JP2010022152A

JP2010022152A - 電力制御装置

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Publication number: JP2010022152A
Application number: JP2008181370A
Authority: JP
Inventors: Yoshitoshi Watanabe; 良利渡辺; Yasushi Amano; 也寸志天野; Koji Umeno; 孝治梅野; Katsuhiro Asano; 勝宏浅野; Takaya Soma; 貴也相馬
Original assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Current assignee: Toyota Motor Corp; Toyota Central R&D Labs Inc
Priority date: 2008-07-11
Filing date: 2008-07-11
Publication date: 2010-01-28
Anticipated expiration: 2028-07-11
Also published as: JP5331397B2

Abstract

【課題】インバータのスイッチングにより発生する電流リプルを抑制する。
【解決手段】電池からの直流電圧をインバータ１６，１８で変換した交流電力によって駆動される２つのモータ２０，２２を有する。この２つのモータ２０，２２の中性点間に、接続端２６，２８を介し商用電源３０を接続する。インバータ１６，１８で零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御して、商用電源３０によって電池を充電する。中性点間に接続されたフィルタコンデンサＣｆと、このフィルタコンデンサＣｆと前記接続端２６，２８との間に配置されるリアクトルＬａと、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、コイルへの電流供給を制御するインバータを用いて、商用電源から電池の充電を行う電力制御装置に関する。

従来より、電池からの直流電力をインバータで交流電流に変換して交流モータを駆動することが広く行われている。また、インバータを２つ設け、この２つの交流モータを中性点間に商用電源を接続し、商用電源と電池とで電力をやり取りする電力制御装置も知られている（特許文献１）。

この特許文献１では、商用電源の電圧の実効値および位相を検出し、これらと電池への充電要求に基づいて、インバータの零相電圧を制御して、商用電源による電池の充電を制御する。また、２つのモータの中性点から商用電源に接続される電力ライン間には、フィルタコンデンサが接続され、商用電源へのインバータスイッチングに基づくリップルの影響を除去している。

特開２００７−３１８９７０号公報

特許文献１に記載の電力制御装置においては、商用電源へのリップルが十分除去できないという問題があった。

本発明は、電池からの直流電圧を２つのインバータでそれぞれ変換した交流電力によって駆動される２つのモータを有し、この２つのモータの中性点間に、接続端を介し商用電源を接続し、インバータで零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御して、商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、中性点間に接続されたフィルタコンデンサと、このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、を有することを特徴とする。

また、前記フィルタコンデンサとモータの中性点との間に配置されるリアクトルをさらに有することが好適である。

また、前記フィルタコンデンサの接続端側に流れる電流を計測する電流計測手段と、を有し、この電流計測手段の計測値に応じて、前記インバータのスイッチングを制御することが好適である。

また、本発明は、電池からの直流電圧をインバータで変換した交流電力によって駆動されるコイルを有し、このコイルを介し商用電源を接続し、インバータのスイッチングにより商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、インバータの一対の出力間に前記コイルと直列接続されるフィルタコンデンサと、このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、を有することを特徴とする。

本発明によれば、フィルタコンデンサの商用電源側にリアクトルを追加して設けたため、商用電源におけるインダクタンスが変化しても、インバータのスイッチングに起因する電流リプル（スイッチングリプル）が商用電源側に入ることを効果的に防止することができる。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

「実施形態１」
図１は、実施形態１の構成を示す図である。電池１０の正極は昇圧コンバータ１２に接続され、負極は負側母線に接続されている。昇圧コンバータは、コイル１２ａ、スイッチング素子１２ｂ、１２ｃとから構成されており、電池１０の正極にコイル１２ａの一端が接続され、コイル１２ａの他端は、スイッチング素子１２ｂ，１２ｃの接続点に接続されている。スイッチング素子１２ｂの逆端は正側母線に接続され、スイッチング素子１２ｃの逆側は負側母線に接続される。スイッチング素子１２ｂ，１２ｃは、例えばＩＧＢＴなどのトランジスタから構成され、このトランジスタに並列されて負側母線側から正側母線へ電流を流すダイオードが接続されている。すなわち、正側母線と負側母線の間に２つのトランジスタが直列接続されるとともに、２つのダイオードが直列接続されている。

正側母線と負側母線の間には、コンデンサ１４が設けられている。そして、正側母線と負側母線が２つのインバータ１６，１８の正側母線および負側母線になっている。

インバータ１６，１８は、同様の構成をしており、正側母線と負側母線の間に２つのスイッチング素子の直列接続からなるアームが３本並列して配置されている。そして、各アームの中点が出力端となり、三相の交流モータ２０，２２の各コイル端がそれぞれ接続されている。インバータ１６に交流モータ２０、インバータ１８に交流モータ２２が接続されている。なお、ハイブリッド車両において、交流モータ２０，２２の一方が主に走行用のモータとして機能し、他方がエンジンに駆動されて発電を行う発電機として機能する。

交流モータ２０，２２は、それぞれコイルがスター結線されたモータであり、その中性点から引き出し線が引き出され、その引き出し線間に交流フィルタ２４が接続されている。この交流フィルタ２４は、引き出し線間の配置されるフィルタコンデンサＣｆと交流モータ２０からの引き出し線とフィルタコンデンサＣｆの接続点に一端が接続されるリアクトルＬａとから構成される。

リアクトルＬａの他端は端子２６に接続され、交流モータ２２の中性点からの引き出し線は、端子２８に接続される。そして、この端子２６，２８間に商用交流電源３０が接続される。なお、以下において、この商用交流電源について、系統電源と呼び、系統電源側のことを系統側と呼ぶ。ここで、系統電源３０には、インダクタンスＬｓが含まれており、図においては端子２６がインダクタンスＬｓを介し系統電源３０に接続されるように記載してある。なお、系統電源３０は、通常１００Ｖの交流であるが、他の電圧であってもかまわない。

このような装置において、電池１０から端子２６，２８までの構成は車載される。そして、車両走行時は、電池１０の出力をコンバータ１２により昇圧し、インバータ１６，１８の入力電圧が制御される。これ電圧は交流モータ２０，２２の出力トルク指令に応じて適切なものに設定される。そして、インバータ１６，１８のスイッチングを制御して、交流モータ２０，２２の出力トルクを指令に応じたものに制御する。なお、モータ２０，２２の中性点電圧を制御することも可能であるが、通常は両者ともインバータ入力電圧の１／２にする。

一方、電池１０に系統電源３０から充電する場合には、図に示すように端子２６，２８間に系統電源３０を接続する。通常は、系統電源３０のコンセントに端子２６，２８を有するプラグを差し込むことによって接続を行う。

そして、この場合には、零相電流が充放電指令に対応した大きさになるように、インバータ１６，１８のスイッチングを制御する（特許文献１参照）。このために、系統電源３０からの交流電流の位相を検出して同相の正弦波を生成する。また、系統電源３０からの交流電圧の実効値を検出し、この実効値で充電力指令値を除算して目標比率を算出し、この目標比率を上述のようにして生成した正弦波に対し乗算して、電流指令を生成する。そして、この電流指令に基づき、インバータ１６，１８を制御することで、系統電源３０の電力によって電池を充電することができる。なお、インバータ１６，１８は、電流指令に基づいて算出される零相電圧指令に基づいて制御される。

なお、電池１０からの充放電力指令を用いることで、電池１０からの直流電力を交流電力に変換して、系統電源３０側に供給することもできる。また、充放電の際に交流モータ２０，２２を駆動することも可能である。

ここで、フィルタコンデンサＣｆは、系統電源３０側にインバータ１６，１８のスイッチングなどに伴って発生する高調波のスイッチングリプルが流出するのを防止するためのものである。しかし、図１におけるリアクトルＬａを除去した場合、系統電源側のインダクタンスＬｓの値に周波数特性が大きく依存する。

すなわち、交流フィルタ２４において、スイッチングリプルを電流源（スイッチングリプル源）と見なすと、交流フィルタの等価回路は図５のように表される。また、交流フィルタ２４の伝達関数Ｇ（ｓ）は、
Ｇ（ｓ）＝ω_０ ^２／（ｓ^２＋（ω_０／Ｑ）ｓ＋ω_０ ^２）
ここで、ω_０＝１／√（Ｌｓ＊Ｃｆ）、Ｑ＝（１／Ｒ）√（Ｌｓ／Ｃｆ）である。

交流フィルタ２４の周波数特性を図６に示す。ここで、図６におけるＬ１〜Ｌ４のＬｓの設定値は、Ｌ１＝０．０１ｍＨ，Ｌ２＝０．０３ｍＨ，Ｌ３＝０．０６ｍＨ，Ｌ４＝０．２ｍＨであり、伝達関数Ｇ（ｓ）の横軸の周波数に対するゲイン特性（上段）と、位相特性（下段）を示している。これより、ゲイン特性、位相特性のいずれも、Ｌｓの値によって大きく周波数特性が変化することがわかる。

上式からわかるように交流フィルタ２４の共振周波数は、系統インダクタンスＬｓとフィルタコンデンサＣｆで決まるため、交流フィルタ２４の周波数特性が系統インダクタンスＬｓの値に大きく依存する。図７に系統インダクタンスに対する系統スイッチングリプルを示す。系統インダクタンスの値が小さいと、フィルタの共振周波数が高くなりスイッチング周波数成分の減衰率が低くなるため、系統スイッチングリプルを十分抑制できなくなる。

これに対し、本実施形態では、図８の等価回路に示すように、フィルタコンデンサＣｆの他に、リアクトルＬａを追加している。このリアクトルＬａを０．１９ｍＨとした場合の周波数特性を図９に示す。このように、０ｍＨ〜０．２ｍＨの系統インダクタンスの変化（これは、電機共同研究第３７巻第３号の国内配電系統の線路インピーダンスと５０ｋＶ低電圧配電変圧器、定圧配電変圧器から最大５００Ｍの屋内配線の線路インピーダンスから計算して得た概略値である。）に対してのフィルタ周波数特性の変化がほとんどなくなり、図１０に示すように系統インダクタンス０ｍＨから系統リプル（系統側に侵入するスイッチングリプル）が抑制されている。上述のフィルタの伝達関数から、フィルタの減衰率は共振周波数からほぼ勾配が−４０ｄＢ／ｄｃとなるため、スイッチングリプルを１／ｎ程度減衰させるには、共振周波数ω０をキャリア周波数の１／√ｎ以下にする必要がある。フィルタコンデンサＣｆ＝１６．８μＦ、リアクトルＬａ＝０．１９ｍＨの場合には、ω_０＝２．８ｋＨｚでスイッチングリプル電流を約１／１０にすることができる。

「実施形態２」
実施形態２の構成を図２に示す。このように、実施形態２では、実施形態１と比べ、交流モータ２０の中性点からの引き出し線とフィルタコンデンサＣｆとの間（モータ側）にリアクトルＬｂが追加されている。

実施形態１において、インバータにはモータコイルが接続されているが、このモータの漏れインダクタンスのみでは、スイッチングリプルが大きく、系統電源側に流出する高調波電流の抑制が困難であったり、モータ騒音が発生するという問題がある。

フィルタコンデンサＣｆはスイッチング周波数に対して低インピーダンスとなるため、図１１に示すように、インバータとモータに流れるスイッチングリプルがモータの漏れインダクタンスの値とインバータの直流電圧の値に大きく依存している。従って、モータの漏れインダクタンスのみだけでは、十分にインバータとモータに流れるスイッチングリプルを低減できず、インバータの損失が大きくなったり、モータの騒音、漏洩電流が増大するなどの問題が生じる。

本実施形態では、フィルタコンデンサＣｆとモータ中性点間にリアクトルＬｂを接続する。これによって、インバータとモータに流れるスイッチングリプルを低減でき、上記問題が解決される。ここで、リアクトルＬｂは、充電時のみ充電電流が流れるため、モータの容量に対して小容量のものでよい。

「実施形態３」
実施形態３の構成を図３に示す。この実施形態３では、モータの中性点間に接続されたフィルタコンデンサＣｆの系統電流側の電力ラインに流れる電流を検出して交流側の充電流を制御する。このために、電圧検出器３４を設け、これによってフィルタコンデンサＣｆの両端電圧、すなわち２つのモータ２０，２２の中性点間の電圧Ｖｓを測定する。また、フィルタコンデンサＣｆとモータ２２の中性点の接続点と、端子２８との間のラインに流れる電流ｉを計測する電流センサ３６を設けている。そして、これら電圧Ｖｓ、電流ｉに基づきインバータ１６，１８のスイッチングを制御して、電池１０の充電を制御する。

電圧検出器３４の電圧Ｖｓは、電流指令生成部４０に供給される。この電流指令生成部４０は、特許文献１と同様の手法によって、電圧Ｖｓと、充放電量指令値とから、電圧Ｖｓに対し力率１の電流指令ｉ＊を生成する。ｉ＊は加算器４２に供給され、ここで、ｉ＊から電流センサ３６で検出された電流ｉが減算される。得られた差分は、比例器４４でゲインＫｐが乗算され、加算器４６に供給される。また、加算器４２で得られた差分は正弦波内部モデル補償器４７にも供給される。この正弦波内部モデル補償器４７は、ｉ＊を生成する際に用いている正弦波内部モデルについての補償量を算出し出力し、これを加算器４６に供給する。

加算器４６で得られた比例器４４および正弦波内部モデル補償器４７からの補償量の加算結果は、加算器４８に供給されて、外乱電圧補償器５０からの外乱についての補償量が加算されてＰＷＭ制御器５２に供給される。そして、このＰＷＭ制御器５２が加算器４８から供給される制御量に基づいてインバータ１６，１８におけるスイッチングを制御することで、検出された電流ｉが目標となる電流ｉ＊となるような制御が行われ、目標となる充放電量での電池１０での充放電が達成される。

ここで、このような装置における充電制御系の数学的な構成を図１２に示す。ここで、この図におけるｓはラプラス演算子であり、Ｔｓはサンプリング時間である。このように、目標となる電流ｉ＊（ｓ）と実際の電流ｉ（ｓ）との差が加算器４２で演算される。得られる差分ｅ（ｓ）は、比例器４４、正弦波内部モデル補償器４７に入力され、両者の出力が加算器４８で加算される。そして、無駄時間加算部６０において、上記演算などの無駄時間（ｅｘｐ［−ｓ・Ｔｓ］）が考慮され、インバータ６２（インバータ１６，１８）が制御される。インバータ６２の伝達関数は、（１−ｅｘｐ［−ｓ・Ｔｓ］）であり、インバータ入力がこの伝達関数により変換されインバータ６２の出力になる。インバータ出力は加算器６４で系統電源電圧Ｖｓ（ｓ）が加算され、モータ、フィルタ、系統インピーダンス（系統電源系におけるインピーダンス）によって変換されて、電流センサ３６で検出される電流ｉ（ｓ）となる。なお、加算器４２から出力される偏差が入力され、ＰＷＭ制御器５２からスイッチング制御信号を出力するまでの回路を電流制御器３８と呼ぶ。

このような閉ループデジタル制御系の制御系の一巡パルス伝達関数Ｇｌｐ（ｚ）は、
Ｇｌｐ（ｚ）＝Ｚ｛Ｇｃ（ｓ）｝・Ｚ｛Ｇｈ（ｓ）・Ｇｐ（ｓ）｝
で表される。なお、Ｚ｛｝はｚ変換、Ｇｃ（ｓ）は電流制御器３８の伝達関数、Ｇｈ（ｓ）はインバータの伝達関数、Ｇｐ（ｓ）は交流回路側の伝達関数（モータ、フィルタ、系統インピーダンスについての伝達関数）を示す。

この場合の特性方程式は、
１＋Ｇｌｐ（ｚ）＝０
である。

従って、デジタル制御系の安定条件により、図１３に示すｚ平面の単位円内に特性方程式の根があればシステムは安定となる。

交流回路側の伝達関数Ｇｐ（ｓ）は、フィルタコンデンサＣｆがある場合とない場合、また電流検出位置で異なる。これを図１４に示す。

図１４（ａ）のフィルタコンデンサＣｆがない場合の交流回路側伝達関数Ｇｐ（ｓ）は、
Ｇｐ（ｓ）＝１／（Ｒｍ＋Ｒｓ＋ｓ（Ｌｍ＋Ｌｓ））
となる。ここで、Ｒｍはモータの抵抗、Ｒｓは系統側の抵抗、Ｌｍはモータのインダクタンス、Ｌｓは系統側のインダクタンスである。

また、図１４（ｂ）のフィルタコンデンサＣｆがあり、電流をフィルタコンデンサＣｆよりモータ側で検出する場合の交流回路側伝達関数Ｇｐ（ｓ）は、
Gp(s)=(Cf*Ls*s²+Cf*Rs*s+1)/(Lm*Ls*Cf*s³+(Rm*Ls*Cf+Lm*Rs*Cf)s²+(Rm*Rs*Cf+Lm+Ls)s+Rm+Rs)
となる。

また、図１４（ｃ）のフィルタコンデンサＣｆがあり、電流をフィルタコンデンサＣｆより系統電源側で検出する場合の交流回路側伝達関数Ｇｐ（ｓ）は、
Gp(s)=1/(Lm*Ls*Cf*s³+(Rm*Ls*Cf+Lm*Rs*Cf)s²+(Rm*Rs*Cf+Lm+Ls)s+Rm+Rs)
となる。

また、インバータの伝達関数は、
Ｇｈ（ｓ）＝（１−ｅｘｐ［−ｓＴｓ］）／ｓ
であり、電流制御器３８の伝達関数Ｇｃ（ｓ）は、
Ｇｃ（ｓ）＝（ｋｐ＋（ｋｓ＊ｓ）／（ｓ^２＋ω^２））ｅｘｐ［−ｓＴｓ］
である。

これらを用いてＧｌｐ（ｚ）を求めると、各ケースにおける系統インダクタンスＬｓに対する比例ゲインの安定限界を求めると図１５に示すようになる。

フィルタコンデンサＣｆがない場合（菱形）は、系統インダクタンスＬｓに対する比例ゲインの安定限界の変化が小さいが、フィルタコンデンサＣｆがある場合にはその変化が大きい。特に、フィルタコンデンサＣｆがあり、モータ側で電流検出する場合（四角）、系統インダクタンスＬｓがある値以上では安定限界が小さくなっていく。また、フィルタコンデンサＣｆがあり、フィルタコンデンサＣｆより系統電源側で電流検出した場合は、系統インダクタンスＬｓが小さい領域に安定限界の小さい領域がある。この結果からフィルタコンデンサＣｆの系統電源側で電流を検出し、Ｃｆの系統電源側に予めリアクトルＬａを接続することによりＬｓに対する安定度を確保することができることがわかる。

すなわち、フィルタコンデンサＣｆがあり、これにリアクトルＬａを追加し、フィルタコンデンサＣｆより系統電源側で電流検出する場合の回路は、図１６のように表すことができる。そして、この場合の系統インダクタンスＬｓの変化に対する比例ゲインの安定限界は、図１７に示されるようになる。なお、図１７は、図１５に比べ、リアクトルＬａが付加された関係で、系統インダクタンスＬｓに対する変化が右方向にシフトしている。

このように、本実施形態によれば、電流センサ３６により検出する電流ｉをフィルタコンデンサより系統電源側とし、かつリアクトルＬａを追加することで、比例ゲインの安定限界を大きく維持して制御系を構成することが可能になる。

「実施形態４」
図４には、実施形態４の構成が示されている。このように、本実施形態では、インバータ７０が１つだけであり、また付加としてインダクタンスＬｍのみが採用されている。そして、実施形態３と同様に、リアクトルＬａが追加されるとともに、フィルタコンデンサＣｆより交流電源側に電流センサ３６が配置されている。

この構成では、インバータ７０は、アームが２本であって、この２つのアームの中点から引き出しラインが引き出され、これの一方がインダクタンスＬｍを介し交流フィルタ２４のフィルタコンデンサＣｆの一端に接続される。また、他方の引き出しラインがフィルタコンデンサＣｆの他端に接続される。

このような構成においても、上述した伝達関数などは全く同一である。従って、リアクトルＬａを追加することによって、スイッチングリプルの系統電源側への影響を効果的に排除して、電池１０の充放電を制御することが可能になる。

なお、電池１０としては、無停電電源や太陽電池などを採用することができ、系統電源による無停電電源の充電や、太陽電池による系統電源側への電力供給が行える。

上記各実施例において、追加するリアクトルＬａ，Ｌｂ、電流センサ３６は、端子２６，２８の接続するラインのどちらに配置してもよい。

実施形態１の構成を示す図である。実施形態２の構成を示す図である。実施形態３の構成を示す図である。実施形態４の構成を示す図である。リアクトルＬａを追加していない場合の交流フィルタの等価回路を示す図である。リアクトルＬａを追加していない場合の交流フィルタの周波数特性を示す図である。リアクトルＬａを追加していない場合の系統インダクタンスに対する系統電流リプルの大きさを示す図である。リアクトルＬａを追加した場合の交流フィルタの等価回路を示す図である。リアクトルＬａを追加した場合の交流フィルタの周波数特性を示す図である。リアクトルＬａを追加した場合の系統インダクタンスに対する系統電流リプルの大きさを示す図である。モータに流れるリプルの大きさとモータ漏れインダクタンスＬｍの関係を示す図である。充電制御系の構成を示す図である。ｚ変換によるｚ平面を示す図である。交流回路の等価回路を示す図である。系統インダクタンスに対する比例ゲインの安定限界を示す図である。リアクトルＬａを追加し、電流検出を系統電源側で行う構成を示す図である。リアクトルＬａを追加し、電流検出を系統電源側で行う場合の比例ゲインの安定限界を示す図である。

符号の説明

１０電池、１２昇圧コンバータ、１２ａコイル、１２ｂ，１２ｃスイッチング素子、１４コンデンサ、１６，１８，６２，７０インバータ、２０，２２交流モータ、２４交流フィルタ、２６，２８端子、３０系統電源、３４電圧検出器、３６電流センサ、３８電流制御器、４０電流指令生成部、４２，４６，４８，６４加算器、４４比例器、４７正弦波内部モデル補償器、５０外乱電圧補償器、５２ＰＷＭ制御器、６０無駄時間加算部、Ｃｆフィルタコンデンサ、Ｌａ，Ｌｂリアクトル、Ｌｍ，Ｌｓインダクタンス。

Claims

電池からの直流電圧を２つのインバータでそれぞれ変換した交流電力によって駆動される２つのモータを有し、この２つのモータの中性点間に、接続端を介し商用電源を接続し、インバータで零相電圧を発生させてモータの中性点間電圧を制御して、商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、
中性点間に接続されたフィルタコンデンサと、
このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、
を有することを特徴とする電力制御装置。
請求項１に記載の電力制御装置において、
前記フィルタコンデンサとモータの中性点との間に配置されるリアクトルをさらに有することを特徴とする電力制御装置。
請求項１または２に記載の電力制御装置において、
前記フィルタコンデンサの接続端側に流れる電流を計測する電流計測手段と、
を有し、
この電流計測手段の計測値に応じて、前記インバータのスイッチングを制御することを特徴とする電力制御装置。
電池からの直流電圧をインバータで変換した交流電力によって駆動されるコイルを有し、このコイルを介し商用電源を接続し、インバータのスイッチングにより商用電源と電池の間で電力を授受することが可能な電力制御装置であって、
インバータの一対の出力間に前記コイルと直列接続されるフィルタコンデンサと、
このフィルタコンデンサと前記接続端との間に配置されるリアクトルと、
を有することを特徴とする電力制御装置。
請求項４に記載の電力制御装置において、
前記フィルタコンデンサの接続端側に流れる電流を計測する電流計測手段と、
を有し、
この電流計測手段の計測値に応じて、前記インバータのスイッチングを制御することを特徴とする電力制御装置。