10. 　請求項９記載の電力変換装置において、
    　前記制御回路は、前記コンデンサ電流が予め定めた第１のしきい値を超え、かつ、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化率が予め定めた第２のしきい値を超えた場合に、前記ＡＣ－ＤＣコンバータの前記出力電圧指令値を補正する、
    　電力変換装置。
11. 　請求項１０記載の電力変換装置において、
    　前記制御回路は、前記ＤＣ－ＤＣコンバータの出力電流の変化率と前記第２のしきい値との差分に基づいて、前記ＡＣ－ＤＣコンバータの前記出力電圧指令値の補正量を定める、
    　電力変換装置。 

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