JP2013059200A - 直流電源装置及びバッテリ評価装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電力生成回路とＤＣ／ＤＣコンバータの間に設けられるキャパシタの容量を背景技術に比べて小さくする。
【解決手段】直流電源装置である回生型充放電装置１は、系統電源３０から直流電力を生成する直流電力生成回路２と、直流電力生成回路２の出力を受けて動作するＤＣ／ＤＣコンバータ３と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力の目標値の変化パターンと、該変化パターンに対応する直流電力生成回路２の制御量の制御パターンとにアクセス可能に構成されたコントローラ１０とを備え、コントローラ１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力をモニタリングすることによって得られる第１のモニタ値Ｉが上記目標値と等しくなるようＤＣ／ＤＣコンバータ３を制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２と、上記制御パターンに基づいて直流電力生成回路２の制御量を制御する直流電力生成回路制御部１３とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は直流電源装置及びバッテリ評価装置に関し、特に２段以上の構成を有する直流電源装置及びバッテリ評価装置に関する。

ハイブリッドカーで用いられるモータの評価試験には、力行時にモータ駆動用のインバータに対して直流電力を供給する一方で、ブレーキ時にはモータで発生する回生エネルギーを吸収できる回生型充放電装置が用いられる。

力行時の回生型充放電装置の動作は、商用の交流電源（例えば、三相２００Ｖの電源。以下、「系統電源」という。）を指定電流値の直流電力に変換し、モータ駆動用のインバータに供給する直流電源装置としての動作である。回生型充放電装置の出力電流の大きさはモータの状態を受けて変動するが、ＰＩ制御などのフィードバック制御により、所望の出力電流が実現される。

回生型充放電装置は、系統電源から直流電力を生成する直流電力生成回路と、この直流電力を受けて動作するＤＣ／ＤＣコンバータとから構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力が、回生型充放電装置の出力となる。ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、それぞれフルブリッジ接続された複数個のチョッパ回路を備えるスイッチング電源が用いられる。このようなＤＣ／ＤＣコンバータを用いるのは高精度な出力電流を実現するためであり、複数個のチョッパ回路の出力電流を合成して用いることでリップルが平滑化されることから、高精度な出力電流を得ることが可能になる。特許文献１及び非特許文献１には、このようなＤＣ／ＤＣコンバータに類似する構成の例が開示されている。

特開平６−２７６６７８号公報

大枝憲司、外２名、「多重化４象限チョッパの電流バランスに関する検討」、平成１７年電気学会全国大会、２００５年３月１７日、第４分冊、ｐ．６３−６４

ところで、上述したような回生型充放電装置は、バッテリの評価試験を行うバッテリ評価装置としても用いられる。バッテリの評価試験の際には、通常、電流値で表したバッテリの充放電パターンを予め決めておき、バッテリ評価装置の出力電流が充放電パターンに則して変化するよう、フィードバック制御を行う。これにより、任意の充放電パターンでバッテリを試験することが可能になる。

しかしながら、近年のバッテリの高性能化に伴い、バッテリ評価装置には極めて高速な応答（１ミリ秒程度）が求められるようになっており、これを実現するために、直流電力生成回路とＤＣ／ＤＣコンバータの間に大容量のキャパシタを設ける必要が生じている。これがバッテリ評価装置の小型化の障害となっており、キャパシタの容量を小さくできる仕組みが求められていた。以下、この点について詳しく説明する。

ＤＣ／ＤＣコンバータの前段に設けられる直流電力生成回路の出力電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧として予め規定される電圧値となるよう、フィードバック制御される。このフィードバック制御は、上述した充放電パターンとは関係なく、直流電力生成回路単体で行われる。

充放電パターンが電流値の急激な変化を含んでいた場合、フィードバック制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流にはその変化が速やかに反映される。一方で、単体でフィードバック制御を行っている直流電力生成回路の出力電圧には少し遅れて反映されるため、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧に一時的な変動が発生してしまう場合がある。そこで、この一時的な電圧変動を補うために、直流電力生成回路とＤＣ／ＤＣコンバータの間にキャパシタが設けられる。

充放電パターンの変化が急激であるほど予想される入力電圧の変動幅が大きくなることから、電圧変動を補うためのキャパシタも大容量化しなければならなくなる。これが、キャパシタの大型化を招き、バッテリ評価装置の小型化の障害となっていた。

したがって、本発明の目的の一つは、直流電力生成回路とＤＣ／ＤＣコンバータの間に設けられるキャパシタの容量を背景技術に比べて小さくできる直流電源装置及びバッテリ評価装置を提供することにある。

また、直流電力生成回路は、系統電源から直流電力を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力を受けて動作する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータとによって構成される場合がある。この場合、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力が、直流電力生成回路の出力（ＤＣ／ＤＣコンバータの入力）となる。ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電力である系統電源を直流電力に変換する機能を有している。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスを挟んで対称にスイッチング素子が配置された双方向コンバータであり、一方の端部に供給される直流電力をパルス波の交流に変換してトランスに出力し、トランスで電圧変換した後、スイッチング素子により再度直流電力に変換して他方の端部から出力する機能を有している。

直流電力生成回路がこのような構成を有する場合、ＡＣ／ＤＣコンバータと、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータとは、それぞれ個別にフィードバック制御される。つまり、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、後段の絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧として予め規定される電圧値となるよう、フィードバック制御される。また、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、後段のＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧として予め規定される電圧値となるよう、フィードバック制御される。

したがって、この場合、上述したような一時的な電圧変動を補うためのキャパシタは、直流電力生成回路（絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ）とＤＣ／ＤＣコンバータの間の他、ＡＣ／ＤＣコンバータと絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの間にも設ける必要がある。このキャパシタについても、容量を小さくすることが求められる。

したがって、本発明の目的の他の一つは、直流電力生成回路内のＡＣ／ＤＣコンバータと絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの間に設けられるキャパシタの容量を背景技術に比べて小さくできる直流電源装置及びバッテリ評価装置を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明による直流電源装置は、系統電源から直流電力を生成する直流電力生成回路と、前記直流電力生成回路の出力を受けて動作するＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力の目標値の変化パターンと、該変化パターンに対応する前記直流電力生成回路の制御量の制御パターンとにアクセス可能に構成されたコントローラとを備え、前記コントローラは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力をモニタリングすることによって得られる第１のモニタ値が前記目標値と等しくなるよう、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段と、前記制御パターンに基づいて前記直流電力生成回路の前記制御量を制御する直流電力生成回路制御手段とを有することを特徴とする。

本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力の目標値の変化パターンに対応する直流電力生成回路の制御量の制御パターンに基づいて直流電力生成回路の制御量を制御しているので、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力の急激な変化に対しても、直流電力生成回路の出力電圧の変動を抑制することが可能になる。したがって、直流電力生成回路とＤＣ／ＤＣコンバータの間に設けられるキャパシタの容量を、背景技術に比べて小さくすることが可能になる。

上記直流電源装置において、前記直流電力生成回路は、前記系統電源から直流電力を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力を受けて動作する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータとを有し、前記制御量は、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するための第１の制御量と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを制御するための第２の制御量とを含み、前記直流電力生成回路制御手段は、前記制御パターンに基づいて前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの前記第１の制御量を制御する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段と、前記制御パターンに基づいて前記ＡＣ／ＤＣコンバータの前記第２の制御量を制御するＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段とを有することとしてもよい。これによれば、直流電力生成回路内のＡＣ／ＤＣコンバータと絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの間に設けられるキャパシタの容量についても、背景技術に比べて小さくすることが可能になる。

上記直流電源装置において、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第２のモニタ値と、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の目標値である第１の目標電圧値と、前記変化パターンとに基づいて、前記制御パターンのうち前記第１の制御量に関する部分を生成することとしてもよく、さらに、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記第１の目標電圧値と前記第２のモニタ値の偏差に基づく第１のフィードバック演算と、前記変化パターンに基づく第１のフィードフォワード演算とを行い、前記第１のフィードバック演算の結果と前記第１のフィードフォワード演算の結果とに基づいて、前記制御パターンのうち前記第１の制御量に関する部分を生成することとしてもよい。

また、このような直流電源装置において、前記目標値は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の目標値であり、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第４のモニタ値と、前記目標値とを乗算することにより電力値を算出し、前記第１のフィードフォワード演算は、算出された前記電力値に対する演算であることとしてもよいし、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第４のモニタ値と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流をモニタリングすることによって得られる第５のモニタ値とを乗算することにより電力値を算出し、前記第１のフィードフォワード演算は、算出された前記電力値に対する演算であることとしてもよいし、前記目標値は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力の目標値であり、前記第１のフィードフォワード演算は、前記目標値に対する演算であることとしてもよい。

上記直流電源装置において、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第３のモニタ値と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の目標値である第２の目標電圧値と、前記変化パターンとに基づいて、前記制御パターンのうち前記第２の制御量に関する部分を生成することとしてもよく、さらに、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記第２の目標電圧値と前記第３のモニタ値の偏差に基づく第２のフィードバック演算と、前記変化パターンに基づく第２のフィードフォワード演算とを行い、前記第２のフィードバック演算の結果と前記第２のフィードフォワード演算の結果とに基づいて、前記制御パターンのうち前記第２の制御量に関する部分を生成することとしてもよい。

また、このような直流電源装置において、前記目標値は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の目標値であり、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第４のモニタ値と、前記目標値とを乗算することにより電力値を算出し、前記第２のフィードフォワード演算は、算出された前記電力値に対する演算であることとしてもよいし、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第４のモニタ値と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流をモニタリングすることによって得られる第５のモニタ値とを乗算することにより電力値を算出し、前記第２のフィードフォワード演算は、算出された前記電力値に対する演算であることとしてもよいし、前記目標値は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力の目標値であり、前記第２のフィードフォワード演算は、前記目標値に対する演算であることとしてもよい。

また、本発明によるバッテリ評価装置は、上記直流電源装置を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力はバッテリに供給され、前記変化パターンは、前記バッテリの充放電パターンであることを特徴とする。

本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力の目標値の変化パターンに対応する直流電力生成回路の制御量の制御パターンに基づいて直流電力生成回路の制御量を制御しているので、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力の急激な変化に対しても、直流電力生成回路の出力電圧の変動を抑制することが可能になる。したがって、直流電力生成回路とＤＣ／ＤＣコンバータの間に設けられるキャパシタの容量を、背景技術に比べて小さくすることが可能になる。

また、直流電力生成回路内のＡＣ／ＤＣコンバータと絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの間に設けられるキャパシタの容量についても、背景技術に比べて小さくすることが可能になる。

本発明の実施の形態による回生型充放電装置のシステム構成を示す略ブロック図である。 本発明の実施の形態によるＡＣ／ＤＣコンバータの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態による絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態による３相ＤＣ／ＤＣコンバータの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態によるＡＣ／ＤＣコンバータ制御部が行う制御を示すブロック線図である。 本発明の実施の形態による絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が行う制御を示すブロック線図である。 本発明の実施の形態によるＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が行う制御を示すブロック線図である。 本発明の実施の形態の変形例による絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部が行う制御を示すブロック線図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本実施の形態による回生型充放電装置１のシステム構成を示す略ブロック図である。同図に示すように、回生型充放電装置１は、系統電源３０から直流電力を生成する直流電力生成回路２と、直流電力生成回路２の出力を受けて動作する３相ＤＣ／ＤＣコンバータ３と、直流電力生成回路２及び３相ＤＣ／ＤＣコンバータ３を制御するコントローラ１０とを備えている。回生型充放電装置１は、主としてハイブリッドカー用又は電気自動車用のモータ及びバッテリ、或いは太陽電池などの評価試験用に用いられるもので、試験対象に直流電源を供給する直流電源装置としての機能の他、試験対象から回生される電力を吸収する機能も有している。系統電源３０は、本実施の形態では三相２００Ｖの商用交流電源とする。ただし、系統電源３０として使用可能な電源がこれに限られるものではない。

本実施の形態では、図１に示した試験対象バッテリ４０の評価試験用として、回生型充放電装置１を用いる場合について説明する。この場合、試験用の充放電パターンが予め決定され、この充放電パターンに従って試験対象バッテリ４０を充放電したときの回生型充放電装置１の状態（後述する各種制御量の値など）に基づいて、試験対象バッテリ４０の良否が判定される。

充放電パターンは、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力の目標値の変化パターンである。ここでいう出力は、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉであってもよいし、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電力であってもよい。なお、出力電力は、図１に示すノードＮ_１とノードＮ_２の間の電圧Ｖ_Ｏ（回生型充放電装置１の出力電圧）を用いて、出力電流Ｉ×出力電圧Ｖ_Ｏと表される。以下の説明では、出力電流Ｉの目標値の変化パターンを充放電パターンとして用いる。

充放電パターンは、図１に示したコンピュータ２０に予め設定される。コンピュータ２０は例えばパーソナルコンピュータであり、コンピュータ２０と回生型充放電装置１の間は、例えばＬＡＮなどの通信回線によって接続される。充放電パターンは、時間の関数で表した電流値、若しくは時間と電流値とを対応付けたテーブルの形式で、予めコンピュータ２０に書き込まれる。試験者の操作によって評価試験が開始されると、コンピュータ２０は、接続回線を通じて順次、開始からの経過時間に応じた電流値（目標値）を回生型充放電装置１に供給する。

コンピュータ２０から供給される電流値は、コントローラ１０に入力される。コントローラ１０は、図１に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２（ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段）と、直流電力生成回路制御部１３（直流電力生成回路制御手段）とを有して構成される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉをモニタリングすることによって得られる電流値（第１のモニタ値、第５のモニタ値）が、コンピュータ２０から供給された目標値と等しくなるよう、ＤＣ／ＤＣコンバータ３のフィードバック制御を行う。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉが、予めコンピュータ２０に設定された充放電パターンに従って変化することになる。

直流電力生成回路制御部１３は、図１に示すノードＮ_３とノードＮ_４の間の電圧Ｖ_１（直流電力生成回路２の出力電圧＝ＤＣ／ＤＣコンバータ３の入力電圧）をモニタリングすることによって得られる電圧値（第２のモニタ値）が、予め定められる一定値（第１の目標電圧値）となるよう、直流電力生成回路２のフィードバック制御を行う。これにより、電圧Ｖ_１が第１の目標電圧値に維持される。

ただし、現実には、直流電力生成回路２のフィードバック制御だけでは、充放電パターンが電流値の急激な変化を含んでいる場合などに、制御が間に合わずに電圧Ｖ_１に一時的な変動が発生してしまう場合がある。そこで、回生型充放電装置１では、図１に示すように、ノードＮ_３とノードＮ_４の間にキャパシタＣ_１を設けている。これにより、直流電力生成回路２のフィードバック制御が間に合わず、結果として直流電力生成回路２の出力電圧が一時的に不足することになったとしても、キャパシタＣ_１から供給される電荷によって、電圧Ｖ_１の低下が抑制される。また、直流電力生成回路２の出力電圧が一時的に過剰となった場合には、キャパシタＣ_１への充電を通じて、電圧Ｖ_１の上昇が抑制される。

回生型充放電装置１では、このキャパシタＣ_１の容量を、背景技術に比べて小さくすることが実現される。これは、直流電力生成回路制御部１３が、上述したフィードバック制御に加えて、コンピュータ２０から順次供給される電流値（充放電パターン）に基づく直流電力生成回路２のフィードフォワード制御も行うことによって実現される。この点については、後ほど別途詳しく説明する。

ところで、図１に示すように、本実施の形態による直流電力生成回路２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４と絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５の２段構成の回路となっている。ＡＣ／ＤＣコンバータ４は、系統電源３０から直流電力を生成する回路である。絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、インバータ６，７と、これらの間に設けられたトランス８とを含んで構成される双方向コンバータであり、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の出力を受けて動作するよう構成される。トランス８が含まれることにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の出力電圧を昇圧又は降圧することが可能になるとともに、インバータ６とインバータ７とを電気的に絶縁することも実現される。

コントローラ１０内の直流電力生成回路制御部１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４に対応するＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４（ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段）と、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５に対応する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５（絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段）とを含んで構成される。上述した直流電力生成回路２の制御、すなわち、電圧Ｖ_１を第１の目標電圧値に維持するために行う直流電力生成回路２のフィードバック制御と、キャパシタＣ_１の容量を小さくするために行う直流電力生成回路２のフィードフォワード制御とは、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５が絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５の制御を行い、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４がＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御を行うことによって実現される。

フィードバック制御に関して具体的に説明すると、まず絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５は、上述した第２のモニタ値（電圧Ｖ_１のモニタ値）が、上述した第１の目標電圧値となるよう、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５のフィードバック制御を行う。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４は、図１に示すノードＮ_５とノードＮ_６の間の電圧Ｖ_２（ＡＣ／ＤＣコンバータ４の出力電圧＝絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５の入力電圧）をモニタリングすることによって得られる電圧値（第３のモニタ値）が、予め定められる一定値（第２の目標電圧値）に等しくなるよう、ＡＣ／ＤＣコンバータ４のフィードバック制御を行う。

次にフィードフォワード制御に関しては、まず絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５は、コンピュータ２０から順次供給される電流値（充放電パターン）に基づいて、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５のフィードフォワード制御を行う。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４も、コンピュータ２０から順次供給される電流値（充放電パターン）に基づいて、ＡＣ／ＤＣコンバータ４のフィードフォワード制御を行う。

なお、電圧Ｖ_２についても、電圧Ｖ_１と同様、フィードバック制御だけだと、充放電パターンが電流値の急激な変化を含んでいる場合などに、一時的な変動が発生してしまう場合がある。そこで、回生型充放電装置１では、図１に示すように、ノードＮ_５とノードＮ_６の間にもキャパシタＣ_２を設けている。回生型充放電装置１では上述のようにＡＣ／ＤＣコンバータ４のフィードフォワード制御が行われることから、このキャパシタＣ_２の容量についても、背景技術に比べて小さくすることが実現される。この点についても、後ほど別途詳しく説明する。

以下、ＡＣ／ＤＣコンバータ４，絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５，ＤＣ／ＤＣコンバータ３それぞれの詳細な回路構成について、順次説明する。これらの説明の後、上述した各種のフィードバック制御及びフィードフォワード制御について、詳しく説明する。

図２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の内部構成を示す図である。同図から明らかなように、ＡＣ／ＤＣコンバータ４はいわゆる三相全波整流回路である。具体的には、三相（ｕ，ｖ，ｗ）それぞれに対応する３本の電圧線と、相ごとに２個ずつ計６個のトランジスタを含むスイッチ素子ＳＷとを有している。３本の電圧線のそれぞれには、高調波抑制及び平滑化のためのリアクトルが２個ずつ挿入される（リアクトルＬ_１，Ｌ_２）。また、各電圧線のリアクトルＬ_１とリアクトルＬ_２の間の部分には、Δ接続されたキャパシタセットからなる位相補償用のキャパシタＣ_Ｃが接続される。１本の電圧線に対応する２個のトランジスタは、ノードＮ_５とノードＮ_６の間に直列に接続される。これら２個のトランジスタの接続点は、対応する電圧線に接続される。また、ノードＮ_５とノードＮ_６の間には、スイッチ素子ＳＷと並列に、図１に示したキャパシタＣ_２の一部を構成するキャパシタＣ_２１が挿入される。

なお、スイッチ素子ＳＷを構成する各トランジスタには、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることが好ましい。また、各トランジスタそれぞれに、図２に示すように、並列にダイオードが接続される。これらのダイオードはトランジスタに回生電流が流れ込まないように設けられているもので、トランジスタと逆方向に接続される。これらの点は、後述する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５及びＤＣ／ＤＣコンバータ３に設けられる各トランジスタについても同様である。

ＡＣ／ＤＣコンバータ４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の制御量Ｓ_２（第２の制御量）を制御する制御部４ａを有している。制御量Ｓ_２は、具体的にはスイッチ素子ＳＷの変調率ｍ_ｒｅｆ及び変調位相ｍ_{ｐｈａｓｅ}である。制御部４ａには、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４から制御量Ｓ_２の目標値（制御パターン）が供給される。制御部４ａは、この目標値に基づいてスイッチ素子ＳＷを構成する各トランジスタのオンオフ状態を制御することにより、制御量Ｓ_２を制御する。詳しくは後述する。

図示していないが、ＡＣ／ＤＣコンバータ４には、コントローラ１０が制御で利用するための各種物理量をモニタリングするためのセンサが設けられる。具体的なモニタリング項目は、ｕ相に対応する電圧線とｖ相に対応する電圧線の間の線間電圧Ｖ_ｕｖ、ｖ相に対応する電圧線とｗ相に対応する電圧線の間の線間電圧Ｖ_ｗｖ、ｕ相に対応する電圧線に流れる電流Ｉ_ｕ、ｗ相に対応する電圧線に流れる電流Ｉ_ｗ、及び電圧Ｖ_２である。センサによってモニタリングされたこれらの物理量は、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４に供給される。電圧Ｖ_２については、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５にも供給される。

図３は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５の内部構成を示す図である。同図から明らかなように、インバータ６，７は、それぞれがいわゆる単相ブリッジ整流回路である。具体的に説明すると、まずインバータ６は、ノードＮ_５とノードＮ_６の間に直列接続され、かつ互いの接続点にトランス８の一次側の一方の入力端子が接続された２個のトランジスタと、ノードＮ_５とノードＮ_６の間に直列接続され、かつ互いの接続点にトランス８の一次側の他方の入力端子が接続された２個のトランジスタとを含んで構成される。なお、トランス８の一次側の一方入力端子には、高調波抑制及び平滑化のためのリアクトルＬ_３が挿入される。一方インバータ７は、ノードＮ_３とノードＮ_４の間に直列接続され、かつ互いの接続点にトランス８の二次側の一方の入力端子が接続された２個のトランジスタと、ノードＮ_３とノードＮ_４の間に直列接続され、かつ互いの接続点にトランス８の二次側の他方の入力端子が接続された２個のトランジスタとを含んで構成される。

ノードＮ_５とノードＮ_６の間には、インバータ６と並列に、キャパシタＣ_２２が挿入される。同様に、ノードＮ_３とノードＮ_４の間には、インバータ７と並列に、キャパシタＣ_１１が挿入される。キャパシタＣ_２２は、図２に示したキャパシタＣ_２１とともに、図１に示したキャパシタＣ_２の一部を構成する。キャパシタＣ_１１は、図１に示したキャパシタＣ_１の一部を構成する。キャパシタＣ_２２，Ｃ_１１としては、図３に示すように、電解コンデンサを用いることが好ましい。

絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５の制御量Ｓ_１（第１の制御量）を制御する制御部５ａを有している。制御量Ｓ_１は、具体的にはインバータ６，７の位相シフト量φである。制御部５ａには、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５から制御量Ｓ_１の目標値（制御パターン）が供給される。制御部５ａは、この目標値に基づいてインバータ６，７を構成する各トランジスタのオンオフ状態を制御することにより、制御量Ｓ_１を制御する。詳しくは後述する。

図示していないが、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５にも、コントローラ１０が制御で利用するための各種物理量をモニタリングするセンサが設けられる。具体的なモニタリング項目は電圧Ｖ_１のみである。センサによってモニタリングされた電圧Ｖ_１は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５に供給される。

図４は、３相ＤＣ／ＤＣコンバータ３の内部構成を示す図である。同図に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、それぞれノードＮ_３とノードＮ_４の間に直列に接続された２個のトランジスタを含み、互いに並列に接続された６個のスイッチ素子ＳＷ_１Ｐ，ＳＷ_２Ｐ，ＳＷ_３Ｐ，ＳＷ_１Ｎ，ＳＷ_２Ｎ，ＳＷ_３Ｎを備えている。スイッチ素子ＳＷ_１Ｐ，ＳＷ_２Ｐ，ＳＷ_３Ｐのそれぞれを構成する２個のトランジスタの接続点は、横流抑制用のリアクトルＬ４を介して、ノードＮ_１に共通接続される。同様に、スイッチ素子ＳＷ_１Ｎ，ＳＷ_２Ｎ，ＳＷ_３Ｎのそれぞれを構成する２個のトランジスタの接続点は、横流抑制用のリアクトルＬ５を介して、ノードＮ_２に共通接続される。これらの構成により、ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、フルブリッジ型のチョッパ回路が３多重化されたスイッチング電源となっている。

ノードＮ_３とノードＮ_４の間には、各スイッチ素子と並列に、キャパシタＣ_１２が挿入される。また、ノードＮ_１とノードＮ_２の間には、キャパシタＣ_Ｏが挿入される。キャパシタＣ_１２は、図３に示したキャパシタＣ_１１とともに、図１に示したキャパシタＣ_１の一部を構成する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の制御量Ｓ_Ｏを制御する制御部３ａも有している。制御量Ｓ_Ｏは、具体的にはスイッチ素子ＳＷ_１Ｐ，ＳＷ_２Ｐ，ＳＷ_３Ｐ，ＳＷ_１Ｎ，ＳＷ_２Ｎ，ＳＷ_３Ｎそれぞれの変調率ｍ_１Ｐ，ｍ_２Ｐ，ｍ_３Ｐ，ｍ_１Ｎ，ｍ_２Ｎ，ｍ_３Ｎである。制御部３ａには、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２から制御量Ｓ_Ｏの目標値（制御パターン）が供給される。制御部３ａは、この目標値に基づいてスイッチ素子ＳＷ_１Ｐ，ＳＷ_２Ｐ，ＳＷ_３Ｐ，ＳＷ_１Ｎ，ＳＷ_２Ｎ，ＳＷ_３Ｎを構成する各トランジスタのオンオフ状態を制御することにより、制御量Ｓ_Ｏを制御する。詳しくは後述する。

図示していないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ３にも、コントローラ１０が制御で利用するための各種物理量をモニタリングするセンサが設けられる。具体的なモニタリング項目は、スイッチ素子ＳＷ_１Ｐ，ＳＷ_２Ｐ，ＳＷ_３Ｐ，ＳＷ_１Ｎ，ＳＷ_２Ｎ，ＳＷ_３Ｎそれぞれの出力電流Ｉ_１Ｐ，Ｉ_２Ｐ，Ｉ_３Ｐ，Ｉ_１Ｎ，Ｉ_２Ｎ，Ｉ_１Ｎ、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉ、及び電圧Ｖ_Ｏである。出力電流Ｉ_１Ｐ，Ｉ_２Ｐ，Ｉ_３Ｐ，Ｉ_１Ｎ，Ｉ_２Ｎ，Ｉ_１Ｎをモニタリングするセンサと、出力電流Ｉをモニタリングするセンサとは、別々に設けられる。センサによってモニタリングされたこれらの物理量のうち、出力電流Ｉ_１Ｐ，Ｉ_２Ｐ，Ｉ_３Ｐ，Ｉ_１Ｎ，Ｉ_２Ｎ，Ｉ_１Ｎ及び出力電流Ｉは、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２に供給される。また、電圧Ｖ_Ｏは、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４及び絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５に供給される。

さてここから、上述した各種のフィードバック制御及びフィードフォワード制御について順次説明する。

まず、図５は、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４が行う制御を示すブロック線図である。同図に示すＶ_{２＿ｒｅｆ}は上述した第２の目標電圧値（電圧Ｖ_２の目標値）、Ｉ^＊はコンピュータ２０から順次供給される出力電流Ｉの目標値（充放電パターン）、ηは装置効率、Ｖ_ｒｍｓは系統電源３０の電圧実効値、Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑ，Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑはそれぞれ系統電源３０のｄ軸電圧，ｑ軸電圧，ｄ軸電流，ｑ軸電流、ｆは系統電源３０の周波数、θは系統電源３０の電圧位相である。

上述したように、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４には、センサによってモニタリングされた線間電圧Ｖ_ｕｖ，Ｖ_ｗｖ、相電流Ｉ_ｕ，Ｉ_ｗ、及び電圧Ｖ_２，Ｖ_Ｏが供給される。ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４は、これらのモニタ値からの演算により、上記各物理量のうち、電圧実効値Ｖ_ｒｍｓ、ｄ軸電圧Ｖ_ｄ、ｑ軸電圧Ｖ_ｑ、ｄ軸電流Ｉ_ｄ、ｑ軸電流Ｉ_ｑ、及び電圧位相θを取得する。なお、系統電源３０が商用電源である場合、電圧実効値Ｖ_ｒｍｓはほぼ一定値となる。第２の目標電圧値Ｖ_{２＿ｒｅｆ}、周波数ｆ、装置効率ηは、予め人の手によって、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４に設定される。

図５に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４はまず、電圧Ｖ_２のモニタ値（第３のモニタ値）と電圧Ｖ_２の目標値Ｖ_{２＿ｒｅｆ}との偏差に基づくＰＩ制御（第２のフィードバック演算）を行う（ステップＳ１）。なお、ＰＩ制御は、比例動作及び積分動作からなるフィードバック制御である。これにより、ｄ軸電流Ｉ_ｄの第１の仮目標値Ｉ_ｄ＿ｆｂが生成される。この第１の仮目標値Ｉ_ｄ＿ｆｂは、電圧Ｖ_２と目標値Ｖ_{２＿ｒｅｆ}とが等しくなる方向に制御された値となる。

また、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４は、出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊に基づくフィードフォワード制御（第２のフィードフォワード演算）を行う（ステップＳ２）。具体的には、まず出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊に電圧Ｖ_Ｏのモニタ値（第４のモニタ値）と装置効率の逆数１／ηとを順次乗ずることにより、出力電力の目標値Ｐ_{ｏｕｔ＿ｆｆ}を算出する。そして、この目標値Ｐ_{ｏｕｔ＿ｆｆ}に電圧実効値Ｖ_ｒｍｓの逆数１／Ｖ_ｒｍｓをさらに乗ずることにより、ｄ軸電流Ｉ_ｄの第２の仮目標値Ｉ_{ｄ＿ｐｆｆ}を生成する。

次に、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４は、ここまでの制御によって生成したｄ軸電流Ｉ_ｄの第１の仮目標値Ｉ_ｄ＿ｆｂと第２の仮目標値Ｉ_{ｄ＿ｐｆｆ}とを加算することにより、ｄ軸電流Ｉ_ｄの目標値Ｉ_{ｄ＿ｒｅｆ}を生成する。そして、この目標値Ｉ_{ｄ＿ｒｅｆ}と、各種モニタ値から算出したｄ軸電流Ｉ_ｄとの偏差に基づくＰＩ制御を行う（ステップＳ３）。これにより、ｄ軸電圧Ｖ_ｄの目標値Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}と、実際のｄ軸電圧Ｖ_ｄとの差分が生成される。この差分は、ｄ軸電流Ｉ_ｄとその目標値Ｉ_{ｄ＿ｒｅｆ}とが等しくなる方向に制御された値となる。ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４は、生成された差分と、各種モニタ値から算出したｄ軸電圧Ｖ_ｄとを加算することにより、ｄ軸電圧Ｖ_ｄの目標値Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}を生成する。

以上の制御と並行して、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４は、電圧実効値Ｖ_ｒｍｓに２πｆｃ（ｃは、図２に示したキャパシタＣ_Ｃの静電容量）を乗することによりｑ軸電流Ｉ_ｑの目標値Ｉ_{ｑ＿ｒｅｆ}を生成し、さらにこの目標値Ｉ_{ｑ＿ｒｅｆ}と、各種モニタ値から算出したｑ軸電流Ｉ_ｑとの偏差に基づくＰＩ制御を行う（ステップＳ４）。これにより、ｑ軸電圧Ｖ_ｑの目標値Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}と、実際のｑ軸電圧Ｖ_ｑとの差分が生成される。この差分は、ｑ軸電流Ｉ_ｑとその目標値Ｉ_{ｑ＿ｒｅｆ}とが等しくなる方向に制御された値となる。ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４は、生成された差分と、各種モニタ値から算出したｑ軸電圧Ｖ_ｑとを加算することにより、ｑ軸電圧Ｖ_ｑの目標値Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}を生成する。なお、以上のｑ軸に関わる制御は、図２に示したキャパシタＣ_Ｃによる位相ずれを補償するためのものである。

次に、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４は、ｄｑ座標系からｒθ座標系への座標変換を行う。具体的には、次の式（１）及び式（２）により、電圧の絶対値Ｖ_ａｂｓと角度差分Δθとを算出する。そして、電圧の絶対値Ｖ_ａｂｓに電圧Ｖ_２のモニタ値を乗ずることによって変調率ｍ_ｒｅｆを生成するとともに、角度差分Δθに、各種モニタ値から算出した電圧位相θを加算することにより、変調位相ｍ_{ｐｈａｓｅ}を生成する。こうして生成された変調率ｍ_ｒｅｆ及び変調位相ｍ_{ｐｈａｓｅ}は、制御量Ｓ_２の目標値（制御パターン）として、図２に示す制御部４ａに供給される。

制御部４ａ（図２）は、スイッチ素子ＳＷの変調率ｍ_ｒｅｆ及び変調位相ｍ_{ｐｈａｓｅ}が、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４から供給された目標値に等しくなるよう、スイッチ素子ＳＷを構成する各トランジスタのオンオフ状態を制御する。この制御の結果、充放電パターンに含まれる出力電流Ｉの目標値の変化は、その変化が電圧Ｖ_２の変化として現れるのを待たずに、ＡＣ／ＤＣコンバータ４の出力電圧に直ちに反映されることになる。これは、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４から供給される制御量Ｓ_２の目標値が、充放電パターンに基づくフィードフォワード制御の結果を反映した値となっていることによるものである。したがって、回生型充放電装置１では、電圧Ｖ_２の変動が抑制され、キャパシタＣ_２（図１）は容量の小さなもので足りることになる。

次に、図６は、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５が行う制御を示すブロック線図である。同図に示すＶ_{１＿ｒｅｆ}は、上述した第１の目標電圧値（電圧Ｖ_１の目標値）である。この第１の目標電圧値Ｖ_{１＿ｒｅｆ}は、予め人の手によって、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４に設定される。その他、上述したように、出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊はコンピュータ２０から順次供給され、電圧Ｖ_１，Ｖ_２，Ｖ_Ｏについては、回生型充放電装置１の各部に設けたセンサからモニタリング結果が供給される。

図６に示すように、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５はまず、電圧Ｖ_１のモニタ値（第１のモニタ値）と電圧Ｖ_１の目標値Ｖ_{１＿ｒｅｆ}との偏差に基づくＰＩ制御（第１のフィードバック演算）を行う（ステップＳ１０）。これにより、第１の仮位相シフト量φ_ｆｂが生成される。この第１の仮位相シフト量φ_ｆｂは、電圧Ｖ_１と目標値Ｖ_{１＿ｒｅｆ}とが等しくなる方向に制御された値となる。

また、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５は、出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊に基づくフィードフォワード制御（第１のフィードフォワード演算）により、第２の仮位相シフト量φ_ｐｆｆを生成する（ステップＳ１１）。具体的には、まず出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊に電圧Ｖ_Ｏのモニタ値（第４のモニタ値）と装置効率の逆数１／ηとを順次乗ずることにより、出力電力の目標値Ｐ_{ｏｕｔ＿ｆｆ}を算出する。そして、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５の電力伝達特性を示す次の式（３）に目標値Ｐ_{ｏｕｔ＿ｆｆ}を代入し、式（３）をφ_ｐｆｆについて解くことにより、目標値Ｐ_{ｏｕｔ＿ｆｆ}を第２の仮位相シフト量φ_ｐｆｆに変換する。ただし、式（３）内のＬ_３は図３に示したリアクトルＬ_３のインダクタンスであり、ｆは系統電源３０の周波数である。これらの具体的な値は、予め人の手によって、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５に設定される。

そして、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５は、第１の仮位相シフト量φ_ｆｂと第２の仮位相シフト量φ_ｐｆｆとを加算することにより、位相シフト量φを生成する。こうして生成された位相シフト量φは、制御量Ｓ_１の目標値（制御パターン）として、図３に示す制御部５ａに供給される。

制御部５ａ（図３）は、インバータ６，７の位相シフト量φが、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５から供給された目標値に等しくなるよう、インバータ６，７を構成する各トランジスタのオンオフ状態を制御する。この制御の結果、充放電パターンに含まれる出力電流Ｉの目標値の変化は、その変化が電圧Ｖ_１の変化として現れるのを待たずに、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５の出力電圧に直ちに反映されることになる。これは、絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５から供給される制御量Ｓ_１が、充放電パターンに基づくフィードフォワード制御の結果を反映した値となっていることによるものである。したがって、回生型充放電装置１では、電圧Ｖ_１の変動が抑制され、キャパシタＣ_１（図１）についても、容量の小さなもので足りることになる。

最後に、図７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２が行う制御を示すブロック線図である。同図に示す出力電流Ｉ_１Ｐ，Ｉ_２Ｐ，Ｉ_３Ｐ，Ｉ_１Ｎ，Ｉ_２Ｎ，Ｉ_１Ｎ及び出力電流Ｉはそれぞれ、上述したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ３に設けたセンサから供給される。また、出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊は、コンピュータ２０から順次供給される。

図７に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２は、出力電流Ｉのモニタ値と出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊との偏差に基づくＰＩ制御を行う（ステップＳ２０）。これにより、変調率ｍが生成される。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２は、出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊の１／３の値と、出力電流Ｉ_１Ｐ，Ｉ_２Ｐ，Ｉ_３Ｐそれぞれとの偏差に基づくＰ制御を行う（ステップＳ２１〜Ｓ２３）とともに、出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊の−１／３の値と、出力電流Ｉ_１Ｎ，Ｉ_２Ｎ，Ｉ_１Ｎそれぞれとの偏差に基づくＰ制御を行う（ステップＳ２４〜Ｓ２６）。なお、Ｐ制御は、比例動作のみからなるフィードバック制御である。最後に、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２は、ステップＳ２１〜Ｓ２３それぞれの結果に変調率ｍを加算することにより変調率ｍ_１Ｐ，ｍ_２Ｐ，ｍ_３Ｐを生成し、ステップＳ２４〜Ｓ２６それぞれの結果に変調率−ｍを加算することにより変調率ｍ_１Ｎ，ｍ_２Ｎ，ｍ_３Ｎを生成する。

以上のようにして生成された変調率ｍ_１Ｐ，ｍ_２Ｐ，ｍ_３Ｐ，ｍ_１Ｎ，ｍ_２Ｎ，ｍ_３Ｎは、制御量Ｓ_Ｏの目標値（制御パターン）として、図４に示す制御部３ａに供給される。

制御部３ａ（図４）は、スイッチ素子ＳＷ_１Ｐ，ＳＷ_２Ｐ，ＳＷ_３Ｐ，ＳＷ_１Ｎ，ＳＷ_２Ｎ，ＳＷ_３Ｎそれぞれの変調率ｍ_１Ｐ，ｍ_２Ｐ，ｍ_３Ｐ，ｍ_１Ｎ，ｍ_２Ｎ，ｍ_３Ｎが、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２から供給された目標値に等しくなるよう、これらのスイッチ素子ＳＷを各トランジスタのオンオフ状態を制御する。この制御の結果、出力電流Ｉは充放電パターンに含まれる出力電流Ｉの目標値に等しくなり、出力電流Ｉ_１Ｐ，Ｉ_２Ｐ，Ｉ_３Ｐ，Ｉ_１Ｎ，Ｉ_２Ｎ，Ｉ_１Ｎは互いに等しくなる。

以上説明したように、本実施の形態による回生型充放電装置１によれば、コントローラ１０において、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉの目標値の変化パターンに対応する直流電力生成回路２の制御量（スイッチ素子ＳＷの変調率ｍ_ｒｅｆ及び変調位相ｍ_{ｐｈａｓｅ}、並びにインバータ６，７の位相シフト量φ）の目標値（制御パターン）を算出し、これに基づいて直流電力生成回路２の制御量を制御しているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉの急激な変化に対しても、直流電力生成回路２の出力電圧の変動を抑制することが可能になる。したがって、直流電力生成回路２とＤＣ／ＤＣコンバータ２の間に設けられるキャパシタＣ_１の容量を、背景技術に比べて小さくすることが可能になる。

また、直流電力生成回路２内のＡＣ／ＤＣコンバータ４と絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５の間に設けられるキャパシタＣ_２の容量についても、背景技術に比べて小さくすることが可能になる。

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

例えば、上記実施の形態では、コントローラ１０の内部で、コンピュータ２０から順次供給される出力電流Ｉの目標値に基づいて、各制御量の目標値（制御パターン）を逐一算出していた。しかし、コントローラ１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力の目標値の変化パターンと、該変化パターンに対応する直流電力生成回路２の各制御量の制御パターンとにアクセス可能に構成されていればよく、各制御量の目標値（制御パターン）の具体的な取得の方法は、必ずしも上記のような算出によらなくてもよい。

具体的な例を挙げると、試験対象バッテリ４０の特性が予め分かっている場合などには、時間と出力電流Ｉの目標値と各制御量の目標値とを予め対応付けたテーブルをコントローラ１０又はコンピュータ２０に記憶しておき、このテーブルから逐次、出力電流Ｉの目標値とともに各制御量の目標値を読み出すことにより、各制御量の目標値を取得することとしてもよい。

また、コンピュータ２０から順次供給される出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊に代え、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉを用いて各制御量の目標値（制御パターン）を算出することとしてもよい。つまり、図６及び図７に示した制御において、出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊の代わりに出力電流Ｉのモニタ値（第５のモニタ値）を用いてもよい。出力電流Ｉのモニタ値は、ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２の制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力の目標値の変化パターンに対応した値となる。したがって、このような算出方法を採用した場合であっても、算出された各制御量の目標値（制御パターン）はＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力の目標値の変化パターンに対応した値となり、第１のフィードフォワード演算（図６のステップＳ１１）及び第２のフィードフォワード演算（図５のステップＳ２）はともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力の目標値の変化パターンに基づくフィードフォワード演算となる。なお、出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊の代わりに出力電流Ｉのモニタ値を用いることは、制御中に算出される出力電力の目標値Ｐｏｕｔ＿ｆｆがＤＣ／ＤＣコンバータ３の現在の出力電力に等しくなることから、出力電力の目標値Ｐｏｕｔ＿ｆｆに代えてＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電力のモニタ値を用いることと等価である。

また、上記実施の形態では、直流電力生成回路２として、ＡＣ／ＤＣコンバータ４と絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５からなる２段構成の回路を用いたが、本発明は、これとは異なる構成を有する直流電力生成回路２にも適用可能である。例えば、絶縁が必要ない場合には絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ５を省略してもよいが、そのような直流電力生成回路２にも本発明は適用可能である。また、系統電源３０が直流電源である場合、直流電力生成回路２内にＡＣ／ＤＣコンバータ４を設ける必要はないが、そのような直流電力生成回路２にも本発明は適用可能である。

また、上記実施の形態では、充放電パターンとして出力電流Ｉの目標値の変化パターンを用いたが、上述したように、出力電力の目標値の変化パターンを用いてもよい。この場合、図７に示したＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１２の処理は、出力電力のモニタ値と出力電力の目標値とに基づく処理に置き換えられる。また、図５及び図６に示したＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４及び絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５の処理では、コンピュータ２０から供給される出力電力の目標値をそのまま、出力電力の目標値Ｐ_{ｏｕｔ＿ｆｆ}として用いることが可能になる。

また、上記実施の形態では、周波数ｆ及び装置効率ηについて予め人の手によって、ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部１４に設定されるとしたが、これらの各物理量もセンサによってモニタリングすることとしてもよい。

また、上記実施の形態による絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部１５では、第１の仮位相シフト量φ_ｆｂと第２の仮位相シフト量φ_ｐｆｆとを算出し、これらを加算することにより位相シフト量φを生成していた（図５参照）が、図８に示すように、電圧Ｖ_１のモニタ値と電圧Ｖ_１の目標値Ｖ_{１＿ｒｅｆ}との偏差に基づくＰＩ制御（第１のフィードバック演算）を、出力として第１の仮目標電力値Ｐ_ｆｂが出力されるように構成し（ステップＳ１２）、この第１の仮目標電力値Ｐ_ｆｂと、出力電力の目標値Ｐ_{ｏｕｔ＿ｆｆ}とを加算することによって得られる第２の仮目標電力値Ｐ_ｆｂ２を式（３）によって位相シフト量に変換することにより（ステップＳ１３）、制御量Ｓ_１の目標値（制御パターン）としての位相シフト量φを生成することとしてもよい。この場合、ステップＳ１３の変換制御が、出力電流Ｉの目標値Ｉ^＊に基づくフィードフォワード制御（第１のフィードフォワード演算）に含まれることになる。

１ 回生型充放電装置
３ ３相ＤＣ／ＤＣコンバータ
３ａ 制御部
４ ＡＣ／ＤＣコンバータ
４ａ 制御部
５ 絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ
５ａ 制御部
６，７ インバータ
８ トランス
１０ コントローラ
１２ ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部
１３ 直流電力生成回路制御部
１４ ＡＣ／ＤＣコンバータ制御部
１５ 絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御部
２０ コンピュータ
３０ 系統電源
４０ 試験対象バッテリ
ＳＷ，ＳＷ_１Ｐ，ＳＷ_２Ｐ，ＳＷ_３Ｐ，ＳＷ_１Ｎ，ＳＷ_２Ｎ，ＳＷ_３Ｎ スイッチ素子

Claims (13)

1. 系統電源から直流電力を生成する直流電力生成回路と、
   前記直流電力生成回路の出力を受けて動作するＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力の目標値の変化パターンと、該変化パターンに対応する前記直流電力生成回路の制御量の制御パターンとにアクセス可能に構成されたコントローラとを備え、
   前記コントローラは、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記出力をモニタリングすることによって得られる第１のモニタ値が前記目標値と等しくなるよう、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段と、
   前記制御パターンに基づいて前記直流電力生成回路の前記制御量を制御する直流電力生成回路制御手段とを有する
   ことを特徴とする直流電源装置。
2. 前記直流電力生成回路は、
   前記系統電源から直流電力を生成するＡＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力を受けて動作する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータとを有し、
   前記制御量は、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するための第１の制御量と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータを制御するための第２の制御量とを含み、
   前記直流電力生成回路制御手段は、
   前記制御パターンに基づいて前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの前記第１の制御量を制御する絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段と、
   前記制御パターンに基づいて前記ＡＣ／ＤＣコンバータの前記第２の制御量を制御するＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段とを有する
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第２のモニタ値と、前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の目標値である第１の目標電圧値と、前記変化パターンとに基づいて、前記制御パターンのうち前記第１の制御量に関する部分を生成する
   ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
4. 前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記第１の目標電圧値と前記第２のモニタ値の偏差に基づく第１のフィードバック演算と、前記変化パターンに基づく第１のフィードフォワード演算とを行い、前記第１のフィードバック演算の結果と前記第１のフィードフォワード演算の結果とに基づいて、前記制御パターンのうち前記第１の制御量に関する部分を生成する
   ことを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
5. 前記目標値は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の目標値であり、
   前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第４のモニタ値と、前記目標値とを乗算することにより電力値を算出し、
   前記第１のフィードフォワード演算は、算出された前記電力値に対する演算である
   ことを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。
6. 前記絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第４のモニタ値と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流をモニタリングすることによって得られる第５のモニタ値とを乗算することにより電力値を算出し、
   前記第１のフィードフォワード演算は、算出された前記電力値に対する演算である
   ことを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。
7. 前記目標値は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力の目標値であり、
   前記第１のフィードフォワード演算は、前記目標値に対する演算である
   ことを特徴とする請求項４に記載の直流電源装置。
8. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第３のモニタ値と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の目標値である第２の目標電圧値と、前記変化パターンとに基づいて、前記制御パターンのうち前記第２の制御量に関する部分を生成する
   ことを特徴とする請求項２乃至７のいずれか一項に記載の直流電源装置。
9. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記第２の目標電圧値と前記第３のモニタ値の偏差に基づく第２のフィードバック演算と、前記変化パターンに基づく第２のフィードフォワード演算とを行い、前記第２のフィードバック演算の結果と前記第２のフィードフォワード演算の結果とに基づいて、前記制御パターンのうち前記第２の制御量に関する部分を生成する
   ことを特徴とする請求項８に記載の直流電源装置。
10. 前記目標値は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流の目標値であり、
    前記ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第４のモニタ値と、前記目標値とを乗算することにより電力値を算出し、
    前記第２のフィードフォワード演算は、算出された前記電力値に対する演算である
    ことを特徴とする請求項９に記載の直流電源装置。
11. 前記ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧をモニタリングすることによって得られる第４のモニタ値と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流をモニタリングすることによって得られる第５のモニタ値とを乗算することにより電力値を算出し、
    前記第２のフィードフォワード演算は、算出された前記電力値に対する演算である
    ことを特徴とする請求項９に記載の直流電源装置。
12. 前記目標値は前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力の目標値であり、
    前記第２のフィードフォワード演算は、前記目標値に対する演算である
    ことを特徴とする請求項９に記載の直流電源装置。
13. 請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の直流電源装置を備え、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力はバッテリに供給され、
    前記変化パターンは、前記バッテリの充放電パターンである
    ことを特徴とするバッテリ評価装置。

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