JP2011193614A

JP2011193614A - 電源回生式充放電試験装置

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Publication number: JP2011193614A
Application number: JP2010056852A
Authority: JP
Inventors: Yasuo Kataoka; 康夫片岡; Shinji Murayama; 伸二村山
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd; Hokuto Denko Corp
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd; Hokuto Denko Corp
Priority date: 2010-03-15
Filing date: 2010-03-15
Publication date: 2011-09-29

Abstract

【課題】チョッパ回路の半導体スイッチング素子に逆並列接続したダイオードの逆方向回復損失とそれに伴う電磁ノイズを抑制する電気回生式充放電試験装置を提供する。
【解決手段】ＰＷＭコンバータ１０と、平滑コンデンサ２０Ａ，２０Ｂと、ダイオード２３Ａ〜２３Ｈが逆並列接続された半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｈをブリッジ接続した４象限チョッパ回路と、４象限チョッパ回路の第１のアームにクランプされたショットキーバリアダイオード１Ａ，１Ｂと、４象限チョッパ回路の第２のアームにクランプされたショットキーバリアダイオード１Ｃ，１Ｄと、４象限チョッパ回路の出力部に設けられた直流リアクトル２４および供試電池２５と、を備え、第１および第２のアームの半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｈのオンオフを切り替えて、ショットキーバリアダイオード１Ａ〜１Ｄのいずれかに４象限チョッパ回路の電流を接続線２７を用いて転流させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電池または電気二重層キャパシタ等の開発過程での充放電試験に用いる電源回生式充放電試験装置であって、例えばスイッチング損失の抑制に関するものである。

ＣＯ２の削減が２１世紀の最重要課題のひとつとなる中、リチウムイオン電池あるいは電気二重層キャパシタなどのエネルギー蓄積デバイスが脚光を浴びている。電池は電気化学反応によりエネルギーを貯蔵・放出し、キャパシタは物理的にエネルギーを貯蔵・放出する違いはあるが、どちらにしても電解質や電極などの材料の革新が性能向上に寄与するところが大きい。

もともと、これらのデバイスはモバイルＩＴ機器の電源用として開発・実用化されて発展してきたが、最近はハイブリッドカーやＥＶなど高出力機器のデバイスとして注目度が上がっている。電池の高出力化の場合には、電池単セルを大面積化して電流容量を増大する方法と、セルの直列数を増やして高電圧化する方法とがあり、その両面で開発が進められている。

また、エネルギーを蓄積することから安全性の評価も極めて重要である。このため、研究段階の小セル面積の単電池から実用化に近い大面積セルを直列化したモジュールの評価に至るまで、さまざまな充放電サイクル試験が行われる。このため、電池やキャパシタの充放電試験装置が複数の電源メーカーから販売されている。

これら電池または電気二重層キャパシタ（以下、供試体または供試電池と称す。）の充放電特性または寿命評価に用いる試験装置の電力制御は大別して２種類に分けられる。１つはパワー半導体の線形領域で動作するＢ級増幅器タイプ、２つめは飽和領域すなわちスイッチング動作するＤ級増幅器タイプがある。

前者は精密な電圧・電流制御が可能で指令値のステップ変化に対する応答性に優れるが、半導体スイッチング素子に電力損失を背負わせるために損失が極めて大きいのが欠点である。このため、前者は、単セルまたは研究段階での小電流の供試体に用いられることが多い。

他方、後者はスイッチング動作故、制御精度が前者に比べて劣り、またスイッチングによる電流脈動を抑えるためにインダクタ（ハイパワー品では一般にリアクトルと呼ばれる）が併用されることから応答性も劣る。しかしながら、半導体スイッチング素子は極めて小さく高効率なため、開発がある程度進んだ段階での組み電池あるいは大電流の供試体の試験に適する。なお、スイッチング式でも放電動作時は供試体に蓄えられたエネルギーの処理が必要なため、交流電源側に回生することが一般的である。

ここで、Ｄ級増幅器タイプの電力制御による、電源回生式の充放電試験装置の一般的な構成を図５を用いて説明する。この充放電試験装置は、２象限チョッパ回路を用いたものであり、三相交流電源１３、ＰＷＭコンバータ１０、平滑コンデンサ２０、２象限チョッパ回路である双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１、直流リアクトル（ＤＣＬ）２４および供試電池２５を備えている。

また、その接続状態は次の通りである。三相交流電源１３とＰＷＭコンバータ１０の入力部の間にはリアクトル１４Ａ〜１４Ｃおよびコンデンサ１５Ａ〜１５Ｃから構成されるフィルタとリアクトル１４Ｄ〜１４Ｆとが介挿されている。さらに説明すると、三相交流電源１３の各相には、直列に接続された２つのリアクトルである１４Ａ，１４Ｄ、１４Ｂ，１４Ｅ、１４Ｃ，１４Ｆがそれぞれ接続されている。また、コンデンサ１５Ａの一端は、リアクトル１４Ａ，１４Ｄの共通接続点に接続され、コンデンサ１５Ｂの一端は、リアクトル１４Ｂ，１４Ｅの共通接続点に接続され、コンデンサ１５Ｃの一端は、リアクトル１４Ｃ，１４Ｆの共通接続点に接続され、コンデンサ１５Ａ〜１５Ｃの他端は互いに接続されている。

また、ＰＷＭコンバータ１０は、ダイオード１２Ａ〜１２Ｆがそれぞれ逆並列に接続された半導体スイッチング素子（ＩＧＢＴ）１１Ａ〜１１Ｆが三相ブリッジ接続されて構成されている。

なお、リアクトル１４Ｄ〜１４ＦとＰＷＭコンバータ１０の入力部との接続は、リアクトル１４Ｄの一端が半導体スイッチング素子１１Ａ，１１Ｂの共通接続点に接続され、リアクトル１４Ｅの一端が半導体スイッチング素子１１Ｃ，１１Ｄの共通接続点に接続され、リアクトル１４Ｆの一端が半導体スイッチング素子１１Ｅ，１１Ｆの共通接続点に接続される。

他方、ＰＷＭコンバータ１０の出力部の正極と負極間には、平滑コンデンサ２０が接続されている。また、平滑コンデンサ２０には、ダイオード（ＦＷＤＦｒｅｅＷｈｅｅｌｉｎｇＤｉｏｄｅ）２３Ａ，２３Ｂがそれぞれ逆並列に接続された半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）２２Ａ（Ｓ１Ｕ），２２Ｂ（Ｓ２Ｄ）がハーフブリッジ接続されて構成される双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１が並列に接続されている。

また、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂには、図示されないパルス幅変調回路により動作制御が行われる。

なお、平滑コンデンサ２０の一端が、ＰＷＭコンバータ１０の出力部と半導体スイッチング素子２２Ａとの共通接続点に接続する箇所をＰ点とし、平滑コンデンサ２０の他端が、ＰＷＭコンバータ１０の出力部と半導体スイッチング素子２２Ｂとの共通接続点に接続する箇所をＮ点とする。

また、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの共通接続点と前記Ｎ点の間には直流リアクトル２４および供試電池２５が直列接続されている。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１の出力電圧である、この共通接続間の電圧をＶｏｕｔとする。

なお、放電モード時は、供試電池２５の負側に直列にバイアス電圧回路を挿入するのが一般的である。

ここで、ＰＷＭコンバータ１０および双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１について補足する。

ＰＷＭコンバータ１０は、直流側の一定電圧制御により、充電動作時は相電圧と同位相の電流、放電動作時は逆位相の電流を流して双方向のパワーフローを実現する。

また、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２１は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの一例である。本来、充放電試験装置の供試体は電池あるいはキャパシタなので、電圧の極性は片方向、電流は充電／放電の双方向が必要なので回路としては図５のような２象限チョッパでよい。しかしながら、放電深度を深くした試験を行う場合が多く、供試体の内部抵抗に打ち勝って電流を流すため、２象限チョッパに前述したバイアス電圧回路を加えるか次に説明する４象限チョッパを使用する。

図６は、４象限チョッパ回路による電源回生式充放電試験装置の基本回路である。図５と相違するのは４象限チョッパ回路である双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２６であり、その他の図５と同一のものには同一の符号を付して説明を省略する。

この双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２６は、ダイオード２３Ａ〜２３Ｄがそれぞれ逆並列に接続された半導体スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ（Ｓ３Ｕ），２２Ｄ（Ｓ４Ｄ）がブリッジ接続されて構成されている。また、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの共通接続点と前記Ｎ点の間には直列接続された直流リアクトル２４および供試電池２５が設けられている。

このようなチョッパ回路に関連するものが、例えば下記特許文献１〜３に開示されている。

特開２００１−１７７９２１号公報。特開２００７− ９７３８６号公報。特開２００９− ９５０７５号公報。

前述したように、スイッチング式のＤ級増幅器タイプは、脈動および応答性が線形増幅器式であるＢ級増幅器タイプに比べて劣るが、省電力性に優れることからニーズが増大している。脈動と応答性とは相反関係にあり、直流リアクトル２４のインダクタンス値に依存する。

すなわち、インダクタンス値を大きくすれば電流脈動は抑えられるが、応答性は遅くなる。したがって、両方の性能を同時に改善するためにはスイッチング周波数を高くする以外にない。しかし、スイッチング周波数を高くすると半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｄとダイオード２３Ａ〜２３Ｄとのスイッチング損失が増大して効率の低下を招くことになり、損失を分散させるために半導体スイッチング素子の並列個数を増やすと装置サイズが大きくなってコストの増加にもなる。

ここで、図６の４象限チョッパ回路である双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２６を例にチョッパのスイッチング損失について考察する。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ２６は半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｄの組と半導体スイッチング素子２２Ｂ，２２Ｃの組とが相補的にＯＮ／ＯＦＦ動作し、両者の導通比で出力を制御する。

まず、供試電池２５が充電モードの場合から考察する。充電モード時の半導体スイッチング素子２２Ａ，２２ＤがＯＮの場合をＳＴＥＰ１Ｃとすると、電流は、Ｐ点→半導体スイッチング素子２２Ａ→直流リアクトル２４→供試電池２５→半導体スイッチング素子２２Ｄ→Ｎ点→Ｐ点の経路で流れ、電流は増加する。

また、充電モード時の半導体スイチング素子２２Ｂ，２２ＣがＯＮの場合を、ＳＴＥＰ２Ｃとすると電流は、Ｐ点→Ｎ点→ダイオード２３Ｂ→直流リアクトル２４→供試電池２５→ダイオード２３Ｃ→Ｐ点の経路で流れ、電流は減少する。

供試電池２５への充電電流は、これらのＳＴＥＰ１Ｃ，ＳＴＥＰ２Ｃを繰り返して脈動を伴いながら一定値に制御される。

この繰り返しの際に、ＳＴＥＰ１ＣからＳＴＥＰ２Ｃに切り替わるときは、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｄでターンオフ損失が発生する。また、ＳＴＥＰ２ＣからＳＴＥＰ１Ｃに切り替わるときは、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｄでターンオン損失が、ダイオード２３Ｂ，２３Ｃで逆方向回復損失が、発生する。

次に、供試電池２５が放電モードの場合を考察する。放電モード時の半導体スイッチング素子２２Ｂ，２２ＣがＯＮの場合をＳＴＥＰ１Ｄとすると、電流は、Ｐ点→半導体スイッチング素子２２Ｃ→供試電池２５→直流リアクトル２４→半導体スイッチング素子２２Ｂ→Ｎ点→Ｐ点の経路で流れ、電流は増加する。

また、放電モード時の半導体スイッチング素子２２Ａ，２２ＤがＯＮの場合をＳＴＥＰ２Ｄとすると、電流は、Ｐ点→Ｎ点→ダイオード２３Ｄ→供試電池２５→直流リアクトル２４→ダイオード２３Ａ→Ｐ点の経路で流れ、電流は減少する。

供試電池２５の放電電流は、これらのＳＴＥＰ１Ｄ，ＳＴＥＰ２Ｄを繰り返して脈動を伴いながら一定値に制御される。

この繰り返しの際に、ＳＴＥＰ１ＤからＳＴＥＰ２Ｄに切り替わるときは、半導体スイッチング素子２２Ｂ，２２Ｃでターンオフ損失が発生する。また、ＳＴＥＰ２ＤからＳＴＥＰ１Ｄに切り替わるときは、半導体スイッチング素子２２Ｂ，２２Ｃでターンオン損失が、ダイオード２３Ａ，２３Ｄで逆方向回復損失が、発生する。

これらの損失で支配的なのは、充電モードにあってはＳＴＥＰ２ＣからＳＴＥＰ１Ｃに切り替わるとき、放電モードにあってはＳＴＥＰ２ＤからＳＴＥＰ１Ｄに切り替わるとき、である。どちらもダイオード２３Ａ，２３Ｄまたは２３Ｂ，２３Ｃが逆方向回復するまで一種の直流短絡状態となり、当該ダイオード２３Ａ，２３Ｄまたは２３Ｂ，２３Ｃが接続されていない半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｄのターンオン時に過大な瞬時電流が流れてターンオン損失が大きくなると共にダイオード２３Ａ，２３Ｄまたは２３Ｂ，２３Ｃの逆方向回復損失も過大となることが問題となる。

さらに、ダイオード２３Ａ〜２３Ｄの逆方向回復時に伴う急峻な電圧変化（ｄＶ／ｄｔ）が電磁ノイズの発生源になり、伝導あるいは放射によって供試電池２５の状態を示すアナログ信号（セル電圧、総電圧、温度、圧力）に重畳されることにより、供試電池２５の正確なモニタリングができなくなることも問題となる。また、供試電池２５の充放電電流あるいは総電圧の信号は装置のフィードバック信号として共用されることが多いので、最悪の場合は正常な運転ができなくなることがあった。このため、対ノイズ対策に労力を費やすことがあった。

上述したスイッチング損失および高周波ノイズを解決する手段としてソフトスイッチング回路がある。ソフトスイッチング回路は得意分野（例えば、ＩＨ調理器等）ではポピュラーな技術であるが、充放電試験装置ではパワーフローが双方向となるため、回路が複雑化する欠点があった。また、導通損失の増加、部品点数の増加および制御性の悪化といた短所があり、双方向パワーフローを必要とする充放電試験装置ではこれらの短所を助長してしまう嫌いがあった。

なお、双方向の回路例として電気学会技術報告第１１１９号のＰ１９にいくつかのバリエーションが載っている。また、特開２００３−１０２１６８号公報では図１および図３にそれぞれ２象限および４象限チョッパへの適用例が提案されている。

また、スイッチング損失および高周波ノイズを解決する他の手段として、ＳｉＣを基材とした前述のＦＷＤを有するＩＧＢＴモジュールの適用がある。このＦＷＤはショットキーバリアダイオードであるため、少数キャリア蓄積効果がなく逆方向回復がない。しかしながら、現時点ではＳｉＣデバイスの製造は今なお開発段階であって価格が極めて高く、大電流用を手軽に利用できる状況にない。

このようなＳｉＣを基材としたＦＷＤに対してＳｉを基材としたショットキーバリアダイオードは大電流用でもリーズナブルな価格で市販されているが、欠点は高電圧に対応したデバイスがないという点である。２００Ｖが耐圧の限界で、この電圧階級のデバイスを使用する限り、充放電試験装置を構成しても出力電圧が高々１００Ｖ程度までしか対応できず、装置の売れ筋である２００Ｖまでの出力には対応できなかった。

本発明は、前記課題に基づいてなされたものであり、チョッパ回路の半導体スイッチング素子に逆並列接続したダイオードの逆方向回復損失と、それに伴う電磁ノイズを抑制する電気回生式充放電試験装置を提供することにある。

本発明は、前記課題の解決を図るために、交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換手段と、前記交流／直流変換手段の直流側の正極と負極との間に直列接続された第１および第２の平滑コンデンサと、前記第１および第２の平滑コンデンサに並列に接続され、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子を第１のアームの上下に各２個ずつ直列接続し第２のアームの上下に各２個ずつ直列接続してブリッジ接続した４象限チョッパ回路と、前記第１のアームの上側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点と前記第１のアームの下側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のショットキーバリアダイオードと、前記第２のアームの上側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点と前記第２のアームの下側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第３および第４のショットキーバリアダイオードと、前記第１のアームの上側および下側の共通接続点と前記第２のアームの上側および下側の共通接続点との間に直列接続された直流リアクトルおよび供試電池と、を備え、前記第１および第２の平滑コンデンサの共通接続点、前記第１および第２のショットキーバリアダイオードの共通接続点ならびに前記第３および第４のショットキーバリアダイオードの共通接続点は、接続線により接続され、前記第１および第２のアームのいずれかの半導体スイッチング素子のオンオフを切り替えて、前記第１〜第４のショットキーバリアダイオードのいずれかに前記４象限チョッパ回路の電流を前記接続線を用いて転流させることを特徴とする。

また、交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換手段と、前記交流／直流変換手段の直流側の正極と負極との間に直列接続された第１および第２の平滑コンデンサと、前記第１および第２の平滑コンデンサに並列に接続され、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子を第１のアームの上下に各２個ずつ直列接続してハーフブリッジ接続した２象限チョッパ回路と、前記第１のアームの上側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点と前記第１のアームの下側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のショットキーバリアダイオードと、前記第１のアームの下側に並列接続され、直列接続された直流リアクトルおよび供試電池と、を備え、前記第１および第２の平滑コンデンサの共通接続点ならびに前記第１および第２のショットキーバリアダイオードの共通接続点は、接続線により接続され、前記第１のアームの半導体スイッチング素子のオンオフの切り替えにより、前記第１〜第２のショットキーバリアダイオードのいずれかに前記２象限チョッパ回路の電流を前記接続線を用いて転流させることを特徴とする。

上記構成によれば、クランプダイオードとして、少数キャリアのないショットキーバリアダイオードを用いている。本発明では、ショットキーバリアダイオードが、クランプダイオードの機能に加え、前記チョッパ回路を流れる電流を転流させることにも用いられており、その転流の間に前記半導体スイッチング素子に逆並列接続されているダイオードの少数キャリアを自然消滅させることで、前記ダイオードの逆方向回復損失を抑制することができる。

これにより、前記半導体スイッチング素子のスイッチング損失が大幅に減少できる分、スイッチング周波数をこれまでよりも引き上げることができる。このため、同じ出力電流脈動率なら、直流リアクトルのインダクタンス値を周波数の逆比で小さくでき、応答性を改善することができる。

さらに、前述したように前記ダイオードの逆方向回復損失を抑制できるので、ダイオードの逆方向回復時に生ずる、回路の漂遊インダクタンスとダイオードの空乏層のキャパシタンス成分に起因する振動電圧が抑制されることから、発生する電磁ノイズもレベルが下がり供試電池の試験データの取得の信頼性を向上させることができる。

また、上述したようにチョッパ回路を構成したことにより、アームの上下に印加される電圧が従来方式と比べて低くできるから、前記半導体スイッチング素子の耐電圧が従来方式より低いもので対応できる。一般的に、耐電圧の低い半導体スイッチング素子の方が導通損失特性、スイッチング特性が優るから、前記ダイオードの逆方向回復損失の抑制によるスイッチング周波数の引き上げの効果と相俟って、許容スイッチング周波数をさらに引き上げることができる。

また、前記ショットキーバリアダイオードは、Ｓｉを基材としたショットキーバリアダイオードであることを特徴とする。

上記構成によれば、Ｓｉを基材としたショットキーバリアダイオードを用いている。Ｓｉ製のショットキーバリアダイオードの耐電圧の最大は、２００Ｖであり、耐電圧の６０％を適用限界とすると、前記第１および第２の平滑コンデンサに印加される最大電圧は２００Ｖ×０．６×２＝２４０Ｖになり、前記チョッパ回路のＤＣ／ＤＣ変換の制御率を０．９までとすると電源回生式充放電試験装置の最大出力電圧は２４０Ｖ×０．９≒２２０Ｖとなって、市販されている充放電試験装置の大部分に対応することができる。

また、前記４象限チョッパ回路の動作時に前記ダイオードのいずれかに電流が流れている状態から、前記第１および第２のアームの半導体スイッチング素子のオンオフを切り替える場合、前記ダイオードのうち電流が流れていないダイオードが接続されている前記半導体スイッチング素子のいずれかをオンにして、前記第１または第２および前記第３または第４のショットキーバリアダイオードに前記４象限チョッパ回路に流れる電流を転流させた後に前記オンオフの切り替えを行うことを特徴とする。

また、前記２象限チョッパ回路の動作時に前記ダイオードのいずれかに電流が流れている状態から、前記第１のアームの半導体スイッチング素子のオンオフを切り替える場合、前記ダイオードのうち電流が流れていないダイオードが接続されている前記半導体スイッチング素子のいずれかをオンにして、前記第１または第２のショットキーバリアダイオードに前記２象限チョッパ回路に流れる電流を転流させた後に前記オンオフの切り替えを行うことを特徴とする。

上記構成によれば、前記ダイオードのうち電流が流れていないダイオードに接続されている前記半導体スイッチング素子のいずれかをオンにして、前記ショットキーバリアダイオードに電流を転流させることで、その転流の間に電流が流れていた前記ダイオードの少数キャリアを自然消滅で再結合させることができ、前記ダイオードの逆方向回復損失を抑制することができる。

請求項１、３、４および６の発明によれば、クランプダイオードとして、少数キャリアのない前記ショットキーバリアダイオードが、クランプダイオードの機能に加え、前記チョッパ回路を流れる電流を転流させることにも用いられており、その転流の間に前記半導体スイッチング素子に逆並列接続されているダイオードの少数キャリアを自然消滅させることで、前記ダイオードの逆方向回復損失を抑制することができる。

請求項２および５の発明によれば、Ｓｉを基材としたショットキーバリアダイオードを用いている。Ｓｉ製のショットキーバリアダイオードの耐電圧の最大は、２００Ｖであり、耐電圧の６０％を適用限界とすると、前記第１および第２の平滑コンデンサに印加される最大電圧は２００Ｖ×０．６×２＝２４０Ｖになり、前記チョッパ回路のＤＣ／ＤＣ変換の制御率を０．９までとすると電源回生式充放電試験装置の最大出力電圧は２４０Ｖ×０．９≒２２０Ｖとなって、市販されている充放電試験装置の大部分に対応することができる。

実施例１における電源回生式充放電試験装置の構成図。実施例１における電源回生式充放電試験装置の動作説明図。実施例２における電源回生式充放電試験装置の構成図。実施例２における電源回生式充放電試験装置の動作説明図。従来における電源回生式充放電試験装置の構成図。従来における電源回生式充放電試験装置の構成図。

以下、本発明の実施の形態における電源回生式充放電試験装置を図面等に基づいて詳細に説明する。

図１は、本実施例における、中性点クランプ形４象限チョッパ回路による電源回生式充放電試験装置の基本回路である。基本的には中性点クランプ形単相ブリッジ回路の４象限チョッパであり、クランプダイオードにＳｉを基材にしたショットキーバリアダイオードを用いている。

図５の電源回生式充放電試験装置の基本回路と異なるのは、平滑コンデンサ２０Ａ，２０Ｂおよび４象限チョッパ回路である。その他の図５と同一のものには同一の符号を付して説明を省略する。ＰＷＭコンバータ１０の出力部の正極と負極間には、平滑コンデンサ２０Ａ，２０Ｂが直列に接続されており、さらに、以下に説明する４象限チョッパ回路が設けられている。

４象限チョッパ回路は、ダイオード２３Ａ〜２３Ｈが半導体スイッチング素子２２Ａ（Ｓ１Ｕ），２２Ｂ（Ｓ１Ｄ），２２Ｃ（Ｓ２Ｕ），２２Ｄ（Ｓ２Ｄ），２２Ｅ（Ｓ３Ｕ），２２Ｆ（Ｓ３Ｄ），２２Ｇ（Ｓ４Ｕ），２２Ｈ（Ｓ４Ｄ）にそれぞれ逆並列接続され、直列接続された半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｄ（第１アーム）および直列接続された半導体スイッチング素子２２Ｅ〜２２Ｈ（第２アーム）がブリッジ接続して構成される。

なお、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂを第１アームの上側、半導体スイッチング素子２２Ｃ，２２Ｄを第１アームの下側、半導体スイッチング素子２２Ｅ，２２Ｆを第２アームの上側、半導体スイッチング素子２２Ｇ，２２Ｈを第２アームの下側とする。

また、第１アームの上側と下側との共通接続点と第２アームの上側と下側との共通接続点間には直流リアクトル２４および供試電池２５が直列に接続される。

ここで、平滑コンデンサ２０Ｂと接続する側とは反対側の平滑コンデンサ２０Ａの一端が、ＰＷＭコンバータ１０の出力部および半導体スイッチング素子２２Ａの共通接続点に接続する箇所をＰ点とし、平滑コンデンサ２０Ａと接続する側とは反対側の平滑コンデンサ２０Ｂの一端が、ＰＷＭコンバータ１０の出力部および半導体スイッチング素子２２Ｄの共通接続点に接続する箇所をＮ点とする。

さらに、第１アームにおいて、直列接続されたショットキーバリアダイオード１Ａ（Ｄ１），１Ｂ（Ｄ２）の、ショットキーバリアダイオード１Ａのカソード側が半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂの共通接続点に接続され、ショットキーバリアダイオード１Ｂのアノード側が半導体スイッチング素子２２Ｃ，２２Ｄの共通接続点に接続される。

第２アームにおいても第１アームと同様に、直列接続されたショットキーバリアダイオード１Ｃ（Ｄ３），１Ｄ（Ｄ４）の、ショットキーバリアダイオード１Ｃのカソード側が半導体スイッチング素子２２Ｅ，２２Ｆの共通接続点に接続され、ショットキーバリアダイオード１Ｄのアノード側が半導体スイッチング素子２２Ｇ，２２Ｈの共通接続点に接続される。なお、前述したように、ショットキーバリアダイオード１Ａ〜１Ｄは、Ｓｉを基材にしたものである。

また、平滑コンデンサ２０Ａ，２０Ｂの共通接続点、ショットキーバリアダイオード１Ａ，１Ｂの共通接続点およびショットキーバリアダイオード１Ｃ，１Ｄの共通接続点は接続線２７で接続されている。この接続線２７が平滑コンデンサ２０Ａ，２０Ｂの共通接続点と接続する箇所をＣ点とする。

なお、半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｈは、図１ではＭＯＳＦＥＴと図示されているが、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）ＢＪＴ（バイポーラ接合トランジスタ）等の自己消弧型半導体スイッチング素子を用いてもよい。また、ＰＷＭコンバータ１０が交流／直流変換手段に相当する。

次に、動作について図２を用いて説明する。

図２は、充電モードおよび放電モードでの各運転ステップにおける半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｈのスイッチングパターンとその場合の電流経路を示した説明図である。

なお、図２および後述する図４においては、半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｈは、Ｓ１Ｕ，Ｓ１Ｄ，Ｓ２Ｕ，Ｓ２Ｄ，Ｓ３Ｕ，Ｓ３Ｄ，Ｓ４Ｕ，Ｓ４Ｄと表している。また、図２および図４においては、半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｈに接続されているダイオード２３Ａ〜２３Ｈは（ＦＷＤ）と表す。例えば、Ｓ１Ｕに接続されているダイオードであれば、Ｓ１Ｕ（ＦＷＤ）と表す。

まず、充電モードの動作から説明する。充電モードでは運転ステップはＳＴＥＰ１Ｃ〜ＳＴＥＰ３Ｃを繰り返して行われる。

ＳＴＥＰ１Ｃの場合は、図２に示すように、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｇ，２２ＨがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ｃ，２２Ｄ，２２Ｅ，２２ＦがＯＦＦとなる。また、この場合の電流経路は次の通りである。

すなわち、Ｐ点→半導体スイッチング素子２２Ａ→半導体スイッチング素子２２Ｂ→直流リアクトル２４→供試電池２５→半導体スイッチング素子２３Ｇ→半導体スイッチング素子２３Ｈ→Ｎ点→Ｐ点の経路を電流は流れる。

続いて、ＳＴＥＰ２Ｃの場合は、図２に示すように、半導体スイッチング素子２２Ｃ，２２Ｄ，２２Ｅ，２２ＦがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｇ，２２ＨがＯＦＦとなる。また、この場合の電流経路は次の通りである。

すなわち、Ｐ点→Ｎ点→ダイオード２３Ｄ→ダイオード２３Ｃ→直流リアクトル２４→供試電池２５→ダイオード２３Ｆ→ダイオード２３Ｅ→Ｐ点の経路を電流は流れる。

従来であればＳＴＥＰ２Ｃの後にＳＴＥＰ１Ｃに切り替えていたため、前述したように、ダイオード２３Ｃ〜２３Ｆに電流が流れている状態から、ダイオード２３Ｃ〜２３Ｆとは反対側（上側であれば下側、下側であれば上側）の半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｇ，２２ＨがＯＮになるとダイオード２３Ｃ〜２３Ｆが逆方向回復するまでの短時間、直流短絡に近い状態になって、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｇ，２２Ｈのターンオン損失とダイオード２３Ｃ〜２３Ｆの逆方向回復損失とが増加していた。

この欠点を改善するため本発明では、ＳＴＥＰ３Ｃを設けてダイオード２３Ｃ〜２３Ｆから接続線２７を用いてショットキーバリアダイオード１Ａ，１Ｄに電流を転流させ、ダイオード２３Ｃ〜２３Ｆに蓄積された少数キャリアを再結合で自然消滅させている。

具体的には次のようになる。ＳＴＥＰ３Ｃの場合は、図２に示すように、半導体スイッチング素子２２Ｂ，２２ＧがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｃ，２２Ｄ，２２Ｅ，２２Ｆ，２２ＨがＯＦＦとなる。また、この場合の電流経路は次の通りである。

すなわち、直流リアクトル２４→供試電池２５→半導体スイッチング素子２２Ｇ→ショットキーバリアダイオード１Ｄ→ショットキーバリアダイオード１Ａ→半導体スイッチング素子２２Ｂ→直流リアクトル２４の経路を電流は流れる。

このように、ＳＴＥＰ３Ｃを設けて、ＳＴＥＰ２Ｃにて電流が流れていたダイオード２３Ｃ，２３Ｄ，２３Ｅ，２３Ｆの少数キャリアを自然消滅で再結合させるため、ＳＴＥＰ２Ｃにおいて電流が流れていなかったダイオード２３Ａ，２３Ｂ，２３Ｇ，２３Ｈのうちダイオード２３Ｂ，２３Ｇに接続されている半導体スイッチング素子２２Ｂ，２２Ｇをオンにして、ショットキーバリアダイオード１Ａ，１Ｄに電流を転流させている。

ここで、クランプダイオードであるショットキーバリアダイオード１Ａ〜１ＤがＰＮ接合ダイオードＤ１〜Ｄ４であるとする。この場合、ＰＮ接合ダイオードＤ１〜Ｄ４の少数キャリアのため、ＳＴＥＰ１Ｃに切り替わった瞬間にＰ点→半導体スイッチング素子２２Ａ→ＰＮ接合ダイオードＤ１→Ｃ点およびＣ点→ＰＮ接合ダイオードＤ４→半導体スイッチング素子２２Ｈ→Ｎ点にそれぞれダイオードの逆方向電流が流れ、スイッチング損失が増加すると共に、逆方向回復時の急峻なｄＶ／ｄｔでノイズ量も増加する。

次に、放電モードの動作を説明する。放電モードでは運転ステップはＳＴＥＰ１Ｄ〜ＳＴＥＰ３Ｄを繰り返して行われる。

ＳＴＥＰ１Ｄの場合は、図２に示すように、半導体スイッチング素子２２Ｃ，２２Ｄ，２２Ｅ，２２ＦがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｇ，２２ＨがＯＦＦとなる。この場合の電流経路は図２のようになる。

すなわち、Ｐ点→半導体スイッチング素子２２Ｅ→半導体スイッチング素子２２Ｆ→供試電池２５→直流リアクトル２４→半導体スイッチング素子２２Ｃ→半導体スイッチング素子２２Ｄ→Ｎ点→Ｐ点の経路を電流は流れる。

続いて、ＳＴＥＰ２Ｄの場合は、図２に示すように、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｇ，２２ＨがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ｃ，２２Ｄ，２２Ｅ，２２ＦがＯＦＦとなる。この場合の電流経路は図２のようになる。

すなわち、Ｐ点→Ｎ点→ダイオード２３Ｈ→ダイオード２３Ｇ→供試電池２５→直流リアクトル２４→ダイオード２３Ｂ→ダイオード２３Ａ→Ｐ点の経路を電流は流れる。

放電モードの場合においても受電モードのＳＴＥＰ３Ｃを設けたことと同様の理由から、ＳＴＥＰ３Ｄを設けている。

具体的には次のようになる。ＳＴＥＰ３Ｄの場合は、図２に示すように、半導体スイッチング素子２２Ｃ，２２ＦがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｄ，２２Ｅ，２２Ｇ，２２ＨがＯＦＦとなる。この場合の電流経路は図２のようになる。

すなわち、供試電池２５→直流リアクトル２４→半導体スイッチング素子２２Ｃ→ショットキーバリアダイオード１Ｂ→ショットキーバリアダイオード１Ｃ→半導体スイッチング素子２２Ｆ→供試電池２５の経路を電流は流れる。

以上のことから本実施例の電源回生式充放電試験装置は次の効果を奏する。

すなわち、前述したように、第１アームにはショットキーバリアダイオード１Ａ，１Ｂが中性点にクランプされ、第２アームにはショットキーバリアダイオード１Ｃ，１Ｄが中性点にクランプされている。

一般的に、Ｓｉ製のショットキーバリアダイオードの耐電圧の最大は、２００Ｖであり、耐電圧の６０％を適用限界とすると、Ｐ点―Ｎ点間の最大電圧は２００Ｖ×０．６×２＝２４０Ｖになり、４象限チョッパ回路のＤＣ／ＤＣ変換の制御率を０．９までとすると電源回生式充放電試験装置の最大出力電圧は２４０Ｖ×０．９≒２２０Ｖとなって、市販されている充放電試験装置の大部分に対応することができる。

また、本実施例では充電モードにおいてはＳＴＥＰ３Ｃ、放電モードにおいてはＳＴＥＰ３Ｄの運転モードを行っている。この運転モードにより、充電モードであればショットキーバリアダイオード１Ａ，１Ｄに、放電モードであればショットキーバリアダイオード１Ｃ，１Ｄに、４象限チョッパ回路の電流は転流されるため、その転流の間にダイオード２３Ａ〜２３Ｄに蓄積された少数キャリアは、再結合により自動消滅する。これにより、ダイオード２３Ａ〜２３Ｄの逆方向回復損失をほとんどなくすことができ、スイッチング損失が大幅に減少できる分、スイッチング周波数をこれまでの数倍程度に引き上げることができる。このため、同じ出力電流脈動率なら、直流リアクトル２４のインダクタンス値を周波数の逆比で小さくでき、応答性を数分の１以下に改善することができる。

クランプダイオードは従来から用いられているが、そこに少数キャリアのないショットキーバリアダイオードを適用し、４象限チョッパ回路の電流を転流させている。すなわち、クランプダイオードでありながら転流時の電路としても用いることで新たな回路を設けることなく上記の効果を奏する。

また、上述したように回路を構成したことにより、アームの上下に印加される電圧が、図５，６の従来方式と比べて１／２になるから、適用する半導体スイッチング素子の耐電圧が半分でよい。一般的に、耐電圧の低い半導体スイッチング素子の方が導通損失特性、スイッチング特性が優るから、上述したダイオードの逆方向回復損失の抑制によるスイッチング周波数の引き上げの効果と相俟って、許容スイッチング周波数をさらに引き上げることができる。

さらに、前述したようにダイオード２３Ａ〜２３Ｄの逆方向回復損失をほとんどなくせるので、ダイオード２３Ａ〜２３Ｄの逆方向回復時に回路の漂遊インダクタンスとダイオードの空乏層のキャパシタンス成分に起因する振動電圧が抑制されることから、発生する電磁ノイズもレベルが下がり供試電池２５の試験データの取得の信頼性が向上する。

また、ソフトスイッチング回路では、ソフトスイッチングさせるための補助リアクトル（直流リアクトル２４とは別）が必要であるが、本実施例のものでは不要である。ソフトスイッチングではキャパシタ成分も必要で、ＭＯＳＦＥＴの寄生容量を利用している場合、回路部品としてのキャパシタンスを簡略化できる反面、定数のばらつきに対してゼロ電圧スイッチングを最適なタイミングで実行するのが難しい。このため制御回路の微調整が必要になる。

図３は、本実施例における、中性点クランプ形２象限チョッパ回路による電源回生式充放電試験装置の基本回路である。実施例１と異なるのは、単相ブリッジではなく、中性点クランプ形ハーフブリッジ回路の２象限チョッパであることである。本実施例においてもクランプダイオードにＳｉを基材にしたショットキーバリアダイオードを用いている。

図１と図３とを比べると、ハーフブリッジ回路であるため、半導体スイッチング素子２２Ｅ〜２２Ｈおよびダイオード２３Ｅ〜２３Ｈは除かれている。

また、半導体スイッチング素子２２Ｂ，２２Ｃの共通接続点と前記Ｎ点の間には直流リアクトル２４および供試電池２５が直列接続されている。

また、この場合は、平滑コンデンサ２０Ａ、２０Ｂの共通接続点とショットキーバリアダイオード１Ａ，１Ｂの共通接続点間に接続線２８が設けられる。

本実施例における、動作について図４を用いて説明する。

ＳＴＥＰ１Ｃの場合は、図４に示すように、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２ＢがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ｃ，２２ＤがＯＦＦとなる。また、この場合の電流経路は次の通りである。

すなわち、Ｐ点→半導体スイッチング素子２２Ａ→半導体スイッチング素子２２Ｂ→直流リアクトル２４→供試電池２５→半導体スイッチング素子２３→Ｎ点→Ｐ点の経路を電流は流れる。

続いて、ＳＴＥＰ２Ｃの場合は、図４に示すように、半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｄは全てＯＦＦとなる。この場合の電流経路は図４のようになる。

すなわち、直流リアクトル２４→供試電池２５→ダイオード２３Ｄ→ダイオード２３Ｃ→直流リアクトル２４の経路を電流は流れる。

本実施例においてもダイオード２３Ｃ，２３Ｄに蓄積された少数キャリアを再結合で自然消滅させるためにＳＴＥＰ３Ｃを設けている。

具体的には次のようになる。ＳＴＥＰ３Ｃの場合は、図４に示すように、半導体スイッチング素子２２ＢがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｃ，２２ＤがＯＦＦとなる。この場合の電流経路は図４のようになる。

すなわち、直流リアクトル２４→供試電池２５→Ｎ点→Ｃ点→ショットキーバリアダイオード１Ａ→半導体スイッチング素子２２Ｂ→直流リアクトル２４の経路を電流は流れる。

ＳＴＥＰ１Ｄの場合は、図４に示すように、半導体スイッチング素子２２Ｃ，２２ＤがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２ＢがＯＦＦとなる。また、この場合の電流経路は次の通りである。

すなわち、供試電池２５→直流リアクトル２４→半導体スイッチング素子２２Ｃ→半導体スイッチング素子２２Ｄ→供試電池２５の経路を電流は流れる。

続いて、ＳＴＥＰ２Ｄの場合は、図４に示すように、半導体スイッチング素子２２Ａ〜２２Ｄは全てＯＦＦとなる。また、この場合の電流経路は次の通りである。

すなわち、供試電池２５→直流リアクトル２４→ダイオード２３Ｂ→ダイオード２３Ａ→Ｐ点→Ｎ点→供試電池２５の経路を電流は流れる。

放電モードの場合においても充電モードのＳＴＥＰ３Ｃを設けたことと同様の理由から、ＳＴＥＰ３Ｄを設けている。

具体的には次のようになる。ＳＴＥＰ３Ｄの場合は、図４に示すように、半導体スイッチング素子２２ＣがＯＮとなり、半導体スイッチング素子２２Ａ，２２Ｂ，２２ＤがＯＦＦとなる。また、この場合の電流経路は次の通りである。

すなわち、供試電池２５→直流リアクトル２４→半導体スイッチング素子２２Ｃ→ショットキーバリアダイオード１Ｂ→Ｃ点→Ｎ点→供試電池２５の経路を電流は流れる。

充電モードではＳＴＥＰ３Ｃ、放電モードではＳＴＥＰ３Ｄを設けることで本実施例においても、実施例１と同様の効果を奏することができる。

ただし、実施例１では、ＳＴＥＰ３Ｃおよび３Ｄにおける電流経路は、電源（Ｐ点―Ｎ点間）を通過しない循環電流になるのに対して、実施例２ではＰ点―Ｃ点またはＣ点―Ｎ点間に電流が流入および流出する。これは本来Ｐ点―Ｎ点電圧の１／２が印加されるべきＰ点―Ｃ点およびＣ点―Ｎ点間電圧のバランスが崩れる原因となる。このため、実施例２では電圧のバランス回路が別途必要になる。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

１Ａ〜１Ｄ…ショットキーバリアダイオード
１０…ＰＷＭコンバータ
１１Ａ〜１１Ｆ，２２Ａ〜２２Ｈ…半導体スイッチング素子
１２Ａ〜１２Ｆ，２３Ａ〜２３Ｈ…ダイオード
１３…三相交流電源
１４Ａ〜１４Ｆ…リアクトル
１５Ａ〜１５Ｃ…コンデンサ
２０，２０Ａ，２０Ｂ…平滑コンデンサ
２１，２６…双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ
２４…直流リアクトル
２５…供試電池
２７，２８…接続線

Claims

交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換手段と、
前記交流／直流変換手段の直流側の正極と負極との間に直列接続された第１および第２の平滑コンデンサと、
前記第１および第２の平滑コンデンサに並列に接続され、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子を第１のアームの上下に各２個ずつ直列接続し第２のアームの上下に各２個ずつ直列接続してブリッジ接続した４象限チョッパ回路と、
前記第１のアームの上側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点と前記第１のアームの下側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のショットキーバリアダイオードと、
前記第２のアームの上側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点と前記第２のアームの下側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第３および第４のショットキーバリアダイオードと、
前記第１のアームの上側および下側の共通接続点と前記第２のアームの上側および下側の共通接続点との間に直列接続された直流リアクトルおよび供試電池と、を備え、
前記第１および第２の平滑コンデンサの共通接続点、前記第１および第２のショットキーバリアダイオードの共通接続点ならびに前記第３および第４のショットキーバリアダイオードの共通接続点は、接続線により接続され、
前記第１および第２のアームのいずれかの半導体スイッチング素子のオンオフを切り替えて、前記第１〜第４のショットキーバリアダイオードのいずれかに前記４象限チョッパ回路の電流を前記接続線を用いて転流させることを特徴とする電源回生式充放電試験装置。
前記第１〜第４のショットキーバリアダイオードは、Ｓｉを基材としたショットキーバリアダイオードであることを特徴とする請求項１に記載の電源回生式充放電試験装置。
前記４象限チョッパ回路の動作時に前記ダイオードのいずれかに電流が流れている状態から、前記第１および第２のアームの半導体スイッチング素子のオンオフを切り替える場合、前記ダイオードのうち電流が流れていないダイオードが接続されている前記半導体スイッチング素子のいずれかをオンにして、前記第１または第２および前記第３または第４のショットキーバリアダイオードに前記４象限チョッパ回路に流れる電流を転流させた後に前記オンオフの切り替えを行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電源回生式充放電試験装置。
交流電力を直流電力に変換する交流／直流変換手段と、
前記交流／直流変換手段の直流側の正極と負極との間に直列接続された第１および第２の平滑コンデンサと、
前記第１および第２の平滑コンデンサに並列に接続され、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子を第１のアームの上下に各２個ずつ直列接続してハーフブリッジ接続した２象限チョッパ回路と、
前記第１のアームの上側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点と前記第１のアームの下側の前記２個の直列接続された半導体スイッチング素子の共通接続点との間に直列接続された第１および第２のショットキーバリアダイオードと、
前記第１のアームの下側に並列接続され、直列接続された直流リアクトルおよび供試電池と、を備え、
前記第１および第２の平滑コンデンサの共通接続点ならびに前記第１および第２のショットキーバリアダイオードの共通接続点は、接続線により接続され、
前記第１のアームの半導体スイッチング素子のオンオフの切り替えにより、前記第１〜第２のショットキーバリアダイオードのいずれかに前記２象限チョッパ回路の電流を前記接続線を用いて転流させることを特徴とする電源回生式充放電試験装置。
前記第１〜第２のショットキーバリアダイオードは、Ｓｉを基材としたショットキーバリアダイオードであることを特徴とする請求項４に記載の電源回生式充放電試験装置。
前記２象限チョッパ回路の動作時に前記ダイオードのいずれかに電流が流れている状態から、前記第１のアームの半導体スイッチング素子のオンオフを切り替える場合、前記ダイオードのうち電流が流れていないダイオードが接続されている前記半導体スイッチング素子のいずれかをオンにして、前記第１または第２のショットキーバリアダイオードに前記２象限チョッパ回路に流れる電流を転流させた後に前記オンオフの切り替えを行うことを特徴とする請求項４または請求項５に記載の電源回生式充放電試験装置。