JP6439522B2 - スイッチング素子の駆動回路 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子の操作状態の切替指令が入力されることにより、前記スイッチング素子の開閉制御端子の電荷を移動させて前記スイッチング素子の操作状態を切り替えるスイッチング素子の駆動回路に関する。

この種の駆動回路としては、下記特許文献１に見られるように、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とをオンオフ操作するものが知られている。詳しくは、この回路では、上下アームのうち、操作状態が切り替えられようとしている側（以下、自アーム）のスイッチング素子のオン状態への切替速度を、操作状態が切り替えられようとしていない側（以下、対向アーム）のスイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに流れる電流の検出値に基づいて設定する。これにより、スイッチング損失の低減を図っている。

特開２０１１−１０４４１号公報

ここで、上記特許文献１に記載された駆動回路では、自アームのスイッチング素子のオン状態への切替速度の設定に、対向アームのフリーホイールダイオードに流れる電流の検出値が要求される。対向アームのフリーホイールダイオードに流れる電流を検出してから、この電流検出値に基づいて自アームのスイッチング素子の切替速度を設定するまでには、ある程度の時間を要する。このため、切替速度の設定に時間的な制約がある場合、対向アームの電流検出値に基づく切替速度の設定手法を採用できないことも考えられる。また、上記特許文献１に記載された駆動回路では、対向アームのフリーホイールダイオードに流れる電流の検出回路が切替速度の設定に必要となり、部品数が増加する。このように、スイッチング損失の低減を図る駆動回路については、未だ改善の余地を残すものとなっている。

本発明は、スイッチング損失を低減できる新たなスイッチング素子の駆動回路を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、スイッチング素子（Ｓｃｐ，Ｓｃｎ，Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ）の操作状態の切替指令が入力されることにより、前記スイッチング素子の開閉制御端子の電荷を移動させて前記スイッチング素子の操作状態を切り替えるスイッチング素子の駆動回路において、前記切替指令が入力されることにより、前記操作状態を切り替えるために前記開閉制御端子の電荷が移動し始めてから、前記電荷の移動が完了するまでの途中の期間を規定期間とし、前記スイッチング素子の入出力端子間に流れる電流に依存しない前記規定期間における前記開閉制御端子の指令電流であって、前記規定期間において時間経過とともに前記指令電流を単調変化させて設定する指令値設定手段（７０）と、前記スイッチング素子の操作状態を切り替えるべく、前記指令値設定手段によって設定された前記指令電流に前記開閉制御端子の電流を制御する電流制御手段（６２〜６５，６６〜６９，７０）と、を備えることを特徴とする。

以下の説明において、スイッチング素子の操作状態を切り替えるために要求される開閉制御端子の電流であって、スイッチング素子等の半導体素子の信頼性低下を回避可能な開閉制御端子の上限電流を、律速電流と称すこととする。また、切替指令が入力された後、開閉制御端子の電荷の移動が完了する前の期間において、律速電流を定めるためのタイミングを、律速点と称すこととする。

スイッチング素子の入出力端子間に流れる電流（以下、主電流）が大きいほど、律速電流が小さくなる。また、切替指令が入力されてから律速点となるまでの時間は、主電流に依存する。

ここで本願発明者は、様々な主電流に対応する律速点における律速電流を時間軸上にプロットすると、律速電流の波形が、その傾きの符号を維持したまま時間経過とともに単調変化する波形となることを見出した。切替指令が入力されてから、主電流に対応する律速点までの期間に渡って、主電流に対応する律速電流を流し続けたとしても、スイッチング素子等の半導体素子の信頼性は低下しない。このため、切替指令が入力された後、様々な主電流に対応する各律速点における開閉制御端子の電流を、様々な主電流に対応する各律速電流以下とすることにより、スイッチング素子の操作状態を切り替える場合における上記半導体素子の信頼性低下を回避できる。

また、スイッチング損失低減の観点からすれば、開閉制御端子の電流を極力大きくしたい。このため、様々な主電流に対応する各律速点における開閉制御端子の電流を、時間経過とともに単調変化する律速電流に沿うように制御することにより、操作状態を切り替える場合のスイッチング損失を低減させることができる。すなわち、切替指令が入力されることにより開閉制御端子の電荷が移動し始めてから、開閉制御端子の電荷の移動が完了するまでの途中の期間である規定期間において、開閉制御端子の電流を時間経過とともに単調変化させることにより、スイッチング損失を低減させることができる。

この点に鑑み、上記発明では、指令値設定手段により、規定期間において時間経過とともに指令電流を単調変化させて設定する。そして、電流制御手段により、スイッチング素子の操作状態を切り替えるべく、指令値設定手段によって設定された指令電流に開閉制御端子の電流を制御する。これにより、スイッチング素子等の半導体素子の信頼性の低下を回避しつつ、スイッチング損失を低減させることができる。

さらに上記発明では、規定期間における指令電流を、主電流に依存しない値に設定している。この設定ができるのは、規定期間の各タイミングにおける指令電流が、様々な主電流を元に定めた律速電流を用いて設定されるためである。これにより、主電流に応じて指令電流の設定を変更する処理を不要にできるため、駆動回路に要求される演算処理能力の増大を抑制できる。また、主電流を検出する検出回路を不要にできるため、駆動回路の部品数の増加を抑制することもできる。

ここで、上記発明は、例えば以下のように具体化することができる。

前記規定期間は、前記操作状態をオフ状態に切り替えるオフ指令が入力されることにより、前記開閉制御端子の電荷が放電され始めてから、前記電荷の放電が完了するまでの途中の期間であるメイン放電期間であり、前記指令値設定手段は、前記メイン放電期間において、前記開閉制御端子の指令放電電流を時間経過とともに単調増加させて設定する放電指令値設定手段を含み、前記電流制御手段は、前記スイッチング素子をオフ状態に切り替えるべく、前記放電指令値設定手段によって設定された前記指令放電電流に前記開閉制御端子の放電電流を制御する放電制御手段（６６〜６９，７０）を含む。

以下の説明において、スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるために要求される開閉制御端子の放電電流であって、スイッチング素子の信頼性低下を回避可能な開閉制御端子の上限放電電流を、オフ律速電流と称すこととする。また、オフ指令が入力されてから、開閉制御端子の電荷の放電が完了するまでの途中のタイミングであって、オフ律速電流を定めるためのタイミングを、オフ律速点と称すこととする。

オフ指令の入力直前の主電流が大きいほど、オフ律速電流が小さくなる。また、オフ指令の入力直前の主電流が大きいほど、オフ指令が入力されてからオフ律速点となるまでの時間が短くなる。

ここで本願発明者は、様々な主電流に対応するオフ律速点におけるオフ律速電流を時間軸上にプロットすると、オフ律速電流の波形が時間経過とともに単調増加する波形となることを見出した。このため、オフ指令が入力された後、様々な主電流に対応する各オフ律速点における開閉制御端子の放電電流を、様々な主電流に対応する各オフ律速電流以下とすることにより、スイッチング素子をオフ状態に切り替える場合におけるスイッチング素子の信頼性低下を回避しつつ、スイッチング損失を低減させることができる。この点に鑑み、上記発明では、放電指令値設定手段と、放電制御手段とを備えた。

また、上記発明は、例えば以下のように具体化することもできる。

前記規定期間は、前記操作状態をオン状態に切り替えるオン指令が入力されることにより、前記開閉制御端子に電荷が充電され始めてから、前記電荷の充電が完了するまでの途中の期間であるメイン充電期間であり、前記指令値設定手段は、前記メイン充電期間において、前記開閉制御端子の指令充電電流を時間経過とともに単調減少させて設定する充電指令値設定手段を含み、前記電流制御手段は、前記スイッチング素子をオン状態に切り替えるべく、前記充電指令値設定手段によって設定された前記指令充電電流に前記開閉制御端子の充電電流を制御する充電制御手段（６２〜６５，７０）を含む。

以下の説明において、スイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるために要求される開閉制御端子の充電電流であって、上記半導体素子（例えば、対向アームのフリーホイールダイオード）の信頼性低下を回避可能な開閉制御端子の上限充電電流を、オン律速電流と称すこととする。また、オン指令が入力されてから、開閉制御端子の電荷の充電が完了するまでの途中のタイミングであって、オン律速電流を定めるためのタイミングを、オン律速点と称すこととする。

オン指令の入力によってその後流れる主電流が大きいほど、オン律速電流が小さくなる。また、オン指令の入力によってその後流れる主電流が大きいほど、オン指令が入力されてからオン律速点となるまでの時間が長くなる。

ここで本願発明者は、様々な主電流に対応するオン律速点におけるオン律速電流を時間軸上にプロットすると、オン律速電流の波形が時間経過とともに単調減少する波形となることを見出した。このため、オン指令が入力された後、様々な主電流に対応する各オン律速点における開閉制御端子の充電電流を、様々な主電流に対応する各オン律速電流以下とすることにより、スイッチング素子をオン状態に切り替える場合における上記半導体素子の信頼性低下を回避しつつ、スイッチング損失を低減させることができる。この点に鑑み、上記発明では、充電指令値設定手段と、充電制御手段とを備えた。

第１実施形態にかかる車載モータ制御システムの全体構成図。 駆動回路の構成を示す図。 コレクタ電流、ゲート放電電流及びサージ電圧の関係を示す図。 サージ電圧を説明するための図。 コレクタ電流とオフ律速電流との関係を示す図。 コレクタ電流とオフ律速点との関係を示すタイムチャート。 ゲート指令放電電流の推移を示すタイムチャート。 本実施形態、定電圧制御及び定電流制御のそれぞれのゲート放電電流の推移を示すタイムチャート。 本実施形態にかかるオフ状態への切替速度の向上効果を示す図。 コレクタ電流、ゲート充電電流及びコレクタ電流速度の関係を示す図。 コレクタ電流速度を説明するための図。 コレクタ電流とオン律速電流との関係を示す図。 コレクタ電流とオン律速点との関係を示すタイムチャート。 ゲート指令充電電流の推移を示すタイムチャート。 本実施形態、定電圧制御及び定電流制御のそれぞれのゲート充電電流の推移を示すタイムチャート。 第２実施形態にかかるゲート指令放電電流の推移を示すタイムチャート。 オフ時のデッドタイム短縮効果を説明するためのタイムチャート。 ゲート指令充電電流の推移を示すタイムチャート。 オン時のデッドタイム短縮効果を説明するためのタイムチャート。 第３実施形態にかかるゲート指令放電電流の推移を示すタイムチャート。 オフ時のスイッチング損失低減効果を説明するためのタイムチャート。 ゲート指令充電電流の推移を示すタイムチャート。 オン時のスイッチング損失低減効果を説明するためのタイムチャート。 第４実施形態にかかるコレクタ電流、電源電圧及びオフ律速電流の関係を示す図。 電源電圧に応じた指令放電電流の設定の一例を示すタイムチャート。 コレクタ電流、電源電圧及びオン律速電流の関係を示す図。 電源電圧に応じた指令充電電流の設定の一例を示すタイムチャート。 その他の実施形態にかかる電源電圧に応じた指令放電電流の設定手法を示すタイムチャート。 その他の実施形態にかかる電源電圧に応じた指令充電電流の設定手法を示すタイムチャート。

（第１実施形態）
以下、本発明を、車載主機として回転電機（モータジェネレータ）を搭載した車両に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

＜１．基本構成の説明＞
まず、本実施形態の基本構成について説明する。図１に示すように、車両は、高圧バッテリ１０、昇降圧コンバータ２０、インバータ３０、モータジェネレータ４０、及び制御装置５０を備えている。

モータジェネレータ４０は、車載主機であり、図示しない駆動輪と動力伝達可能とされている。モータジェネレータ４０は、インバータ３０及び昇降圧コンバータ２０を介して、高圧バッテリ１０に電気的に接続されている。本実施形態では、モータジェネレータ４０として、３相のものを用いている。モータジェネレータ４０としては、例えば、永久磁石同期モータを用いることができる。また、高圧バッテリ１０は、例えば百Ｖ以上となる端子間電圧を有する蓄電池である。高圧バッテリ１０としては、例えば、リチウムイオン蓄電池や、ニッケル水素蓄電池を用いることができる。

昇降圧コンバータ２０は、第１コンデンサ２１、第２コンデンサ２２、リアクトル２３、及び上，下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの直列接続体を備えている。詳しくは、第１コンデンサ２１には、高圧バッテリ１０が並列接続されている。第１コンデンサ２１の第１端には、リアクトル２３を介して各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの接続点が接続されている。各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎの直列接続体には、第２コンデンサ２２が並列接続されている。昇降圧コンバータ２０は、インバータ３０からモータジェネレータ４０に交流電圧を出力する力行駆動時において、高圧バッテリ１０から出力された直流電圧を昇圧してインバータ３０に対して出力する機能を有する。また、昇降圧コンバータ２０は、モータジェネレータ４０から出力された交流電圧をインバータ３０で直流電圧に変換して昇降圧コンバータ２０に出力する回生駆動時において、インバータ３０から出力された直流電圧を降圧して高圧バッテリ１０に対して出力する機能を有する。

ちなみに本実施形態では、各昇圧スイッチング素子とＳｃｐ，Ｓｃｎして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、具体的にはＩＧＢＴを用いている。各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎには、各フリーホイールダイオードＤｃｐ，Ｄｃｎが逆並列に接続されている。

インバータ３０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を３組備えている。各直列接続体は、第２コンデンサ２２に並列接続されている。各直列接続体の接続点には、モータジェネレータ４０のＵ，Ｖ，Ｗ相巻線の一端が接続されている。

ちなみに本実施形態では、各スイッチング素子とＳｕｐ〜Ｓｗｎして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、具体的にはＩＧＢＴを用いている。各スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。なお、昇降圧コンバータ２０に代えて、インバータ３０が第２コンデンサ２２を備えていてもよい。

本実施形態にかかる制御システムは、第１電圧センサ４１と、第２電圧センサ４２とを備えている。第１電圧センサ４１は、第１コンデンサ２１の端子間電圧を検出する第１電圧検出手段であり、第２電圧センサ４２は、第２コンデンサ２２の端子間電圧を検出する第２電圧検出手段である。

各電圧センサ４１，４２の検出値は、制御装置５０に入力される。制御装置５０は、モータジェネレータ４０の制御量（例えば、トルク）をその指令値に制御すべく、昇降圧コンバータ２０及びインバータ３０を操作する。詳しくは、制御装置５０は、各電圧センサ４１，４２の検出値に基づいて、昇降圧コンバータ２０の各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎをオンオフするための操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成し、各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎに対して個別に設けられた駆動回路Ｄｒに対して出力する。操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎは、各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎのオン状態への切り替えを指示するオン指令と、オフ状態への切り替えを指示するオフ指令とのいずれかをとる。これにより、各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎがオンオフされる。本実施形態では、力行駆動時において、下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎがオンオフされ、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐがオフ状態に維持される。一方、回生駆動時において、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐがオンオフされ、下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎがオフ状態に維持される。

制御装置５０は、インバータ３０の各スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオンオフすべく、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを、各スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎに対して個別に設けられた駆動回路Ｄｒに対して出力する。本実施形態では、電気角で互いに位相が１２０°ずれた３相指令電圧とキャリア信号（例えば三角波信号）との大小比較に基づくＰＷＭ処理により、各操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。操作信号ｇｕｐ〜ｇｗｎは、各スイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎのオン状態への切り替えを指示するオン指令と、オフ状態への切り替えを指示するオフ指令とのいずれかをとる。上アーム側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、対応する下アーム側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとは、互いに相補的な信号となっている。このため、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ，Ｓｗｐと、対応する下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとは、デッドタイムを挟みつつ、交互にオン状態とされる。

続いて、図２を用いて、駆動回路Ｄｒの構成について説明する。本実施形態における各スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎ，Ｓｕｐ〜Ｓｗｎに対応する各駆動回路Ｄｒは、基本的には同じ構成である。図２には、インバータ３０のＵ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐに対応する駆動回路Ｄｒを例示した。

図示されるように、駆動回路Ｄｒには、定電圧電源６０から電力が供給される。図２には、定電圧電源６０の出力電圧を「Ｖｏｍ」にて示した。本実施形態において、定電圧電源６０の出力電圧Ｖｏｍが、スイッチング素子Ｓｕｐのエミッタ（出力端子）に対するゲート（開閉制御端子）の電位差（以下、ゲート電圧）の上限電圧となる。また、ゲート電圧の下限電圧は、エミッタ電位（０）である。駆動回路Ｄｒは、１チップ化された集積回路６１を備えている。定電圧電源６０には、充電用抵抗体６２を介して集積回路６１の第１端子Ｔ１が接続されている。第１端子Ｔ１には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、充電用スイッチング素子６３）、及び集積回路６１の第２端子Ｔ２を介して、スイッチング素子Ｓｕｐのゲートが接続されている。

第１端子Ｔ１には、第１オペアンプ６４の反転入力端子が接続されている。第１オペアンプ６４の非反転入力端子には、第１電源６５の正極端子が接続され、第１電源６５の負極端子には、集積回路６１の第３端子Ｔ３を介してスイッチング素子Ｓｕｐのエミッタが接続されている。第１電源６５は、その出力電圧を可変設定可能に構成されている。こうした構成によれば、充電用スイッチング素子６３のオン抵抗が調整され、第３端子Ｔ３（エミッタ）に対する第１端子Ｔ１の電位差を、第１電源６５の出力電圧とすることができる。すなわち、第１電源６５の出力電圧を調整することにより、ゲート充電電流を制御することができる。ちなみに、ゲート充電電流を制御する構成としては、図２に示した構成に限らない。

スイッチング素子Ｓｕｐのゲートには、集積回路６１の第４端子Ｔ４と、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、放電用スイッチング素子６６）とを介して、集積回路６１の第５端子Ｔ５が接続されている。第５端子Ｔ５には、放電用抵抗体６７を介して第３端子Ｔ３が接続されている。

第５端子Ｔ５には、第２オペアンプ６８の反転入力端子が接続されている。第２オペアンプ６８の非反転入力端子には、第２電源６９の正極端子が接続され、第２電源６９の負極端子には、第３端子Ｔ３が接続されている。第２電源６９は、その出力電圧を可変設定可能に構成されている。こうした構成によれば、放電用スイッチング素子６６のオン抵抗が調整され、第３端子Ｔ３に対する第５端子Ｔ５の電位を、第２電源６９の出力電圧とすることができる。すなわち、第２電源６９の出力電圧を調整することにより、ゲート放電電流を制御することができる。ちなみに、ゲート放電電流を制御する構成としては、図２に示した構成に限らない。

集積回路６１は、駆動制御部７０を内蔵している。駆動制御部７０には、集積回路６１の第６端子Ｔ６を介して操作信号ｇｕｐが入力され、また、第７端子Ｔ７を介して第２電圧センサ４２によって検出された電圧（以下、電源電圧ＶＨ）が入力される。駆動制御部７０は、入力された操作信号ｇｕｐに基づいて、充電処理及び放電処理を交互に行うことでスイッチング素子Ｓｕｐを駆動する。

充電処理は、操作信号ｇｕｐがオン指令になったと判断された場合、第１オペアンプ６４に対してイネーブル信号ＳｉｇＣを出力することで充電用スイッチング素子６３を駆動し、第２オペアンプ６８に対するイネーブル信号ＳｉｇＤの出力を停止することで放電用スイッチング素子６６をオフ状態とする処理である。充電処理では、ゲート充電電流を指令充電電流に制御すべく、通電操作によって第１電源６５の出力電圧が調整される。指令充電電流に対応する第１電源６５の出力電圧は、駆動制御部７０の備える記憶手段であるメモリ７０ａに記憶されている。充電処理の実行により、スイッチング素子Ｓｕｐのゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ（スレッショルド電圧）以上になると、スイッチング素子Ｓｕｐがオフ状態からオン状態に切り替わる。ちなみに本実施形態において、充電用抵抗体６２、充電用スイッチング素子６３、第１オペアンプ６４、第１電源６５及び駆動制御部７０が「充電制御手段」を構成する。

一方、放電処理は、操作信号ｇｕｐがオフ指令になったと判断された場合、第２オペアンプ６８に対してイネーブル信号ＳｉｇＤを出力することで放電用スイッチング素子６６を駆動し、第１オペアンプ６４に対するイネーブル信号ＳｉｇＣの出力を停止することで充電用スイッチング素子６３をオフ状態とする処理である。放電処理では、ゲート放電電流を指令放電電流に制御すべく、通電操作によって第２電源６９の出力電圧が調整される。指令放電電流に対応する第２電源６９の出力電圧は、メモリ７０ａに記憶されている。放電処理の実行により、ゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈ未満になると、スイッチング素子Ｓｕｐがオン状態からオフ状態に切り替わる。ちなみに本実施形態において、放電用スイッチング素子６６、放電用抵抗体６７、第２オペアンプ６８、第２電源６９及び駆動制御部７０が「放電制御手段」を構成する。

＜２．ゲートの指令放電電流の説明＞
続いて、本実施形態の特徴的構成であるゲートの指令放電電流について説明する。ここでは、指令放電電流の適合手法について説明した後、駆動制御部７０によって実行される指令放電電流の設定処理について説明する。なお本実施形態では、主に、インバータ３０を構成するスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ、＃＝ｐ，ｎ）を例に説明する。

まず、本実施形態にかかる指令放電電流の適合手法について説明する。

図３に、ゲート放電電流Ｉｇ、スイッチング素子Ｓ＊＃のコレクタ（入力端子）及びコレクタ間に流れる電流（以下、コレクタ電流Ｉｃ）、及びサージ電圧ΔＶの関係を示す。本実施形態において、サージ電圧ΔＶは、図４に示すように、スイッチング素子Ｓ＊＃がオフ状態に切り替えられる場合のコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅのピークと、スイッチング素子Ｓ＊＃がオフ状態に切り替えられた後のコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅの安定値（図中、電源電圧ＶＨにて例示）との差として定義される。図３には、コレクタ電流Ｉｃがその最大値（以下、最大コレクタ電流Ｉｍａｘ。例えば４００Ａ）となる場合の関係と、コレクタ電流がその最小値（以下、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎ。例えば５０Ａ）となる場合の関係とを示した。なお、図３の横軸には、ゲート放電電流Ｉｇが小さくなるほど、スイッチング素子Ｓ＊＃のオン状態からオフ状態への切替速度（スイッチング速度）が低くなることをあわせて示した。

図３に示すように、ゲート放電電流Ｉｇを大きくするほど、サージ電圧ΔＶが増加していくものの、ゲート放電電流Ｉｇをさらに大きくすると、サージ電圧ΔＶが低下し始める。すなわち、サージ電圧ΔＶがピークとなるゲート放電電流Ｉｇが存在する。

この理由は、例えば、コレクタ電流Ｉｃが大きい領域と小さい領域とで異なる。詳しくは、コレクタ電流Ｉｃが大きい領域においては、ゲート放電電流Ｉｇが大きくなると、スイッチング素子Ｓ＊＃がオフ状態に切り替えられる場合のサージ電圧が、スイッチング素子Ｓ＊＃のダイナミックアバランシェによって吸収される。このため、サージ電圧ΔＶがピークとなるゲート放電電流Ｉｇが存在する。ただし、ゲート放電電流Ｉｇをサージ電圧のピークに対応するゲート放電電流を超えて設定することは、スイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性の維持につながらない。これは、サージ電圧ΔＶがピークとなるゲート放電電流を超えてゲート放電電流Ｉｇを大きくすると、ダイナミックアバランシェによってスイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性が低下するためである。

一方、コレクタ電流Ｉｃが小さい領域においては、ＩＧＢＴの素子特性でスイッチング速度が決まることに起因して、ゲート放電電流を制御できなくなる。このことに起因して、サージ電圧ΔＶがピークとなるゲート放電電流Ｉｇが存在する。

以上説明した理由から、サージ電圧ΔＶがピークとなるゲート放電電流Ｉｇを超えてゲート放電電流Ｉｇを大きくすると、スイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性が低下する懸念がある。また、サージ電圧ΔＶがピークとなるゲート放電電流Ｉｇは、コレクタ電流Ｉｃが大きいほど小さくなる。このため、スイッチング素子Ｓ＊＃をオフ状態に切り替える場合において、各コレクタ電流Ｉｃに対応するゲート放電電流Ｉｇは、サージ電圧ΔＶがピークとなるゲート放電電流Ｉｇ以下とする必要がある。

ここで本実施形態では、スイッチング損失を低減する観点から、各コレクタ電流Ｉｃに対して、サージ電圧ΔＶがピークとなるゲート放電電流Ｉｇをオフ律速電流Ｉｄｒｃ（「上限放電電流」に相当）として選択する。図５に、コレクタ電流Ｉｃを最小コレクタ電流Ｉｍｉｎから最大コレクタ電流Ｉｍａｘまでの間で様々な値とした場合に対応するオフ律速電流Ｉｄｒｃを示す。図５に示すように、操作信号ｇ＊＃のオフ指令が駆動回路Ｄｒに入力される直前のコレクタ電流Ｉｃが大きくなるほど、オフ律速電流Ｉｄｒｃが小さくなる。図５では、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応するオフ律速電流Ｉｄｒｃをオフ最大電流Ｉβとして示し、最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対応するオフ律速電流Ｉｄｒｃをオフ最小電流Ｉαとして示した。

このように、コレクタ電流Ｉｃと関係付けてオフ律速電流Ｉｄｒｃを規定することができる。本実施形態では、オフ律速電流Ｉｄｒｃを定めるタイミングを、サージ電圧ΔＶがピークとなるタイミングに設定した。本実施形態では、このタイミングをオフ律速点と称すこととする。ここで、オフ指令が入力される直前のコレクタ電流Ｉｃが大きいほど、オフ指令が入力されてからオフ律速点となるまでの時間が短くなる。図６に、オフ指令が駆動制御部７０に入力されてから、コレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅがピークとなるまでのタイムチャートを示す。ここで図６は、コレクタ電流Ｉｃ、コレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅ、並びにゲート電圧Ｖｇｅの推移を示す。図６に示すように、オフ指令が入力されてから、最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対応するオフ律速点（時刻ｔ１）となるまでの時間は、オフ指令が入力されてから、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応するオフ律速点（時刻ｔ２）となるまでの時間よりも短い。

ここで、様々なコレクタ電流Ｉｃに対応するオフ律速点と、各オフ律速点に対応するオフ律速電流Ｉｄｒｃとを時間軸上にプロットすると、図７（ａ）の時刻ｔ２〜ｔ３に示すように、オフ律速電流Ｉｄｒｃの波形が時間経過とともに単調増加する波形となる。時刻ｔ１においてオフ指令が入力されてから、コレクタ電流Ｉｃに対応するオフ律速点までの期間に渡って、各オフ律速点におけるオフ律速電流Ｉｄｒｃを流し続けたとしても、スイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性は低下しない。このため、オフ指令が入力された後、様々なコレクタ電流Ｉｃに対応する各オフ律速点におけるゲート放電電流を、様々なコレクタ電流Ｉｃに対応する各オフ律速電流Ｉｄｒｃ以下とすることにより、オフ状態に切り替える場合におけるスイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性低下を回避しつつ、スイッチング損失を低減できる。

ここで本実施形態では、時刻ｔ２〜ｔ３の期間をメイン放電期間と称すこととする。また、メイン放電期間の開始タイミング（時刻ｔ２）は、最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対応するオフ律速点に設定されている（図７（ｂ）参照）。さらに、メイン放電期間の終了タイミング（時刻ｔ３）は、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応するオフ律速点に設定されている。本実施形態において、メイン放電期間の開始タイミング及び終了タイミングのそれぞれは、予め実験等により定められている。

一方、オフ指令が入力される時刻ｔ１から、メイン放電期間の開始タイミング（時刻ｔ２）までの期間を、プレ放電期間と称すこととする。また、メイン放電期間の終了タイミング（時刻ｔ３）から、その直後にオン指令が入力されるまでの期間を、アフタ放電期間と称すこととする。

本実施形態において、プレ放電期間における指令放電電流は、オフ最小電流Ｉαよりも小さい一定値に設定されている。メイン放電期間における指令放電電流は、プレ放電期間の終了タイミングの指令放電電流との連続性を維持しつつ、時間経過とともに単調増加するように設定されている。詳しくは、時刻ｔ２における指令放電電流は、オフ最小電流Ｉα未満の値に設定され、時刻ｔ３における指令放電電流は、オフ最小電流Ｉαよりも大きくてかつオフ最大電流Ｉβ未満の値に設定されている。アフタ放電期間における指令放電電流は、メイン放電期間の終了タイミングの指令放電電流と同一の値であって、一定値に設定されている。

さらに本実施形態において、メイン放電期間における指令放電電流は、コレクタ電流Ｉｃに依存しない値に設定されている。この設定ができるのは、メイン放電期間の各タイミングにおける指令放電電流が、様々なコレクタ電流Ｉｃに対応する各オフ律速点におけるオフ律速電流Ｉｄｒｃに基づいて設定されるためである。これにより、コレクタ電流Ｉｃに応じて指令放電電流の設定を変更する処理を不要にできる。このため、ＰＷＭ処理におけるキャリア信号の１周期内に指令放電電流の設定変更処理を行う必要がなくなり、駆動回路Ｄｒに要求される演算処理能力の増大を抑制できる。また、コレクタ電流Ｉｃを検出する検出回路を不要にでき、駆動回路Ｄｒの部品数の増加を抑制することもできる。

本実施形態において、図７（ａ）に示した指令放電電流にかかる情報は、駆動制御部７０のメモリ７０ａに記憶されている。詳しくは、メモリ７０ａには、指令放電電流を実現するための第２電源６９の出力電圧が、オフ指令が入力されてからの経過時間と関係付けられて記憶されている。駆動制御部７０は、オフ指令が入力されてからの時間を計時する機能を有する。このため、駆動制御部７０は、放電処理において、ゲート放電電流を図７（ａ）に示した指令放電電流に制御することができる。ちなみに本実施形態において、駆動制御部７０が「放電指令値設定手段」に相当する。

続いて、図８及び図９を用いて、本実施形態の効果を説明する。まず、図８に、本実施形態、定電圧制御、及び定電流制御におけるゲート放電電流の推移を示す。ここで、定電圧制御とは、先の図２に示した構成において、オフ指令が入力される期間に渡って放電用スイッチング素子６６をフルオンさせる制御のことである。フルオンさせることで、放電用スイッチング素子６６のオン抵抗が略０とされる。一方、定電流制御とは、先の図２に示した構成において、オフ指令が入力される期間に渡って、第２電源６９の出力電圧を一定値にし、ゲート放電電流を一定値に保持する制御のことである。

図示されるように、定電圧制御においては、コレクタ電流Ｉｃが小さいほど、スイッチング素子Ｓ＊＃のミラー電圧が低くなり、ゲート放電電流が小さくなる。このため、スイッチング速度が低下し、スイッチング損失が増大する。このように、定電圧制御では、スイッチング速度がコレクタ電流Ｉｃに依存する。

ここで、定電圧制御及び定電流制御においては、通常、コレクタ電流Ｉｃが最大コレクタ電流Ｉｍａｘとなる場合にスイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性が低下しないようにゲート放電電流が適合される。ただしこの場合、コレクタ電流Ｉｃが最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対して小さくなるほど、ゲート放電電流を上昇させる余地があるにもかかわらず、ゲート放電電流を上昇させることができない。このため、定電圧制御及び定電流制御では、コレクタ電流Ｉｃが低い領域においてスイッチング損失が増大する傾向にある。

これに対し、本実施形態の指令放電電流の設定手法によれば、図９に示すように、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応する指令放電電流を、定電圧制御や定電流制御よりも大きく設定できる。すなわち、スイッチング速度を高く設定できる。その結果、定電圧制御及び定電流制御と比較して、例えばコレクタ電流Ｉｃが低い領域において、スイッチング損失を低減させることができる。

ちなみに、昇降圧コンバータ２０を構成する各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｐに対しても、インバータ３０を構成するスイッチング素子Ｓ＊＃と同様に、上述した指令放電電流の設定手法を用いることができる。

＜３．ゲートの指令充電電流の説明＞
続いて、本実施形態の特徴的構成であるゲートの指令充電電流について説明する。ここでは、指令充電電流の適合手法について説明した後、駆動制御部７０によって実行される指令充電電流の設定処理について説明する。

まず、本実施形態にかかる指令充電電流の適合手法について説明する。

図１０に、ゲート充電電流Ｉｇ、コレクタ電流Ｉｃ、及びコレクタ電流速度「ｄＩｃ／ｄｔ」の関係を示す。本実施形態において、コレクタ電流速度は、図１１に示すように、スイッチング素子Ｓ＊＃がオン状態に切り替えられる場合のコレクタ電流Ｉｃのうち、コレクタ電流Ｉｃのピーク以降の変化速度（具体的には、時刻ｔ２〜ｔ３における変化速度）として定義される。ここでＩａｋ，Ｖａｋは、対向アームのフリーホイールダイオードに流れる電流，端子間電圧を示す。図１０には、コレクタ電流Ｉｃが最大コレクタ電流Ｉｍａｘとなる場合の関係と、コレクタ電流が最小コレクタ電流Ｉｍｉｎとなる場合の関係とを示した。なお、時刻ｔ１には、モータジェネレータ４０のコイルのインダクタンスに起因して、自アーム側のコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅが低下することを示した。

コレクタ電流Ｉｃが大きいほど、対向アームのフリーホイールダイオードの信頼性低下を回避可能なコレクタ電流速度の上限値が小さくなる。自アームのコレクタ電流速度が、対向アームのフリーホイールダイオードの信頼性に寄与するのは、コレクタ電流速度が高いほど、フリーホイールダイオードの逆回復時におけるダイナミックアバランシェに起因してフリーホイールダイオードの信頼性が低下しやすくなるためである。図１０には、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応するコレクタ電流速度の上限値Ｓｔｈ１と、最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対応するコレクタ電流速度の上限値Ｓｔｈ２とを示した。ゲート放電電流Ｉｇを大きくするほど、コレクタ電流速度が高くなる。このため、スイッチング素子Ｓ＊＃をオン状態に切り替える場合において、各コレクタ電流Ｉｃに対応するゲート充電電流Ｉｇは、コレクタ電流速度がその上限値以下の値とする必要がある。

ここで本実施形態では、スイッチング損失を低減する観点から、各コレクタ電流Ｉｃに対して、コレクタ電流速度がその上限値となるゲート充電電流Ｉｇをオン律速電流Ｉｃｒｃとして選択する。図１２に、コレクタ電流Ｉｃを最小コレクタ電流Ｉｍｉｎから最大コレクタ電流Ｉｍａｘまでの間で様々な値とした場合に対応するオン律速電流Ｉｃｒｃを示す。図１２に示すように、コレクタ電流Ｉｃが大きくなるほど、オン律速電流Ｉｃｒｃが小さくなる。図１２では、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応するオン律速電流Ｉｃｒｃをオン最大電流Ｉδとして示し、最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対応するオン律速電流Ｉｃｒｃをオン最小電流Ｉγとして示した。

このように、コレクタ電流Ｉｃと関係付けてオン律速電流Ｉｃｒｃを規定することができる。本実施形態では、オン律速電流Ｉｃｒｃを定めるタイミングを、自アームのコレクタ電流Ｉｃがピークとなるタイミングに設定した。本実施形態では、このタイミングをオン律速点と称すこととする。ここで、オン状態に切り替えられた後に流れるコレクタ電流Ｉｃが大きいほど、オン指令が入力されてからオン律速点となるまでの時間が長くなる。図１３に、オン指令が駆動制御部７０に入力されてから、コレクタ電流Ｉｃがピークとなるまでのタイムチャートを示す。ここで図１３は、コレクタ電流Ｉｃ、コレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅ、ゲート電圧Ｖｇｅ、並びに損失（Ｉｃ×Ｖｃｅ）の推移を示す。図１３に示すように、オン指令が入力されてから、最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対応するオン律速点（時刻ｔ２）となるまでの時間は、オン指令が入力されてから、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応するオン律速点（時刻ｔ１）となるまでの時間よりも長い。

ここで、様々なコレクタ電流Ｉｃに対応するオン律速点と、各オン律速点に対応するオン律速電流Ｉｃｒｃとを時間軸上にプロットすると、図１４（ａ）の時刻ｔ２〜ｔ３に示すように、オン律速電流Ｉｃｒｃの波形が時間経過とともに単調減少する波形となる。時刻ｔ１においてオン指令が入力されてから、コレクタ電流Ｉｃに対応するオン律速点までの期間に渡って、各オン律速点におけるオン律速電流Ｉｃｒｃを流し続けたとしても、対向アームのフリーホイールダイオードの信頼性は低下しない。このため、オン指令が入力された後、様々なコレクタ電流Ｉｃに対応する各オン律速点におけるゲート充電電流を、様々なコレクタ電流Ｉｃに対応する各オン律速電流Ｉｃｒｃ以下とすることにより、オン状態に切り替える場合における対向アームのフリーホイールダイオードの信頼性低下を回避しつつ、スイッチング損失を低減できる。

ここで本実施形態では、時刻ｔ２〜ｔ３の期間をメイン充電期間と称すこととする。また、メイン充電期間の開始タイミング（時刻ｔ２）は、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応するオン律速点に設定されている（図１４（ｂ）参照）。さらに、メイン充電期間の終了タイミング（時刻ｔ３）は、最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対応するオン律速点に設定されている。本実施形態において、メイン充電期間の開始タイミング及び終了タイミングのそれぞれは、予め実験等により定められている。

一方、オン指令が入力される時刻ｔ１から、メイン充電期間の開始タイミング（時刻ｔ２）までの期間を、プレ充電期間と称すこととする。また、メイン充電期間の終了タイミング（時刻ｔ３）から、その直後にオフ指令が入力されるまでの期間を、アフタ充電期間と称すこととする。

本実施形態において、プレ充電期間における指令充電電流は、オン最大電流Ｉδよりも小さくてかつオン最小電流Ｉγよりも大きい一定値に設定されている。メイン充電期間における指令充電電流は、プレ充電期間の終了タイミングの指令充電電流との連続性を維持しつつ、時間経過とともに単調減少するように設定されている。詳しくは、時刻ｔ２における指令充電電流は、オン最小電流Ｉγよりも大きくてかつオン最大電流Ｉδ未満の値に設定され、時刻ｔ３における指令充電電流は、オン最小電流Ｉγ未満の値に設定されている。アフタ充電期間における指令充電電流は、メイン充電期間の終了タイミングの指令充電電流と同一の値であって、一定値に設定されている。

さらに本実施形態において、メイン充電期間における指令充電電流は、指令放電電流と同様に、コレクタ電流Ｉｃに依存しない値に設定されている。これにより、放電側と同様に、駆動回路Ｄｒに要求される演算処理能力の増大を抑制でき、また、駆動回路Ｄｒの部品数の増加を抑制することができる。

本実施形態において、図１４（ａ）に示した指令充電電流にかかる情報は、駆動制御部７０のメモリ７０ａに記憶されている。詳しくは、メモリ７０ａには、指令充電電流を実現するための第１電源６５の出力電圧が、オン指令が入力されてからの経過時間と関係付けられて記憶されている。駆動制御部７０は、充電処理において、ゲート充電電流を図１４（ａ）に示した指令充電電流に制御することができる。ちなみに本実施形態において、駆動制御部７０が「充電指令値設定手段」に相当する。

続いて、図１５を用いて、本実施形態の効果を説明する。図１５に、本実施形態、定電圧制御、及び定電流制御におけるゲート充電電流の推移を示す。ここで、定電圧制御とは、先の図２に示した構成において、オン指令が入力される期間に渡って充電用スイッチング素子６３をフルオンさせる制御のことである。一方、定電流制御とは、先の図２に示した構成において、オン指令が入力される期間に渡って、第１電源６５の出力電圧を一定値にし、ゲート充電電流を一定値に保持する制御のことである。

図示されるように、定電圧制御においては、コレクタ電流Ｉｃが大きいほど、スイッチング素子Ｓ＊＃のミラー電圧が高くなり、ゲート充電電流が小さくなる。このため、スイッチング速度が低下し、スイッチング損失が増大する。このように、定電圧制御では、スイッチング速度がコレクタ電流Ｉｃに依存する。

ここで、定電圧制御及び定電流制御においては、通常、コレクタ電流Ｉｃが最大コレクタ電流Ｉｍａｘとなる場合にフリーホイールダイオードの信頼性が低下しないようにゲート充電電流が適合される。ただしこの場合、放電側と同様に、コレクタ電流Ｉｃが最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対して小さくなるほど、スイッチング損失が増大する。これに対し、本実施形態の指令充電電流の設定手法によれば、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応する指令充電電流を、定電圧制御や定電流制御よりも大きく設定できる。その結果、例えばコレクタ電流Ｉｃが低い領域において、スイッチング損失を低減させることができる。

ちなみに、昇降圧コンバータ２０を構成する各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｐに対しても、インバータ３０を構成するスイッチング素子Ｓ＊＃と同様に、上述した指令充電電流の設定手法を用いることができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）メイン放電期間において、ゲートの指令放電電流を単調増加させて設定した。そして、設定された指令放電電流にゲート放電電流を制御することにより、スイッチング素子Ｓ＊＃をオフ状態に切り替えた。これにより、オフ状態への切り替え時において、スイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性の低下を回避しつつ、スイッチング損失を低減させることができる。

さらに、メイン放電期間における指令放電電流を、オフ指令が入力される直前のコレクタ電流Ｉｃに依存しない値に設定した。これにより、コレクタ電流Ｉｃに応じて指令放電電流の設定を変更する処理を不要にできるため、駆動回路Ｄｒに要求される演算処理能力の増大を抑制できる。また、コレクタ流を検出する検出回路を駆動回路Ｄｒが備える必要がないため、駆動回路Ｄｒの部品数の増加を抑制することもできる。

（２）メイン放電期間の開始タイミングを、最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対応するオフ律速点に設定した。この設定によれば、最大コレクタ電流Ｉｍａｘがスイッチング素子に流れる場合であっても、オフ状態への切り替え時におけるスイッチング素子Ｓ＊＃の信頼性の低下を的確に回避できる。

（３）メイン放電期間の終了タイミングを、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応するオフ律速点に設定した。この設定に対し、メイン放電期間の終了タイミングを、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎよりも大きいコレクタ電流に対応するオフ律速点に設定する構成も考えられる。この場合、メイン放電期間の終了タイミング以降の指令放電電流を大きくする余地があるにもかかわらず、指令放電電流が大きくされないことにより、スイッチング損失が増大し得る。これに対し、本実施形態によれば、指令放電電流を大きく設定でき、スイッチング損失を的確に低減させることができる。

（４）メイン充電期間において、ゲートの指令充電電流を単調減少させて設定した。そして、設定された指令充電電流にゲート充電電流を制御することにより、スイッチング素子Ｓ＊＃をオン状態に切り替えた。これにより、オン状態への切り替え時において、対向アームのフリーホイールダイオードの信頼性の低下を回避しつつ、スイッチング損失を低減させることができる。

さらに、メイン充電期間における指令充電電流をコレクタ電流に依存しない値に設定した。これにより、駆動回路Ｄｒに要求される演算処理能力の増大を抑制でき、また、駆動回路Ｄｒの部品数の増加を抑制することもできる。

（５）メイン充電期間の終了タイミングを、最大コレクタ電流Ｉｍａｘに対応するオン律速点に設定した。この設定によれば、最大コレクタ電流Ｉｍａｘがスイッチング素子に流れる場合であっても、オン状態への切り替え時における対向アームのフリーホイールダイオードの信頼性の低下を的確に回避できる。

（６）メイン充電期間の開始タイミングを、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎに対応するオン律速点に設定した。この設定に対し、メイン充電期間の開始タイミングを、最小コレクタ電流Ｉｍｉｎよりも大きいコレクタ電流に対応するオン律速点に設定する構成も考えられる。この場合、メイン充電期間の開始タイミング以前の指令充電電流を大きくする余地があるにもかかわらず、指令充電電流が大きくされないことにより、スイッチング損失が増大し得る。これに対し、本実施形態によれば、指令充電電流を大きく設定でき、スイッチング損失を的確に低減させることができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、指令放電電流及び指令充電電流の設定手法を変更する。

まず、指令放電電流について説明する。本実施形態では、図１６に示すように、プレ放電期間（時刻ｔ１〜ｔ２）における指令放電電流が、メイン放電期間の開始タイミング（時刻ｔ２）における指令放電電流よりも大きく設定されている。ここで図１６は、先の図７（ａ）に対応している。図１６には、上記第１実施形態にかかる指令放電電流を破線にて示した。

本実施形態にかかる指令放電電流の設定手法によれば、デッドタイムを短縮することができる。以下、これについて、図１７を用いて説明する。

図１７（ａ），（ｂ）は上，下アームの操作信号ｇ＊ｐ，ｇ＊ｎの推移を示し、図１７（ｂ）は下アームスイッチング素子Ｓ＊ｎのゲート電圧Ｖｇｅの推移を示し、図１７（ｃ）は下アームスイッチング素子Ｓ＊ｎのコレクタ電流Ｉｃの推移を示し、図１７（ｄ）は下アームスイッチング素子Ｓ＊ｎのコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅの推移を示す。図１７では、上アームの操作信号ｇ＊ｐがオン指令に切り替えられる時刻ｔ３を基準として、本実施形態と第１実施形態とのそれぞれの各推移を示した。

第１実施形態にかかる指令放電電流の設定手法では、時刻ｔ１ａにおいてオフ指令が入力されることにより、ゲート電圧Ｖｇｅが低下し始める。その後、時刻ｔ２においてゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｔｈを下回ることにより、スイッチング素子Ｓ＊ｎがオフ状態に切り替えられる。

一方、本実施形態では、オフ指令の入力タイミングである時刻ｔ１ｂと、ゲート電圧Ｖｇｅが低下して閾値電圧Ｖｔｈを下回るタイミングである時刻ｔ２との時間間隔が、第１実施形態の時間間隔よりも短い。このため、オフ指令の入力タイミングと上アームの操作信号ｇ＊ｐがオン指令に切り替えられるタイミングとの時間間隔ＴＢを、第１実施形態の時間間隔ＴＡよりも短くできる。その結果、デッドタイムを短縮でき、モータジェネレータ４０の制御性を向上させることができる。

続いて、指令充電電流について説明する。本実施形態では、図１８に示すように、プレ充電期間（時刻ｔ１〜ｔ２）における指令充電電流が、メイン充電期間の開始タイミング（時刻ｔ２）における指令充電電流よりも大きく設定されている。図１８は、先の図１４（ａ）に対応している。図１８に、上記第１実施形態にかかる指令充電電流を破線にて示した。

本実施形態にかかる指令充電電流の設定手法によれば、放電側と同様に、デッドタイムを短縮することができる。以下、これについて、図１９を用いて説明する。図１９は、先の図１７に対応している。図１９では、ゲート電圧Ｖｇｅが上昇して閾値電圧Ｖｔｈになる時刻ｔ２を基準として、本実施形態と第１実施形態とのそれぞれの各推移を示した。

本実施形態にかかるオン指令の入力タイミングと時刻ｔ２との時間間隔ＴＤは、第１実施形態の時間間隔ＴＤよりも短い。このため、デッドタイムを短縮でき、モータジェネレータ４０の制御性を向上させることができる。

ちなみに、昇降圧コンバータ２０を構成する各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｐに対しても、インバータ３０を構成するスイッチング素子Ｓ＊＃と同様に、上述した指令充電電流の設定手法を用いることができる。

このように本実施形態によれば、上記第１実施形態の効果に加えて、デッドタイムを短縮できるといった効果をさらに得ることができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、上記第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、指令放電電流及び指令充電電流の設定手法を変更する。

まず、指令放電電流について説明する。本実施形態では、図２０に示すように、時刻ｔ３以降のアフタ放電期間における指令放電電流が、メイン放電期間の終了タイミング（時刻ｔ３）における指令放電電流よりも大きく設定されている。図２０は、先の図１６に対応している。図２０に、上記第１実施形態にかかる指令放電電流を破線にて示した。

本実施形態にかかる指令放電電流の設定手法によれば、スイッチング損失を低減させることができる。以下、これについて図２１を用いて説明する。図２１（ａ）〜（ｃ）は、先の図１７（ｃ）〜（ｅ）に対応している。

図示されるように、本実施形態にかかる指令放電電流の設定手法によれば、時刻ｔ１〜ｔ２におけるテール電流を、第１実施形態よりも低減させることができる。その結果、オフ状態に切り替える場合に生じるスイッチング損失を低減させることができる。

続いて、指令充電電流について説明する。本実施形態では、図２２に示すように、時刻ｔ３以降のアフタ充電期間における指令充電電流が、メイン充電期間の終了タイミング（時刻ｔ３）における指令充電電流よりも大きく設定されている。図２２は、先の図１８に対応している。図２２に、上記第１実施形態にかかる指令充電電流を破線にて示した。

本実施形態にかかる指令充電電流の設定手法によれば、放電側と同様に、スイッチング損失を低減させることができる。以下、これについて図２３を用いて説明する。図２３（ａ）〜（ｃ）は、先の図１９（ｃ）〜（ｅ）に対応している。

図示されるように、本実施形態にかかる指令放電電流の設定手法によれば、ゲート電圧Ｖｇｅが閾値電圧Ｖｔｈとなる時刻ｔ１よりも後の時刻ｔ２〜ｔ３の間におけるコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅを、第１実施形態よりも低減させることができる。その結果、オン状態に切り替える場合に生じるスイッチング損失を低減させることができる。

ちなみに、昇降圧コンバータ２０を構成する各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｐに対しても、インバータ３０を構成するスイッチング素子Ｓ＊＃と同様に、上述した指令充電電流の設定手法を用いることができる。

このように本実施形態によれば、上記第１実施形態の効果に加えて、スイッチング損失をいっそう低減できるといった効果をさらに得ることができる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、電源電圧ＶＨに基づいて、指令放電電流及び指令充電電流を可変設定する。

まず、指令放電電流の設定手法について説明する。本実施形態では、電源電圧ＶＨが高いほど、メイン放電期間の開始タイミングにおける指令放電電流を小さく設定する第１オフ側処理を行う。また、電源電圧ＶＨが高いほど、オフ指令の入力タイミングに対してメイン放電期間の終了タイミングを遅延させる第２オフ側処理を行う。これは、図２４に示すように、オフ律速電流Ｉｄｒｃが、電源電圧ＶＨが高くほど小さく適合されるためである。ここで図２４は、電源電圧ＶＨ、コレクタ電流Ｉｃ及びオフ律速電流Ｉｄｒｃの関係を示したものである。Ｖｍａｘは、電源電圧ＶＨの取り得る最大値（例えば６００Ｖ）を示す。

本実施形態において、電源電圧ＶＨが高いほど、オフ律速電流Ｉｄｒｃを小さく適合しているのは、スイッチング素子Ｓ＊＃をオフ状態に切り替える場合のコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅの変化速度「ｄＶ／ｄｔ」を所定速度以下に抑制するためである。

つまり、インバータ３０から出力されたサージ電圧がモータジェネレータ４０に入力され、入力されたサージ電圧がモータジェネレータ４０内で増幅され得る。その結果、モータジェネレータ４０の信頼性が低下するおそれがある。増幅される現象が生じるのは、例えば、モータジェネレータ４０のコイルのインダクタンスとコイルの寄生容量とによる共振が生じるためである。ここで、電源電圧ＶＨが高いほど、オフ状態に切り替える場合のコレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅの変化速度が高くなる傾向にある。この変化速度が高いほど、サージ電圧に含まれる周波数が高くなる。本実施形態では、モータジェネレータ４０の共振周波数よりも、サージ電圧に含まれる周波数を低周波側にシフトさせることにより、モータジェネレータ４０内のサージ電圧の増幅を回避する。

このため、電源電圧ＶＨが高い場合には、オフ律速電流Ｉｄｒｃ（すなわち、指令放電電流）を小さくすることにより、スイッチング速度を低下させる処理を行う。この処理を具体化したものが、上記第１，第２オフ側処理である。これにより、コレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅの変化速度「ｄＶ／ｄｔ」を所定電圧以下に抑制する。

図２５に、電源電圧ＶＨに応じた指令放電電流の設定手法の一例を示した。図２５（ａ）における電源電圧Ｖｄ１は、図２５（ｂ）における電源電圧Ｖｄ２よりも低い。図示されるように、メイン放電期間の開始タイミング（時刻ｔ２）の指令放電電流は、電源電圧ＶＨの高い方が小さく設定されている。また、電源電圧の高い方のメイン放電期間の開始タイミングから終了タイミングまでの時間（時刻ｔ２〜ｔ４）は、電源電圧が低い方の時間（時刻ｔ２〜ｔ４）よりも長く設定されている。本実施形態では、メイン放電期間の開始タイミング（時刻ｔ２）が、電源電圧ＶＨによらず固定されている。メイン放電期間における指令放電電流は、電源電圧ＶＨに応じたオフ律速電流Ｉｄｒｃ以下に設定されている。

ここで本実施形態では、先の図２４に示すように、電源電圧ＶＨがオフ側規定電圧Ｖα以下であると駆動制御部７０によって判断された場合、第１，第２オフ側処理に代えて、オフ指令が入力される期間に渡って放電用スイッチング素子６６をフルオンさせる処理が行われる。これは、定電圧電源６０の出力電圧に上限があることから、ゲート放電電流をある値Ｉｌｉｍｉｔ１以上に高くできないことに基づくものである。フルオンさせる処理によれば、放電処理が定電圧制御によって行われる。

続いて、指令充電電流の設定手法について説明する。本実施形態では、電源電圧ＶＨが高いほど、メイン充電期間の終了タイミングにおける指令充電電流を小さく設定する第１オン側処理を行う。また、電源電圧ＶＨが高いほど、オン指令の入力タイミングに対してメイン充電期間の開始タイミングを早める第２オン側処理を行う。これは、図２６に示すように、オン律速電流Ｉｃｒｃが、電源電圧ＶＨが高くほど小さく適合されるためである。ここで図２６は、電源電圧ＶＨ、コレクタ電流Ｉｃ及びオン律速電流Ｉｃｒｃの関係を示したものである。本実施形態において、電源電圧ＶＨが高いほど、オン律速電流Ｉｃｒｃを小さく適合しているのは、放電側と同様な理由による。

図２７に、電源電圧ＶＨに応じた指令充電電流の設定手法の一例を示した。図２７（ａ）における電源電圧Ｖｃ１は、図２７（ｂ）における電源電圧Ｖｃ２よりも低い。図示されるように、メイン充電期間の終了タイミング（時刻ｔ４）の指令充電電流は、電源電圧ＶＨの高い方が小さく設定されている。また、電源電圧の高い方のメイン充電期間の開始タイミングから終了タイミングまでの時間（時刻ｔ２〜ｔ４）は、電源電圧ＶＨの低い方の時間（時刻ｔ３〜ｔ４）よりも長く設定されている。本実施形態では、メイン充電期間の終了タイミング（時刻ｔ４）が、電源電圧ＶＨによらず固定されている。メイン充電期間における指令充電電流は、電源電圧ＶＨに応じたオン律速電流Ｉｃｒｃ以下に設定されている。

ここで本実施形態では、先の図２６に示すように、電源電圧ＶＨがオン側規定電圧Ｖβ以下であると駆動制御部７０によって判断された場合、第１，第２オン側処理に代えて、オン指令が入力される期間に渡って充電用スイッチング素子６３をフルオンさせる処理が行われる。これは、放電側と同様に、ゲート充電電流をある値Ｉｌｉｍｉｔ２以上に高くできないことに基づくものである。この処理により、充電処理が定電圧制御によって行われる。

ちなみに、昇降圧コンバータ２０を構成する各昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｐに対しても、インバータ３０を構成するスイッチング素子Ｓ＊＃と同様に、上述した指令充電電流の設定手法を用いることができる。ここで、下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎに対して上記設定手法を用いる場合、電源電圧ＶＨに代えて、例えば、第１電圧センサ４１によって検出された電圧を用いればよい。また、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐに対して上記設定手法を用いる場合、電源電圧ＶＨに代えて、例えば、第１電圧センサ４１によって検出された電圧と電源電圧ＶＨとの差圧を用いればよい。

以上説明した本実施形態によれば、電源電圧ＶＨに応じて指令充放電電流を設定するため、モータジェネレータ４０を含む制御システムの信頼性低下を回避することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・電源電圧ＶＨに基づく指令充放電電流の設定手法としては、上記第４実施形態に例示したものに限らない。例えば、図２８に示すように、メイン放電期間の開始タイミング及び終了タイミングを変更することなく、電源電圧ＶＨが高いほど、指令放電電流を小さく設定してもよい。また、図２９に示すように、メイン充電期間の開始タイミング及び終了タイミングを変更することなく、電源電圧ＶＨが高いほど、指令充電電流を小さく設定してもよい。

・上記第４実施形態において、第１オフ側処理及び第２オフ側処理のうちいずれか一方の処理のみを行ってもよい。また、第１オン側処理及び第２オン側処理のうちいずれか一方の処理のみを行ってもよい。

・上記各実施形態では、指令放電電流をオフ律速電流Ｉｄｒｃ未満の値に設定したがこれに限らず、指令放電電流をオフ律速電流Ｉｄｒｃと同じ値に設定してもよい。また、指令充電電流をオン律速電流Ｉｃｒｃと同じ値に設定してもよい。

・メイン放電期間の開始タイミングを、最大コレクタ電流Ｉｍａｘ未満であってかつ最小コレクタ電流Ｉｍｉｎよりも大きいコレクタ電流Ｉｃに対応するオフ律速点に設定してもよい。この場合であっても、上記第１実施形態の（１），（３）〜（６）の効果を得ることはできる。また、メイン放電期間の終了タイミングを、最大コレクタ電流Ｉｍａｘ未満であってかつ最小コレクタ電流Ｉｍｉｎよりも大きいコレクタ電流Ｉｃに対応するオフ律速点に設定してもよい。この場合であっても、上記第１実施形態の（１），（２），（４）〜（６）の効果を得ることはできる。

・メイン充電期間の開始タイミングを、最大コレクタ電流Ｉｍａｘ未満であってかつ最小コレクタ電流Ｉｍｉｎよりも大きいコレクタ電流Ｉｃに対応するオン律速点に設定してもよい。この場合であっても、上記第１実施形態の（１）〜（５）の効果を得ることはできる。また、メイン充電期間の終了タイミングを、最大コレクタ電流Ｉｍａｘ未満であってかつ最小コレクタ電流Ｉｍｉｎよりも大きいコレクタ電流Ｉｃに対応するオン律速点に設定してもよい。この場合であっても、上記第１実施形態の（１）〜（４），（６）の効果を得ることはできる。

・上記第２，第３実施形態で説明した指令充放電電流の設定手法をあわせて用いてもよい。

・放電処理及び充電処理のうち、いずれか一方の処理において、指令電流を単調変化させて設定してもよい。

・スイッチング素子としては、ＩＧＢＴに限らず、ＭＯＳＦＥＴ等の他の電圧制御形スイッチング素子であってもよい。

・上記第１実施形態における律速点及び律速電流の定め方はあくまでも一例にすぎない。具体的には、オン律速点として、例えば、先の図１３に示すように、オン状態に切り替えられる場合の損失Ｗがピークとなるタイミングを定めることも考えられる。

６２…充電用抵抗体、６３…充電用スイッチング素子、６４…第１オペアンプ、６６…放電用スイッチング素子、６７…放電用抵抗体、６８…第２オペアンプ、７０…駆動制御部、Ｄｒ…駆動回路、Ｓｃｐ，Ｓｃｎ，Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ…スイッチング素子。

Claims (15)

1. スイッチング素子（Ｓｃｐ，Ｓｃｎ，Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ）の操作状態の切替指令が入力されることにより、前記スイッチング素子の開閉制御端子の電荷を移動させて前記スイッチング素子の操作状態を切り替えるスイッチング素子の駆動回路において、
   前記操作状態をオフ状態に切り替えるオフ指令が入力されることにより、前記操作状態をオフ状態に切り替えるために前記開閉制御端子の電荷が放電され始めてから、前記電荷の放電が完了するまでの途中の期間をメイン放電期間とし、
   前記メイン放電期間において、前記スイッチング素子の入出力端子間に流れる電流に依存しない前記開閉制御端子の指令放電電流であって、時間経過とともに単調増加する前記指令放電電流を設定する放電指令値設定手段（７０）と、
   前記操作状態をオフ状態に切り替えるべく、前記放電指令値設定手段によって設定された前記指令放電電流に前記開閉制御端子の放電電流を制御する放電制御手段（６６〜６９，７０）と、を備えることを特徴とするスイッチング素子の駆動回路。
2. 前記スイッチング素子をオン状態からオフ状態に切り替えるために要求される前記開閉制御端子の放電電流であって、前記スイッチング素子の信頼性低下を回避可能な前記開閉制御端子の上限放電電流をオフ律速電流とし、
   前記オフ指令が入力されてから、前記開閉制御端子の電荷の放電が完了するまでの途中のタイミングであって、前記オフ律速電流を定めるためのタイミングをオフ律速点とし、
   前記放電指令値設定手段は、前記メイン放電期間において、前記入出力端子間に流れる各電流に対応する前記オフ律速点における前記指令放電電流を、前記入出力端子間に流れる各電流に対応する前記オフ律速電流以下に設定する請求項１に記載のスイッチング素子の駆動回路。
3. 前記メイン放電期間の開始タイミングは、前記入出力端子間に流れる電流が取り得る範囲の最大値に対応する前記オフ律速点に設定されている請求項２に記載のスイッチング素子の駆動回路。
4. 前記メイン放電期間の終了タイミングは、前記入出力端子間に流れる電流が取り得る範囲の０よりも大きい最小値に対応する前記オフ律速点に設定されている請求項２又は３に記載のスイッチング素子の駆動回路。
5. 前記放電指令値設定手段は、
   前記オフ指令が入力されてから前記メイン放電期間の開始タイミングまでの期間であるプレ放電期間における前記指令放電電流を、前記メイン放電期間の開始タイミングにおける前記指令放電電流よりも大きく設定する処理と、
   前記メイン放電期間の終了タイミングから、前記開閉制御端子の電圧が低下して下限電圧に到達するまでの期間を含むアフタ放電期間における前記指令放電電流を、前記メイン放電期間の終了タイミングにおける前記指令放電電流よりも大きく設定する処理とのうち少なくとも一方の処理を行う請求項１〜４のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
6. 前記放電指令値設定手段は、
   前記入出力端子間の電圧が高い場合、前記入出力端子間の電圧が低い場合よりも、前記メイン放電期間の開始タイミングにおける前記指令放電電流を小さく設定する第１オフ側処理と、
   前記入出力端子間の電圧が高い場合、前記入出力端子間の電圧が低い場合よりも、前記オフ指令の入力タイミングに対して前記メイン放電期間の終了タイミングを遅延させる第２オフ側処理とのうち少なくとも一方の処理をさらに行う請求項１〜５のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
7. 前記放電制御手段は、前記スイッチング素子の出力端子と前記開閉制御端子との間に接続されている直列接続体であって、放電用抵抗体（６７）と放電用スイッチング素子（６６）との直列接続体を有し、前記放電用スイッチング素子のオン抵抗を調整することにより、前記開閉制御端子の放電電流を前記指令放電電流に制御し、
   前記放電指令値設定手段は、前記入出力端子間の電圧がオフ側規定電圧よりも高い場合、前記第１オフ側処理及び前記第２オフ側処理を行い、前記入出力端子間の電圧が前記オフ側規定電圧以下の場合、前記第１オフ側処理及び前記第２オフ側処理に代えて、前記放電用スイッチング素子をフルオンさせる処理を行う請求項６に記載のスイッチング素子の駆動回路。
8. 前記操作状態をオン状態に切り替えるオン指令が入力されることにより、前記操作状態をオン状態に切り替えるために前記開閉制御端子に電荷が充電され始めてから、前記電荷の充電が完了するまでの途中の期間をメイン充電期間とし、
   前記メイン充電期間において、前記入出力端子間に流れる電流に依存しない前記開閉制御端子の指令充電電流であって、時間経過とともに単調減少する前記指令充電電流を設定する充電指令値設定手段（７０）と、
   前記操作状態をオン状態に切り替えるべく、前記充電指令値設定手段によって設定された前記指令充電電流に前記開閉制御端子の充電電流を制御する充電制御手段（６２〜６５，７０）と、を備える請求項１〜７のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
9. スイッチング素子（Ｓｃｐ，Ｓｃｎ，Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ）の操作状態の切替指令が入力されることにより、前記スイッチング素子の開閉制御端子の電荷を移動させて前記スイッチング素子の操作状態を切り替えるスイッチング素子の駆動回路において、
   前記操作状態をオン状態に切り替えるオン指令が入力されることにより、前記操作状態をオン状態に切り替えるために前記開閉制御端子に電荷が充電され始めてから、前記電荷の充電が完了するまでの途中の期間をメイン充電期間とし、
   前記メイン充電期間において、前記スイッチング素子の入出力端子間に流れる電流に依存しない前記開閉制御端子の指令充電電流であって、時間経過とともに単調減少する前記指令充電電流を設定する充電指令値設定手段（７０）と、
   前記操作状態をオン状態に切り替えるべく、前記充電指令値設定手段によって設定された前記指令充電電流に前記開閉制御端子の充電電流を制御する充電制御手段（６２〜６５，７０）と、を備えることを特徴とするスイッチング素子の駆動回路。
10. 前記スイッチング素子は、互いに直列接続された上アームスイッチング素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）及び下アームスイッチング素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）であり、
    前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子は、交互にオン状態とされ、
    前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち、オン状態に切り替えられようとしている側のスイッチング素子を自アームスイッチング素子とし、他方を対向アームスイッチング素子とし、
    前記自アームスイッチング素子をオフ状態からオン状態に切り替えるために要求される前記開閉制御端子の充電電流であって、前記対向アームスイッチング素子に逆並列に接続されているフリーホイールダイオードの信頼性低下を回避可能な前記開閉制御端子の上限充電電流をオン律速電流とし、
    前記オン指令が入力されてから、前記開閉制御端子の電荷の充電が完了するまでの途中のタイミングであって、前記オン律速電流を定めるためのタイミングをオン律速点とし、
    前記充電指令値設定手段は、前記メイン充電期間において、前記入出力端子間に流れる各電流に対応する前記指令充電電流を、前記入出力端子間に流れる各電流に対応する前記オン律速電流以下に設定する請求項８又は９に記載のスイッチング素子の駆動回路。
11. 前記メイン充電期間の終了タイミングは、前記入出力端子間に流れる電流が取り得る範囲の最大値に対応する前記オン律速点に設定されている請求項１０に記載のスイッチング素子の駆動回路。
12. 前記メイン充電期間の開始タイミングは、前記入出力端子間に流れる電流が取り得る範囲の０よりも大きい最小値に対応する前記オン律速点に設定されている請求項１０又は１１に記載のスイッチング素子の駆動回路。
13. 前記充電指令値設定手段は、前記オン指令が入力されてから前記メイン充電期間の開始タイミングまでの期間であるプレ充電期間における前記指令充電電流を、前記メイン充電期間の開始タイミングにおける前記指令充電電流よりも大きく設定する処理、及び前記メイン充電期間の終了タイミングから、前記開閉制御端子の電圧が上昇して上限電圧に到達するまでの期間を含むアフタ充電期間における前記指令充電電流を、前記メイン充電期間の終了タイミングにおける前記指令充電電流よりも大きく設定する処理のうち少なくとも一方を行う請求項８〜１２のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
14. 前記充電指令値設定手段は、
    前記入出力端子間の電圧が高い場合、前記入出力端子間の電圧が低い場合よりも、前記メイン充電期間の終了タイミングにおける前記指令充電電流を小さく設定する第１オン側処理と、
    前記入出力端子間の電圧が高い場合、前記入出力端子間の電圧が低い場合よりも、前記オン指令の入力タイミングに対して前記メイン充電期間の開始タイミングを早める第２オン側処理とのうち少なくとも一方の処理をさらに行う請求項８〜１３のいずれか１項に記載のスイッチング素子の駆動回路。
15. 前記充電制御手段は、定電圧電源（６０）と前記開閉制御端子との間に接続されている直列接続体であって、充電用抵抗体（６２）と充電用スイッチング素子（６３）との直列接続体を有し、前記充電用スイッチング素子のオン抵抗を調整することにより、前記開閉制御端子の充電電流を前記指令充電電流に制御し、
    前記充電指令値設定手段は、前記入出力端子間の電圧がオン側規定電圧よりも高い場合、前記第１オン側処理及び前記第２オン側処理を行い、前記入出力端子間の電圧が前記オン側規定電圧以下の場合、前記第１オン側処理及び前記第２オン側処理に代えて、前記充電用スイッチング素子をフルオンさせる処理を行う請求項１４に記載のスイッチング素子の駆動回路。