JP5429656B1 - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高電圧を有する負荷に対してもリップル電流の発生を抑えるように電圧を供給する直流電源装置を提供する。
【解決手段】直流電圧Ｖｃを有する負荷５に接続され、複数のスイッチ素子１１〜１４を用いて負荷５に流れる電流を制御する電流制御部１と、負荷５の両端電圧Ｖｃよりも小さな電圧Ｖ１を生成して電流制御部１へ入力する直流電源部２と、負荷５の両端電圧Ｖｃと等しい直流電圧ＶＢを出力するブースト電源部３と、を備え、負荷５とブースト電源部３とを逆極性直列接続し、さらに負荷５とブースト電源部３との間に電流制御部１を介して直流電源部２が直列接続しており、電流制御部１の各スイッチ素子１１〜１４の動作により電圧Ｖ１を所定のオンデューティで直流電圧ＶＢに重畳して負荷５に供給する。
【選択図】図５

Description

この発明は、直流高電圧を負荷に供給する直流電源装置に関するものである。

高電圧を出力するバッテリは、例えば走行用モータを有する自動車や太陽光発電と組み合せる蓄電システムなどに広く利用されている。このような高電圧型のバッテリには例えば回生型の電源装置が接続され、当該バッテリに蓄積されている電力の消費を抑えるようにしている。
図１は、従来の直流電源装置の構成を示す説明図である。この図は直流電源装置のうち、チョークコイル１０３を有するバックコンバータ部分を示している。
図１に示した装置は、２つのスイッチ１０１（Ｑ１）とスイッチ１０２（Ｑ２）を直列接続し、これらスイッチの接続点に接続されたチョークコイル１０３を介して負荷１０５へ電流を供給するハーフブリッジ回路を形成している。
チョークコイル１０３と負荷１０５との接続線には、平滑コンデンサ１０４が当該負荷１０５に対して並列に接続されている。
負荷１０５は、高電位側電極をチョークコイル１０３の一端に接続し、低電位側電極を接地接続している。

図２は、図１の直流電源装置の動作を示す説明図である。図中上段は、負荷１０５に流れる電流の経時変化を示すグラフであり、縦軸は負荷１０５に流れる電流を表し、横軸は直流電源装置の動作時間（経過時間）を表している。
図１に示したようにスイッチ１０１（Ｑ１）の一端には、接地レベルよりも高い高電位側の電圧＋Ｖが印加され、スイッチ１０２（Ｑ２）の一端には、接地レベルよりも低い低電位側の電圧―Ｖが印加されている。
負荷１０５は例えば充電可能なバッテリパックで、高電圧を出力するように構成されている。負荷１０５の両端電圧をＶｃとしたとき、スイッチ１０１に印加される電圧Ｖならびに電圧−Ｖの絶対値は、電圧Ｖｃよりも大きいものである。
この直流電源装置は、図２の下段に示したようにスイッチ１０１（Ｑ１）とスイッチ１０２（Ｑ２）が交互にオン状態になり、同時にオン状態、また、同時にオフ状態とならないようにスイッチ動作が制御されている。
図２に示した動作は、スイッチ１０１（Ｑ１）とスイッチ１０２（Ｑ２）が交互にオン・オフ動作を同一周期で繰り返しており、このとき負荷１０５に流れる電流の増減を図２の上段に示している。

ここで、チョークコイル１０３のインダクタンスをＬとしたとき、スイッチ１０１がオン状態、スイッチ１０２がオフ状態のときに負荷１０５に流れる電流変化率は、ｄＩ／ｄｔ＝（Ｖ−Ｖｃ）／Ｌで表され、時間経過に伴って負荷１０５へ流れる電流Ｉが上昇する。
スイッチ１０１がオフ状態、スイッチ１０２がオン状態のときの電流変化率はｄＩ／ｄｔ＝（−Ｖ−Ｖｃ）／Ｌとなり、時間経過に伴って電流Ｉが下降する。
このように、負荷１０５に電圧Ｖと電圧−Ｖを交互に切り替えて供給した場合には、インダクタンスＬに応じて図２の上段に示したような三角波電流（リップル電流Ｉｒ）が発生する。
図１に示した回路では、チョークコイル１０３と負荷１０５との接続点に平滑コンデンサ１０４を接続しているが、負荷１０５が車載用バッテリパック等である場合には交流インピーダンスが非常に小さい場合が多い。そのため、負荷１０５と並列接続されている平滑コンデンサ１０４は、三角波電流（リップル電流Ｉｒ）を十分吸収することができない。

リップル電流Ｉｒを抑制するために、チョークコイル１０３のインダクタンスＬを大きくして回路構成することや、別途リップルフィルタ回路等を設けることなどが考えられるが、このように構成すると回路の過渡応答特性を劣化させ、またコストが上昇するとともに回路もしくは装置等が大型になってしまう。

また、従来の電源装置には、四つのスイッチ素子を直列接続して構成されたバックコンバータを備えて出力電圧を制御するものがある（例えば特許文献１参照）。
図３は、従来の直流電源装置の他の構成を示す説明図である。この図は直流電源装置のうちのバックコンバータ部分を示したもので、前述の特許文献１に記載されたものと概ね同様に四つのスイッチ素子を直列接続して回路構成されている。なお、図３の回路は、各スイッチ素子のオン・オフ動作が特許文献１に記載された回路とは異なるものである。
図３の回路は、四つのスイッチ１１０〜１１３を直列接続しており、スイッチ１１０（Ｑ１）の一端に接地レベルよりも高い電位の電圧Ｖが供給され、スイッチ１１３（Ｑ２）の一端に接地レベルよりも低い電位の電圧−Ｖが供給されている。

直列接続されたスイッチ１１０〜１１３の中心となる、スイッチ１１１（ｑ１）とスイッチ１１２（ｑ２）との接続点にはチョークコイル１２４（Ｌ）の一端が接続されている。また、この装置は、スイッチ１１０〜１１３と負荷１０５との間を上記のチョークコイル１２４（Ｌ）によって接続しており、負荷１０５が例えばバッテリの場合、チョークコイル１２４（Ｌ）の他端に負荷１０５の高電位側の電極が接続されている。
スイッチ１１０（Ｑ１）とスイッチ１１１（ｑ１）との接続点にはダイオード１１４のカソードが接続されており、スイッチ１１２（ｑ２）とスイッチ１１３（Ｑ２）との接続点にはダイオード１１５のアノードが接続されている。ダイオード１１５のカソードは、ダイオード１１４のアノードに接続され、この接続点は接地接続されている。

スイッチ１１０（Ｑ１）〜１１３（Ｑ２）は、図示を省略した制御部によってそれぞれオン・オフ動作が制御される。
図４は、図３の直流電源装置の動作を示す説明図である。図中上段は、図３の負荷１０５に流れる電流の経時変化を表すグラフであり、縦軸は上記の電流を表し、横軸は経過時間を表している。
また、図４に示した動作は、スイッチ１１１（ｑ１）がオン状態、スイッチ１１３（Ｑ２）がオフ状態に維持されているときの、スイッチ１１０（Ｑ１）とスイッチ１１２（ｑ２）のスイッチ動作によって流れる電流を示したもので、各スイッチが他の状態となっているときの電流変化については図示を省略している。換言すると、負荷１０５に電圧Ｖを供給する場合のスイッチ動作を示し、負荷１０５に電圧−Ｖを供給する場合のスイッチ動作を省略している。
なお、図中、実線で示した電流変化は、後述するように電圧Ｖを負荷１０５に供給し、また当該負荷１０５を接地接続させたときに流れる電流を示している。また、図中、一点破線で示した電流変化は、例えば図１および図２を用いて説明したように、電圧Ｖと電圧−Ｖとを交互に負荷１０５に供給したときに発生する三角波電流である。

ここで、図３のチョークコイル１２４のインダクタンスをＬ、負荷１０５の両端電圧をＶｃとする。
図４に示したスイッチ動作において、スイッチ１１０（Ｑ１）がオン状態、スイッチ１１２（ｑ２）がオフ状態になると、負荷１０５には電圧Ｖが供給され、このとき負荷１０５に流れる電流Ｉの変化率は、ｄＩ／ｄｔ＝（Ｖ−Ｖｃ）／Ｌとなる。
また、スイッチ１１０（Ｑ１）がオフ状態、スイッチ１１２（ｑ２）がオン状態になって、負荷１０５に電圧Ｖが供給されず当該負荷１０５の高電位側電極がチョークコイル１２４およびダイオード１１５を介して接地されたときに流れる電流Ｉの変化率は、ｄＩ／ｄｔ＝−Ｖｃ／Ｌとなる。

ここで、電流変化率ｄＩ／ｄｔは、図４の上段に示した電流変化を表す特性曲線（三角波電流）の傾きである。この傾き、即ちｄＩ／ｄｔが「０」であれば三角波電流（リップル電流）が皆無であることを表す。
負荷１０５に電圧Ｖを供給した後に当該負荷１０５を接地接続したときには、電流が下降する際のｄＩ／ｄｔが小さくなり、負荷１０５の高電位側電極から緩やかに電流が流れ出る。

特許第４９４４２０８号公報

従来の直流電源装置は上記のように構成されているので、負荷の両端電圧が高くなるほど、当該直流電源装置から負荷に電流を流すときに大きなリップル電流が発生する。また、チョークコイルを用いてリップル電流を抑制する場合、回路の過渡特性などが劣化することからインダクタンスの大きさには限度があり、例えば高電圧を発生するバッテリパック等を負荷として取り扱う場合には、リップル電流の発生を有効に抑制することが困難になる。そのため、当該負荷に流れる電流を計測し、充放電特性等を所望の精度で測定することが難しくなるという問題点があった。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、高電圧を有する負荷に対してリップル電流の発生を抑えるように電圧を供給する直流電源装置を提供することを目的とする。

この発明に係る直流電源装置は、直流電圧を有する負荷に接続され、複数のスイッチ素子を用いて前記負荷に流れる電流を制御する電流制御部と、前記負荷の両端電圧よりも小さな第１直流電圧を生成して前記電流制御部へ入力する第１電源部と、前記負荷の両端電圧と等しい第２直流電圧を生成する第２電源部と、を備え、前記負荷と前記第２電源部とを逆極性直列接続し、さらに前記負荷と前記第２電源部との間に前記電流制御部を介して前記第１電源部が直列接続しており、前記電流制御部の各スイッチ素子の動作により前記第１直流電圧を所定のオンデューティで前記第２直流電圧に重畳して前記負荷に供給する、ことを特徴とする。

また、前記電流制御部は、第１スイッチ素子の一端と第２スイッチ素子の一端とを直列接続し、第３スイッチ素子の一端と第４スイッチ素子の一端とを直列接続し、前記直列接続された第１および第２スイッチ素子と前記直列接続された第３および第４スイッチ素子とを並列接続してなるフルブリッジ回路と、
（１）前記第１スイッチ素子の他端と前記第３スイッチ素子の他端とを接続する接続点を第１接続点とし、
（２）前記第２スイッチ素子の他端と前記第４スイッチ素子の他端とを接続する接続点を第２接続点とし、
（３）前記第１スイッチ素子の一端と前記第２スイッチ素子の一端とを接続する接続点を第３接続点とし、
（４）前記第３スイッチ素子の一端と前記第４スイッチ素子の一端とを接続する接続点を第４接続点とし、
（５）前記第１接続点および第２接続点を前記フルブリッジ回路の入力点とし、前記第３接続点および第４接続点を前記フルブリッジ回路の出力点としたとき、
前記出力点間を接続するコンデンサと、前記出力点と前記コンデンサとの間を接続するチョークコイルと、前記第１スイッチ素子から前記第４スイッチ素子のオン・オフ動作を各々制御するスイッチ制御部と、を備え、前記入力点間に前記第１直流電圧が供給されるように前記第１電源部の出力端子が接続され、前記第３接続点に前記負荷の高電位側電圧が印加されるように前記コンデンサの一端に前記負荷の高電位側電極が接続され、前記第４接続点に前記第２直流電圧の高電位側電圧が供給されるように前記コンデンサの他端に前記第２電源部の高電位側出力端子が接続され、前記第２電源部の低電位側出力端子に前記負荷の低電位側電極が接続されており、前記スイッチ制御部は、前記第１スイッチ素子と前記第３スイッチ素子のうちで、オン状態となる時間幅が狭い方の該時間幅をＴｍ、オン状態の時間幅が広い方のスイッチ素子のオン・オフ状態と前記オン状態の時間幅が狭い方のスイッチ素子のオン・オフ状態とが同一になる重なり期間をＴｄ、前記時間幅Ｔｍに対する前記重なり期間Ｔｄの割合を示すドライブ重なり率をＲｄ＝（Ｔｄ／Ｔｍ）×１００％としたとき、前記ドライブ重なり率Ｒｄが５０％以上１００％以下となるように前記各スイッチ素子の動作を制御し、前記第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを交互にオン・オフさせると共に前記第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とを交互にオン・オフさせて、前記フルブリッジ回路から前記負荷へ供給する供給電流を出力させ、前記供給電流が出力されない期間に、前記第１スイッチ素子および第３スイッチ素子を共にオン状態として前記第３接続点と第４接続点との間を接続して慣性電流を流す、ことを特徴とする。

また、前記電流制御部は、直列接続された第１スイッチ素子、第２スイッチ素子、第３スイッチ素子および第４スイッチ素子と、前記第２スイッチ素子と前記第３スイッチ素子との接続点に一端を接続し、他端を前記負荷の高電位側電極に接続するチョークコイルと、前記チョークコイルの他端に一端を接続し、他端を接地するコンデンサと、前記第１スイッチ素子から前記第４スイッチ素子のオン・オフ動作を各々制御するスイッチ制御部と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点にカソードを接続する第１ダイオードと、前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子との接続点にアノードを接続する第２ダイオードと、を備え、前記第１電源部は、電圧極性が正の第１直流電圧と電圧極性が負の第１直流電圧とを生成し、前記正の第１直流電圧の出力端子を前記第１スイッチ素子の一端に接続し、前記負の第１直流電圧の出力端子を前記第４スイッチ素子の一端に接続し、前記正の第１直流電圧と前記負の第１直流電圧の中心電位となる出力端子を前記第１ダイオードのアノードおよび第２ダイオードのカソードに接続して接地しており、前記第２電源部は、前記第２直流電圧の高電位側出力端子を前記第１電源部の中心電位となる出力端子に接続し、前記第２直流電圧の低電位側出力端子を前記負荷の低電位側電極に接続しており、前記スイッチ制御部は、前記第１および第２スイッチ素子をオン状態に制御し、前記正の第１直流電圧を前記チョークコイルに供給して前記負荷に流れる電流を急峻に増加させ、その後前記第１スイッチ素子をオフ状態に遷移させて、オン状態の前記第２スイッチ素子、前記チョークコイル、前記第２電源部および前記第１ダイオードを含む電流回路を形成させて前記チョークコイルに蓄積させたエネルギによる慣性電流を前記負荷に流す第１の制御と、前記第３および第４スイッチ素子をオン状態に制御し、前記負の第１直流電圧を前記チョークコイルに供給して前記負荷に流れる電流を急峻に減少させ、その後前記第４スイッチ素子をオフ状態に遷移させて、オン状態の前記第３スイッチ素子、前記チョークコイル、前記第２電源部および前記第２ダイオードを含む電流回路を形成させて前記チョークコイルに蓄積させたエネルギによる慣性電流を前記負荷に流す第２の制御と、を行うことを特徴とする。

また、前記第２電源部は、前記負荷の両端電圧を検知し、該検知電圧に等しい第２直流電圧を生成する、ことを特徴とする。

この発明によれば、高電圧を有する負荷に流れる電流のリップル成分を低減することが可能になり、高い精度で負荷に流れる電流を制御または測定することができる。

従来の直流電源装置の構成を示す説明図である。 図１の直流電源装置の動作を示す説明図である。 従来の直流電源装置の他の構成を示す説明図である。 図３の直流電源装置の動作を示す説明図である。 この発明の実施例１による直流電源装置の概略構成を示す説明図である。 図５の直流電源装置の動作を示す説明図である。 図５の直流電源装置の動作を示す説明図である。 電流制御部のフルブリッジ回路の動作を示す説明図である。 図５の直流電源装置の動作を示す説明図である。 この発明の実施例２よる直流電源装置の概略構成を示す説明図である。

以下、この発明の実施の一形態を図面に基づいて説明する。
（実施例１）
図５は、この発明の実施例１による直流電源装置の概略構成を示す説明図である。図示した直流電源装置は、スイッチ１１（Ｑ１）〜スイッチ１４（ｑ２）、回路電流に含まれる高周波成分を除去するチョークコイル１６，１７、回路電圧等を平滑化する出力コンデンサ１８、ならびにスイッチ１１（Ｑ１）〜スイッチ１４（ｑ２）の各スイッチ動作を制御するスイッチ制御部４からなる電流制御部１を備えている。また、電流制御部１に直流電圧Ｖ１を供給する直流電源部２、電流制御部１にブースト電圧ＶＢを供給するブースト電源部３を備えている。
図５に示した直流電源装置は、例えば直流電圧Ｖｃを発生するバッテリパック等からなる負荷５が接続されている。

電流制御部１は、スイッチ１１（Ｑ１）およびスイッチ１２（Ｑ２）を直列接続し、また、スイッチ１３（ｑ１）およびスイッチ１４（ｑ２）を接続し、これら直列接続されたスイッチ列を並列接続して構成されたフルブリッジ回路を備えている。
スイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１３（ｑ１）との接続点（フルブリッジ回路の入力点）は、直流電源部２の高電位側出力端子に接続されている。スイッチ１２（Ｑ２）とスイッチ１４（ｑ２）との接続点（フルブリッジ回路の入力点）は、直流電源部２の低電位側出力端子に接続されている。
スイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１２（Ｑ２）との接続点（フルブリッジ回路の第１出力点）には、チョークコイル１６の一端が接続されている。また、スイッチ１３（ｑ１）とスイッチ１４（ｑ２）との接続点（フルブリッジ回路の第２出力点）には、チョークコイル１７の一端が接続されている。

チョークコイル１６の他端は負荷５の高電位側、即ちプラス電極に接続され、チョークコイル１７の他端はブースト電源部３の高電位側出力端子に接続されている。また、チョークコイル１６の他端とチョークコイル１７の他端の間、即ち上記のフルブリッジ回路の出力点間に出力コンデンサ１８が接続されている。
負荷５の低電位側、即ちマイナス電極はブースト電源部３の低電位側出力端子に接続されている。また、負荷５の両電極は、ブースト電源部３の電圧検知端子等に接続されている。即ち、負荷５とブースト電源部３は逆極性直列接続されており、直流電源部２は電流制御部１を介してブースト電源部３と負荷５との間に直列接続されている。
スイッチ１１（Ｑ１）〜スイッチ１４（ｑ２）は、例えばＭＯＳＦＥＴの半導体スイッチ素子からなり、制御端子となるゲートが各々スイッチ制御部４に接続されている。

スイッチ制御部４は、プロセッサやメモリ等によって構成されており、例えば外部から入力した設定コマンドなどに応じて、または自身の内部メモリ等に記憶している制御プログラムに従ってスイッチ１１（Ｑ１）〜スイッチ１４（ｑ２）をそれぞれオン・オフするように構成されている。
直流電源部２は、前述のように直流電圧Ｖ１を生成する電源回路からなり、電流制御部１に負荷５を接続したとき、出力電圧Ｖ１が変化しない程度の電流容量を有している。

直流電源部２の出力電圧Ｖ１は、次のように用いる。
１）電流制御部１を構成する各スイッチ素子や負荷５などを接続する配線部分の発熱等による損失を補い、当該電流制御部１と負荷５との間に流れる電流を継続させるエネルギ供給を行う。
２）電流制御部１等の過渡応答・立ち上がり特性が有する高速性に対して、一般的にはブースト電源部３が電圧ＶＢを調整する応答性が遅い。例えば、負荷５が容量性のバッテリ等である場合には、負荷電流が増大するとき当該負荷５の内部インピーダンスによる電圧降下が変化する。そのため電圧Ｖｃが変化するときには、ブースト電源部３から電流制御部１へ出力している電圧ＶＢの追従が間に合わなくなる。このような電圧Ｖｃの変化に対応して電圧ＶＢを調整するとき、直流電源部２から出力されている電圧Ｖ１のエネルギを過渡的に補給する。
電圧Ｖ１は、バッテリ等の内部インピーダンス、電流回路（電流制御部１など）が有する特性、ブースト電源部３の応答速度などに対応するために、適当なマージンを含む電圧値に設定されたものであるが、一般的には電圧ＶＢならびに電圧Ｖｃに比べて小さい値である。

ブースト電源部３は、負荷５が例えば３００［Ｖ］の直流電圧Ｖｃを発生するバッテリパック等である場合には、少なくとも３００［Ｖ］の直流電圧ＶＢを生成・出力するように構成されている。なお、ブースト電源部３から出力される電圧ＶＢは、負荷５の両端電圧Ｖｃと同一であり、電圧Ｖ１に対して直列接続となるように極性を揃えて、即ちＶ１＋ＶＢとなるように重畳したときには負荷５の充電電圧となり、極性を反転させた電圧Ｖ１に重畳したとき、即ち−Ｖ１＋ＶＢとなるように重畳したときには負荷５から放電電流が流れる電圧値である。
また、ブースト電源部３は、負荷５の両端電圧Ｖｃを検知するように構成されており、検知した電圧をＶｓとしたとき、当該電圧Ｖｓと等しくなるように電圧ＶＢの大きさを調整して生成するように構成されている。

次に、動作について説明する。
ブースト電源部３は、負荷５の両端電圧Ｖｃを検知し、検知した電圧Ｖｓと同等の電圧ＶＢを生成し、当該電圧ＶＢの高電位側電圧を電流制御部１へ出力し、詳しくはチョークコイル１７と出力コンデンサ１８との接続点へ印加する。また、電圧ＶＢの低電位側電圧を負荷５の低電位側電極へ印加する。換言すると、ブースト電源部３、電流制御部１および負荷５は直列回路を形成しており、負荷５（バッテリ）の両端電圧Ｖｃに対して逆極性となるようにブースト電源部３からの電圧ＶＢが印加されることから、これらの合成電圧は定常的には０［Ｖ］になる。
そのため、電流制御部１は、回路インピーダンスに打ち勝つだけの小さな電圧で、上記の直列回路に流れる電流を制御することが可能になる。
直流電源部２は、例えば電圧Ｖ１の高電位側電圧をスイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１３（ｑ１）との接続点に供給し、電圧Ｖ１の低電位側電圧をスイッチ１２（Ｑ２）とスイッチ１４（ｑ２）との接続点に供給する。即ち、前述のフルブリッジ回路の入力点間に電圧Ｖ１を供給する。

スイッチ制御部４によって、スイッチ１１（Ｑ１）およびスイッチ１４（ｑ２）がオン状態に、また、スイッチ１２（Ｑ２）およびスイッチ１３（ｑ１）がオフ状態に制御されているときには、Ｖ１＋ＶＢの電圧がチョークコイル１６，１７と負荷５によって形成された直列回路部分の両端に印加される。ここで、上記のスイッチ１１（Ｑ１）〜スイッチ１４（ｑ２）のオン・オフ状態を第１スイッチ状態とする。
スイッチ１１（Ｑ１）およびスイッチ１４（ｑ２）がオフ状態に、また、スイッチ１２（Ｑ２）およびスイッチ１３（ｑ１）がオン状態に制御されているときには、−Ｖ１＋ＶＢの電圧が上記のチョークコイル１６，１７と負荷５との直列回路部分の両端に印加される。ここで、上記のスイッチ１１（Ｑ１）〜スイッチ１４（ｑ２）のオン・オフ状態を第２スイッチ状態とする。

図６は、図５の直流電源装置の動作を示す説明図である。この図は、スイッチ制御部４の制御による電流制御部１の動作例を示したもので、スイッチ１１（Ｑ１）〜スイッチ１４（ｑ２）の動作タイミングを示したタイミングチャートである。図中、ハイレベルを示している期間がオン状態、ローレベルを示している期間がオフ状態である。
図６（ａ），（ｂ）に示したスイッチ動作には、前述の第１スイッチ状態と第２スイッチ状態に加えて、スイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１３（ｑ１）が共にオン状態になる期間と、スイッチ１２（Ｑ２）とスイッチ１４（ｑ２）が共にオン状態となる期間を設けている。
なお、スイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１２（Ｑ２）が共にオン状態となる期間と、スイッチ１３（ｑ１）とスイッチ１４（ｑ２）が共にオン状態となる期間は存在しない。
また、上記の各スイッチ動作は負荷５へ電力を供給する目的などに応じて行われ、図６（ａ）に示したスイッチ動作のみを行う場合、図６（ｂ）に示したスイッチ動作のみを行う場合、また図６（ａ）と図６（ｂ）のスイッチ動作を組み合わせて行う場合などがある。

図６（ａ）に示した動作では、スイッチ制御部４は、例えばスイッチ１１（Ｑ１）がオフ状態へ遷移するタイミングとスイッチ１２（Ｑ２）がオン状態へ遷移するタイミングとを同期させ、スイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１２（Ｑ２）のオン・オフ状態を反転させて交互にオン・オフさせている（上記の各スイッチ動作にはデッドタイムが発生するが、ここでは説明を簡単にするため図示等を省略する）。
また、例えばスイッチ１３（ｑ１）がオフ状態へ遷移するタイミングとスイッチ１４（ｑ２）がオン状態へ遷移するタイミングとを同期させ、スイッチ１３（ｑ１）とスイッチ１４（ｑ２）を反転させて交互にオン・オフさせている。
また、スイッチ１１（Ｑ１）がオフ状態へ遷移するタイミングとスイッチ１３（ｑ１）がオフ状態へ遷移するタイミングを同期させていない。またさらに、スイッチ１２（Ｑ２）がオン状態へ遷移するタイミングとスイッチ１４（ｑ２）がオン状態へ遷移するタイミングとを同期させていない。

スイッチ制御部４は、上記のようにスイッチ動作を制御するときには、スイッチ１１（Ｑ１）のオンデューティを、スイッチ１３（ｑ１）のオンデューティよりも大きくしている。換言すると、電流制御部１から出力する電圧Ｖ１のオンデューティが５０［％］以下となるようにスイッチ動作が行われている。
このように各スイッチ動作を制御することによって、図６（ａ）に示した“伝達期間”において、スイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１４（ｑ２）が共にオン状態になり、なおかつ、スイッチ１２（Ｑ２）とスイッチ１３（ｑ１）が共にオフ状態になる第１スイッチ状態が生じる。この伝達期間においては、チョークコイル１６，１７の総合インダクタンスをＬ、当該インダクタンスＬに印加される電圧をＶＬとしたとき、ＶＬ＝Ｖ１＋ＶＢ−Ｖｃとなり、ここでＶＢ＝ＶｃとしたときＶＬ＝Ｖ１となる。
このときの電流増加率は、ｄＩ／ｄｔ＝Ｖ１／Ｌと表されることから、電圧Ｖ１の値によって負荷電流の増加率、即ち三角波電流の増加時の傾斜が定められ、電圧ＶＬの印加時間によって電流増加量を調整することができる。
このように、伝達期間の長さを変化させることにより、回路電流を制御することができる。
また、スイッチ制御部４は、伝達期間の長さ、即ち電圧Ｖ１のオンデューティが基本的には５０［％］前後となるように各スイッチ動作を制御しており、リップル電流を抑制する実効が得られるように上記のオンデューティを設定して上記の制御を行っている。

図６（ｂ）に示したスイッチ動作では、図６（ａ）に示した動作と同様に、直列接続されているスイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１２（Ｑ２）のオン・オフ状態を反転させて交互にオン・オフするようにスイッチタイミングを同期させている。
また、直列接続されているスイッチ１３（ｑ１）とスイッチ１４（ｑ２）のオン・オフ状態を反転させて、交互にオン・オフするようにスイッチタイミングを同期させている。
また、スイッチ１１（Ｑ１）およびスイッチ１３（ｑ１）のオフ状態からオン状態へ遷移するタイミングを同期させ、さらにスイッチ１２（Ｑ２）およびスイッチ１４（ｑ２）のオン状態からオフ状態へ遷移するタイミングを同期させている。
また、このスイッチ動作では、スイッチ１１（Ｑ１）がオフ状態へ遷移するタイミングとスイッチ１３（ｑ１）がオフ状態へ遷移するタイミングを同期させていない。またさらに、スイッチ１２（Ｑ２）がオン状態へ遷移するタイミングとスイッチ１４（ｑ２）がオン状態へ遷移するタイミングとを同期させていない。

図６（ａ），（ｂ）において、供給電流が出力される“伝達期間”は、第１の“休止期間”と第２の“休止期間”の間に存在する。
図６（ａ），（ｂ）に示した各休止期間には、スイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１３（ｑ１）が共にオン状態になっている期間と、スイッチ１２（Ｑ２）とスイッチ１４（ｑ２）が共にオン状態になっている期間が含まれている。

前述のスイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１３（ｑ１）が共にオン状態になっている期間や、スイッチ１２（Ｑ２）とスイッチ１４（ｑ２）が共にオン状態になっている期間には、直流電源部２が生成した電圧Ｖ１は、前述のフルブリッジ回路の出力点、チョークコイル１６，１７や負荷５へ供給されない。
これは、スイッチ１１（Ｑ１）〜スイッチ１４（ｑ２）によって構成されているフルブリッジ回路の二つの出力点間が接続され、換言するとチョークコイル１６の一端とチョークコイル１７の一端が接続されて負荷５にブースト電源部３からの電圧ＶＢが供給される。このとき電圧ＶＢには、直流電源部２によって生成された電圧Ｖ１が重畳されない。
ブースト電源部３は、前述のように負荷５の両端電圧を検知し、検知した電圧Ｖｓに等しい電圧ＶＢを生成することから、上記のフルブリッジ回路の出力点間の電位差が無くなる。このように電位差が無くなると、チョークコイル１６，１７に蓄積されていたエネルギ（電力）が開放され、このエネルギによって負荷５に慣性電流が流れる。

図７は、図５の直流電源装置の動作を示す説明図である。この図は、電流制御部１のフルブリッジ回路を構成する各スイッチのオン・オフ状態を表すタイミングチャートであり、一のスイッチ動作パターンを表す状態遷移Ａと、他のスイッチ動作パターンを表す状態遷移Ｂとを示している。
図７に示した各状態は、ハイレベルの部分がオン状態を表し、ローレベルの部分がオフ状態を表している。
また、状態遷移Ａは例えばスイッチ１１（Ｑ１）のオン・オフ動作を表し、状態遷移Ｂはスイッチ１３（ｑ１）のオン・オフ動作を表している。
ここで、状態遷移Ａと状態遷移Ｂのうち、オン状態の期間が短い（時間幅の狭い）方の状態遷移における当該時間幅をＴｍ、状態遷移Ａのオン状態と状態遷移Ｂのオン状態が重なる期間をＴｄ、としたとき、時間幅Ｔｍに対する重なり期間Ｔｄの割合を、ドライブ重なり率Ｒｄとする（Ｒｄ＝Ｔｄ／Ｔｍ）。図７に例示したものは、一の状態（ここではオン状態）となっている時間幅の狭い方が状態遷移Ａであり、一の状態（オン状態）の時間幅の広い方が状態遷移Ｂである。

図７（ａ）は、従来から行われている一般的なスイッチング動作を示しており、例えばスイッチ１１（Ｑ１）の動作パターンを表す状態遷移Ａと、スイッチ１３（ｑ１）の動作パターンを表す状態遷移Ｂとを示している。
図７（ａ）に例示したスイッチ動作は、各スイッチがオン状態からオフ状態へ遷移する際、またはオフ状態からオン状態へ遷移する際に生じる遅延時間（デッドタイム）は微小であり、「０」とみなしてよい程度である。ここで、状態遷移Ａの中でローレベルになっている期間と、状態遷移Ｂの中でハイレベルになっている期間をそれぞれＴｍとしたとき、期間Ｔｄを「０」とみなすことにより、ドライブ重なり率ＲｄはＴｄ／Ｔｍ＝０になり、前述の慣性電流が流れる期間は生じない。
図７（ｂ）は、図５の電流制御部１の制御によるスイッチ動作の一例を示している。図７（ａ）と同様に、図７（ｂ）の状態遷移Ａは例えばスイッチ１１（Ｑ１）の動作パターンを表すもので、状態遷移Ｂはスイッチ１３（ｑ１）の動作パターンを表すものである。

図７（ｂ）において、ハイレベル側の時間幅は、状態遷移Ａよりも状態遷移Ｂの方が狭い。また、ローレベル側の時間幅は、状態遷移Ｂよりも状態遷移Ａの方が狭い。これらの狭い方の時間幅をＴｍとする。また、状態遷移Ｂが時間幅Ｔｍでハイレベルとなっている期間のうち、状態遷移Ａがハイレベルとなっている期間をＴｄとする。また、状態遷移Ａが時間幅Ｔｍでローレベルとなっている期間のうち、状態遷移Ｂがローレベルとなっている期間をＴｄとする。前述の慣性電流は期間Ｔｄの間に流れることから、ドライブ重なり率Ｒｄが大きい程、慣性電流の流れる期間が長くなる。

また、対称的に直流電源部２が生成した電圧Ｖ１によって電流が流れる期間は短くなる。換言すると、状態遷移Ａがオン状態で状態遷移Ｂがオフ状態となる期間と、状態遷移Ａがオフ状態で状態遷移Ｂがオン状態となる期間が短くなる。
このように電流制御部１が入力電圧（電圧Ｖ１）をスイッチして電流を出力する期間を短く抑えることにより、前述の三角波電流（リップル電流）の大きさを抑制することができ、また、電流制御部１から電流出力を行わない期間に慣性電流を流すことにより、負荷５に流れる直流電流を維持することができる。

スイッチ制御部４は、例えば１０［ｋＷ］以上の電力を出力負荷５へ出力する場合には、電流制御部１の各スイッチを２０［ｋＨｚ］以下（５０［μｓｅｃ．］以上の周期）でスイッチさせ、負荷５が軽い場合には数百［ｋＨｚ］でスイッチさせる。また、負荷５へ出力する電力に応じて各スイッチのオンデューティを調整し、前述のドライブ重なり率Ｒｄ＝（Ｔｄ／Ｔｍ）×１００％が、例えば５０％以上となるように各スイッチの制御信号を生成し、電流制御部１のフルブリッジ回路を動作させる。

また、前述の慣性電流を流すときには、電流制御部１の第２出力点にブースト電源部３から電圧ＶＢが供給されていることから、第１出力点ならびに第２出力点の電位は、電圧ＶＢとなり、この電圧ＶＢが印加された状態において上記の慣性電流が流れる。このように慣性電流が流れるときには、電圧ＶＢが印加されていることから負荷５の電圧Ｖｃが見かけ上小さくなり、好ましくは０［Ｖ］となる。この慣性電流が流れる期間にはスイッチ動作が行われないことから、三角波電流の発生が無くなる。

図８は、電流制御部のフルブリッジ回路の動作を示す説明図である。図中上段は、電流制御部１を構成するフルブリッジ回路の第１出力点、もしくは負荷５に流れる電流の経時変化を示すグラフであり、縦軸は電流を表し、横軸は経過時間を表している。また、図中下段は、上記のフルブリッジ回路を構成するスイッチのうち、スイッチ１１（Ｑ１）のオン・オフ動作と、スイッチ１３（ｑ１）のオン・オフ動作を示している。
なお、図示を省略したスイッチ１２（Ｑ２）のオン・オフ動作は、スイッチ１１（Ｑ１）を反転させたものとなり、図示を省略したスイッチ１４（ｑ２）のオン・オフ動作はスイッチ１３（ｑ１）を反転させたものとなる。図８に例示した動作は、図６（ａ）の動作に相当する。
ここで、電流制御部１もしくはフルブリッジ回路の第１出力点の電圧をＶとする。また、負荷５からみたとき電流制御部１が有するインダクタンス、即ちチョークコイル１６，１７の総合インダクタンスをＬとする。

図９は、図５の直流電源装置の動作を示す説明図である。図５に示したものと同一部分に同じ符号を用いて説明する。
電流制御部１が図６（ａ）のように動作して図９（ａ）に示した第１スイッチ状態となったとき、当該電流制御部１から負荷５へ流れる電流をＩとすると、電流変化率はｄＩ／ｄｔ＝（Ｖ−Ｖｃ）／Ｌとなる。
また、図９（ｂ）に示したようにスイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１３（ｑ１）が共にオン状態となっているとき、または図９（ｃ）に示したスイッチ１２（Ｑ２）とスイッチ１４（ｑ２）が共にオン状態となっているときには、直流電源部２から電力が供給されないことから電流Ｉが減少する。このときの電流変化率はｄＩ／ｄｔ＝−Ｖｃ／Ｌとなる。
負荷５へ供給する電流Ｉを増加させる場合、リップル電流（三角波電流）を抑制するためには電流上昇を急峻に行い、電流下降を理想的には皆無にすることが望ましい。即ち、電流変化率を大きくするためには上記の電圧Ｖが電圧Ｖｃよりも十分大きく、電流変化率を小さくするためには電圧Ｖｃが小さいことが好ましい。

以上の関係から、従来の電源装置のようにブースト電源部３を備えていない回路においてリップル電流を抑制する場合には、電流回路に備えられたインダクタンスＬを大きくして定常状態における電流変化率を小さくしている。また、電流制御の際の過渡特性（応答速度）を良好にするため、高い電圧を電流回路に印加して電流変化率を高めている。このようなことから、相対的に負荷の両端電圧Ｖｃを大きく上回る電源電圧が必要になり、一般的には電圧Ｖｃの５倍程度の電源電圧が必要になる場合が多い。
上記のように電源電圧を設定した場合、数百ボルトの高電圧を出力するバッテリ等を駆動するときには相当の高電圧を取り扱う装置・設備が必要になる。本発明の技術は、負荷が有する電圧をはるかに上回る高電圧を必要とせずに、リップル電流の低減化を図ることを可能にするものである。

第１スイッチ状態となっているときにフルブリッジ回路から出力される電圧はＶ１＋ＶＢであり、また電圧ＶＢは負荷５の両端電圧Ｖｃと等しいことから、電流変化率はｄＩ／ｄｔ＝Ｖ１／Ｌとなる。このとき電圧Ｖｃは見かけ上０［Ｖ］、もしくは非常に小さい値となることから、電圧Ｖ１は電圧Ｖｃよりも十分大きな（５倍以上の）電圧となる。
また、図６（ａ）の動作においてスイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１３（ｑ１）が共にオン状態となっているとき、またはスイッチ１２（Ｑ２）とスイッチ１４（ｑ２）が共にオン状態となっているときには、電圧ＶＢが印加されることによって負荷５の電圧Ｖｃが見かけ上０［Ｖ］となるため、図８に示した電流波形のｄＩ／ｄｔ＝−Ｖｃ／Ｌとなる部分が、理想的にはｄＩ／ｄｔ＝０となって三角波電流の下降部分が生じなくなる。即ち、電流制御部１から負荷５に供給される電流は段階的に上昇するものとなる。換言すると、電流リップル成分（三角波電流）を含まないものとなる。

また、図８に示されていない図６（ｂ）の動作が行われるときには、スイッチ１１（Ｑ１）およびスイッチ１４（ｑ２）がオフ状態、スイッチ１２（Ｑ２）およびスイッチ１３（ｑ１）がオン状態となって電流制御部１が第２スイッチ状態になると、チョークコイル１６，１７に印加される電圧Ｖ１の極性が反転する。このときの電流をＩとしたとき、電流変化率はｄＩ／ｄｔ＝（−Ｖ−Ｖｃ）／Ｌとなる。
電圧ＶＢが供給されている電流制御部１が、上記のように第２スイッチ状態となっているとき、フルブリッジ回路から出力される電圧−Ｖは−Ｖ１＋ＶＢであり、前述のように見かけ上は電圧Ｖｃ＝０［Ｖ］であることから、電流変化率はｄＩ／ｄｔ＝−Ｖ１／Ｌとなる。このときの電圧−Ｖ１は、絶対値が見かけ上の電圧Ｖｃに比べて十分大きいため電流下降は急峻になる。

またさらに、図６（ｂ）の動作において、図９（ｂ）と同様にスイッチ１１（Ｑ１）とスイッチ１３（ｑ１）が共にオン状態となっているとき、または図９（ｃ）と同様にスイッチ１２（Ｑ２）とスイッチ１４（ｑ２）が共にオン状態となっているときには、電圧ＶＢが印加されることによって負荷５の電圧Ｖｃが見かけ上０［Ｖ］となるため、理想的には三角波電流の上昇部分がｄＩ／ｄｔ＝０となって発生しなくなる。即ち、負荷５に流れる電流は段階的に下降するものとなり、リップル電流（三角波電流）を含まないものとなる。なお、この動作において流れる電流は、図９（ｂ）および図９（ｃ）に示した電流Ｉとは逆方向に流れる。

実施例１の直流電源装置は、前述のように直流電源部２から電圧を出力する期間を短くし、また電流制御部１の二つの出力点を接続して慣性電流を流すことにより、負荷５に流れる電流に生じるリップル電流を抑制している。またさらに、負荷５の両端電圧Ｖｃと等しい電圧ＶＢを電流制御部１へ供給し、当該電流制御部１の二つの出力点を接続しているときの電流変化率を小さくしてリップル電流（三角波電流）の大きさを抑制し、直流電源装置から高電圧を有する負荷５の電流制御を行うとき、リップル電流が皆無とみなせるようにしている。
例えば電流制御部１と負荷５との間に電流センサ等を備え、この電流センサを用いて計測した電流値から負荷５の充放電特性を測定するとき、上記のようにリップル電流を抑制することによって、高電圧を有する負荷５の充放電特性を精度よく測定することが可能になる。

また、実施例１の直流電源装置は、フルブリッジ回路を有する電流制御部１を備えることにより、単一の電圧Ｖ１を出力する直流電源部２を用いて、負荷５に流れる電流の上昇および下降を可能にし、さらに、電流制御部１から負荷５へ電流を流し、また、負荷５から電流制御部１へ電流を流すことを可能にしている。また、前述のようにフルブリッジ回路を制御して慣性電流を流す期間を設けることにより、リップル電流（三角波電流）を抑えることができる。
また、上記のように電流センサを備えた場合、電流センサが検知する電流に含まれているリップル電流が微細になることから、当該電流センサが検知した電流値を用いて負荷５に流れる電流を高い精度で制御することも可能になる。
負荷５がバッテリ等である場合、上記のように電流制御部１から負荷５へ電流が流れるときには、当該負荷５は充電状態になり、各電源部は電力出力動作を行う。また、負荷５から電流制御部１へ電流が流れるときには、当該負荷５は放電状態になり、各電源部は電子負荷として動作する。実施例１で説明した直流電源装置は、回生機能ならびに双方向電源として動作することが可能な機能を備えている。

（実施例２）
図１０は、この発明の実施例２よる直流電源装置の概略構成を示す説明図である。図示した直流電源装置は、半導体スイッチ素子からなるスイッチ３１（Ｑ１）〜スイッチ３４（Ｑ２）、回路電流に含まれる高周波成分を除去するチョークコイル２６、回路電圧等を平滑化する出力コンデンサ２７、ならびにスイッチ３１（Ｑ１）〜スイッチ３４（Ｑ２）の各スイッチ動作を制御するスイッチ制御部２４からなる電流制御部２１を備えている。また、電流制御部２１に直流電圧＋Ｖ１，−Ｖ１を供給する直流電源部２２、電流制御部２１へブースト電圧ＶＢを供給するブースト電源部２３を備えている。
図１０に示した直流電源装置には、例えば直流電圧Ｖｃを発生するバッテリパック等からなる負荷２５が接続されている。

電流制御部２１は、スイッチ３１（Ｑ１）、スイッチ３２（ｑ１）、スイッチ３３（ｑ２）、スイッチ３４（Ｑ２）を直列接続し、当該直列接続の一端に直流電源部２２から出力される電圧＋Ｖ１が供給され、他端に直流電源部２２からの電圧−Ｖ１が供給されるように回路接続されている。
スイッチ３１（Ｑ１）とスイッチ３２（ｑ１）との接続点にはダイオード３５のカソードが接続されている。また、スイッチ３３（ｑ２）とスイッチ３４（Ｑ２）との接続点にはダイオード３６のアノードが接続されている。ダイオード３５のアノードとダイオード３６のカソードは、直流電源部２２の接地（以下、ＧＮＤと記載する）端子に接続されている。また、直流電源部２２のＧＮＤ端子には、ブースト電源部２３の電圧ＶＢの高電位側出力端子が接続されている。

スイッチ３２（ｑ１）とスイッチ３３（ｑ２）との接続点（出力点）には、チョークコイル２６の一端が接続されている。チョークコイル２６の他端には、出力コンデンサ２７の一端が接続されており、また、負荷２５の高電位側電極が接続されている。なお、出力コンデンサ２７の他端はＧＮＤ接続されている。
負荷２５の低電位側電極は、ブースト電源部２３の低電位側出力端子に接続されている。即ち、負荷２５は、ブースト電源部２３に逆極性直列接続されている。
負荷２５の両電極は、ブースト電源部２３の電圧モニタ端子等に接続されている。
スイッチ３１（Ｑ１）〜スイッチ３４（Ｑ２）は、例えばＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチ素子からなり、制御端子となるゲートが各々スイッチ制御部２４に接続されている。

スイッチ制御部２４は、プロセッサやメモリ等によって構成されており、例えば外部から入力した設定コマンドなどに応じて、または自身の内部メモリ等に記憶している制御プログラムに従ってスイッチ３１（Ｑ１）〜スイッチ３４（Ｑ２）をそれぞれオン・オフするように構成されている。
直流電源部２２は、前述のように電圧＋Ｖ１および電圧−Ｖ１を生成する電源回路からなり、電流制御部２１に負荷２５を接続したときに電圧＋Ｖ１および電圧−Ｖ１が変化しない程度の電流容量を有している。
ブースト電源部２３は、負荷２５の両端電圧Ｖｃを検知し、当該検知した電圧をＶｓとしたとき、電圧Ｖｓに応じて電流制御部２１等へ出力するブースト電圧ＶＢの大きさを調整するように構成されている。

次に、動作について説明する。
ブースト電源部２３は、例えば負荷２５の両端電圧Ｖｃを検知し、検知した電圧Ｖｓと等しい電圧ＶＢを生成し、当該電圧ＶＢの高電位側電圧を電流制御部２１へ、詳しくは直流電源部２２のＧＮＤ端子へ印加する。換言すると、ブースト電源部２３は、電流制御部２１に接続された負荷２５の電圧Ｖｃが、当該電流制御部２１からの見かけ上において小さく、好ましくは０［Ｖ］となるように電圧ＶＢを出力する。
直流電源部２２は、電圧＋Ｖ１をスイッチ３１（Ｑ１）の一端に供給し、また電圧−Ｖ１をスイッチ３４（Ｑ２）の一端に供給する。

スイッチ制御部２４は、前述の実施例１において説明した伝達期間と休止期間とを設けて電流制御部２１と負荷２５との間に電流を流す。なお、実施例１において説明した伝達期間および休止期間と、実施例２における伝達期間および休止期間では、各スイッチのオン・オフの遷移タイミングが異なっており、また各スイッチのオン状態が重なる期間やオフ状態が重なる期間は異なっている。
実施例２の直流電源装置が動作するときに設ける伝達期間には、電圧＋Ｖ１を用いる電流増加の伝達期間と、電圧−Ｖ１を用いる電流減少の伝達期間がある。
なお、実施例２の直流電源装置においても、各伝達期間の長さ、即ち電圧＋Ｖ１または電圧−Ｖ１のオンデューティが基本的には５０［％］前後となるように各スイッチ動作を制御しており、リップル電流を抑制する実効が得られるように上記のオンデューティを設定してスイッチ制御を行っている。

スイッチ制御部２４は、スイッチ３２（ｑ１）を次のように動作させる。
ｉ）スイッチ３１（Ｑ１）と共にオン状態となって、前述の電流増加の伝達期間を発生させ、直流電源部２２から出力される電圧＋Ｖ１を電流制御部２１の出力点（スイッチ３２（ｑ１）とスイッチ３３（ｑ２）との接続点）へ供給する。
ii）スイッチ３１（Ｑ１）をオフ状態とする上記の休止期間において、電流制御部２１の出力点から負荷２５の高電位側電極へ電流を流すときには、当該スイッチ３２（ｑ１）はオン状態となって、チョークコイル２６、負荷２５、ブースト電源部２３、ダイオード３５が直列接続された電流回路を形成する。この電流回路には、チョークコイル２６に蓄積されているエネルギにより、前述の電流制御部２１（チョークコイル２６）から負荷２５へ向かう慣性電流（充電電流）が流れる。
iii）スイッチ３４（Ｑ２）ならびにスイッチ３３（ｑ２）がオン状態となって、前述の電流減少の伝達期間となったときには、電流制御部２１へ印加されている電圧が損なわれないようにオフ状態となる。

また、スイッチ制御部２４は、スイッチ３３（ｑ２）を次のように動作させる。
ｉ）スイッチ３４（Ｑ２）と共にオン状態となって、前述の電流減少の伝達期間を発生させ、直流電源部２２から出力される電圧−Ｖ１を電流制御部２１の出力点へ供給する。
ii）スイッチ３４（Ｑ２）をオフ状態とする前述の休止期間において、負荷２５から電流制御部２１へ電流を流すときには、当該スイッチ３４（ｑ２）はオン状態となって、チョークコイル２６、負荷２５、ブースト電源部２３、ダイオード３６が直列接続された電流回路を形成する。この電流回路には、チョークコイル２６に蓄積されているエネルギにより、前述の負荷２５から電流制御部２１（チョークコイル２６）へ向かう慣性電流（放電電流）が流れる。
iii）スイッチ３１（Ｑ１）ならびにスイッチ３２（ｑ１）がオン状態となって、前述の電流増加の伝達期間となったときには、電流制御部２１へ印加されている電圧が損なわれないようにオフ状態となる。
以上のような各スイッチの制御ロジックにより、実施例１で説明した直流電源装置と概略同様な動作が可能になる。

ブースト電源部２３は、前述のように負荷２５の両端電圧Ｖｃを検知し、この電圧Ｖｃと等しくなるように電圧ＶＢを生成していることから、このときチョークコイル２６の両端において電位差が無くなり、電流制御部２１から見た電圧Ｖｃが小さくなり、理想的には０［Ｖ］になる。

上記のように電圧Ｖｃが見かけ上において小さくなると、前述の電流変化率ｄＩ／ｄｔ＝−Ｖｃ／Ｌも小さくなり、好ましくは皆無になる。即ち、このようなスイッチ状態となる期間においては、電流制御部２１に流れる電流は変化量が極めて小さいものになり、概ね一定になる。
例えば、スイッチ制御部２４が、直流電源部２２から出力された電圧＋Ｖ１がチョークコイル２６へ供給されないスイッチ状態から、スイッチ３１（Ｑ１）およびスイッチ３２（ｑ１）を共にオン状態に制御して電圧＋Ｖ１をチョークコイル２６へ供給し、また、電圧−Ｖ１がチョークコイル２６へ印加されないようにスイッチ３３（ｑ２）とスイッチ３４（Ｑ２）のいずれか、あるいは両方をオフ状態に制御して、前述の電流増加の伝達期間としたとき、電流制御部２１から負荷２５へ流れる電流が急峻に増加する。
この後、スイッチ３１（Ｑ１）をオフ状態へ遷移させ、スイッチ３２（ｑ１）をオン状態に維持した期間（休止期間）には、前述の電流回路が形成されてチョークコイル２６に蓄積されたエネルギによって慣性電流が流れ、電圧＋Ｖ１の供給が絶たれた後の電流変化（減少）が小さく抑えられる。即ち、例えば負荷２５の充電電流を増加させるとき、電流制御部２１から負荷２５へ流れる電流は階段状に増加するものとなって、増減を繰り返す三角波電流（リップル電流）が観測されなくなる。

また、スイッチ制御部２４が、直流電源部２２から出力された電圧−Ｖ１がチョークコイル２６へ供給されないスイッチ状態から、スイッチ３３（ｑ２）およびスイッチ３４（Ｑ２）を共にオン状態に制御して電圧−Ｖ１をチョークコイル２６へ供給し、また、電圧＋Ｖ１がチョークコイル２６へ印加されないようにスイッチ３１（Ｑ１）とスイッチ３２（ｑ１）のいずれか、あるいは両方をオフ状態に制御して、前述の電流減少の伝達期間としたとき、負荷２５に流れる電流が急峻に減少する。
この後、スイッチ３４（Ｑ２）をオフ状態へ遷移させ、スイッチ３３（ｑ２）をオン状態に維持した期間（休止期間）には、前述の電流回路が形成されてチョークコイル２６に蓄積されたエネルギによって慣性電流が流れ、電圧−Ｖ１の供給が絶たれた後の電流変化（減少）が小さく抑えられる。即ち、例えば負荷２５の充電電流を減少させるとき、負荷２５に流れる電流は階段状に減少するものとなって、増減を繰り返す三角波電流（リップル電流）が観測されなくなる。

なお、実施例２による直流電源装置は、実施例１で説明した直流電源装置と同様に回生機能ならびに双方向電源として動作することが可能な機能を備えている。
実施例２の直流電源装置によって負荷２５の放電電流を制御する場合、放電電流を増加させるときには前述の電圧−Ｖ１を供給するスイッチ制御を行い、放電電流を減少させるときには電圧＋Ｖ１を供給するスイッチ制御を行う。
また、スイッチ制御部２４は、例えば１０［ｋＷ］以上の電力を出力負荷２５へ供給する場合には、電流制御部２１の各スイッチを２０［ｋＨｚ］以下でスイッチさせる。即ち、負荷２５に流れる電流は、５０［μｓｅｃ．］以上の周期で階段状に上昇、あるいは下降する。負荷２５が軽い場合には数百［ｋＨｚ］でスイッチさせてもよい。

以上のように、実施例２の直流電源装置は、負荷２５の見かけ上の電圧Ｖｃを小さくすることにより、電流制御部２１から負荷２５に極性が正あるいは負の電圧を印加するときには、当該電流制御部２１から負荷２５へ、または負荷２５から電流制御部２１へ流れる電流を急峻に変化させ、直流電源部２２が生成した電圧を負荷２５に印加しないときには電流制御部２１に流れる電流の変化率を小さくすることにより、電流が上昇または下降するときに階段状に変化させることによって三角波電流（リップル電流）の発生を抑制するようにしている。
例えば電流制御部２と負荷２５との間に電流センサ等を備え、この電流センサを用いて計測した電流値から負荷２５の充放電特性を測定するとき、上記のようにリップル電流を抑制することによって、高電圧を有する負荷２５の充放電特性を精度よく測定することが可能になる。
また、上記のように電流センサを備えた場合、電流センサが検知する電流に含まれているリップル電流が微細になることから、当該電流センサが検知した電流値を用いて負荷２５に流れる電流を高い精度で制御することも可能になる。

１，２１電流制御部
２，２２直流電源部
３，２３ブースト電源部
４，２４スイッチ制御部
５，２５負荷
１１〜１４，３１〜３４スイッチ
１６，１７，２６チョークコイル
１８，２７出力コンデンサ
３５，３６ダイオード
１０１,１０２スイッチ
１０３，１２４チョークコイル
１０４平滑コンデンサ
１０５負荷
１１０〜１１３スイッチ
１１４，１１５ダイオード

Claims (4)

1. 直流電圧を有する負荷に接続され、複数のスイッチ素子を用いて前記負荷に流れる電流を制御する電流制御部と、
   前記負荷の両端電圧よりも小さな第１直流電圧を生成して前記電流制御部へ入力する第１電源部と、
   前記負荷の両端電圧と等しい第２直流電圧を生成する第２電源部と、
   を備え、
   前記負荷と前記第２電源部とを逆極性直列接続し、さらに前記負荷と前記第２電源部との間に前記電流制御部を介して前記第１電源部が直列接続しており、
   前記電流制御部の各スイッチ素子の動作により前記第１直流電圧を所定のオンデューティで前記第２直流電圧に重畳して前記負荷に供給する、
   ことを特徴とする直流電源装置。
2. 前記電流制御部は、
   第１スイッチ素子の一端と第２スイッチ素子の一端とを直列接続し、第３スイッチ素子の一端と第４スイッチ素子の一端とを直列接続し、前記直列接続された第１および第２スイッチ素子と前記直列接続された第３および第４スイッチ素子とを並列接続してなるフルブリッジ回路と、
   （１）前記第１スイッチ素子の他端と前記第３スイッチ素子の他端とを接続する接続点を第１接続点とし、
   （２）前記第２スイッチ素子の他端と前記第４スイッチ素子の他端とを接続する接続点を第２接続点とし、
   （３）前記第１スイッチ素子の一端と前記第２スイッチ素子の一端とを接続する接続点を第３接続点とし、
   （４）前記第３スイッチ素子の一端と前記第４スイッチ素子の一端とを接続する接続点を第４接続点とし、
   （５）前記第１接続点および第２接続点を前記フルブリッジ回路の入力点とし、前記第３接続点および第４接続点を前記フルブリッジ回路の出力点としたとき、
   前記出力点間を接続するコンデンサと、
   前記出力点と前記コンデンサとの間を接続するチョークコイルと、
   前記第１スイッチ素子から前記第４スイッチ素子のオン・オフ動作を各々制御するスイッチ制御部と、
   を備え、
   前記入力点間に前記第１直流電圧が供給されるように前記第１電源部の出力端子が接続され、
   前記第３接続点に前記負荷の高電位側電圧が印加されるように前記コンデンサの一端に前記負荷の高電位側電極が接続され、
   前記第４接続点に前記第２直流電圧の高電位側電圧が供給されるように前記コンデンサの他端に前記第２電源部の高電位側出力端子が接続され、
   前記第２電源部の低電位側出力端子に前記負荷の低電位側電極が接続されており、
   前記スイッチ制御部は、
   前記第１スイッチ素子と前記第３スイッチ素子のうちで、オン状態となる時間幅が狭い方の該時間幅をＴｍ、オン状態の時間幅が広い方のスイッチ素子のオン・オフ状態と前記オン状態の時間幅が狭い方のスイッチ素子のオン・オフ状態とが同一になる重なり期間をＴｄ、前記時間幅Ｔｍに対する前記重なり期間Ｔｄの割合を示すドライブ重なり率をＲｄ＝（Ｔｄ／Ｔｍ）×１００％としたとき、前記ドライブ重なり率Ｒｄが５０％以上１００％以下となるように前記各スイッチ素子の動作を制御し、
   前記第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とを交互にオン・オフさせると共に前記第３スイッチ素子と第４スイッチ素子とを交互にオン・オフさせて、前記フルブリッジ回路から前記負荷へ供給する供給電流を出力させ、
   前記供給電流が出力されない期間に、前記第１スイッチ素子および第３スイッチ素子を共にオン状態として前記第３接続点と第４接続点との間を接続して慣性電流を流す、
   ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記電流制御部は、
   直列接続された第１スイッチ素子、第２スイッチ素子、第３スイッチ素子および第４スイッチ素子と、
   前記第２スイッチ素子と前記第３スイッチ素子との接続点に一端を接続し、他端を前記負荷の高電位側電極に接続するチョークコイルと、
   前記チョークコイルの他端に一端を接続し、他端を接地するコンデンサと、
   前記第１スイッチ素子から前記第４スイッチ素子のオン・オフ動作を各々制御するスイッチ制御部と、
   前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点にカソードを接続する第１ダイオードと、
   前記第３スイッチ素子と前記第４スイッチ素子との接続点にアノードを接続する第２ダイオードと、
   を備え、
   前記第１電源部は、
   電圧極性が正の第１直流電圧と電圧極性が負の第１直流電圧とを生成し、
   前記正の第１直流電圧の出力端子を前記第１スイッチ素子の一端に接続し、
   前記負の第１直流電圧の出力端子を前記第４スイッチ素子の一端に接続し、
   前記正の第１直流電圧と前記負の第１直流電圧の中心電位となる出力端子を前記第１ダイオードのアノードおよび第２ダイオードのカソードに接続して接地しており、
   前記第２電源部は、
   前記第２直流電圧の高電位側出力端子を前記第１電源部の中心電位となる出力端子に接続し、
   前記第２直流電圧の低電位側出力端子を前記負荷の低電位側電極に接続しており、
   前記スイッチ制御部は、
   前記第１および第２スイッチ素子をオン状態に制御し、前記正の第１直流電圧を前記チョークコイルに供給して前記負荷に流れる電流を急峻に増加させ、その後前記第１スイッチ素子をオフ状態に遷移させて、オン状態の前記第２スイッチ素子、前記チョークコイル、前記第２電源部および前記第１ダイオードを含む電流回路を形成させて前記チョークコイルに蓄積させたエネルギによる慣性電流を前記負荷に流す第１の制御と、
   前記第３および第４スイッチ素子をオン状態に制御し、前記負の第１直流電圧を前記チョークコイルに供給して前記負荷に流れる電流を急峻に減少させ、その後前記第４スイッチ素子をオフ状態に遷移させて、オン状態の前記第３スイッチ素子、前記チョークコイル、前記第２電源部および前記第２ダイオードを含む電流回路を形成させて前記チョークコイルに蓄積させたエネルギによる慣性電流を前記負荷に流す第２の制御と、
   を行うことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
4. 前記第２電源部は、前記負荷の両端電圧を検知し、該検知電圧に等しい第２直流電圧を生成する、
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の直流電源装置。

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