JP6025145B2 - インバータ制御装置 - Google Patents
インバータ制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP6025145B2 JP6025145B2 JP2013102171A JP2013102171A JP6025145B2 JP 6025145 B2 JP6025145 B2 JP 6025145B2 JP 2013102171 A JP2013102171 A JP 2013102171A JP 2013102171 A JP2013102171 A JP 2013102171A JP 6025145 B2 JP6025145 B2 JP 6025145B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- gate
- current
- time
- gate voltage
- igbt
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 26
- 238000011084 recovery Methods 0.000 claims description 23
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 27
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Power Conversion In General (AREA)
Description
上記制御回路は、直列接続した一方のパワー素子がターンオンに移行する際に、直列接続した他方のパワー素子に逆並列接続した帰還ダイオードに流れる回復電流を検出して、回復電流が略最大となる時点までは遅いターンオン速度とし、この時点に到達した後は速いターンオン速度にする。
そして、上記電位Vgeの降下を検出したら、初めゆっくり上昇させていたゲート電圧から、ゲートを充電する電流を増やすようにしてゲート電圧を早く上昇させ、オン抵抗の大きな領域を速く抜けることで、損失を減らすようにしている。
このようにして、回復時に生じるサージ電圧を確実に抑制し、かつインバータを高効率で動作させることを狙っている。
パワー素子と帰還ダイオードとが並列接続されたチョッパ回路を備え、パワー素子をオンオフ制御するインバータ装置において、
パワー素子のゲートの電圧が所定電圧になったことを、第1の所定時間遅れをもたせて検出するゲート電圧検出部と、
ゲート電圧検出部が検出した信号を受けて、ゲート充電電流を増やすゲート電流増量スイッチ部と、
ゲート電圧検出部が検出した信号を受けてから第2の所定時間後に、ゲート電流増量スイッチ部を切り替えてゲート充電電流を減少させるタイマ部と、
を備えたことを特徴とする。
ことを特徴とする。
ことを特徴とする。
ことを特徴とする。
この実施例1のインバータ制御装置は、本実施例では、たとえば電気自動車の車両駆動用の電気モータを駆動制御するインバータを制御するのに用いられ、図1に示すように、インバータ1に接続され、ゲート駆動回路2と、トランジスタ3と、ゲート電圧検出回路4と、タイマ回路5と、を備えている。
なお、IGBT1aは、本発明のパワー素子に相当する。
このパルス指令部21としては、たとえば、「電気自動車工学」(廣田幸嗣、小笠原悟司編著、舟渡寛人、三原輝儀、出口欣▲高▼、初田匡之 共著、森北出版会社 2010年12月30日発行)の第133頁の図6.5に説明されているようにして、指令信号を発生する。
すなわち、MOSFET8のゲートが抵抗R3を介してパルス指令部21に、ドレインが電源に、ソースが抵抗R1を介してゲート電圧検出回路4の抵抗R5、トランジスタ3のカソード、IGBT1aのゲート、および抵抗R2にそれぞれ接続される。また、MOSFET8のドレインとソースとの間には寄生ダイオード10が逆並列接続される。
一方、MOSFET9は、ゲートが抵抗R4を介してパルス指令部21に、ドレインが抵抗R2を介して抵抗R1、ゲート電流増量スイッチ2のカソード、抵抗R5、およびIGBT1aのゲートに、それぞれ接続される。また、ソースは接地されるとともに、IGBT1aのエミッタに接続される。
なお、MOSFET9ドレインとソースとの間には寄生ダイオード11が逆並列接続される。
このトランジスタ3は、アノードが電源およびタイマ部5の対応部位に、またベースがタイマ部5の別の部位に接続されるとともに、カソードがインバータ1のIGBT 1aのゲートに、それぞれ接続される。
なお、接続先である上記タイマ部5の各対応部位については後で説明する。
抵抗R5は、この一端側が抵抗R1と抵抗R2との間、トランジスタ3のカソード、およびIGBT1aのゲートに接続され、他端側がツェナーダイオードZのカソード側に接続される。ツェナーダイオードZのアノード側は、上記並列回路の一端側に接続されるとともに、MOSFET6のゲートに接続されている。 並列回路の他端側とMOSFET6のソースは、ともに接地される。一方、MOSFET6のドレインは、タイマ回路5に接続される。
抵抗R5、R7、コンデンサC1、およびツェナーダイオードZによって、MOSFET6のオンオフのタイミングが調整される。MOSFET6のオンの遅延時間を、IGBT1aに接続される電圧信号から上記抵抗−コンデンサによるフィルタにて200ns以下で調整可能としている。
なお、ゲート電圧検出回路4は、本発明のゲート電圧検出部に相当する。
これらの抵抗R6、R8、R9、R10およびコンデンサC2によって、トランジスタ3の出力電流の大きさおよびこの出力電流時間が調整される。
なお、タイマ回路5は、本発明のタイマ部に相当する。
インバータは、上下アームとなる双方向チョッパ回路で構成されるが、一方のアームのパワー素子がオフになるとモータ等インダクタ機器の負荷電流は他方のアームの帰還ダイオードへ転流する。
次に上記パワー素子を再びオンにすると、上記帰還ダイオードがキャリアを放出して逆回復するまでの間、寄生インダクタンスを有する配線、上記帰還ダイオード、上記パワー素子からなる回路を通じて電源(バッテリ)が瞬間短絡状態になる。
この対策として、パワー素子のゲート電圧を緩やかに上昇させて、逆方向電流のピーク値を減らす方法があるものの、この場合、パワー素子のオン抵抗が大きい領域を、時間をかけて通ることとなるため、スイッチング損失が大きくなってしまうことになる。
このため逆方向回復電流の直前を検出したいのだが、この直前のタイミングにおけるゲート電圧はIGBT1aの閾値(コレクタ電流がエミッタに流れ始めるとき、すなわちIGBT1aがオンするときのゲート電圧値)を大きく超えた値となる。
このようにして閾値電圧のタイミングをゲート電圧検出回路4で検出したら、ら第1の所定時間後、すなわち第1の所定時間の遅れを持たせてから、トランジスタ3をオンにするようにする。
タイマ回路5でトランジスタ3をオフにすることで、損失を低減させたい期間はオンにし、次にゲートを放電するときは確実にオフになっているように、第2の所定時間は、次に対になる一方のパワー素子のゲートをオンするまでの時間より短く設定されている。
同図に示すタイムチャートにおいて、一番上の実線はIGBT1aのコレクタ電圧を、上から第2番目の実線はIGBT1aのコレクタ電流を、上から第3番目の実線はIGBT1aのゲート電圧を、上から第4番目の実線はIGBT1aのゲートの電流を、上から第5番目の実線はMOSFET8の信号を、また一番下の実線はトランジスタ3の動作信号を、それぞれ表す。
また、同図中には、縦方向の破線は従来装置での各タイミングを、また一点鎖線は従来技術でのターンオン速度変更回路のオンオフ作動信号を、それぞれ描いてある。
なお、このとき、パルス指令部21は、MOSFET 9のゲートへはLow信号を供給しているので、MOSFET 9はオフとなっている。
これに対し、IGBT1aのコレクタ電流はすぐには流れ始めず、ゲート電圧が閾値に達する時刻t2になってから急激に上昇する。
この時刻t1−時刻t2間の期間にあっては、ゲート電圧は上昇し続けるが、ゲート電圧が上昇することでゲート電流は途中で降下する。
この結果、コンデンサC1、抵抗R5、R7、ツェナーダイオードZで決定される第1の所定時間T1の遅れ時間をもって、時刻t3でMOSFET6のゲートに所定の電圧を印加することでMOSFET6をオンにする。したがって、第1の所定時間T1は、時刻t2−時刻t3間の期間に相当する。
これにより、電源からの電流がトランジスタ3のエミッタからコレクタを通してIGBT1aのゲートに流れ込む。この電源から流れ込む電流は、IGBT1aのゲートへ供給される電流の増量分となる。
したがって、図2に示すように、時刻t3からIGBT1aのゲート電流は、それまでの降下から増加へと転じる。このとき、IGBT1aのゲート電圧が上昇し、したがってコレクタ電流も上昇し続ける。
しかし、さらに時間が経つと、ミラー効果により、IGBT1aのゲート電圧は、一時的に降下する。このため、IGBT1aのコレクタ電流も一時的に降下することになる。
一方、ゲート電圧は上昇するが、コレクタ電流は一定を保つ。
図3は、その損失削減の効果を示したもので、領域S(従来の点線と本実施例の実線とで囲まれた範囲)が従来装置の場合に比べて改善された部分である。なお、同図で一番上の実線はIGBT1aのコレクタ電流を、上から第2番目の実線はIGBT1aのゲート電流を、それぞれ表しており、これらは図2と同様である。一番下の実線はIGBT1aのコレクタ電圧を表している。
ゲート電圧の波形は、コンデンサC1の容量によって変化する。そこで、本実施例でのゲート電圧の波形が、本実施例で追加したゲート電圧検出回路4、タイマ回路5、およびトランジスタ3を無くしたノーマルな回路におけるゲート電圧波形にできるだけ近いことが理想である。
そこで、ノーマル回路でのゲート電圧波形と、本実施例でコンデンサC1の容量を変化させた場合のゲート電圧波形を調べてみた。
図4は、ゲート電圧立ち上がり2.4Vから時間600nsの間における、回路の違いによるゲート電圧の実際の波形の違いを示したもので、横軸は時間、縦軸はゲート電圧値である。
波形G1はノーマル回路の場合、波形G2は本実施例の回路でタイミング調整用コンデンサC1が0pFの場合、波形G3は本実施例の回路でタイミング調整用コンデンサC1が100pFの場合、波形G4は本実施例の回路でタイミング調整用コンデンサC1が220pFの場合を、それぞれ示す。
図4から分かるように、本実施例の回路からゲート電圧検出回路4、タイマ回路5、およびトランジスタ3を無くしたノーマルな回路の場合は、ゲート電圧の立ち上がりが遅く貫通電流(逆方向回復電流)が低いので、本実施例でのゲート電圧の立ち上がり波形は、ノーマルな回路の場合における波形に近く設定するのが理想的である。
図5は、横軸が時間、縦軸が貫通電流値を示す。
同図において、波形K1はノーマル回路の場合、波形K2は本実施例の回路でタイミング調整用コンデンサC1が0pFの場合、波形K3は本実施例の回路でタイミング調整用コンデンサC1が100pFの場合、波形K4は本実施例の回路でタイミング調整用コンデンサC1が220pFの場合を、それぞれ示す。
なお、同図において、横軸が時間、縦軸が損失エネルギを表す。したがって、面積がIGBT1aの電力損失量に相当する。
線S1はノーマル回路の場合、線S2は本実施例の回路でタイミング調整用コンデンサC1が0pFの場合、線S3は本実施例の回路でタイミング調整用コンデンサC1が100pFの場合、線S4は本実施例の回路でタイミング調整用コンデンサC1が220pFの場合を、それぞれ示す。
同図中の面積が小さいほどスイッチングロスが小さいことになる。
以上、図4〜図6に示す結果を考慮すると、コンデンサC1の容量を、100pF〜220pF当たりに設定するのが望ましいことが分かった。
図7は、実回路のゲート電流の波ig、ゲート電圧の波形vg、IGBT1aのコレクタ電圧(コレクタ−エミッタ間の電位)の波形vc、およびIGBT1aのコレクタ電流の波形icを、それぞれ示し、横軸が時間、縦軸が電流値および電圧値を示している。
同図中、Pで示す時点が、本実施例のインバータ制御装置におけるゲート充電電流の増量によるスピードアップポイントであり、同図からゲート電圧の降下を検出してからゲート電流の供給スピードを早める動作を行う従来装置より、早い時期から動作を行うことが分かる。
同図中、Dで示す領域が、IGBT1aへのゲート電流増量を遅らせた領域である。このとき、コレクタ電圧は、立ち下がるが、その立下り速度(dv/dt)は緩くなり、損失がその分増大するが、従来装置ではゲート電流増量によるスピードアップポイントがさらに遅くなるので、更に損失が大きくなる。言い換えれば、実施例1のインバータ制御装置にあっても、損失は免れないものの、図3に示したように、その損失は従来装置の場合よりさらに改善される。
この場合、コレクタ電圧の立下り速度はさらに緩くなり、損失が大きくなることが分かる。
すなわち、ゲート電圧検出回路4がゲート電圧の閾値を検出し、第1の所定時間の遅れを持たせてから、トランジスタ3をオンにしてゲート充電電流を増やし、このオンになってから第2の所定時間後にタイマ回路5でトランジスタ3をオフにするようにしたので、従来装置の場合に比べ、より早くゲート充電電流の増量を行うことが可能となってIGBT1aのスイッチング損失をさらに減らすことができるとともに、帰還ダイオード1bの貫通電流を小さく抑えてノイズを低減することができるようになる。
また、ゲート電圧検出回路4は、ゲート電圧の閾値の検出後に、コンデンサC1等で第1の遅れ時間を持たせてトランジスタ3をオンにするようにしたので、確実に、また早くゲート充電電流の増量を行うことができる。
また、ゲート電圧検出部やタイマ部は、実施例とは異なる構成としてもよい。
また、本発明のインバータ制御装置は、電気自動車の電気モータへの適用に限られず、他の分野の装置にも適用することができる。
1a IGBT(パワー素子)
1b 帰還ダイオード
2 ゲート駆動回路
21 パルス指令部
3 バイポーラ型トランジスタ(ゲート電流増量スイッチ部)
4 ゲート電圧検出回路(ゲート電圧検出部)
5 タイマ回路(タイマ部)
6、8、9 MOSFET
7、10、11 ダイオード
C1、C2 コンデンサ
R1〜R10 抵抗
Z ツェナーダイオード
Claims (4)
- パワー素子と帰還ダイオードとが並列接続されたチョッパ回路を備え、前記パワー素子をオンオフ制御するインバータ装置において、
前記パワー素子のゲートの電圧が所定電圧になったことを、第1の所定時間遅れをもたせて、検出するゲート電圧検出部と、
該ゲート電圧検出部が検出した信号を受けて、ゲート充電電流を増やすゲート電流増量スイッチ部と、
前記ゲート電圧検出部が検出した信号を受けてから第2の所定時間後に、前記ゲート電流増量スイッチ部を切り替えて前記ゲート充電電流を減少させるタイマ部と、
を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。 - 請求項1に記載のインバータ制御装置において、
前記第2の所定時間は、次に対になる一方のパワー素子のゲートをオンするまでの時間より短い、
ことを特徴とするインバータ制御装置。 - 請求項1又は請求項2のいずれかに記載のインバータ制御装置において、
前記所定電圧が、前記パワー素子の閾値である、
ことを特徴とするインバータ制御装置。 - 請求項1から請求項3のいずれか1項に記載のインバータ制御装置において、
前記第1の所定時間と前記パワー素子の遅れ時間との合計時間は、前記パワー素子のゲート電圧が所定値になってから帰還ダイオードの逆方向回復電流のピークを過ぎるまでの時間である、
ことを特徴とするインバータ制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013102171A JP6025145B2 (ja) | 2013-05-14 | 2013-05-14 | インバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013102171A JP6025145B2 (ja) | 2013-05-14 | 2013-05-14 | インバータ制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014222990A JP2014222990A (ja) | 2014-11-27 |
JP6025145B2 true JP6025145B2 (ja) | 2016-11-16 |
Family
ID=52122245
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013102171A Active JP6025145B2 (ja) | 2013-05-14 | 2013-05-14 | インバータ制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6025145B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6451429B2 (ja) * | 2015-03-16 | 2019-01-16 | 株式会社デンソー | スイッチング素子の駆動装置 |
JP6439522B2 (ja) * | 2015-03-16 | 2018-12-19 | 株式会社デンソー | スイッチング素子の駆動回路 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3379562B2 (ja) * | 1994-12-20 | 2003-02-24 | 株式会社デンソー | インバータ装置 |
JPH10108477A (ja) * | 1996-09-30 | 1998-04-24 | Mitsutoyo Corp | インバータ回路 |
JP5186095B2 (ja) * | 2006-10-02 | 2013-04-17 | 株式会社日立製作所 | ゲート駆動回路 |
JP5056405B2 (ja) * | 2007-12-26 | 2012-10-24 | トヨタ自動車株式会社 | スイッチング装置 |
JP2012253897A (ja) * | 2011-06-02 | 2012-12-20 | Panasonic Corp | ゲート駆動回路 |
JP5970225B2 (ja) * | 2012-04-13 | 2016-08-17 | 株式会社 日立パワーデバイス | 半導体装置の駆動装置 |
-
2013
- 2013-05-14 JP JP2013102171A patent/JP6025145B2/ja active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2014222990A (ja) | 2014-11-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10790818B1 (en) | Slew rate control by adaptation of the gate drive voltage of a power transistor | |
JP3941309B2 (ja) | 電圧駆動形スイッチング素子のゲート駆動回路 | |
CN109417386B (zh) | 驱动电路以及使用该驱动电路的功率模块 | |
US7514967B2 (en) | Driver for voltage driven type switching element | |
US7242238B2 (en) | Drive circuit for voltage driven type semiconductor element | |
JP5047377B2 (ja) | スイッチングゲートドライバ | |
US6967519B2 (en) | Drive circuit for a power semiconductor device | |
JP3752943B2 (ja) | 半導体素子の駆動装置及びその制御方法 | |
US8841870B2 (en) | Driver for switching element and control system for rotary machine using the same | |
US20150028923A1 (en) | High efficiency gate drive circuit for power transistors | |
JP6086101B2 (ja) | 半導体装置 | |
JP4770304B2 (ja) | 半導体素子のゲート駆動回路 | |
WO2008088075A1 (ja) | 電力用半導体素子の駆動回路 | |
JP4967568B2 (ja) | 電圧駆動型素子のゲート駆動回路 | |
JP4991446B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP6725328B2 (ja) | ゲート駆動回路 | |
JP2017079534A (ja) | ゲート制御回路 | |
JP2004253582A (ja) | 半導体装置の駆動方法および装置 | |
JP6234131B2 (ja) | パワーモジュール | |
JP2006353093A (ja) | 半導体素子の制御方法 | |
JP4321491B2 (ja) | 電圧駆動型半導体素子の駆動装置 | |
JP6025145B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
JP7330305B2 (ja) | 半導体スイッチング素子駆動回路及び半導体装置 | |
JP4506276B2 (ja) | 自己消弧形半導体素子の駆動回路 | |
JP6033737B2 (ja) | インバータ制御装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20150911 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20160630 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160705 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20160830 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20161004 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20161004 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6025145 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
S343 | Written request for registration of root pledge or change of root pledge |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R316354 |
|
S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
SZ02 | Written request for trust registration |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R316Z02 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
S803 | Written request for registration of cancellation of provisional registration |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R316803 |
|
SZ02 | Written request for trust registration |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R316Z02 |
|
SZ03 | Written request for cancellation of trust registration |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R316Z03 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |