JP5640541B2 - 系統連系インバータ装置 - Google Patents

Description

この発明は、太陽電池などの直流電源による直流電力を交流電力に変換して交流電力系統に連系するための系統連系インバータ装置に関するものである。

従来の系統連系インバータ装置としては、 特開平９−３０８２６３号広報に示されているような、直流電力をスイッチングして交流に変換するフルブリッジ構成のスイッチング素子による単相インバータ回路と、高周波成分を除去するリアクトルおよびコンデンサからなるフィルタ回路とを備えているものが知られている。このような系統連系インバータ装置では、目標に一致した出力を得るために、インバータ出力電流(Iio)を検出して、フィードバック制御により単相インバータ回路をＰＷＭ駆動している。また、交流出力に直流成分を流出させないために、直流成分の検出および抑制制御を行っている。

特開平９−３０８２６３号広報(第６−８頁、第１−２図)

従来の系統連系インバータ装置では、前述したインバータ出力電流(Iio)を検出するために、フルブリッジの一方のアームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッチング素子の間からリアクトルに流れる電流と、他方のアームに接続されたフィルタ回路のコンデンサに流れる電流とを１個の電流検出器(ＡＣＣＴ)を用いて検出している。したがって、このＡＣＣＴには図１２に示すように２本の線を通さなければならず、製造時の作業性が悪いという課題があった。また、このＡＣＣＴはインバータ出力電流を測定するためそれに見合う容量のものが必要である。たとえばＡＣ２３０Ｖ、６ｋＷ出力の太陽光発電システムの場合だとインバータ出力電流は最大で２６Ａ程度の大電流となるため、それを測定できるＡＣＣＴはサイズが大きく、高価なものであった。
また、直流成分の検出については、ＡＣＣＴでは直流成分を検出できないため、別途ＤＣＣＴ(直流用電流検出器)あるいはシャント抵抗を用いる必要があった。ＤＣＣＴは高価であり、またシャント抵抗を用いる場合は絶縁増幅器とその電源を供給する絶縁電源回路が必要であるため、やはり高価なものになり、系統連系インバータ装置のコストがアップするという課題があった。

この発明は、系統連系インバータ装置の上述したような課題を解決するためになされたものであり、製造時に作業性がよく、かつ安価に、インバータ出力電流を検出できる系統連系インバータ装置を得るものである。

この発明に係る系統連系インバータ装置は、直流電力を交流電力に変換するフルブリッジ構成のスイッチング素子からなるインバータ回路と、前記インバータ回路の各相アーム出力に接続され、高周波成分を除去するリアクトルおよびコンデンサからなるフィルタ回路と、前記インバータ回路をＰＷＭ駆動する制御手段と、前記フィルタ回路の出力電流を検出する第１の電流検出器と、前記フィルタ回路のコンデンサ電流を検出する第２の電流検出器と、前記フィルタ回路の出力電流と前記フィルタ回路のコンデンサ電流により高周波成分を含んだインバータ出力電流を演算する演算手段と、を備えたものである。

この発明は、第１の電流検出器により検出するフィルタ回路の出力電流と、第２の電流検出器により検出するフィルタ回路のコンデンサ電流とで、インバータ出力電流を演算するようにしたので、ＡＣＣＴに２本の線を通す作業がなくなり、製造時の作業性が改善される。また、フィルタ回路のコンデンサ電流はインバータ出力電流に比べて値が小さいので第２の電流検出器の容量が小さくてすむため、第２の電流検出器の小型化が可能である。

この発明の実施の形態１を示す系統連系インバータ装置の構成図である。 この発明の実施の形態１を示す系統連系インバータ装置の演算手段のブロック図である。 この発明の実施の形態１を示す系統連系インバータ装置のフルブリッジインバータ回路の動作図である。 この発明の実施の形態１を示す系統連系インバータ装置のインバータ出力電流検出特性図である。 この発明の実施の形態１を示す系統連系インバータ装置の別な構成図(部分図)である。 この発明の実施の形態２を示す系統連系インバータ装置の構成図である。 この発明の実施の形態２を示す系統連系インバータ装置の別な構成図(部分図)である。 この発明の実施の形態３を示す系統連系インバータ装置の演算手段のブロック図である。 この発明の実施の形態４を示す系統連系インバータ装置の構成図である。 この発明の実施の形態４を示す系統連系インバータ装置の演算手段のブロック図である。 この発明の実施の形態５を示す系統連系インバータ装置の演算手段のブロック図である。 従来の系統連系インバータ装置のＡＣＣＴ部の外観図である。

実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１における系統連系インバータ装置の構成図である。まず概要を説明すると、太陽電池１によって発電された直流電力の出力は、系統連系インバータ装置２の入力に接続され、系統連系インバータ装置２によって交流電力に変換され、出力される。この交流出力は、住宅内の電気機器などの負荷(図示せず)で消費されるとともに、交流電力系統３に接続(連系)され、余剰電力があれば逆潮流させる。
次に、系統連系インバータ装置２内の構成について詳細に説明する。太陽電池１の出力は、系統連系インバータ装置２の入力すなわちＤＣ−ＤＣコンバータ４の入力に接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ４の出力は、フルブリッジインバータ回路５に接続される。フルブリッジインバータ回路５はＵ相、Ｗ相に対応した２つのアームからなり、各アームはそれぞれ高電圧側スイッチング素子Ａおよび低電圧側スイッチング素子Ｂ、高電圧側スイッチング素子Ｃおよび低電圧側スイッチング素子Ｄにより構成されている。各相アームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッチング素子との接続部が各相アーム出力であり、この各相アーム出力に、フィルタ回路６の入力が接続されている。フィルタ回路６は、リアクトル７ａおよびリアクトル７ｂ、コンデンサ８ａおよびコンデンサ８ｂ、相間コンデンサ８ｃから構成されており、各相アーム出力に対し、リアクトル７ａ(７ｂ)の一端が接続され、リアクトル７ａ(７ｂ)の他の一端にはコンデンサ８ａ(８ｂ)の一端が接続され、コンデンサ８ａ(８ｂ)の他の一端は、フルブリッジインバータ回路５の低電圧側に接続される。このリアクトル７ａ(７ｂ)の他の一端とコンデンサ８ａ(８ｂ)の一端との接続点がフィルタ回路６の各相出力である。なお、リアクトル７ａの他の一端とリアクトル７ｂの他の一端との間には相間コンデンサ８ｃが接続されている。フィルタ回路６のＵ相側出力は、第１の電流検出器を経由して、交流電力系統３のＵ相に接続される。この実施の形態１では、第１の電流検出器としてシャント抵抗９が使われている。また、フィルタ回路６のＷ相側出力は、交流電力系統３のＷ相に接続される。シャント抵抗９によって得られる信号は絶縁増幅回路１０に入力され、絶縁増幅回路１０の出力は演算手段に入力される。この実施の形態１では、演算手段として、ＤＳＰおよびＤＳＰのソフトウェアによって構成される演算器１１が使われている。なお、演算器１１はマイクロコンピュータや論理回路によって構成してもよい。なお、絶縁増幅回路１０を駆動する電源は、絶縁電源回路１２によって与えられる。また、相間コンデンサ８ｃを流れる電流経路(コンデンサのリード線)は、第２の電流検出器を貫通して配置されている。この実施の形態１では第２の電流検出器として、ＡＣＣＴ１３が使われている。ＡＣＣＴ１３の信号出力は、増幅回路１４に入力され、増幅回路１４の出力は演算器１１に入力される。演算器１１の出力は、制御手段に入力される。この実施の形態１では、制御手段として、ＤＳＰおよびＤＳＰのソフトウェアによって構成されるインバータ制御回路１６が使われている。なお、インバータ制御回路１６はマイクロコンピュータや論理回路によって構成してもよい。インバータ制御回路１６の出力はゲートドライブ回路(図示せず)を介してフルブリッジインバータ回路５に接続される。

次に、図１〜図３を用いて、実施の形態１における系統連系インバータ装置の動作を説明する。フルブリッジインバータ回路５は、インバータ制御回路１６の指令に基づき、次のように動作する。まず、交流電力系統３において高電圧である側の相がＵ相である場合の半周期(図３の区間Ｅ)では、Ｕ相に接続されるアームの高電圧側スイッチング素子Ａは図３(ｃ)に示すようなＰＷＭ駆動によるスイッチング動作を行う。また、同じアームの低電圧側スイッチング素子Ｂは、高電圧側スイッチング素子Ａに対して反転駆動させる(図３(ｄ))。この間、Ｗ相に接続されるアームの高電圧側スイッチング素子Ｃはオフ(図３(ｅ))、低電圧側スイッチング素子Ｄはオン(図３(ｆ))させる。次の半周期(図３の区間Ｆ)すなわち交流電力系統３において高電圧である側の相がＷ相の場合では、スイッチング素子ＣがＰＷＭ駆動によるスイッチング動作を行い、スイッチング素子Ｄがスイッチング素子Ｃに対して反転駆動となる。そして、スイッチング素子Ａはオフ、スイッチング素子Ｂはオンとなる。以下この動作を繰り返す。これらの動作により、フルブリッジインバータ回路５からは図３(ｂ)に示すような高周波成分を含んだインバータ出力電流(Iio)が出力される。このフルブリッジインバータ回路５の出力は、フィルタ回路６によってその高周波成分が除去され、図３(ａ)に示すような滑らかな正弦波のフィルタ出力電流(Ifo)となってフィルタ回路６から出力される。そして住宅内の負荷を駆動したり、また余剰電力が発生したら交流電力系統３に逆潮流することができる。
上記のようなＰＷＭ制御では、交流電力系統３において低電圧である側の相のアームのスイッチング素子が半周期の間オンあるいはオフに固定されるため、スイッチング損失が発生しない。したがってこのようなＰＷＭ制御においては直流電力から交流電力への変換を高効率で実現できるという特徴がある。
なお、フィルタ回路６は、図１に示したリアクトル７ａ、７ｂ、コンデンサ８ａ、８ｂおよび相間コンデンサ８ｃにより構成されるものや、リアクトル７ａ、７ｂおよびコンデンサ８ａ、８ｂだけで構成されるものが考えられる。相間コンデンサ８ｃを加えた構成では、フィルタ能力を上げるためにコンデンサ容量を増加する場合の効果が大きく、全体として省スペース化できる等のメリットがある。

太陽電池１で発電した直流電力をフルブリッジインバータ回路５で交流電力に変換し、また交流電力系統３に連系するために、インバータ制御回路１６は、インバータ出力電流の電流値や位相等を目標と一致するように瞬時にフィードバック制御する必要がある。そのために、フルブリッジインバータ回路５から出力されるインバータ出力電流を常時検出することが必要となる。そのインバータ出力電流の検出方法について、以下説明する。シャント抵抗９によりＵ相フィルタ出力電流(Ifou)を検出する。これはフィルタ回路６を通った後の電流であるから、高周波成分は除去されて滑らかな正弦波となっている。なお、シャント抵抗９を接続しているパワー系回路の基準電位と、演算器１１やインバータ制御回路１６などの制御系回路の基準電位とは異なっているため、シャント抵抗９の出力信号を非絶縁で演算器１１などに接続することができない。そのため、シャント抵抗９の出力信号を絶縁増幅回路１０に入力して増幅し、その出力を演算器１１に送る構成としている。なお絶縁増幅回路１０への電源は絶縁電源回路１２によって供給される。また、ＡＣＣＴ１３により、フィルタ回路６内の相間コンデンサ８ｃを流れる電流(Iuw)を検出する。ここにはフルブリッジインバータ回路５から出力される電流の高周波成分が流れる。演算器１１は、これらのIfouおよびIuwにより、図３(ｂ)に示すような高周波成分を含んだインバータ出力電流(Iio)を算出する。すなわち、図２に示すように、入力されたIfouおよびIuwを用いてIioを演算によって求める。その演算方法を以下説明する。

まず、Ｕ相が正の半周期の場合を考える。このとき、フルブリッジインバータ回路５のＵ相アーム出力から出力されたインバータ出力電流(Iiou)は、相間コンデンサ８ｃに流れる電流Iuw、コンデンサ８ａに流れる電流Iun、フィルタ出力電流Ifouに分流する。すなわち、
Iiou = Iuw + Iun + Ifou
ここで、フィルタ回路６の各コンデンサ８ａ、８ｂ、８ｃの容量は既知であり、それぞれCun、Cwn、 Cuwである。前述したように、Ｕ相が正の半周期ではスイッチング素子Ａ、Ｂがスイッチング動作を行い、スイッチング素子Ｄがオン固定となるが、その場合のフィルタ回路６のコンデンサ部の等価回路としては、Ｕ−Ｎ間(Ｎはフルブリッジインバータ回路５の低電圧側)にCuwとCwnとが直列に接続され、それにCunが並列に接続される形となる。IuwはＡＣＣＴ１３により検出できるので、等価回路を考慮してIuwとコンデンサ容量とで比計算を行うと、インバータ出力電流(Iiou)からコンデンサに分流する分の電流(Iuw+Iun)が演算できる。すなわち、
Iuw + Iun = Iuw*{1+(Cun/Cuw)+(Cun/Cwn)}
したがって、
Iiou = Ifou + Iuw*{1+(Cun/Cuw)+(Cun/Cwn)}
また、Ｕ相が負の半周期(すなわちＷ相が正の半周期)の場合は、フルブリッジインバータ回路５のＷ相アーム出力から出力されたインバータ出力電流(Iiow)は、相間コンデンサ８ｃに流れる電流Iuw、コンデンサ８ｂに流れる電流Iwn、フィルタ出力電流Ifowに分流する。すなわち、
Iiow = Iuw + Iwn + Ifow
ここで、Ifowはシャント抵抗９により検出できる電流(Ifou)と同じ値なので、Ifouと置き換えることができる。また、コンデンサの容量比とＡＣＣＴ１３で検出できるIuwにより、前述したのと同様に、
Iiow = Ifou + Iuw*{1+(Cwn/Cuw)+(Cwn/Cun)}
以上により、Ｕ相が正の半周期の場合はIfou + Iuw*{1+(Cun/Cuw)+(Cun/Cwn)}、Ｗ相が正の半周期の場合はIfou + Iuw*{1+(Cwn/Cuw)+(Cwn/Cun)}により、高周波成分を含んだインバータ出力電流Iioの全周期分が得られることになる。
ここで、特にCuw = Cun = Cwnである場合は、上式はそれぞれ、
Iiou = Ifou + 3*Iuw
Iiow = Ifou + 3*Iuw
となり、Ｕ相が正の半周期の場合も、Ｗ相が正の半周期の場合も、
Iio = Ifou + 3*Iuw
で求めることができる。
以上のように、フィルタ回路６のコンデンサ８ａ、８ｂ、８ｃの容量比と、コンデンサ８ｃに流れる電流Iuwとにより、フィルタ回路６のコンデンサ８ａ、８ｂ、８ｃに流れる全体の電流を演算し、さらにフィルタ回路６の出力電流との和を演算することによって、インバータ出力電流を演算することができる。

次に、ＡＣＣＴ１３の電流容量について説明する。相間コンデンサ８ｃの容量Cuwを８μＦとして考える。また、交流電力系統３の電圧Vacを２３０Ｖ、周波数facを５０Ｈｚとする。このとき相間コンデンサ８ｃを流れる電流は、
Iuw = (2*π*fac)*Cuw*Vac = 0.58[Ａrms]
となる。すなわち、この場合のＡＣＣＴ１３の電流容量としては、１[Ａrms]程度の電流を測定できるものであれば十分であることになる。

図４は、従来の系統連系インバータ装置のインバータ出力電流の検出特性と、実施の形態１における系統連系インバータ装置のインバータ出力電流の検出特性とを比較した図である。約１ｋＨｚ付近より高い周波数帯では、従来装置における検出特性に比べて、実施の形態１の方が、ゲイン特性の変動が小さく、位相特性変化も小さくなっている。すなわち、制御安定性の面からより好ましい特性であることがわかる。

また、系統連系インバータ装置から交流電力系統３に出力される交流電力あるいは交流電流の値を、太陽光による発電出力として別に用意された表示器に表示する場合がある。そのために、交流電力あるいは交流電流を検出するための測定器たとえばＡＣＣＴ、ＤＣＣＴあるいはシャント抵抗などの電流検出器が必要になるが、この発明におけるフィルタ出力電流を検出するためのシャント抵抗で共用することができる。

以上のように、この実施の形態１では、シャント抵抗９によりフィルタ出力電流を検出、ＡＣＣＴ１３により相間コンデンサ８ｃに流れる電流を検出し、それらを演算することによってインバータ出力電流を求めるように構成したため、ＡＣＣＴに２本の線を通す作業がなくなり、製造時の作業性が改善される。
また、インバータ出力電流に比べ、フィルタ回路６のコンデンサ電流は小さい値なので、ＡＣＣＴ１３の電流容量を小さいものにすることができ、したがってＡＣＣＴのサイズの小型化、低価格化を実現することができる。
また、コンデンサ８ａ、８ｂ、８ｃの容量比と、相間コンデンサ８ｃに流れる電流により、コンデンサ８ａ、８ｂ、８ｃに流れる電流を演算するように構成したため、コンデンサ電流を検出する電流検出器は１個で済む。
さらに、検出されたインバータ出力電流の特性は、従来技術と比べて、ゲイン特性の変動が小さく、位相特性変化も小さいので、制御安定性の面からより好ましい特性である。
また、シャント抵抗９により検出されるフィルタ出力電流は、出力表示などの他の用途にも使用可能であるため、系統連系インバータ装置として、さらに安価に構成できる。

なお、図１では、フィルタ回路６のコンデンサ８ａ、８ｂの他の一端がフルブリッジインバータ回路５の低電圧側に接続される場合を示したが、図５に示したように、フィルタ回路６のコンデンサ８ａ、８ｂの他の一端をフルブリッジインバータ回路５の高電圧側に接続しても、その構成に対応した演算に変更することによって、同様にインバータ出力電流を算出できるので、同じ効果を得ることができる。

実施の形態２．
図６は、この発明を実施するための実施の形態２における系統連系インバータ装置の構成図である。この実施の形態２は、実施の形態１にあった相間コンデンサ８ｃを省いた構成である。フィルタ回路６のコンデンサ８ａ、８ｂはその他の一端同士が接続され、さらにフルブリッジインバータ回路５の低電圧側に接続される。コンデンサ８ａ、８ｂの他の一端同士が接続された点とフルブリッジインバータ回路５の低電圧側との間の電流経路がＡＣＣＴ１３を貫通するように構成される。

実施の形態２においては、インバータ出力電流Iioは、フィルタ出力電流Ifouと、コンデンサ８ａ、８ｂを流れる電流Iun、Iwnとの演算によって求めるものである。次にその演算方法について説明する。 まず、Ｕ相が正の半周期の場合を考える。このとき、フルブリッジインバータ回路５のＵ相アーム出力から出力されたインバータ出力電流(Iiou)は、コンデンサ８ａに流れる電流Iun、フィルタ出力電流Ifouに分流する。すなわち、
Iiou = Iun + Ifou
また、Ｕ相が負の半周期(すなわちＷ相が正の半周期)の場合も同様にして、
Iiow = Iwn + Ifow
なお、Ifowはシャント抵抗９により検出できる電流(Ifou)と同じ値なので、Ifouと置き換えることができる。
Iiow = Iwn + Ifou
ここで、フルブリッジインバータ回路５のＰＷＭ制御では、前述したように、Ｕ相が正の半周期においては、Ｗ相アームの高電圧側スイッチング素子Cがオフ、低電圧側スイッチング素子Ｄがオンに固定されるので、コンデンサ８ｂには高周波電流が流れない。同様に、Ｕ相が負の半周期においては、Ｕ相アームの高電圧側スイッチング素子Ａがオフ、低電圧側スイッチング素子Ｂがオンに固定されるので、コンデンサ８ａには高周波電流が流れない。したがって、コンデンサ８ａあるいはコンデンサ８ｂのいずれか片方の電流を監視するだけでは全周期にわたっての高周波成分を検出することができない。実施の形態２では、ＡＣＣＴ１３により、コンデンサ８ａ、８ｂ両方の電流を監視しているので、全周期にわたって高周波成分を検出することができる。
以上により、Ｕ相が正の半周期の場合はIun + Ifou、Ｗ相が正の半周期の場合はIwn + Ifouにより、高周波成分を含んだインバータ出力電流(Iio)が得られることになる。

以上のように、実施の形態２では、シャント抵抗９によりフィルタ出力電流を検出、ＡＣＣＴ１３によりフィルタ回路６のコンデンサ８ａ、８ｂの他の一端同士が接続された点とフルブリッジインバータ回路５の低電圧側との間の電流経路に流れる電流を検出し、それらを演算することによってインバータ出力電流を求めるように構成したため、実施の形態１と同様にＡＣＣＴに２本の線を通す作業がなくなり、製造時の作業性が改善される。
また、インバータ出力電流に比べ、フィルタ回路６のコンデンサ８ａ、８ｂに流れる電流は小さい値なので、ＡＣＣＴ１３の電流容量を小さいものにすることができ、したがってＡＣＣＴのサイズの小型化、低価格化を実現することができる。
また、コンデンサ８ａ、８ｂの他の一端同士が接続された点と、フルブリッジインバータ回路５の低電圧側との間の電流経路の電流を検出するように構成したため、コンデンサ電流を検出する電流検出器は１個で済む。

なお、図６では、フィルタ回路６のコンデンサ８ａ、８ｂの他の一端がフルブリッジインバータ回路５の低電圧側に接続される場合を示したが、図７に示したように、フィルタ回路６のコンデンサ８ａ、８ｂの他の一端をフルブリッジインバータ回路５の高電圧側に接続しても同じ効果を得ることができる。

実施の形態３．
図８は、この発明を実施するための実施の形態３における系統連系インバータ装置の演算手段のブロック図である。この実施の形態３では演算手段として、演算器１７が使われており、演算器１７以外の構成については、図１に示した構成図と同じである。なお、この実施の形態３では演算器１７として、ＤＳＰおよびＤＳＰのソフトウェアによって構成される演算器が使われている。なお、演算器１７はマイクロコンピュータや論理回路によって構成してもよい。
ＡＣＣＴが電流の交流成分しか検出できないのに対して、シャント抵抗は電流の交流成分も直流成分も検出することができる。シャント抵抗によって取り込まれたIfouの電流データは、Iioの演算前に平均化などにより、直流成分を含まない交流成分のみの電流に加工することがある。たとえば交流電力系統３に出力されるフィルタ出力電流Ifouを別に用意された表示器に表示する場合などでは、演算により直流成分を除去した交流分のみの値を表示する必要がある。そして、演算により直流成分を除去した交流分のみのIfouを使用することは、Iioの演算においても何ら問題はない。
ここで、実施の形態３においては、演算器１７に入力され、Iioの演算に用いられるフィルタ出力電流Ifouとして、直流成分が除去されていないものを使用する。この直流成分を含んだIfouと、相間コンデンサ８ｃを流れる電流Iuwとで演算されたインバータ出力電流Iioには、やはり直流成分が含まれていることになる。
ところで、交流電力系統に直流成分が重畳していることは望ましくないため、系統連系インバータ装置から交流電力系統に出力する電流に含まれる直流成分には上限値が規定されている。したがって、系統連系インバータ装置はフィルタ出力電流に含まれる直流成分を規定された上限値以下に抑制する必要がある。前述のようにして得られた直流成分を含むIioを用いてフルブリッジインバータ回路５をＰＷＭ制御することで、フィルタ出力電流Ifoから直流成分そのものを除去することが可能となる。すなわち正方向に直流成分が重畳されているのなら、その直流成分を相殺するように負方向にバイアスさせて出力するようにフルブリッジインバータ回路５をＰＷＭ制御する。これによって交流電力系統３には直流成分が除去あるいは抑制されたフィルタ出力電流を出力することができる。
従来の構成では、ＡＣＣＴによりインバータ出力電流を検出していたため、直流成分を検出するためには別途ＤＣＣＴあるいはシャント抵抗を追加する必要があった。なお、シャント抵抗は検出部と演算部の電位が異なるため、絶縁増幅器および絶縁電源をさらに伴う必要があり、いずれの場合も高価であった。実施の形態３では、インバータ出力電流Iioを検出する構成とほぼ同じ構成で直流成分を検出できるため、装置が安価に実現できる。

以上のように、実施の形態３では、シャント抵抗９によりフィルタ出力電流を検出、ＡＣＣＴ１３により相間コンデンサ８ｃに流れる電流を検出し、それらを演算することによってインバータ出力電流を求めるように構成したため、ＡＣＣＴに貫通させる電線が1本ですみ、製造時の作業性が改善できる。
また、インバータ出力電流に比べ、相間コンデンサ８ｃに流れる電流は小さい値なのでＡＣＣＴ１３の電流容量を小さいものにすることができ、したがってＡＣＣＴのサイズの小型化、低価格化を実現することができる。
また、シャント抵抗９により直流成分が含まれたフィルタ出力電流を検出し、それを演算に用いることによってインバータ出力電流に含まれる直流成分を安価に検出することができる。

なお、実施の形態３は、図１で示される構成であってその演算器は図８で示されるものとしたが、図５、図６、図７で示される構成であっても、演算器を図８に示したものとすれば、同様な効果を得ることができる。

実施の形態４．
図９は、この発明を実施するための実施の形態４における系統連系インバータ装置の構成図である。フルブリッジインバータ回路５の各相アームの高電圧側スイッチング素子と低電圧側スイッチング素子との接続部すなわち各相アーム出力に、シャント抵抗１８ａ、１８ｂを経由してフィルタ回路６の入力が接続されている。シャント抵抗１８ａ、１８ｂによって得られる信号は絶縁増幅回路１９ａ、１９ｂに入力され、絶縁増幅回路１９ａ、１９ｂの出力は演算手段に入力される。そして、この実施の形態４では演算手段として、ＤＳＰおよびＤＳＰのソフトウェアによって構成される演算器２１が使われている。なお、演算器２１はマイクロコンピュータや論理回路によって構成してもよい。なお、絶縁増幅回路１９ａ、１９ｂを駆動する電源は、絶縁電源回路２０ａ、２０ｂによって与えられる。絶縁電源回路２０ａ、２０ｂとしては、フルブリッジインバータ回路５のスイッチング素子を駆動するためのゲート電源を共用することができる。また、演算器２１のブロック図を図１０に示す。演算器２１は、シャント抵抗１８ａによって検出されるインバータ出力電流Iiouと、シャント抵抗１８ｂによって検出されるインバータ出力電流Iiowとにより、インバータ出力電流Iioを演算する。その演算方法を以下説明する。

Ｕ相が正の半周期の場合、フルブリッジインバータ回路５のＵ相アーム出力から出力されたインバータ出力電流(Iiou)は、シャント抵抗１８ａにより直接検出することができる。しかし、Ｕ相が負の半周期の場合には、シャント抵抗１８ａにより検出できる電流は、Ｗ相アーム出力から出力されたインバータ出力電流(Iiow)からフィルタ回路６によってその高周波成分を除去されたのちにＵ相アームに戻ってきた電流である。したがって、シャント抵抗１８ａで検出できるインバータ出力電流は、Ｕ相が正の半周期時は高周波分を含むが、Ｕ相が負の半周期時は高周波分を含まないものになる。逆に、シャント抵抗１８ｂで検出できるインバータ出力電流は、Ｕ相が正の半周期時は高周波分を含まず、Ｕ相が負の半周期時は高周波分を含むものになる。フルブリッジインバータ回路５のＰＷＭ制御には高周波分を含んだインバータ出力電流が必要なので、演算器２１は、シャント抵抗１８ａ、１８ｂによって得られた半周期ごとに高周波成分が含まれているIiou、Iiowの和をとって、全周期に高周波成分を含んだIioを得るようにしている。なお、演算器２１の出力としては、Iiou、Iiowの和をとった値をそのまま使用(2*Iio)してもいいし、和をとった後に２で割った値(Iio)でもいい。その違いについてはインバータ制御回路１６でインバータ回路５を制御する際に対応すればよい。

また、実施の形態４における系統連系インバータ装置のインバータ出力電流の検出特性は、図４に示した実施の形態１における系統連系インバータ装置のインバータ出力電流の検出特性と同等の特性すなわち、約１ｋＨｚ付近より高い周波数帯では、従来装置における検出特性に比べて、ゲイン特性の変動が小さく、位相特性変化も小さくなる。すなわち、制御安定性の面からもより好ましい特性である。

以上のように、実施の形態４では、シャント抵抗１８ａ、１８ｂにより各相毎にインバータ出力電流を検出し、その演算によりインバータ出力電流Iioを求めるように構成したため、ＡＣＣＴを使用しなくてもよくなった。したがってＡＣＣＴに配線を通す作業が不要となり、製造時の作業性がさらに改善できる。
また、検出されたインバータ出力電流の特性は、従来技術と比べて、ゲイン特性の変動が小さく、位相特性変化も小さいので、制御安定性の面からより好ましい特性である。
さらに、シャント抵抗１８ａ、１８ｂを増幅する絶縁増幅回路１９ａ、１９ｂの電源として、フルブリッジインバータ回路５のスイッチング素子を駆動するためのゲート電源を供給する絶縁電源回路２０ａ、２０ｂを共用することが可能であるため、別途追加する必要がなく、装置の小型化、低価格化を実現することができる。

実施の形態５．
図１１は、この発明を実施するための実施の形態５における系統連系インバータ装置の演算手段のブロック図である。この実施の形態５では演算手段として演算器２２が使われており、演算器２２以外の構成については、図９に示した実施の形態４における系統連系インバータ装置の構成図と同じである。なお、この実施の形態５では演算器２２として、ＤＳＰおよびＤＳＰのソフトウェアによって構成される演算器が使われている。なお、演算器２２はマイクロコンピュータや論理回路によって構成してもよい。
実施の形態５においては、入力されたIiou、Iiowは直流成分を含んだ値とする。この直流成分を含んだIiou、Iiowによって、直流成分を含んだIioを演算によって求める。
この直流成分を含んだIioにより、フルブリッジインバータ回路５をＰＷＭ制御することで、フィルタ出力電流Ifoに含まれていた直流成分を除去することが可能となる。すなわち正方向に直流成分が重畳されているのなら、その直流成分を相殺するように負方向にバイアスさせて出力するようにフルブリッジインバータ回路５をＰＷＭ制御する。これによって交流電力系統３には直流成分が抑制されたフィルタ出力電流を出力することができる。
従来の構成では、ＡＣＣＴによりインバータ出力電流を検出していたため、直流成分を検出するためには別途ＤＣＣＴあるいはシャント抵抗を追加する必要があった。なお、シャント抵抗は検出部と演算部の電位が異なるため、絶縁増幅器および絶縁電源をさらに伴う必要があり、いずれの場合も高価であった。実施の形態５では、Iioを検出する構成とほぼ同じ構成で直流成分を検出できるため、装置が安価に実現できる。

以上のように、実施の形態５では、シャント抵抗１８ａ、１８ｂにより各相毎にインバータ出力電流を検出し、その演算によりインバータ出力電流Iioを求めるように構成したため、ＡＣＣＴを使用しなくてもよくなった。したがってＡＣＣＴに配線を通す作業が不要となり、製造時の作業性がさらに改善できる。
また、シャント抵抗１８ａ、１８ｂにより直流成分が含まれた各相のインバータ出力電流を検出し、それらを演算することによって直流成分が含まれた全周期にわたるインバータ出力電流を求めるように構成したため、インバータ出力電流に含まれる直流成分を安価に検出することができる。

なお、実施の形態１〜５では系統連系インバータ装置が交流電力系統に連系して動作する場合について説明しているが、この発明は系統連系インバータ装置が交流電力系統に連系しないで動作する場合(たとえば自立運転の場合)であっても、インバータ出力電流の演算方法として利用できるものである。

２ 系統連系インバータ装置
５ フルブリッジインバータ回路
６ フィルタ回路
７ リアクトル
８ コンデンサ
９ シャント抵抗
１１ 演算器
１３ ＡＣＣＴ
１６ インバータ制御回路
１７ 演算器
１８ シャント抵抗
２１ 演算器
２２ 演算器

Claims (6)

1. 直流電力を交流電力に変換するフルブリッジ構成のスイッチング素子からなるインバータ回路と、
   前記インバータ回路の各相アーム出力に接続され、高周波成分を除去するリアクトルおよびコンデンサからなるフィルタ回路と、
   前記インバータ回路をPWM駆動する制御手段と、
   前記フィルタ回路の出力電流を検出する第１の電流検出器と、
   前記フィルタ回路のコンデンサ電流を検出する第２の電流検出器と、
   前記フィルタ回路の出力電流と前記フィルタ回路のコンデンサ電流により高周波成分を含んだインバータ出力電流を演算する演算手段と、
   を備え、
   前記フィルタ回路は、少なくとも前記リアクトルの各相出力間に接続される相間コンデンサを有し、
   前記第２の電流検出器は前記相間コンデンサの電流を検出すること
   を特徴とする系統連系インバータ装置。
2. 直流電力を交流電力に変換するフルブリッジ構成のスイッチング素子からなるインバータ回路と、
   前記インバータ回路の各相アーム出力に接続され、高周波成分を除去するリアクトルおよびコンデンサからなるフィルタ回路と、
   前記インバータ回路をPWM駆動する制御手段と、
   前記フィルタ回路の出力電流を検出する第１の電流検出器と、
   前記フィルタ回路のコンデンサ電流を検出する第２の電流検出器と、
   前記フィルタ回路の出力電流と前記フィルタ回路のコンデンサ電流により高周波成分を含んだインバータ出力電流を演算する演算手段と、
   を備え、
   前記フィルタ回路は、少なくとも前記リアクトルの各相出力端に一端を接続し、前記インバータ回路の入力の高電圧側または低電圧側の一方にもう一端を接続されるコンデンサを有し、
   前記第２の電流検出器は前記各コンデンサの両方の電流を検出すること
   を特徴とする系統連系インバータ装置。
3. 前記第２の電流検出器はACCTであること
   を特徴とする請求項１または請求項２に記載の系統連系インバータ装置。
4. 前記演算手段は直流電流成分を重畳したインバータ出力電流を演算すること
   を特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか一項に記載の系統連系インバータ装置。
5. 直流電力を交流電力に変換するフルブリッジ構成のスイッチング素子からなるインバータ回路と、
   前記インバータ回路の各相アーム出力に接続され、高周波成分を除去するリアクトルおよびコンデンサからなるフィルタ回路と、
   前記インバータ回路の一方のアームの一方のスイッチング素子をPWM駆動し、他方のスイッチング素子を前記一方のスイッチング素子に対し反転駆動させるとともに、他方のアームの一方のスイッチング素子をオフ、他方のスイッチング素子をオンする周期を繰り返して、前記インバータ回路をPWM駆動する制御手段と、
   前記インバータ回路の各相アーム出力と前記フィルタ回路のリアクトルの一端との間に挿入され、各相アーム出力電流をそれぞれ個別に検出するシャント抵抗と、
   前記各相アーム出力電流の和により高周波成分を含んだインバータ出力電流を演算する演算手段と、
   を備えたことを特徴とする系統連系インバータ装置。
6. 前記演算手段は直流電流成分を重畳したインバータ出力電流を演算すること、
   を特徴とする請求項５記載の系統連系インバータ装置。

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