JP6350214B2 - 駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、パワースイッチング素子の駆動を制御し、特に、パワースイッチング素子に生じる過電流に対して保護能力を有する駆動装置に関する。

従来の保護機能付き駆動装置の一例として、特許文献１に記載のスイッチング回路を挙げることができる。このスイッチング回路では、パワースイッチング素子としてのＩＧＢＴにおける、負荷短絡によるコレクタ電圧の持ち上がりを、外付けのツェナーダイオードによって検出するものである。

特開２００６−２９５３２６号公報

一般に、短絡の検出においては、パワースイッチング素子に流れる出力電流が閾値を超えた状態を一定のフィルタ時間だけ維持している条件で保護動作が行われるように構成されている。これは、出力電流がノイズにより閾値を超えた場合の誤作動を防止するためである。しかしながら、フィルタ時間が長くなりすぎると、短絡による大電流によってパワースイッチング素子の受けるストレスが大きくなったり、フィルタ時間の間、電力を無駄に消費したりしてしまう。よって、フィルタ時間はできるだけ短く設定することが望ましい。すなわち、フィルタ時間は、パワースイッチング素子の消費電力とノイズケアとの間でトレードオフの関係にある。なお、１μｓ乃至２μｓに設定されることが一般的である。

本発明は、上記問題点を鑑みてなされたものであり、ノイズによる誤った保護動作を防止しつつ、フィルタ時間を低減することが可能な制御装置を提供することを目的とする。

ここに開示される発明は、上記目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。なお、特許請求の範囲およびこの項に記載した括弧内の符号は、ひとつの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、発明の技術的範囲を限定するものではない。

上記目的を達成するために、本発明は、パワースイッチング素子（２０，５０，６０，７０）のオンオフを制御する駆動装置であって、パワースイッチング素子の出力電流を検出するセンス電流検出部（１００）と、パワースイッチング素子の出力電圧の変化を検出する電圧変化検出部（２００）と、センス電流検出部および電圧変化検出部からの入力信号に応じてパワースイッチング素子の短絡を判定する短絡検出部（３００）と、を備え、短絡検出部は、出力電流が所定の閾値を超過している状態において、さらに、出力電圧の、予め規定された変化に基づいて短絡の有無を判定するものであり、電圧変化検出部は、容量と抵抗器（２２０）によって微分回路が構成されることにより前記出力電圧の時間変化を検出し、短絡検出部は、出力電流が所定の閾値を超過している状態において、容量と抵抗器との中間電位が正となることを以って、パワースイッチング素子が短絡状態であると判定し、パワースイッチング素子は、ＭＯＳトランジスタ（５０）であり、出力電流としてのドレイン電流が流れるメインセル（５１）と、電圧変化検出部としてのサブセル（２３０）と、を有し、サブセルは、ドレイン端子がメインセルと共通であり、ゲート端子とソース端子とが同電位とされて、パワースイッチング素子の内部容量が容量としての帰還容量を構成し、短絡検出部は、ドレイン電流が所定の閾値を超過している状態において、サブセルにおけるソース端子の電圧が正となることを以って、パワースイッチング素子が短絡状態であると判定することを特徴としている。

これによれば、パワースイッチング素子の出力電流が所定の閾値を超えているという、従来と同様の短絡判定の条件に加えて、出力電圧の所定の変化の検出を以って短絡を検出するようになっている。よって、従来の短絡判定に較べてノイズによる誤作動の頻度を抑制することができる。なお、短絡時における出力電圧は、ｎｓ（ナノ秒）オーダーで変化させることができるので、従来設定されるフィルタ時間（１μｓ〜２μｓ）に較べて、短絡判定するまでの時間を短縮することができる。したがって、パワースイッチング素子における消費電力を低減することができ、また、パワースイッチング素子へのストレスを低減することができる。

出力電圧の変化について、電圧変化検出部は、容量と抵抗器（２２０）によって微分回路が構成されることにより出力電圧の時間変化を検出し、短絡検出部は、出力電流が所定の閾値を超過している状態において、容量と抵抗器との中間電位が正となることを以って、パワースイッチング素子が短絡状態であると判定するように構成されている。

例えばターンオン時に短絡が発生していない状況においては、出力電圧は時間の経過とともに低下していくが、短絡が発生している状況では、一時的な電圧低下の後に、出力電流の飽和によって再び上昇に転じる。上記構成における電圧変化検出部は、この出力電圧の上昇を電圧の時間微分が正であることを以って短絡を検出することができる。

また、出力電圧の変化について、別の例として、電圧変化検出部は、ダイオード（２４０，２７０）と、プルアップ電源（２５０）と、プルアップ抵抗器（２６０）と、を有し、ダイオードは、カソード端子が出力電流の上流側の端子に接続され、プルアップ電源は、出力電流の上流側の端子電圧ＶＨと、該プルアップ電源の電圧ＶＢと、ダイオードの順電圧Ｖｆとの間の電圧がＶＢ−Ｖｆ≦ＶＨを満たすように、プルアップ抵抗を介してダイオードのアノード端子に接続され、短絡検出部は、出力電流が所定の閾値を超過している状態において、ダイオードにおけるアノード端子の電位が所定の判定時間より長くプルアップ電圧を維持していることを以って、パワースイッチング素子が短絡状態であると判定するように構成することができる。

このような構成では、ターンオン時に短絡が発生していない状況においては、出力電圧が時間経過に伴ってＶｆよりも高い状態から低い状態に遷移するため、ダイオードにおけるアノード端子の電位がプルアップ電圧ＶＢからダイオードの順電圧Ｖｆに変化する。一方で、短絡が発生している状況では、一時的な出力電圧の低下の後に、出力電流の飽和によって再び上昇に転じるので、出力電圧は時間経過によらずＶｆよりも高い状態を維持することになる。よって、短絡が発生している状況では、ダイオードにおけるアノード端子の電位がプルアップ電圧ＶＢを維持することになる。上記構成における電圧変化検出部は、ダイオードにおけるアノード端子の電位が所定の判定時間より長くプルアップ電圧を維持していることを以って、パワースイッチング素子が短絡を検出することができる。

第１実施形態に係る駆動装置および周辺回路の概略構成を示す図である。 駆動装置およびパワースイッチング素子の詳細を示す回路図である。 通常駆動時における各端子の電流および電圧を示す図である。 短絡発生時における各端子の電流および電圧を示す図である。 変形例１に係る駆動装置およびパワースイッチング素子の詳細を示す回路図である。 第２実施形態に係る駆動装置およびパワースイッチング素子の詳細を示す回路図である。 通常駆動時における各端子の電流および電圧を示す図である。 短絡発生時における各端子の電流および電圧を示す図である。 パワースイッチング素子および負荷に接続構成を示す図である。 変形例２に係る駆動装置およびパワースイッチング素子の詳細を示す回路図である。 変形例３に係る駆動装置およびパワースイッチング素子の詳細を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下の各図相互において、互いに同一もしくは均等である部分に、同一符号を付与する。

（第１実施形態）
最初に、図１および図２を参照して、本実施形態に係る駆動装置の概略構成について説明する。

図１に示すように、駆動装置１０は、パワースイッチング素子の駆動を制御するための回路である。パワースイッチング素子は図示しない負荷への電流の供給をオンオフするものであり、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）やＭＯＳトランジスタなどを採用することができる。本実施形態では、例えば、パワースイッチング素子としてＩＧＢＴ２０を駆動する回路について記述する。

この駆動装置１０は、図１に示すように、センス電流検出部１００と、電圧変化検出部２００と、短絡検出部３００と、ＩＧＢＴ２０へのゲート電圧の印加を制御する制御部４００と、を備えている。

ＩＧＢＴ２０は、ゲート端子に所定のゲート電圧（図１に示すＶＣＣ）が印加されてオンオフの制御がなされる。ＩＧＢＴ２０のゲート端子は、図示しない電源により供給される電圧ＶＣＣとグランドＧＮＤとの間に直列接続されたオン側回路３０およびオフ側回路４０の中間点に接続されている。ＩＧＢＴ２０をオンする場合には、オン側回路３０をオンしてオフ側回路４０をオフすることにより、ＩＧＢＴ２０のゲート端子にＶＣＣが印加される。一方、ＩＧＢＴ２０をオンする場合には、オン側回路３０をオフしてオフ側回路４０をオンすることにより、ＩＧＢＴ２０のゲート端子から電荷が引き抜かれる。なお、本実施形態におけるＩＧＢＴ２０は、図２に示すように、後述するメインセル２１、センスセル１１０およびサブセル２１０が一つの基板上に形成されて成り、ＩＧＢＴ２０にセンス電流検出部１００および電圧変化検出部２００が内包されるようになっている。

ＩＧＢＴ２０の出力電流は、メインセル２１のコレクタ−エミッタ間電流（以下、コレクタ電流という）であり、ゲート端子に電圧ＶＣＣが印加されることにより流れる。コレクタ電流はメインセル２１のエミッタ端子（ケルビンエミッタ端子：ＫＥ端子）を流れる。

センス電流検出部１００は、図２に示すように、ＩＧＢＴ２０に形成されたセンスセル１１０と、センスセル１１０のエミッタ端子（第１センスエミッタ端子：ＳＥ１端子）とグランドとの間に形成されたセンス抵抗器１２０と、を有している。センスセル１１０は、メインセル２１と同一の半導体基板上に形成され、センスセル１１０のゲート端子はメインセル２１のゲート端子と共通接続されている。また、センスセル１１０のコレクタ端子はメインセル２１のコレクタ端子と共通接続されている。メインセル２１のゲート端子に電圧が印加されると、センスセル１１０のゲート端子にも電圧が印加され、ＳＥ１端子には、ＩＧＢＴ２０の出力電流であるところのコレクタ電流に略比例した電流（以下、センス電流という）が流れる。ＳＥ１端子は短絡検出部３００に接続されており、センス電流とセンス抵抗器１２０により規定される電圧が短絡検出部３００に入力される。すなわち、センス電流検出部１００は、ＩＧＢＴ２０のコレクタ電流を間接的に検出することができるようになっている。

電圧変化検出部２００は、図２に示すように、ＩＧＢＴ２０に形成されたサブセル２１０と、サブセル２１０のエミッタ端子（第２センスエミッタ端子：ＳＥ２端子）とグランドとの間に形成されたサブ抵抗器２２０と、を有している。サブセル２１０は、センスセル１１０同様、メインセル２１と同一の半導体基板上に形成され、サブセル２１０のコレクタ端子はメインセル２１のコレクタ端子と共通接続されている。サブセル２１０は、そのゲート端子とエミッタ端子が互いに接続されて、サブセル２１０の内部容量が帰還容量を構成している。サブセル２１０のコレクタ端子はメインセル２１の出力電圧（以下、コレクタ電圧という）と同電位になっている。本実施形態における電圧変化検出部２００では、ＳＥ１端子にコレクタ電圧の時間変化に対応する電圧（ｄＶ／ｄｔ）が出力される。すなわち、サブセル２１０の帰還容量とサブ抵抗器２２０とで微分回路が形成されている。ＳＥ１端子は短絡検出部３００に接続されており、コレクタ電圧の時間微分ｄＶ／ｄｔが短絡検出部３００に入力される。

短絡検出部３００は、センス電流検出部１００と電圧変化検出部２００とが入力として接続され、これらの入力に基づいた信号を制御部４００に出力する。短絡検出部３００は、センス電流検出部１００から入力されたセンス電流相当の電圧を所定の閾値と比較する。センス電流はメインセル２１のコレクタ電流に略比例するので、短絡検出部３００は、センス電流が所定の閾値以上である場合には、コレクタ電流が過電流の状態であることを検知することができる。短絡検出部３００は、例えば、センス電流が所定の閾値以上である場合に、デジタル値「１」を自身に内蔵されたメモリ等に保持する。

また、短絡検出部３００は、電圧変化検出部２００から入力されたコレクタ電圧の時間微分ｄＶ／ｄｔについて、ｄＶ／ｄｔが正の値をとる場合に、デジタル値「１」を自身に内蔵されたメモリ等に保持する。特許請求の範囲に記載の、出力電圧の予め規定された変化、とは、本実施形態においてはｄＶ／ｄｔが正に遷移すること、に相当する。

従来の構成では、センス電流が所定の閾値以上である状態をフィルタ時間の間継続していることを以って、図示しない負荷の短絡が発生したと判断されている。これに対して、本実施形態の短絡検出部３００は、センス電流検出部１００からの入力と、電圧変化検出部２００からの入力と、の論理積が「１」の場合に、短絡が発生したと判断する。すなわち、センス電流が所定の閾値以上で、且つ、ｄＶ／ｄｔが正である、という条件を以って、短絡が発生したと判断する。一方、論理積が「０」の場合には、短絡していないと判断する。短絡検出部３００は、論理積の値に基づいて、制御部４００に所定の動作を行うよう指示する。例えば、論理積が「１」であれば、制御部４００に対して、ＩＧＢＴ２０の動作を停止あるいは制限するよう指示し、論理積が「０」であれば、制御部４００に対して、ＩＧＢＴ２０の動作を継続するよう指示する。

ただし、上記した短絡検出部３００における短絡の判断は、従来の構成における短絡の判断と併用すると、より安全にパワースイッチング素子を駆動することができる。例えば、センス電流が所定の閾値以上でありながら、ｄＶ／ｄｔが正に遷移していない状態であっても、センス電流が従来のフィルタ時間を超えて継続していた場合には、短絡していると判断するように構成することによって、短絡に対するタブルチェックを行うことができる。

制御部４００は、オン側回路３０およびオフ側回路４０のオンオフを制御して、ＩＧＢＴ２０を構成するメインセル２１およびセンスセル１１０のゲート端子への電荷の注入あるいは引き抜きを制御している。制御部４００は、短絡検出部３００に通信可能に接続されており、短絡検出部３００から入力される信号に基づいて、ＩＧＢＴ２０の動作を制御する。

次に、図３および図４を参照して、本実施形態における駆動装置１０の動作および作用効果について説明する。

図３および図４はＩＧＢＴ２０のターンオン動作を示している。先ず、図３を参照して、短絡が発生していない、通常の動作について説明する。時刻ｔ１以前は、オン側回路３０がオフされ、オフ側回路４０がオンされた状態であり、メインセル２１のコレクタ端子には、一定のコレクタ電圧が印加されている。ＩＧＢＴ２０はオフの状態であるから、コレクタ電流は流れていない。ＳＥ１端子の電圧は、メインセル２１のコレクタ電流に対応するので、グランド電位を維持している。ＳＥ２端子の電圧は、コレクタ電圧Ｖの時間変化ｄＶ／ｄｔであり、時刻ｔ１以前ではコレクタ電圧に変化はないから、グランド電位を維持している。

時刻ｔ１において、制御部４００は、オン側回路３０をオンし、オフ側回路４０をオフする。これにより、メインセル２１およびセンスセル１１０のゲート端子に電圧が印加されてコレクタ電流が流れ始める。コレクタ電圧はコレクタ電流の増加に伴って減少する。コレクタ電圧が変化するため、回路の寄生インダクタンスによる誘導起電力が生じ、時刻ｔ２においてコレクタ電圧が一定となる。ＳＥ１端子の電圧は、コレクタ電流の増加に対応して増加する。ＳＥ２端子の電圧は、コレクタ電圧の低下に対応して負側に遷移する。

時刻ｔ２に至ると、上記のようにコレクタ電圧は一定となる。コレクタ電流は時刻ｔ１から引き続いて増加していき、これに伴ってＳＥ１端子の電圧も上昇する。ＳＥ２端子の電圧は、コレクタ電圧が減少から一定値に転じることから、ほぼグランド電位となる。

時刻ｔ３に至ると、コレクタ電圧は再び減少を開始する。ＳＥ２端子の電圧はコレクタ電圧の低下に対応して負側に遷移する。

時刻ｔ４に至り、コレクタ電流がゲート電圧に対応した一定値になると、コレクタ電圧はグランド電位となる。ＳＥ１端子の電圧もコレクタ電流に対応して一定の値となる。コレクタ電圧がグランド電位で一定となることに対応して、ＳＥ２端子の電圧もほぼグランド電位で一定となる。

図３に示す動作例では、ＳＥ１端子の電圧は決められた閾値を超えていない。換言すれば、コレクタ電流は所定の閾値を超えていない。よって、センス電流検出部１００は、デジタル値「０」を短絡検出部３００に出力する。また、ＳＥ２端子の電圧は、２度の負側への遷移があるが、正側には遷移していない。よって、電圧変化検出部２００は、デジタル値「０」を短絡検出部３００に出力する。従って、短絡検出部３００は、センス電流検出部１００および電圧変化検出部２００から出力されるデジタル値の論理積「０」を認識して、制御部４００に対して、ＩＧＢＴ２０のターンオン動作を継続するように指示する。

次いで、図４を参照して、短絡が発生した場合の動作について説明する。時刻ｔ５以前は、オン側回路３０がオフされ、オフ側回路４０がオンされた状態であり、通常駆動時（図３）における時刻ｔ１以前と同様なので、詳しい記載を省略する。また、時刻ｔ５を経て時刻ｔ６に至るまでについても、通常駆動時における時刻ｔ１〜時刻ｔ２と同様なので、詳しい記載を省略する。

時刻ｔ６以降、コレクタ電圧は一定値を維持する。コレクタ電流は、時刻ｔ５から引き続いて増加していく。

時刻ｔ７において、ＳＥ１端子の電圧が決められた閾値に到達する。換言すれば、コレクタ電流が所定の閾値に到達する。これにより、短絡検出部３００は、デジタル値「１」をメモリ等に保持する。図４に示す動作例では、時刻ｔ７以降もコレクタ電流が増加する。

時刻ｔ８において、コレクタ電流がＩＧＢＴ２０の飽和電流に到達すると、コレクタ電圧は上昇に転じる。このため、ＳＥ２端子の電圧は正側に遷移する。短絡検出部３００は、時刻ｔ８においてデジタル値「１」をメモリ等に保持する。

図４に示す動作例では、時刻ｔ７においてコレクタ電流が所定の閾値を超過し、時刻ｔ８に至るまでその状況を維持している。そして、時刻ｔ８において、ＳＥ２端子の電圧は正側に遷移している。短絡検出部３００は、センス電流検出部１００および電圧変化検出部２００からの出力に基づいたデジタル値の論理積「１」を認識して、負荷に短絡が発生してＩＧＢＴ２０に短絡に起因する過大な電流が流れていると判断する。短絡検出部３００は、制御部４００に対して、ＩＧＢＴ２０のターンオン動作を停止あるいは制限するように指示する。

従来の構成では、時刻ｔ７から所定のフィルタ時間の間、コレクタ電流が閾値を超過した状態が維持されていることを以って短絡を検出することになる。フィルタ時間は、ノイズケアの観点から一般的に１μｓ〜２μｓとされることが多い。これに対して、本実施形態では、時刻ｔ７において、コレクタ電流の閾値に対する超過を検出後、時刻ｔ８には短絡を検出することができる。時刻ｔ７から時刻ｔ８に至るまでの時間は、接続される負荷に依存するものの、１ｎｓ〜１００ｎｓオーダーであり、従来のフィルタ時間に対して短い時間で短絡を検出することができる。また、短絡検出部３００は、センス電流検出部１００と電圧変化検出部２００の２要素において、いずれもが短絡を検出した時点で、負荷の短絡を決定する。すなわち、短絡に対して二重のチェックを行っている。したがって、本実施形態に係る駆動装置１０を採用することによって、ノイズによる誤った保護動作を防止しつつ、フィルタ時間を低減することが可能である。

（変形例１）
上記した実施形態では、パワースイッチング素子としてＩＧＢＴ２０を用いる例を示したが、これに限定されるものではなく、例えば、図５に示すように、パワースイッチング素子としてＭＯＳトランジスタ５０を採用することもできる。

ＭＯＳトランジスタ５０は、ＩＧＢＴ２０と同様に、メインセル５１と、センスセル１３０と、サブセル２３０と、を有している。本変形例における駆動装置１１は、第１実施形態に対して、ＩＧＢＴ２０のメインセル２１、センスセル１１０、サブセル２１０を、それぞれ、ＭＯＳトランジスタ５０のメインセル５１、センスセル１３０、サブセル２３０に置換した構造をしている。メインセル５１、センスセル１３０およびサブセル２３０のドレイン端子は互いに共通して接続されている。メインセル５１とセンスセル１３０は、ゲート端子が共通して接続されている。サブセル２３０はゲート端子とソース端子が互いに接続されており、内部容量が帰還容量を構成している。なお、メインセル５１、センスセル１３０、サブセル２３０のソース端子は、それぞれ、第１実施形態におけるＫＥ端子、ＳＥ１端子、ＳＥ２端子に相当している。

本変形例における駆動装置１１は、第１実施形態に対して、ＩＧＢＴ２０の各セル２１，１１０，２１０をＭＯＳトランジスタに置換したものであるから、センスセル１３０とセンス抵抗器１２０がセンス電流検出部１００を構成し、サブセル２３０とサブ抵抗器２２０が電圧変化検出部２００を構成している。短絡検出部３００および制御部４００の構成は第１実施形態と同様である。

なお、駆動装置１１の動作および作用効果は第１実施形態における駆動装置１０と同様であり、第１実施形態の説明について、コレクタ電流をドレイン電流に、コレクタ端子をドレイン端子に、エミッタ端子をソース端子に、それぞれ表現を言い換えれば、本変形例における作用効果を説明することができる。よって、本変形例に係る駆動装置１１を採用することによって、ノイズによる誤った保護動作を防止しつつ、フィルタ時間を低減することが可能である。

（第２実施形態）
本実施形態における駆動装置１２は、パワースイッチング素子としてＩＧＢＴ６０を駆動する。第１実施形態において説明した駆動装置１０との差異は、ＩＧＢＴ２０とＩＧＢＴ６０との構造の差異に起因する電圧変化検出部２００の構成と動作である。

まず、図６を参照して、本実施形態に係る駆動装置１２の、第１実施形態と異なる要素について、その構成を説明する。

図６に示すように、ＩＧＢＴ６０は、メインセル６１と、センスセル１４０と、ダイオード２４０と、が同一半導体基板に形成されて成る。ＩＧＢＴ６０のメインセル６１とセンスセル１４０は、それぞれ、第１実施形態におけるＩＧＢＴ２０のメインセル２１とセンスセル１１０と同一の構成であり、メインセル６１のエミッタ端子がＫＥ端子に相当し、センスセル１４０のエミッタ端子がＳＥ１端子に相当している。なお、ダイオード２４０のアノード端子がＳＥ２端子に相当している。メインセル６１およびセンスセル１４０のコレクタ端子、および、ダイオード２４０のカソード端子は互いに共通して接続されている。メインセル６１とセンスセル１４０は、ゲート端子が共通して接続されている。

本実施形態におけるセンス電流検出部１００は、第１実施形態におけるセンス電流検出部１００の構成と同一である。具体的には、このセンス電流検出部１００はセンスセル１４０とセンス抵抗器１２０とを有しており、センス電流を電圧に変換して検出するようになっている。ＳＥ１端子は短絡検出部３００に接続されており、センス電流とセンス抵抗器１２０により規定される電圧が短絡検出部３００に入力される。すなわち、センス電流検出部１００は、ＩＧＢＴ６０のコレクタ電流を間接的に検出することができるようになっている。

本実施形態における電圧変化検出部２００は、ＩＧＢＴ６０に内蔵されたダイオード２４０と、プルアップ電源２５０と、プルアップ抵抗器２６０と、を有している。ダイオード２４０のカソード端子はメインセル６１のコレクタ端子に接続され、アノード端子（ＳＥ２端子）はプルアップ抵抗器２６０を介してプルアップ電源２５０に接続されている。第１実施形態と同様に、ＳＥ２端子は短絡検出部３００に接続されている。

ここで、メインセル６１のコレクタ端子には負荷を駆動するための高圧側の電源が印加されている。つまり、メインセル６１、センスセル１４０およびダイオード２４０のアノード側に印加される電圧（以下、ＶＨという）が、特許請求の範囲に記載の上流側の端子電圧に相当する。そして、電圧ＶＨは、プルアップ電源に指定される電圧ＶＢと、ダイオード２４０の順電圧Ｖｆとの間で、ＶＢ−Ｖｆ≦ＶＨの関係を満たしている。

上記のように構成された電圧変化検出部２００においては、コレクタ電圧がＶｆ以上の場合にはダイオード２４０に電流は流れず、ＳＥ２端子の電圧はＶＢとなる。一方、コレクタ電圧がＶｆを下回るとダイオード２４０に電流が流れ、ＳＥ２端子の電圧はＶｆでクランプされる。第１実施形態において説明したように、短絡が発生しない通常の駆動では、ＩＧＢＴ６０のターンオン動作によってコレクタ電圧は低下し、Ｖｆを下回るため、その時点でＳＥ２端子の電圧は、ＶＢからＶｆに遷移する。一方、短絡が発生した駆動では、コレクタ電圧が十分低下せず、ＳＥ２端子の電圧がＶＢを維持する。

短絡検出部３００は、センス電流検出部１００と電圧変化検出部２００とが入力として接続され、これらの入力に基づいた信号を制御部４００に出力する。短絡検出部３００は、センス電流検出部１００から入力されたセンス電流相当の電圧を所定の閾値と比較する。センス電流はメインセル６１のコレクタ電流に略比例するので、短絡検出部３００は、センス電流が所定の閾値以上である場合には、コレクタ電流が過電流の状態であることを検知することができる。短絡検出部３００は、例えば、センス電流が所定の閾値以上である場合に、デジタル値「１」を自身に内蔵されたメモリ等に保持する。

また、短絡検出部３００は、電圧変化検出部２００から入力されたＳＥ２端子の電圧が、センス電流が閾値を超えた時点から、所定の判定時間の間、ＶＢを維持していた場合に、デジタル値「１」を自身に内蔵されたメモリ等に保持する。特許請求の範囲に記載の、出力電圧の予め規定された変化、とは、本実施形態においては、ＳＥ２端子の電圧が所定の判定時間の間、ＶＢのまま維持され変化しないこと、に相当する。なお、判定時間については、追って詳述する。

次に、図７および図８を参照して、本実施形態に係る駆動装置１２の動作および作用効果について説明する。

図７および図８はＩＧＢＴ２０のターンオン動作を示している。先ず、図７を参照して、短絡が発生していない、通常の動作について説明する。時刻ｔ１以前は、オン側回路３０がオフされ、オフ側回路４０がオンされた状態であり、メインセル６１のコレクタ端子には、一定のコレクタ電圧が印加されている。ＩＧＢＴ６０はオフの状態であるから、コレクタ電流は流れていない。ＳＥ１端子の電圧は、メインセル６１のコレクタ電流に対応するので、グランド電位を維持している。コレクタ電圧がＶｆよりも高い状態を維持しているから、ＳＥ２端子の電圧はＶＢである。

時刻ｔ１において、制御部４００は、オン側回路３０をオンし、オフ側回路４０をオフする。これにより、メインセル６１およびセンスセル１４０のゲート端子に電圧が印加されてコレクタ電流が流れ始める。コレクタ電圧はコレクタ電流の増加に伴って減少する。コレクタ電圧が変化するため、回路の寄生インダクタンスによる誘導起電力が生じ、時刻ｔ２においてコレクタ電圧が一定となる。ＳＥ１端子の電圧は、コレクタ電流の増加に対応して増加する。なお、コレクタ電圧は低下するもＶｆを下回らないので、ＳＥ２端子の電圧はＶＢを維持する。

時刻ｔ２に至ると、コレクタ電圧はＶＨと回路の寄生インダクタンスによる誘導起電力によって規定される値で一定となる。コレクタ電流は時刻ｔ１から引き続いて増加していき、これに伴ってＳＥ１端子の電圧も上昇する。ＳＥ２端子の電圧は、引き続いてＶＢを維持する。

時刻ｔ３に至ると、コレクタ電圧は再び減少を開始する。そして、時刻ｔ４において、コレクタ電圧がＶｆを下回ると、ダイオード２４０に電流が流れてＳＥ２端子はＶｆに遷移する。コレクタ電流はゲート電圧に対応した値で一定となり、ＳＥ１端子の電圧もコレクタ電流に対応して一定の値となる。

図７に示す動作例では、ＳＥ１端子の電圧は決められた閾値を超えていない。換言すれば、コレクタ電流は所定の閾値を超えていない。よって、センス電流検出部１００は、デジタル値「０」を短絡検出部３００に出力する。また、ＳＥ２端子の電圧は、時刻ｔ４においてＶＢからＶｆに遷移しておりＶＢを維持していない。よって、電圧変化検出部２００は、デジタル値「０」を短絡検出部３００に出力する。従って、短絡検出部３００は、センス電流検出部１００および電圧変化検出部２００から出力されるデジタル値の論理積「０」を認識して、制御部４００に対して、ＩＧＢＴ２０のターンオン動作を継続するように指示する。

次いで、図８を参照して、短絡が発生した場合の動作について説明する。時刻ｔ５以前は、オン側回路３０がオフされ、オフ側回路４０がオンされた状態であり、通常駆動時（図７）における時刻ｔ１以前と同様なので、詳しい記載を省略する。また、時刻ｔ５を経て時刻ｔ６に至るまでについても、通常駆動時における時刻ｔ１〜時刻ｔ２と同様なので、詳しい記載を省略する。

時刻ｔ６以降、コレクタ電圧は一定値を維持する。コレクタ電流は、時刻ｔ５から引き続いて増加していく。

時刻ｔ７において、ＳＥ１端子の電圧が決められた閾値に到達する。換言すれば、コレクタ電流が所定の閾値に到達する。これにより、短絡検出部３００は、デジタル値「１」をメモリ等に保持する。図８に示す動作例では、時刻ｔ７以降もコレクタ電流が増加する。このとき、コレクタ電圧はＶｆ以上であり、ＳＥ２端子の電圧はＶＢを維持している。短絡検出部３００は、時刻ｔ７から所定の判定時間のカウントを開始する。

時刻ｔ７から判定時間だけ経過した時刻ｔ８において、コレクタ電圧はＶｆを下回らないから、ＳＥ２端子の電圧はＶＢを維持している。短絡検出部３００は、時刻ｔ８においてデジタル値「１」をメモリ等に保持に出力する。

図８に示す動作例では、時刻ｔ７においてコレクタ電流が所定の閾値を超過し、時刻ｔ８に至るまでその状況を維持している。そして時刻ｔ７から時刻ｔ８に至る判定時間の間、ＳＥ２端子の電圧はＶＢを維持している。短絡検出部３００は、センス電流検出部１００および電圧変化検出部２００からの出力に基づいたデジタル値の論理積「１」を認識して、負荷に短絡が発生してＩＧＢＴ２０に短絡に起因する過大な電流が流れていると判断する。短絡検出部３００は、制御部４００に対して、ＩＧＢＴ２０のターンオン動作を停止あるいは制限するように指示する。

従来の構成では、時刻ｔ７から所定のフィルタ時間の間、コレクタ電流が閾値を超過した状態が維持されていることを以って短絡を検出することになる。本実施形態における構成でも時刻ｔ７から所定の判定時間を以って短絡を検出することは同じであるが、この判定時間は、コレクタ電流ではなく、コレクタ電圧がＶｆ以上を維持している時間をモニタするものである。短絡が発生していると、図８に示すように、コレクタ電流が飽和することによってコレクタ電圧が低下せずに上昇に転じるためＶｆを下回ることはない。換言すれば、判定時間は、コレクタ電流が所定の閾値以上となってから飽和するまでの時間を確保しておけばよい。

コレクタ電流が飽和するまでの時間、すなわち判定時間は、例えば、図９に示すように、ＩＧＢＴ６０の内部抵抗Ｒと、回路に生じる寄生インダクタンスＬとが、負荷を駆動するための駆動電圧Ｖとグランド電位との間で直列接続されたＬＲ回路における時定数τ（＝Ｌ／Ｒ）により凡そ想定できる。具体的に、判定時間としては、時定数τと同一か、あるいは時定数以上の時間を確保すればよい。コレクタ電流は、上昇を開始してから、時定数τのネイピア数倍、すなわち、ｅτ（ｅはネイピア数）だけ経過するとほぼ飽和するので、判定時間をｅτに設定すれば十分である。例えば、本実施形態における寄生インダクタンスＬは１００ｎＨオーダーである。ＩＧＢＴ６０の内部抵抗が１Ω程度であると想定すると、τ≒１００ｎｓであり、判定時間としては、略３００ｎｓに設定することができる。

従来の構成におけるフィルタ時間は、前述の通り１μｓ〜２μｓである。本実施形態における判定時間は、接続される負荷のインダクタンスＬに依存するものの、１０ｎｓ〜１００ｎｓオーダーであり、従来のフィルタ時間に対して短い時間で短絡を検出することができる。また、短絡検出部３００は、センス電流検出部１００と電圧変化検出部２００の２要素において、いずれもが短絡を検出した時点で、負荷の短絡を決定する。すなわち、短絡に対して二重のチェックを行っている。判定時間を従来のフィルタ時間より短く設定しても、ノイズ耐性を保証することができる。したがって、本実施形態に係る駆動装置１２を採用することによって、ノイズによる誤った保護動作を防止しつつ、フィルタ時間を低減することが可能である。

（変形例２）
第２実施形態に示すダイオード２４０として、所定のＩＧＢＴセル（以下、サブセル２４１という）に付属する還流ダイオード２４２（ＦＷＤ２４２）を利用することができる。図１０に示すように、このサブセル２４１は、コレクタ端子がメインセル６１のコレクタ端子と共通して接続され、エミッタ端子が短絡検出部３００に接続されている。エミッタ端子は第２実施形態におけるＳＥ２端子に相当する。ＦＷＤ２４２は、カソード端子がサブセル２４１のコレクタ端子に接続され、アノード端子がサブセル２４１のエミッタ端子に接続されている。サブセル２４１におけるゲート端子とエミッタ端子とを互いに接続することにより、ＦＷＤ２４２がダイオード２４０として機能するように構成されている。これによれば、よく知られたＲＣ−ＩＧＢＴ（Reverse Conducting -IGBT）をそのまま利用することができる。

（変形例３）
第１実施形態に対する変形例１のように、第２実施形態および変形例２に対して、パワースイッチング素子をＩＧＢＴ６０からＭＯＳトランジスタ７０に置換した構成とすることができる。

ＭＯＳトランジスタ７０は、図１１に示すように、ＩＧＢＴ６０と同様に、メインセル７１と、センスセル１５０と、ダイオード２７０と、を有している。ダイオード２７０はサブセル２７１とＦＷＤ２７２から構成されている。本変形例における駆動装置１３は、第２実施形態に対して、ＩＧＢＴ６０のメインセル６１、センスセル１４０、ダイオード２４０を、それぞれ、ＭＯＳトランジスタ７０のメインセル７１、センスセル１５０、ダイオード２７０に置換した構造をしている。メインセル７１、センスセル１５０およびサブセル２７１のドレイン端子は互いに共通して接続されている。メインセル７１とセンスセル１５０は、ゲート端子が共通して接続されている。ＦＷＤ２７２は、カソード端子がサブセル２７１のコレクタ端子に接続され、アノード端子がサブセル２７１のエミッタ端子に接続されている。サブセル２７１はゲート端子とソース端子が互いに接続されており、ＦＷＤ２７２がダイオード２７０として機能するように構成されている。なお、メインセル７１、センスセル１５０、サブセル２７１のソース端子は、それぞれ、第２実施形態におけるＫＥ端子、ＳＥ１端子、ＳＥ２端子に相当している。

本変形例における駆動装置１３は、第２実施形態に対して、ＩＧＢＴ６０の各セル６１，１４０，２４１をＭＯＳトランジスタに置換したものであるから、センスセル１５０とセンス抵抗器１２０がセンス電流検出部１００を構成し、ダイオード２７０、プルアップ電源２５０およびプルアップ抵抗器２６０が電圧変化検出部２００を構成している。短絡検出部３００および制御部４００の構成は第２実施形態と同様である。

なお、駆動装置１３の動作および作用効果は第２実施形態における駆動装置１２と同様であり、第２実施形態および変形例２の説明について、コレクタ電流をドレイン電流に、コレクタ端子をドレイン端子に、エミッタ端子をソース端子に、それぞれ表現を言い換えれば、本変形例における作用効果を説明することができる。よって、本変形例に係る駆動装置１３を採用することによって、ノイズによる誤った保護動作を防止しつつ、フィルタ時間を低減することが可能である。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。

上記した実施形態では、パワースイッチング素子として、ＩＧＢＴ２０，６０やＭＯＳトランジスタ５０，７０を駆動する例を示した。しかしながら、本発明は、パワースイッチング素子として、これら以外にも適用可能であり、例えばサイリスタを用いてもよい。

また、上記した各実施形態および変形例では、ＩＧＢＴやＭＯＳトランジスタの各セルが同一の半導体基板上に形成された例を示したが、個々が独立した素子として形成されていてもよい。

１０…駆動装置，２０…ＩＧＢＴ（パワースイッチング素子），３０…オン側回路，４０…オフ側回路，１００…センス電流検出部，２００…電圧変化検出部，３００…短絡検出部，４００…制御部

Claims (6)

1. パワースイッチング素子（２０，５０，６０，７０）のオンオフを制御する駆動装置であって、
   前記パワースイッチング素子の出力電流を検出するセンス電流検出部（１００）と、
   前記パワースイッチング素子の出力電圧の変化を検出する電圧変化検出部（２００）と、
   前記センス電流検出部および前記電圧変化検出部からの入力信号に応じて前記パワースイッチング素子の短絡を判定する短絡検出部（３００）と、を備え、
   前記短絡検出部は、前記出力電流が所定の閾値を超過している状態において、さらに、前記出力電圧の、予め規定された変化に基づいて短絡の有無を判定するものであり、
   前記電圧変化検出部は、容量と抵抗器（２２０）によって微分回路が構成されることにより前記出力電圧の時間変化を検出し、
   前記短絡検出部は、前記出力電流が所定の閾値を超過している状態において、前記容量と前記抵抗器との中間電位が正となることを以って、前記パワースイッチング素子が短絡状態であると判定し、
   前記パワースイッチング素子は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（２０）であり、前記出力電流としてのコレクタ電流が流れるメインセル（２１）と、前記電圧変化検出部としてのサブセル（２１０）と、を有し、
   前記サブセルは、コレクタ端子が前記メインセルと共通であり、ゲート端子とエミッタ端子とが同電位とされて、前記パワースイッチング素子の内部容量が前記容量としての帰還容量を構成し、
   前記短絡検出部は、前記コレクタ電流が所定の閾値を超過している状態において、前記サブセルにおけるエミッタ端子の電圧が正となることを以って、前記パワースイッチング素子が短絡状態であると判定することを特徴とする駆動装置。
2. パワースイッチング素子（２０，５０，６０，７０）のオンオフを制御する駆動装置であって、
   前記パワースイッチング素子の出力電流を検出するセンス電流検出部（１００）と、
   前記パワースイッチング素子の出力電圧の変化を検出する電圧変化検出部（２００）と、
   前記センス電流検出部および前記電圧変化検出部からの入力信号に応じて前記パワースイッチング素子の短絡を判定する短絡検出部（３００）と、を備え、
   前記短絡検出部は、前記出力電流が所定の閾値を超過している状態において、さらに、前記出力電圧の、予め規定された変化に基づいて短絡の有無を判定するものであり、
   前記電圧変化検出部は、容量と抵抗器（２２０）によって微分回路が構成されることにより前記出力電圧の時間変化を検出し、
   前記短絡検出部は、前記出力電流が所定の閾値を超過している状態において、前記容量と前記抵抗器との中間電位が正となることを以って、前記パワースイッチング素子が短絡状態であると判定し、
   前記パワースイッチング素子は、ＭＯＳトランジスタ（５０）であり、前記出力電流としてのドレイン電流が流れるメインセル（５１）と、前記電圧変化検出部としてのサブセル（２３０）と、を有し、
   前記サブセルは、ドレイン端子が前記メインセルと共通であり、ゲート端子とソース端子とが同電位とされて、前記パワースイッチング素子の内部容量が前記容量としての帰還容量を構成し、
   前記短絡検出部は、前記ドレイン電流が所定の閾値を超過している状態において、前記サブセルにおけるソース端子の電圧が正となることを以って、前記パワースイッチング素子が短絡状態であると判定することを特徴とする駆動装置。
3. パワースイッチング素子（２０，５０，６０，７０）のオンオフを制御する駆動装置であって、
   前記パワースイッチング素子の出力電流を検出するセンス電流検出部（１００）と、
   前記パワースイッチング素子の出力電圧の変化を検出する電圧変化検出部（２００）と、
   前記センス電流検出部および前記電圧変化検出部からの入力信号に応じて前記パワースイッチング素子の短絡を判定する短絡検出部（３００）と、を備え、
   前記短絡検出部は、前記出力電流が所定の閾値を超過している状態において、さらに、前記出力電圧の、予め規定された変化に基づいて短絡の有無を判定するものであり、
   前記電圧変化検出部は、ダイオード（２４０，２７０）と、プルアップ電源（２５０）と、プルアップ抵抗器（２６０）と、を有し、
   前記ダイオードは、カソード端子が前記出力電流の上流側の端子に接続され、
   前記プルアップ電源は、前記出力電流の上流側の端子電圧ＶＨと、該プルアップ電源の電圧ＶＢと、前記ダイオードの順電圧Ｖｆとの間の電圧がＶＢ−Ｖｆ≦ＶＨを満たすように、前記プルアップ抵抗器を介して前記ダイオードのアノード端子に接続され、
   前記短絡検出部は、前記出力電流が所定の閾値を超過している状態において、前記ダイオードにおけるカソード端子の電位が所定の判定時間より長くプルアップ電圧を維持していることを以って、前記パワースイッチング素子が短絡状態であると判定することを特徴とする駆動装置。
4. 前記パワースイッチング素子は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（６０）であり、
   前記電圧変化検出部の前記ダイオードとして、カソード端子が前記パワースイッチング素子におけるコレクタ端子と接続される還流ダイオード（２４２）を有し、
   前記短絡検出部は、前記出力電流としてのコレクタ電流が所定の閾値を超過している状態において、前記還流ダイオードにおけるアノード端子の電位が所定の判定時間より長く前記プルアップ電圧を維持していることを以って、前記パワースイッチング素子が短絡状態であると判定することを特徴とする請求項３に記載の駆動装置。
5. 前記パワースイッチング素子は、ＭＯＳトランジスタ（７０）であり、
   前記電圧変化検出部の前記ダイオードとして、カソード端子が前記パワースイッチング素子におけるドレイン端子と接続される還流ダイオード（２７２）を有し、
   前記短絡検出部は、前記出力電流としてのドレイン電流が所定の閾値を超過している状態において、前記還流ダイオードにおけるアノード端子の電位が所定の判定時間より長く前記プルアップ電圧を維持していることを以って、前記パワースイッチング素子が短絡状態であると判定することを特徴とする請求項３に記載の駆動装置。
6. 前記判定時間は、前記パワースイッチング素子における内部抵抗と、回路に生じる寄生インダクタンスとにより規定される時定数以上に設定されることを特徴とする請求項４または請求項５に記載の駆動装置。

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