JP2017079534A - ゲート制御回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 過電流が流れたときにゲート型スイッチング素子をオフさせることが可能なゲート制御回路を提供する。
【解決手段】 ゲート型スイッチング素子のゲートの電圧を制御するゲート制御回路であって、前記ゲートを充電する充電回路と、前記ゲートが充電されているときにミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路と、前記ミラー電圧が閾値よりも高い場合に、前記ゲートを放電する放電回路を有する。ミラー電圧を検出することで、過電流を検出することができる。
【選択図】図３

Description

本明細書が開示する技術は、ゲート制御回路に関する。なお、本明細書において、ゲート制御回路は、ゲート型スイッチング素子のゲートの電圧を制御する回路を意味する。また、ゲート型スイッチング素子は、ゲート（すなわち、半導体から電気的に分離されている電極）の電圧に応じて、電流が流れるオン状態と電流が流れないオフ状態とにスイッチングする素子を意味する。ゲート型スイッチング素子には、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)等が含まれる。

特許文献１に、ＩＧＢＴのゲートの電圧を制御するゲート制御回路が開示されている。このゲート制御回路は、ゲートを充電する充電回路を有している。充電回路がゲートの充電を開始すると、ゲート電圧が上昇する。ゲート電圧が所定電圧まで上昇すると、一定期間、ゲート電圧が略一定値で推移するようになる。一般に、このときのゲート電圧は、ミラー電圧と呼ばれる。さらにゲートを充電すると、ゲート電圧がミラー電圧から上昇する。充電時にゲート制御回路に異常が発生すると、ゲート電圧がミラー電圧に維持される期間が短くなり、通常よりも早いタイミングでゲート電圧がミラー電圧から上昇する。このゲート制御回路は、ゲートの充電を開始してから所定時間経過後のゲート電圧を検出する。このとき検出されるゲート電圧は、正常時にはミラー電圧と略一致する。また、このとき検出されるゲート電圧は、異常時にはミラー電圧よりも高い電圧となる。したがって、検出されたゲート電圧によって、ゲート制御回路に異常が発生しているか否かを判定することができる。

特開２０１２−１６５６１８号公報

ゲート型スイッチング素子に、過電流が流れる場合がある。例えば、ゲート型スイッチング素子の両端に、負荷を介さずに高い電圧が印加されると、ゲート型スイッチング素子に過電流が流れる。ゲート型スイッチング素子に過電流が流れても、過電流が流れる時間が短時間であれば、ゲート型スイッチング素子に問題は生じない。しかしながら、過電流が流れる時間が長くなると、ゲート型スイッチング素子に過大な負荷が加わる。したがって、本明細書では、過電流が流れたときにゲート型スイッチング素子をオフさせることが可能なゲート制御回路を提供する。

本明細書は、ゲート型スイッチング素子のゲートの電圧を制御するゲート制御回路を提供する。このゲート制御回路は、前記ゲートを充電する充電回路と、前記ゲートが充電されているときにミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路と、前記ミラー電圧が閾値よりも高い場合に、前記ゲートを放電する放電回路を有する。

なお、上記のミラー電圧は、ゲートの充電中にゲート電圧が略一定電圧で推移する期間におけるゲート電圧を意味する。したがって、ミラー電圧を検出することは、ゲートの充電中のゲート電圧が略一定電圧で推移している期間内にゲート電圧を検出することに相当する。したがって、上昇中のゲート電圧を検出することは、ミラー電圧を検出することには当たらない。

ゲートの充電を開始すると、ゲート型スイッチング素子の高電位端子と低電位端子の間に電流が流れる。通常は、高電位端子と低電位端子の間に電流が流れると、高電位端子と低電位端子の間の電圧が低下する。すると、ゲートが充電されてもゲート電圧が上昇しなくなり、ミラー電圧が発生する。これに対し、ゲートの充電の開始後に高電位端子と低電位端子の間に過電流が流れると、高電位端子と低電位端子の間の電圧があまり低下しない。このため、過電流が流れている場合には、ゲート電圧が通常よりも高い電圧まで上昇し、ミラー電圧が高くなる。上述したゲート制御回路は、ゲートが充電されているときにミラー電圧を検出する。したがって、このゲート制御回路は、ミラー電圧に基づいて過電流が流れているか否かを判定することができる。このゲート制御回路は、ミラー電圧が閾値よりも高い場合（すなわち、過電流が流れているとき）に、ゲートを放電する。このため、過電流が流れているときにゲート型スイッチング素子をオフさせることができる。したがって、ゲート型スイッチング素子に過大な負荷が加わることを防止することができる。

インバータ回路１０の回路図。 ゲート制御回路２０の回路図。 通常時のパルス信号Ｖｐ、ゲート電圧Ｖｇ及びコレクタ電流Ｉｃの変化を示すグラフ。 過電流時のパルス信号Ｖｐ、ゲート電圧Ｖｇ及びコレクタ電流Ｉｃの変化を示すグラフ。

図１に示すインバータ回路１０は、モータ９２に交流電流を供給する。インバータ回路１０は、高電位配線１２と低電位配線１４を有している。高電位配線１２と低電位配線１４は、図示しない直流電源に接続されている。高電位配線１２には高電位Ｖ＋が印加されており、低電位配線１４には低電位Ｖ−が印加されている。高電位配線１２と低電位配線１４の間には、３つの直列回路１５が並列に接続されている。各直列回路１５は、高電位配線１２と低電位配線１４の間に直列に接続されている２つのＩＧＢＴ１６を有している。以下では、各直列回路１５において、高電位配線１２側に配置されているＩＧＢＴ１６を上アームのＩＧＢＴ１６といい、低電位配線１４側に配置されているＩＧＢＴ１６を下アームのＩＧＢＴ１６という場合がある。各ＩＧＢＴ１６のゲートは、ゲート制御回路２０に接続されている。また、各ＩＧＢＴ１６に対して、ダイオード１７が並列に接続されている。ダイオード１７のアノードがＩＧＢＴ１６のエミッタに接続されており、ダイオード１７のカソードがＩＧＢＴのコレクタに接続されている。直列接続されている２つのＩＧＢＴ１６の間の接続配線１３のそれぞれには、出力配線１１ａ〜１１ｃが接続されている。出力配線１１ａ〜１１ｃの他端は、モータ９２に接続されている。

各ゲート制御回路２０は、ＩＧＢＴ１６のゲート電圧を制御する。これによって、各ＩＧＢＴがスイッチングする。インバータ回路１０は、各ＩＧＢＴ１６をスイッチングさせることによって、モータ９２に三相交流電流を供給する。なお、通常時は、１つの直列回路１５内において、上アームのＩＧＢＴ１６と下アームのＩＧＢＴ１６が同時にオンすることはない。このため、通常時は、電流が、オンしているＩＧＢＴ１６とモータ９２を通って流れる。しかしながら、ノイズ等によって何れかのＩＧＢＴ１６が意図せずオンする場合がある。このような誤動作時には、１つの直列回路１５内において、上アームのＩＧＢＴ１６と下アームのＩＧＢＴ１６が同時にオンする場合がある。このように上アームのＩＧＢＴ１６と下アームのＩＧＢＴ１６が同時にオンすると、高電位配線１２と低電位配線１４がモータ９２を介さずに短絡されるため、上アームのＩＧＢＴ１６と下アームのＩＧＢＴ１６に過電流が流れる。

図２は、ゲート制御回路２０の回路図を示している。なお、図１のゲート制御回路２０のそれぞれが、図２に示す構成を有している。ゲート制御回路２０は、ゲート抵抗２２、ＮＭＯＳ２４、ＰＭＯＳ２６及び駆動ＩＣ２８を有している。ゲート抵抗２２の一端は、ＩＧＢＴ１６のゲートに接続されている。ゲート抵抗２２の他端は、ＮＭＯＳ２４のソースに接続されている。ＮＭＯＳ２４のドレインは、ゲート電源の出力端子３０（プラスの電圧Ｖｃｃが印加される端子）に接続されている。ＰＭＯＳ２６のソースは、ＮＭＯＳのソースに接続されている。ＰＭＯＳ２６のドレインは、ゲート電源のＧＮＤ端子３２（ＩＧＢＴ１６のエミッタの電位が印加されている端子）に接続されている。駆動ＩＣ２８は、ＮＭＯＳ２４のゲートとＰＭＯＳ２６のゲートに接続されている。駆動ＩＣ２８は、高電位ＶＨと低電位ＶＬの間で変動するパルス信号Ｖｐを出力する。パルス信号Ｖｐは、ＮＭＯＳ２４のゲートとＰＭＯＳ２６のゲートに入力される。パルス信号Ｖｐが高電位ＶＨである場合は、ＮＭＯＳ２４がオン状態となり、ＰＭＯＳ２６がオフ状態となる。パルス信号Ｖｐが低電位ＶＬである場合は、ＮＭＯＳ２４がオフ状態となり、ＰＭＯＳ２６がオン状態となる。また、駆動ＩＣ２８は、ＩＧＢＴ１６のゲート電圧Ｖｇを検出する。

次に、ゲート制御回路２０がＩＧＢＴ１６をオンさせるときの動作について説明する。最初に、通常時の動作について、図３を用いて説明する。

図３の期間Ｔ１では、パルス信号Ｖｐが低電位ＶＬに維持されている。したがって、ＮＭＯＳ２４がオフしているとともにＰＭＯＳ２６がオンしている。このため、ゲート電圧Ｖｇが０Ｖとなっており、ＩＧＢＴ１６がオフ状態となっている。したがって、ＩＧＢＴ１６のコレクタ電流Ｉｃが略ゼロとなっている。

図３のタイミングｔ１で、駆動ＩＣ２８が、パルス信号Ｖｐを低電位ＶＬから高電位ＶＨまで上昇させる。すると、ＮＭＯＳ２４がオンするとともにＰＭＯＳ２６がオフする。すると、ゲート電源の出力端子３０から、ＮＭＯＳ２４とゲート抵抗２２を介して、ＩＧＢＴ１６のゲートに電流（ゲート電流）が流れる。すなわち、ＩＧＢＴ１６のゲートが充電される。ここでは、ＩＧＢＴ１６のゲートとエミッタの間の容量が充電される。したがって、タイミングｔ１の後の期間Ｔ２において、ゲート電圧Ｖｇが上昇する。

図３のタイミングｔ２に示すように、ゲート電圧Ｖｇが所定電圧Ｖｍ１まで上昇すると、コレクタ電流Ｉｃが流れ始める。タイミングｔ２の後の期間Ｔ３において、コレクタ電流Ｉｃは所定値まで上昇する。すると、ＩＧＢＴ１６のコレクタ‐エミッタ間電圧が徐々に低下する。ＩＧＢＴ１６のコレクタ‐エミッタ間電圧が低下している期間Ｔ３では、ゲート電流によってＩＧＢＴ１６のゲートとコレクタの間の容量が充電され、ＩＧＢＴ１６のゲートとエミッタの間の容量がほとんど充電されない。このため、期間Ｔ３では、ゲート電圧Ｖｇが略一定の電圧Ｖｍ１に維持される。すなわち、電圧Ｖｍ１は、ミラー電圧である。

駆動ＩＣ２８は、タイミングｔ１から一定時間経過後のタイミングｔ３において、ゲート電圧Ｖｇを検出する。タイミングｔ３は、図３に示す通常動作時に期間Ｔ３（すなわち、ゲート電圧Ｖｇがミラー電圧Ｖｍ１に維持されている期間）の途中のタイミングとなるように設定されている。駆動ＩＣ２８は、ゲート電圧Ｖｇを検出すると、検出したゲート電圧Ｖｇが閾値Ｖｔｈよりも高いか否かを判定する。閾値Ｖｔｈは、通常時のミラー電圧Ｖｍ１よりも高く、ゲート電源の出力電圧Ｖｃｃよりも低い値に設定されている。駆動ＩＣ２８は、検出したゲート電圧Ｖｇが閾値Ｖｔｈよりも高い場合には、ＩＧＢＴ１６をオフさせる。また、駆動ＩＣ２８は、検出したゲート電圧Ｖｇが閾値Ｖｔｈよりも低い場合には、ＩＧＢＴ１６をオンさせる動作を継続する。

図３では、タイミングｔ３におけるゲート電圧Ｖｇが、ミラー電圧Ｖｍ１である。したがって、ミラー電圧Ｖｍ１が駆動ＩＣ２８によって検出される。ミラー電圧Ｖｍ１が閾値Ｖｔｈよりも低いので、駆動ＩＣ２８は、パルス信号Ｖｐを高電位ＶＨに維持して、ＩＧＢＴ１６をオンさせる動作を継続する。

期間Ｔ３の後のタイミングｔ４において、ＩＧＢＴ１６のコレクタ‐エミッタ間電圧がオン電圧まで低下する。すると、ゲート電流によってＩＧＢＴ１６のゲートとエミッタの間の容量が再び充電されるようになる。このため、タイミングｔ４の後の期間Ｔ４で、ゲート電圧Ｖｇが再び上昇する。期間Ｔ４の間に、ゲート電圧Ｖｇは、ゲート電源の出力電圧Ｖｃｃまで上昇し、その後は電圧Ｖｃｃに維持される。

以上に説明したように、通常時は、駆動ＩＣ２８は、ゲート電圧Ｖｇを電圧Ｖｃｃまで上昇させて、ＩＧＢＴ１６をオンさせる。

次に、短絡時の動作について説明する。直列回路１５の一方のＩＧＢＴ１６（例えば、上アームのＩＧＢＴ１６）が誤動作によってオン状態となっている時に、他方のＩＧＢＴ１６（例えば、下アームのＩＧＢＴ１６）がオンして、高電位配線１２と低電位配線１４の間が短絡する場合がある。短絡が生じると、ＩＧＢＴ１６に過電流が流れる。駆動ＩＣ２８は、過電流が流れると短時間で、制御対象のＩＧＢＴ１６をオフさせる。これによって、過電流を遮断し、ＩＧＢＴ１６に過大な負荷が加わることを防止する。以下に、短絡時の動作について、図４を用いて説明する。

図４の期間Ｔ１では、図３の期間Ｔ１と同様にＩＧＢＴ１６がオフしている。タイミングｔ１で、駆動ＩＣ２８が、パルス信号Ｖｐを高電位ＶＨまで上昇させる。すると、図３の場合と同様にゲート電流が流れ、期間Ｔ２においてＩＧＢＴ１６のゲートが充電される。つまり、ＩＧＢＴ１６のゲートとエミッタの間の容量が充電され、ゲート電圧Ｖｇが上昇する。

図４のタイミングｔ２でゲート電圧Ｖｇが通常時のミラー電圧Ｖｍ１まで上昇すると、コレクタ電流Ｉｃが流れ始める。このとき、インバータ回路１０が短絡状態となるため、コレクタ電流Ｉｃが急激に上昇し、ＩＧＢＴ１６に過電流が流れる。ＩＧＢＴ１６に流れる電流が極めて高いため、ＩＧＢＴ１６のコレクタ‐エミッタ間電圧は、ほとんど低下することなく高電圧に維持される。このため、タイミングｔ２以降もＩＧＢＴ１６のゲートとエミッタの間の容量が充電される。したがって、タイミングｔ２の後の期間Ｔ３の間に、ゲート電圧Ｖｇは、閾値Ｖｔｈよりも高い電圧Ｖｍ２まで上昇し、その後は電圧Ｖｍ２で略一定値で推移するようになる。つまり、電圧Ｖｍ２は、短絡時のミラー電圧である。短絡時のミラー電圧Ｖｍ２は、通常時のミラー電圧Ｖｍ１よりも高く、ゲート電源の出力電圧Ｖｃｃよりも低い。

駆動ＩＣ２８は、タイミングｔ１から一定時間経過後のタイミングｔ３において、ゲート電圧Ｖｇを検出する。タイミングｔ３は、短絡時のミラー電圧Ｖｍ２を検出できるタイミングに設定されている。したがって、短絡時には、駆動ＩＣ２８はミラー電圧Ｖｍ２を検出する。ミラー電圧Ｖｍ２が閾値Ｖｔｈよりも高いので、駆動ＩＣ２８は、タイミングｔ３においてパルス信号Ｖｐを高電位ＶＨから低電位ＶＬまで低下させる。すると、ＰＭＯＳ２６がオンするとともにＮＭＯＳ２４がオフする。その結果、ＩＧＢＴ１６のゲートから、ゲート抵抗２２とＰＭＯＳ２６を介して、ＧＮＤ端子３２へゲート電流が流れる。すなわち、ＩＧＢＴ１６のゲートが放電される。したがって、タイミングｔ３の後の期間Ｔ５において、ゲート電圧Ｖｇが低下し、ＩＧＢＴ１６がオフする。したがって、期間Ｔ５において、コレクタ電流Ｉｃも略ゼロまで低下する。

以上に説明したように、ＩＧＢＴ１６に過電流が流れる場合には、ミラー電圧が通常時よりも高くなる。このため、駆動ＩＣ２８は、ミラー電圧が閾値よりも高い場合には、ＩＧＢＴ１６をオフさせて、過電流を低下させる。したがって、このゲート制御回路によれば、ＩＧＢＴ１６を過電流から保護することができる。ＩＧＢＴ１６に、過電流による過大な負荷が加わることを防止することができる。

上述した実施形態の構成要素と請求項の構成要素との関係について説明する。実施形態のＩＧＢＴは、請求項のゲート型スイッチング素子の一例である。実施形態のＮＭＯＳ２４は、請求項の充電回路の一例である。実施形態の駆動ＩＣ２８は、請求項のミラー電圧検出回路の一例である。実施形態のＰＭＯＳ２６は、請求項の放電回路の一例である。

なお、上述した実施形態では、タイミングｔ１から一定時間経過したタイミングｔ３におけるゲート電圧Ｖｇを、ミラー電圧として検出した。しかしながら、ゲート電圧Ｖｇを定期的に検出し、一定値で推移しているときのゲート電圧Ｖｇをミラー電圧として検出してもよい。

以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。
本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。

１０：インバータ回路
１２：高電位配線
１４：低電位配線
１５：直列回路
１６：ＩＧＢＴ
１７：ダイオード
２０：ゲート制御回路
２２：ゲート抵抗
２４：ＮＭＯＳ
２６：ＰＭＯＳ
３０：出力端子
３２：ＧＮＤ端子
９２：モータ

Claims (1)

1. ゲート型スイッチング素子のゲートの電圧を制御するゲート制御回路であって、
   前記ゲートを充電する充電回路と、
   前記ゲートが充電されているときにミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路と、
   前記ミラー電圧が閾値よりも高い場合に、前記ゲートを放電する放電回路、
   を有するゲート制御回路。

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