JP2014102890A

JP2014102890A - 充放電装置

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Publication number: JP2014102890A
Application number: JP2012252201A
Authority: JP
Inventors: Kenji Morimoto; 健次森本
Original assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Sansha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2012-11-16
Filing date: 2012-11-16
Publication date: 2014-06-05
Anticipated expiration: 2032-11-16
Also published as: JP5957373B2

Abstract

【課題】蓄電デバイスＥに対する過放電や過充電による特性劣化を防止する。
【解決手段】
スイッチング回路で試験用の充放電用コンデンサの充放電制御を行う制御部は、充電モードの起動時において、出力側に接続されたスイッチをオンする前に出力コンデンサの電圧Ｖｃと前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが一致すると判定するまで充電動作を進め、それらの電圧Ｖｃ、Ｖｏの一致判定時にＰＷＭパルス出力を停止し、次いで前記スイッチをオンする。そして、その後、一定時間だけ放電モードの動作とならないように前記ＰＷＭパルスを生成し、さらにその後、目標電圧に達するまでＰＷＭパルス出力を制御する。
【選択図】図１

Description

この発明は二次電池等の蓄電デバイスの特性試験に使用される充放電装置に関する。

この種の充放電装置は、入力側に電圧源コンデンサ、出力側に二次電池や電気二重層キャパシタなどの蓄電デバイスが接続され、スイッチング回路をチョッパ駆動して蓄電デバイスの充放電特性試験を行う。すなわち、蓄電デバイスへの充電時には電圧源コンデンサから蓄電デバイスにエネルギーが移行する（充電電流が流れる）ようにスイッチング回路を制御し、蓄電デバイスからの放電時には蓄電デバイスから電圧源コンデンサへエネルギーが移行する（放電電流が流れる）ようにスイッチング回路を制御する。

充電モード時は、図１（Ａ）に示すように降圧型チョッパを構成して、電圧源コンデンサＣ１の電圧をスイッチング素子Ｑ１０でチョッピング制御することで、同電圧を降圧して蓄電デバイスＥに充電する。また、放電モード時は、図１（Ｂ）に示すように昇圧型チョッパを構成して、蓄電デバイスＥの電圧をスイッチング素子Ｑ１１でチョッピング制御することで、同電圧を昇圧して電圧源コンデンサＣ１に放電する。図１（Ａ）と図１（Ｂ）を合成すると図１（Ｃ）のようになり、昇降圧型チョッパとなる。この昇降圧型チョッパでは、スイッチング素子Ｑ１０、Ｑ１１を同期させてオンオフ制御することで、充電や放電を行う。図１（Ｃ）では、見掛け上、図１（Ａ）のダイオードＤ１０がスイッチング素子Ｑ１１に、図１（Ｂ）のダイオードＤ１１がスイッチング素子Ｑ１０にそれぞれ置き換わっている。

従来の充放電装置としては、図１（Ｄ）に示すように、図１（Ｃ）に示すチョッパを２つ組み合わせて、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をフルブリッジ接続して構成したものがある。この装置では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とでチョッパ１を構成し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とでチョッパ２を構成している。チョッパ１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、は、それぞれ、図１（Ｃ）のＱ１０、Ｑ１１に対応している。また、チョッパ２では、蓄電デバイスＥの接続される極性が図１（Ｃ）と逆となるため、チョッパ２のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、それぞれ、図１（Ｃ）のＱ１１、Ｑ１０に対応している。チョッパ１、２を組み合わせることで、充電モード時では、チョッパ１による出力電圧とチョッパ２による出力電圧との差によって蓄電デバイスＥが充電される。放電モード時も同様である。図１（Ｄ）のように２つのチョッパ１、２を組み合わせることで、効率的な制御が可能とされる。（特許文献１）

特開２００８−３５６２０号公報

しかしながら、上記従来の充放電装置には次に説明するような問題がある。

充放電装置の概略構成図を示す図２を参照して上記問題点を説明する。

スイッチング回路は、フルブリッジ接続された４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４で構成されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。スイッチング回路の入力側には電圧源コンデンサＣ１が接続され、出力側にはインダクタＬ１、Ｌ２が直列に接続され、出力コンデンサＣ２が並列に接続される。また、スイッチＭＣを介して充放電用コンデンサである蓄電デバイスＥが接続される。制御部１は、指令値に基づいてＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。指令値は、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ（出力コンデンサ電圧Ｖｃ）と設定電圧とを比較して算出され、Ｖｃ＜設定電圧のときは充電モードとなるようにＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。Ｖｃ＞設定電圧のときは放電モードとなるようにＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。出力側にはセンサが接続され、これらのセンサで検出した、出力コンデンサ電圧Ｖｃ、充放電電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏに基づいてＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を制御する。蓄電デバイスＥを充電する充電モードでは、指令値は高い値となり、蓄電デバイスＥから放電する放電モードでは指令値は低い値となる。

従来の充放電装置の動作の概要は次の通りである。

今、蓄電デバイスＥを充電する場合を考える。この充電モードの起動時の制御シーケンスを図３に示す。

設定電圧が高く設定されて充電モードが起動すると、出力側に充電電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に対してＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４が生成される。

ｔ０〜ｔ１までは、制御部１のオフセットの調整が行われる。ｔ１〜ｔ２でＣ２に対する予備充電が行われる。予備充電は、スイッチＭＣ１をオンしたときに蓄電デバイスＥから出力コンデンサＣ２に放電電流が流れないように、Ｖｃ＝Ｖｏとするために行う。しかし、ｔ２においては、制御部１の制御誤差や、センサなどを含む制御部全体の誤差εのため、真のＶｏに対応する指令値ｄ２よりも低い指令値ｄ１のときにＶｃ＝Ｖｏになったと判断してＰＷＭパルス出力を停止する。したがって、ｔ２では、ＶｃがＶｏよりも僅かに低い電圧となっている。

制御部１は、ｔ２でＶｃ＝Ｖｏになったと判断したため、その直後のｔ３でスイッチＭＣをオンする。ｔ３では、実際にはＶｃ＜Ｖｏであるため若干の放電電流が流れてＶｃ＝Ｖｏとなる。

続いてｔ４で充電を再開する。このとき、Ｖｃはそのときの指令値ｄ１に対応する値よりも少し高くなっている。すると、制御部１は、Ｖｃを指令値ｄ１に対応する電圧に下げようとするため、出力コンデンサＣ２から電圧源コンデンサＣ１へエネルギーが移行するように、充電モードから放電モードに切り替える。つまり、指令値が下降する。一方、指令値は目標指令値ＭＡＸに向けて上昇していく。したがって、指令値が上昇してｄ２（真の電圧）に到達するまでのｔ４〜ｔ５の期間において、放電電流が流れることになる。

このときに放電電流が流れる理由については、図１（Ｃ）を参照すれば理解出来るであろう。図１（Ｃ）に示すように、充電モード時では、スイッチング素子Ｑ１１がオンすると図示の点線で示す閉ルートにより放電電流が流れてしまうことが分かる。

上記放電電流は、蓄電デバイスＥの過放電の可能性があり、特性が劣化する問題がある。また、出力電流Ｉｏの立ち上がり時間が遅延するため、応答速度が悪化する問題がある。

以上の説明は充電モードの起動時での問題であるが、放電モードの起動時でも同様に、蓄電デバイスＥの過充電が生じたり放電時の応答速度が悪化する問題がある。

この発明の目的は、スイッチング素子に入力するＰＷＭパルスのオンオフを制御することによって、上記の問題を解決する充放電装置を提供することにある。

この発明は、ＤＣ電源に入力側が接続され、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子、及び各スイッチング素子に並列に接続されたフリーホイールダイオードを含むスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力側に直列に接続されるインダクタ及び並列に接続される出力コンデンサと
試験用の充放電用コンデンサと前記インダクタ間に直列に接続されるスイッチと、
前記出力コンデンサ、前記充放電用コンデンサの各電圧、及び前記充放電用コンデンサに流れる出力電流の大きさを検出するセンサと、
前記複数のスイッチング素子の制御端子に接続され、指令値に対応した出力電圧となるように、前記センサの出力を参照して充電モード又は放電モードのＰＷＭパルスを生成して前記制御端子に出力する制御部と、
を備え、
前記制御部は次の制御を行うことを特徴とする。

（１）前記充電モードの起動時において、前記指令値は、前記スイッチをオンする前に前記出力コンデンサの電圧Ｖｃと前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが一致するまで変化させ、それらの電圧Ｖｃ、Ｖｏの一致検出時にＰＷＭパルス出力を停止し、次いで前記スイッチをオンする。

（２）前記（１）の動作後、一定時間だけ放電モードの動作とならないように前記ＰＷＭパルスを生成する。

（３）前記（２）の動作後、前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが予め設定した目標電圧になるように前記指令値を変化させ、目標電圧に達したときにＰＷＭパルス出力を停止する。

すなわち、この発明では、上記（２）の動作のように、図３のｔ４〜ｔ５の期間において、ＰＷＭＧ２、Ｇ３をオフする。後述のように、ｔ４〜ｔ５の期間において、ＰＷＭＧ２、Ｇ３をオフすると、この期間では放電電流が流れなくなる。したがって、上記の問題は解決する。

制御部は、放電モードでは次の動作を行う。

（４）前記放電モードの起動時において、前記指令値は、前記スイッチをオンする前に前記出力コンデンサの電圧Ｖｃと前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが一致するまで変化させ、それらの電圧Ｖｃ、Ｖｏの一致検出時にＰＷＭパルス出力を停止し、次いで前記スイッチをオンする。

（５）前記（４）の動作後、一定時間だけ充電モードの動作とならないように前記ＰＷＭパルスを生成する。

（６）前記（５）の動作後、前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが予め設定した目標電圧になるように前記指令値を変化させ、目標電圧に達したときにＰＷＭパルス出力を停止する。

放電モードでは、図３において、このｔ４〜ｔ５期間においては、ＰＷＭ指令値が−の方向に増加していく。出力コンデンサ電圧Ｖｃは減少していく。また、出力電流Ｉｏは流れる方向が逆になる。そして、この発明の放電モードでは、ＰＷＭＧ１、Ｇ２がｔ４〜ｔ５期間にオフとなり同期間においては、充電電流が流れなくなる。すると、ｔ４〜ｔ５間において蓄電デバイスＥへの過充電を防止出来る。

この発明では、蓄電デバイスの特性試験を行う時に、同デバイスが特性劣化するのを防ぐことが出来る。

チョッパ型充放電装置の概略構成図と従来の充放電装置の問題点を示す図。この発明が適用される充放電装置のブロック。従来の充放電装置の充電モードの起動時の制御シーケンスこの発明の実施形態の充放電装置に適用されるスイッチング回路において、該回路に供給されるＰＷＭパルスの波形図定常状態での充電モードの電流経路図定常状態での放電モードの電流経路図実施形態の充放電装置の充電モードの起動時の制御シーケンス実施形態の充放電装置の充電モードの全体のタイミングチャート

図２はこの発明が適用される充放電装置のブロック図である。

スイッチング回路は、フルブリッジ接続された４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４（上位アームのＱ１、Ｑ３と下位アームのＱ２、Ｑ４）で構成されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にはフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続されている。スイッチング回路の入力側には電圧源コンデンサＣ１が接続され、出力側にはインダクタＬ１、Ｌ２が直列に接続され、出力コンデンサＣ２が並列に接続される。また、スイッチＭＣを介して充放電用コンデンサである蓄電デバイスＥが接続される。図１（Ｄ）と同様に、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とでチョッパ１を構成し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４とでチョッパ２を構成している。

制御部１は、指令値に基づいてＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。指令値は、出力コンデンサ電圧Ｖｃと設定電圧とを比較して算出されＶｃ＜設定電圧のときは充電モードとなるようにＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。Ｖｃ＞設定電圧のときは放電モードとなるようにＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を生成する。出力側にはセンサが接続され、これらのセンサで検出した、出力コンデンサ電圧Ｖｃ、充放電用コンデンサ電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏに基づいてＰＷＭパルスＧ１〜Ｇ４を制御する。蓄電デバイスＥを充電する充電モードでは、指令値は＋の値、蓄電デバイスＥから放電する放電モードでは指令値は−の値をとる。したがって、指令値が＋のときは充電電流が流れ、−の時は放電電流が流れ、０のときは出力電流が流れない。

図４は、スイッチング回路に供給されるＰＷＭパルスの波形図である。

同図（Ａ）は、一般のスイッチング回路に適用されるＰＷＭ方式のパルスであり、同図（Ｂ）は、本実施形態のスイッチング回路に供給されるＰＷＭ方式のパルスである。

制御部１は、ＰＷＭパルスを生成するためのアップカウンタで構成される鋸歯状波発生部を備えている。カウンタモードがスタートするとアップカウンタが計数を開始し、一定の計数値に達するとリセットされる。これを繰り返して図の鋸歯状波を生成する。

通常の（一般の）ＰＷＭ方式では、同図（Ａ）のように、鋸歯状波としきい値とを対比しながら休止期間を含むＰＷＭパルスを生成する。

定常状態での充電モードでは、ＰＷＭ１とＰＷＭ２をオンする第１の期間ではインダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーを蓄積し、休止期間後のＰＷＭ２、ＰＷＭ３をオンする第２の期間ではインダクタＬ１、Ｌ２のエネルギーを蓄電デバイスＥに放出する（充電する）。これを繰り返すことにより、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる出力電流Ｉｏは、図のように、鋸歯状波の周波数と同じ周波数のリップルを持つ電流となる。

これに対して、本実施例では、図４（Ｂ)に示すＰＷＭ方式を採用する。

このＰＷＭ方式は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を交互にオンする周期を繰り返し、これより半周期遅れて、第４スイッチング素子Ｑ４と第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオンする周期を繰り返す。この方式は、図４（Ａ）に比べてＰＷＭ３、ＰＷＭ４のオンオフが、それぞれ、ＰＷＭ２、ＰＷＭ１に対して半周期遅れている。そして、その結果、後述の動作説明から理解出来るように、インダクタＬ１、Ｌ２に流れる出力電流Ｉｏは、図のように、鋸歯状波の周波数に対して倍の周波数のリップルを持つ電流となる。このようなことから、このＰＷＭ方式を位相シフト倍周波ＰＷＭ方式と称する。位相シフト倍周波ＰＷＭ方式では、全体としてリップル分が少なくなる利点がある。

図５は、上記位相シフト倍周波ＰＷＭ方式で駆動したときの、定常状態での充電モードの電流経路を示す。

図５（Ａ）は、ＰＷＭＧ１〜ＰＷＭＧ４（以下、単にＧ１〜Ｇ４と称することがある）の波形図であり、図４（Ｂ）はタイミング毎の電流経路である。以下、これについて詳細に説明する。

（ｔ１０〜ｔ１１）
Ｑ１、Ｑ４がオンするため、電圧源コンデンサＣ１からＱ１、Ｑ４をルートとして電流が流れ、インダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。

（ｔ１１〜ｔ１２）
Ｑ４がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ３のフリーホイールダイオードとＱ１をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。

（ｔ１２〜ｔ１３）
Ｑ３がオンする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ３とＱ１をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。

（ｔ１３〜ｔ１４）
Ｑ３がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ３のフリーホイールダイオードとＱ１をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。

（ｔ１４〜ｔ１５）
Ｑ１、Ｑ４がオンするため、電圧源コンデンサＣ１からＱ１、Ｑ４をルートとして電流が流れ、インダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。

（ｔ１５〜ｔ１６）
Ｑ１がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ２のフリーホイールダイオードとＱ４をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。

（ｔ１６〜ｔ１７）
Ｑ２がオンする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ２とＱ４をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。

（ｔ１７〜ｔ１８）
Ｑ２がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されたエネルギーは、Ｑ２のフリーホイールダイオードとＱ４をルートとして蓄電デバイスＥに放出される（充電される）。

以上の動作により、定常状態での充電モードでは、ＤＣ電源である電圧源コンデンサＣ１から蓄電デバイスＥに対して充電が行われる。また、Ｇ１〜Ｇ４の１周期の期間にインダクタＬ１、Ｌ２に対するエネルギー蓄積と、インダクタＬ１、Ｌ２から蓄電デバイスＥに対するエネルギー放出がそれぞれ２回行われるため、出力電流Ｉｏ（リップル電流）は、図４（Ａ）に対して、図４（Ｂ）のように、周波数が倍のリップルを持つ電流となる。そのため、全体としてリップル成分が少ない出力電流Ｉｏとなる。

図６は、上記位相シフト倍周波ＰＷＭ方式で駆動したときの、定常状態での放電モードの電流経路示す。

図６（Ａ）は、ＰＷＭＧ１〜ＰＷＭＧ４（以下、単にＧ１〜Ｇ４と称することがある）の波形図であり、図６（Ｂ）はタイミング毎の電流経路である。以下、これについて詳細に説明する。

（ｔ２０〜ｔ２１）
Ｑ１、Ｑ３がオンするため、前のサイクルでインダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ１、Ｑ３をルートとして放出される。このエネルギーの放出は還流電流となり、熱エネルギーとなって消費される。

（ｔ２１〜ｔ２２）
Ｑ１がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ１のフリーホイールダイオード、Ｑ３をルートとして放出され、還流電流が流れる。

（ｔ２２〜ｔ２３）
Ｑ２がオンする。蓄電デバイスＥから、インダクタＬ１、Ｑ２、電圧源コンデンサＣ１、Ｑ３、インダクタＬ２をルートとして電流（放電電流）が流れ、インダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。

（ｔ２３〜ｔ２４）
Ｑ３がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ２、Ｑ４のフリーホイールダイオードをルートとして放出され、還流電流が流れる。

（ｔ２４〜ｔ２５）
Ｑ４がオンする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ２、Ｑ４をルートとして放出され、還流電流が流れる。

（ｔ２５〜ｔ２６）
Ｑ４がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ２、Ｑ４のフリーホイールダイオードをルートとして放出され、還流電流が流れる。

（ｔ２６〜ｔ２７）
Ｑ３がオンする。蓄電デバイスＥから、インダクタＬ１、Ｑ２、電圧源コンデンサＣ１、Ｑ３、インダクタＬ２をルートとして電流（放電電流）が流れ、インダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積される。

（ｔ２７〜ｔ２８）
Ｑ２がオフする。インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されていたエネルギーがＱ１のフリーホイールダイオード、Ｑ３をルートとして放出され、還流電流が流れる。

以上の動作により、定常状態での放電モードでは、蓄電デバイスＥから放電が行われる。また、Ｇ１〜Ｇ４の１周期の期間にインダクタＬ１、Ｌ２に対するエネルギー蓄積と、インダクタＬ１、Ｌ２からのエネルギー放出がそれぞれ２回行われるため、出力電流Ｉｏ（リップル電流）は、通常のＰＷＭ方式に対して周波数が倍のリップルを持つ電流となる。なお、電流は放電電流であるため、電流方向は充電電流に対して逆となる。

図７は、充電モードの起動時の制御シーケンスを示す。

ｔ３０〜ｔ３１までは、制御部１のオフセットの調整が行われる。ｔ３１〜ｔ３２でＣ２に対する予備充電が行われる。予備充電は、スイッチＭＣ１をオンしたときに蓄電デバイスＥから出力コンデンサＣ２に放電電流が流れないように、Ｖｃ＝Ｖｏとするために行う。しかし、ｔ３２においては、制御部１の制御誤差とセンサ回路の誤差を含む制御回路全体の誤差εのため、真のＶｏに対応する指令値ｄ２よりも低い指令値ｄ１のときに、Ｖｃ＝Ｖｏになったと判断してＰＷＭパルス出力を停止する。したがって、ｔ３２では、ＶｃがＶｏよりも僅かに低い電圧となっている。

制御部１は、ｔ３２でＶｃ＝Ｖｏになったと判断したため、その直後のｔ３３でスイッチＭＣをオンする。ｔ３３では、実際にはＶｃ＜Ｖｏであるため若干の放電電流が流れてＶｃ＝Ｖｏとなる。

続いてｔ３４で充電を再開する。このとき、Ｖｃはそのときの指令値ｄ１に対応する値よりも少し高くなっている。すると、制御部１は、Ｖｃを指令値ｄ１に対応する値に下げようとするため、出力コンデンサＣ２から電圧源コンデンサＣ１へエネルギーが移行するように、充電モードから放電モードに切り替える。

しかし、本実施例では、このときから一定時間Ｔだけ、Ｇ２、Ｇ３をオフする。放電モードでは、図６の電流経路から明らかなように、Ｇ２、Ｇ３をオフすると、どの期間においてもインダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが蓄積出来ない。つまり、ｔ２２〜ｔ２３、及び、ｔ２６〜ｔ２７において、電流が流れることはない。図１（Ｃ）で言えば、Ｑ１１がオフするために図の点線で示す電流が流れないことになる。一方、指令値は目標指令値ＭＡＸに向けて上昇していく。したがって、指令値が上昇してｄ２（真の電圧）に到達するまでのｔ３４〜ｔ３５の期間においては、放電電流が流れることはない。この点が図３と大きく異なっている。よって、ｔ３４〜ｔ３５の期間では、図３に示すような放電電流が蓄電デバイスＥから流れることはなくなる。また、ｔ３４〜ｔ３５の期間で放電電流が流れないため、出力電流Ｉｏの立ち上がりは図３に比べて早くなる。つまり、図３では、ｔ４から出力電流Ｉｏが流れ始め（マイナス値）、ｔ５でプラスに変化して上昇するが、図７では、ｔ３５から流れ始めるため、本実施例の出力電流Ｉｏの立ち上がりは、図３に比べてｔ３４〜ｔ３５の期間分だけ早くなる
なお、上記期間Ｔは、少なくともｔ３４〜ｔ３５の期間以上とする。本実施例では出力電流Ｉｏが設定電流Ｉｓに達するまでの長さにしている。また、充電モードでは出力電流Ｉｏが定電流となるようにＧ１〜Ｇ４を出力する。

図８は、充電モードのときの全体のタイミングチャートを示す。

ｔ４０で充電モードの起動シーケンスがスタートし、ｔ４１で回路のオフセット補正と出力コンデンサＣ２への予備充電が終了し、ＰＷＭパルスが停止する。その直後にスイッチＭＣがオンし、ＰＷＭパルスが再開する。ｔ４２〜ｔ４３においては、Ｇ１、Ｇ４がオンするが、Ｇ２、Ｇ３がオフするため放電が行われない。したがって、出力電流は−側に振れることなく（放電電流として流れることなく）、急速に立ち上がる。その後、定電流制御されながら、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃが所定の電圧になるまで充電が実行され、ｔ４でＰＷＭパルスが停止される。その後、スイッチＭＣがオフして充電モードが終了する。

放電モードのときも同様な動作となり、ｔ２では、出力電流は＋側に振れることなく（充電電流として流れることなく）、急速に立ち下がる。

上記実施形態では、図７のｔ３２においての誤差εによる問題を解消するために、ｔ３４以下の一定期間ＴにおいてＧ２、Ｇ３をオフしたが、他の解決方法として、予め誤差εを考慮し、ｔ３２において指令値をε分の加算した値に設定しても良い。そのようにすると、ｔ３４では、指令値が下降しないため、ｔ３４〜ｔ３５において図３に示すような放電電流が流れることを避けられる。また、スイッチング回路を、フルブリッジ接続された複数のスイッチング素子で構成したが、ハーフブリッジ接続した複数のスイッチング素子で構成することも可能である。

以上の説明は充電モードの説明だったが、放電モードのときも同様である。すなわち、放電モードでは、ｔ３４〜ｔ３５の期間で充電電流が流れるようになるため、この期間において充電モードの動作とならないようにＰＷＭパルスを生成する。このときにオフするＰＷＭパルスはＧ１、Ｇ４である。

Ｑ１〜Ｑ４−スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ４−フリーホイールダイオード
Ｌ１、Ｌ２−インダクタ
Ｃ１−電圧源コンデンサ
Ｃ２−出力コンデンサ
ＭＣ−スイッチ
Ｅ−蓄電デバイス

Claims

ＤＣ電源に入力側が接続され、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子、及び各スイッチング素子に並列に接続されたフリーホイールダイオードを含むスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力側に直列に接続されるインダクタ及び並列に接続される出力コンデンサと
試験用の充放電用コンデンサと前記インダクタ間に直列に接続されるスイッチと、
前記出力コンデンサ、前記充放電用コンデンサの各電圧、及び前記充放電用コンデンサに流れる出力電流の大きさを検出するセンサと、
前記複数のスイッチング素子の制御端子に接続され、指令値に対応した出力電圧となるように、前記センサの出力を参照して充電モード又は放電モードのＰＷＭパルスを生成して前記制御端子に出力する制御部と、
を備え、
前記制御部は次の制御を行うことを特徴とする充放電装置。
（１）前記充電モードの起動時において、前記指令値は、前記スイッチをオンする前に前記出力コンデンサの電圧Ｖｃと前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが一致すると判定するまで変化させ、それらの電圧Ｖｃ、Ｖｏの一致判定時にＰＷＭパルス出力を停止し、次いで前記スイッチをオンする。
（２）前記（１）の動作後、一定時間だけ放電モードの動作とならないように前記ＰＷＭパルスを生成する。
（３）前記（２）の動作後、前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが予め設定した目標電圧になるように前記指令値を変化させ、目標電圧に達したときにＰＷＭパルス出力を停止する。
前記制御部は、さらに次の制御を行うことを特徴とする請求項１記載の充放電装置。
（４）前記放電モードの起動時において、前記指令値は、前記スイッチをオンする前に前記出力コンデンサの電圧Ｖｃと前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが一致するまで変化させ、それらの電圧Ｖｃ、Ｖｏの一致検出時にＰＷＭパルス出力を停止し、次いで前記スイッチをオンする。
（５）前記（４）の動作後、一定時間だけ充電モードの動作とならないように前記ＰＷＭパルスを生成する。
（６）前記（５）の動作後、前記充放電用コンデンサの電圧Ｖｏが予め設定した目標電圧になるように前記指令値を変化させ、目標電圧に達したときにＰＷＭパルス出力を停止する。
前記複数のスイッチング素子は、上位アームの第１スイッチング素子Ｑ１、下位アームの第２スイッチング素子Ｑ２、上位アームの第３スイッチング素子Ｑ３、下位アームの第４スイッチング素子Ｑ４で構成され、これらのスイッチング素子がフルブリッジ接続され、
前記制御部は、前記第１スイッチング素子Ｑ１と前記第２スイッチング素子Ｑ２を交互にオンする周期を繰り返し、これより半周期遅れて、前記第４スイッチング素子Ｑ４と前記第３スイッチング素子Ｑ３を交互にオンする周期を繰り返すＰＷＭ制御を行う、請求項１又は２に記載の充放電装置。