JP2015033149A - 半導体素子の駆動装置及びそれを用いた電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
半導体スイッチング素子の温度が変化しても、サージ電圧を確実に半導体スイッチング素子の耐圧以下に抑制する。
【解決手段】
ＩＧＢＴ１０のオン・オフを制御する駆動装置が、ＩＧＢＴ１０に印加される電圧を抑制する保護回路を備え、この保護回路は、ＩＧＢＴ１０の温度を検出する温度検出手段１２と、ＩＧＢＴ１０の電圧が、直流電源の電圧とＩＧＢＴ１０の耐圧との間の所定の電圧以上に上昇したことを、ツェナーダイオード１６を含む回路によって検知したら、温度検出手段１２によって検出される温度に応じてその大きさが制御される電流をゲートに与える。
【選択図】図１

Description

本発明は、半導体素子の駆動装置及びそれを用いた電力変換装置に関する。

電力変換装置は、直流電源から供給される直流電力を回転電機などの交流電気負荷に供給するための交流電力に変換する機能、あるいは回転電機により発電された交流電力を直流電源に供給するための直流電力に変換する機能を備えている。前記変換機能を果すため、電力変換装置は複数の半導体スイッチング素子を有するインバータ回路を有しており、半導体スイッチング素子が導通動作や遮断動作を繰り返すことにより直流電力から交流電力へあるいは交流電力から直流電力への電力変換を行う。

電力変換装置においては、半導体スイッチング素子の電流のｄｉ／ｄｔとインバータ回路の主回路インダクタンスにより電源電圧以上のサージ電圧が発生し、サージ電圧が過大になると半導体スイッチング素子が破壊してしまう。

このようなサージ電圧を抑える従来技術として、例えば、特許文献１に記載されている技術が知られている。本技術においては、ＭＯＳＦＥＴがターンオフするとき、ＭＯＳＦＥＴの駆動装置が、所定値以上のサージ電圧を検出したら、ゲート電圧を上昇させる。これにより、ＭＯＳＦＥＴの抵抗が下がり主電流が流れ、サージ電圧が所定値以下の電圧にクランプされる。

特開２００３−２１８６７５号公報

インバータ回路の使用環境により半導体スイッチング素子の温度が変化すると、発生するサージ電圧や素子耐圧の大きさが変化するため、上記従来技術のようにクランプ電圧が一定であると、サージ電圧が耐圧を超えてしまい、半導体スイッチング素子が破壊するおそれがある。

そこで、本発明は、半導体スイッチング素子の温度が変化しても、サージ電圧を確実に半導体スイッチング素子の耐圧以下に抑制できる半導体素子の駆動装置およびそれを用いた電力変換装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明による半導体素子の駆動装置は、半導体スイッチング素子のオン・オフを制御するための駆動信号を作成し、前記駆動信号を前記半導体スイッチング素子の制御端子に与える駆動回路と、前記半導体スイッチング素子に印加される電圧を抑制する保護回路と、を備えるものであって、前記保護回路は、前記半導体スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、直流電源に接続され前記主電流が入力する前記半導体スイッチング素子の主端子の電圧が、前記直流電源の電圧と前記半導体スイッチング素子の耐圧との間の所定の電圧以上に上昇したことを検知したら、前記半導体スイッチング素子をオン状態にする信号であって、前記温度検出手段によって検出される前記半導体スイッチング素子の温度に応じてその大きさが制御される信号を作成して、前記制御端子に与える信号作成回路と、を備える。

本発明によれば、半導体スイッチング素子の温度に応じてその大きさが制御される信号によって、クランプ電圧の大きさを半導体スイッチング素子の温度に応じて変えることができる。これにより、半導体スイッチング素子の温度が変化しても、サージ電圧を確実に半導体スイッチング素子の耐圧以下に抑制できる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

本発明の一実施例である半導体スイッチング素子の駆動装置の回路構成を示す。 本実施例の回路構成の具体例を示す。 本実施例の回路構成の他の具体例を示す。 従来のターンオフ波形例を示す。 本実施例のターンオフ波形例を示す。 従来のリカバリ波形例を示す。 本実施例のリカバリ波形例を示す。 本発明の実施例であるインバータ装置の回路構成を示す。

以下、本発明の実施例を、図面を用いて説明する。

なお、以下に説明する構成は、ＤＣ／ＤＣコンバータや直流チョッパなどの直流−直流電力変換装置にも適用可能である。また、以下に説明する構成は、車載用、産業用や家庭用などの電力変換装置にも適用可能である。

本発明の実施例を図１乃至図８に基づいて説明する。

まず、図８を用いて、本発明の一実施例であるインバータ装置の電気的な回路構成について説明する。

本実施例のインバータ装置ＩＮＶは、パワーモジュールＰＭＵ，駆動回路装置ＤＣＵ及び電動機制御装置ＭＣＵから構成されている。パワーモジュールＰＭＵは電力変換用の主回路を構成しており、駆動回路装置ＤＣＵから出力される駆動信号を受けて動作し、直流電源である高圧バッテリＢＡＴから供給される直流電力を三相交流電力に変換し、モータＭの固定子巻線に供給する。主回路は３相ブリッジ回路であり、３相分の直列回路（Ａｕ，Ａｖ，Ａｗ）が高圧バッテリＢＡＴの正極側と負極側との間に電気的に並列に接続されて構成されている。直列回路はアームとも呼ばれ、２つのパワー半導体スイッチング素子によって構成されている。

アームは、上アーム側のパワー半導体スイッチング素子と下アーム側のパワー半導体スイッチング素子とが電気的に直列に接続されて構成されている。本実施例では、パワー半導体スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いている。ＩＧＢＴには、コレクタ電極とエミッタ電極との間にダイオード素子を電気的に逆並列に接続する。また、ＩＧＢＴはコレクタ電極とエミッタ電極の他にゲート電極を備えている。

パワー半導体スイッチング素子としては、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ（金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタ）を用いてもよい。ＭＯＳＦＥＴを構成する半導体チップは、ドレイン電極，ソース電極及びゲート電極の３つの電極を備えている。また、ドレイン電極とソース電極との間には、ソース電極からドレイン電極に向かう方向が順方向である寄生の内蔵ダイオードが電気的に逆並列に接続される。

Ｕ相アームＡｕは、上アーム側のパワー半導体スイッチング素子Ｍｐｕのエミッタ電極と下アーム側のパワー半導体スイッチング素子Ｍｎｕのコレクタ電極が電気的に直列に接続されて構成されている。図８においては、Ｕ相アームＡｕを示すブロック内のみに具体的な回路構成を示しているが、Ｖ相アームＡｖおよびＷ相アームＡｗもＵ相アームＡｕと同様であり、パワー半導体スイッチング素子Ｍｐｖ，Ｍｐｗのエミッタ電極にそれぞれパワー半導体スイッチング素子Ｍｎｖ，Ｍｎｗのコレクタ電極が電気的に直列に接続されて構成されている。なお、本文中、下付き文字ｐ，ｎはそれぞれ上アーム，下アームを示し、下付き文字ｕ，ｖ，ｗはそれぞれ三相交流のＵ相，Ｖ相，Ｗ相を示す。

パワー半導体スイッチング素子Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗのコレクタ電極は高圧バッテリＢＡＴの高電位側（正極側）に電気的に接続されている。パワー半導体スイッチング素子Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗのエミッタ電極は高圧バッテリＢＡＴの低電位側（負極側）に電気的に接続されている。また、パワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ，Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）のコレクタ（ドレイン）とダイオード素子（Ｄｐｕ，Ｄｐｖ，Ｄｐｗ，Ｄｎｕ，Ｄｎｖ，Ｄｎｗ）のカソードが電気的に接続され、パワー半導体素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ，Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）のエミッタ（ソース）とダイオード素子（Ｄｐｕ，Ｄｐｖ，Ｄｐｗ，Ｄｎｕ，Ｄｎｖ，Ｄｎｗ）のアノードが電気的に接続されている。

Ｕ相アームＡｕの中点、すなわち上アーム側のパワー半導体スイッチング素子のエミッタ電極と下アーム側のパワー半導体スイッチング素子のコレクタ電極との接続部分は、モータＭのＵ相の固定子巻線に電気的に接続されている。Ｖ相アームＡｖ，Ｗ相アームＡｗの中点もＵ相アームＡｕの中点と同様に、それぞれ、モータＭのＶ相，Ｗ相の固定子巻線に電気的に接続されている。

直流電源である高圧バッテリＢＡＴの正極側と負極側との間には、パワー半導体素子の動作によって生じる直流電圧の変動を抑制するために、平滑用の電解コンデンサＳＥＣが電気的に接続されている。

パワーモジュールＰＭＵは、ケースによって囲われたベース上に絶縁基板を介して半導体チップが実装され、三相ブリッジ回路が形成されるように、半導体チップ間、半導体チップと入力端子との間、半導体チップと出力端子との間がアルミワイヤや板状導体などの接続導体によって電気的に接続されて構成されている。ベースは、銅やアルミニウムなどの熱伝導性部材によって構成されている。ベースの下面は空気或いは冷却水などの冷却媒体によって冷却されるようになっている。ベースの下面には、冷却媒体による冷却効率を向上させるために、フィンなどが設けられている。絶縁基板は、窒化アルミニウムなどの絶縁部材からなるものであって、両面に配線パターンがメタライズされている。半導体チップは、前述したＩＧＢＴおよびダイオード素子を構成するものであり、両面に電極を有している。ベースと絶縁基板との間、絶縁基板と半導体チップとの間は、半田などの接合部材によって接合されている。

駆動回路装置ＤＣＵは、パワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ，Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）のゲート電極に電気的に接続されている。駆動回路装置ＤＣＵは、電動機制御装置ＭＣＵから出力された上アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ）の制御指令信号（Ｖｐｕ＊，Ｖｐｖ＊，Ｖｐｗ＊）を受けて、受けた制御指令信号（Ｖｐｕ＊，Ｖｐｖ＊，Ｖｐｗ＊）に応じて、上アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ）をオン・オフ駆動するための駆動信号（Ｖｐｕ，Ｖｐｖ，Ｖｐｗ）を作成して、上アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｐｕ，Ｍｐｖ，Ｍｐｗ）のゲート電極に出力する。また、駆動回路装置ＤＣＵは、電動機制御装置ＭＣＵから出力された下アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）の制御指令信号（Ｖｎｕ＊，Ｖｎｖ＊，Ｖｎｗ＊）を受けて、受けた制御指令信号（Ｖｎｕ＊，Ｖｎｖ＊，Ｖｎｗ＊）に応じて、下アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）をオン・オフ駆動するための駆動信号（Ｖｎｕ，Ｖｎｖ，Ｖｎｗ）を作成して、下アーム側のパワー半導体スイッチング素子（Ｍｎｕ，Ｍｎｖ，Ｍｎｗ）のゲート電極に出力する。

なお、駆動回路装置ＤＣＵは、後述する本発明による実施例である半導体素子の駆動装置（図１〜３参照）を、パワー半導体スイッチング素子の個数分、図８においては６個、備えている。各駆動装置は、後述するように、サージ電圧をクランプして抑制する保護回路を備えている。

電動機制御装置ＭＣＵは、パワーモジュールＰＭＵのパワー半導体スイッチング素子を動作させるための制御値を、入力された複数の入力信号に基づいて演算し、演算された制御値を制御指令信号（Ｖｐｕ＊〜Ｖｎｗ＊）として駆動回路装置ＤＣＵに出力するものであり、制御値を演算するマイクロコンピュータを備えている。マイクロコンピュータには、入力信号として、トルク指令信号（トルク指令値）τ＊，回転数指令信号（回転数指令値）ｎ＊，検知信号（Ｕ相〜Ｗ相の電流値）ｉｕ〜ｉｗ及び検知信号（回転子の磁極位置）θが入力される。トルク指令信号（トルク指令値）τ＊および回転数指令信号（回転数指令値）ｎ＊は、運転モードに応じて、図示されない総合制御装置ＧＣＵから出力される。検知信号（Ｕ相〜Ｗ相の電流値）ｉｕ〜ｉｗは電流センサＣｕ〜Ｃｗから出力される。検知信号（回転子の磁極位置）θは、モータＭに取り付けられる磁極位置センサから出力される。

電流センサＣｕ〜Ｃｗは、インバータ装置ＩＮＶ（すなわちパワーモジュールＰＭＵ）からモータＭの固定子の固定子巻線に供給されるＵ相〜Ｗ相電流ｉｕ〜ｉｗを検知するためのものであり、シャント抵抗器，変流器（ＣＴ）などから構成される。磁極位置センサは、モータＭの回転子の磁極位置θを検出するためのものであり、レゾルバ，エンコーダ，ホール素子，ホールＩＣなどから構成される。

マイクロコンピュータは、ｄ軸，ｑ軸の電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）を入力信号に基づいて演算し、演算された電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）に基づいて電圧制御値（Ｖｕ〜Ｖｗ）を演算し、演算された電圧制御値（Ｖｕ〜Ｖｗ）を、パワーモジュールＰＭＵのパワー半導体スイッチング素子を動作させるための制御指令信号（例えば、ＰＷＭ信号（パルス幅変調信号））Ｖｐｕ＊〜Ｖｎｗ＊として駆動回路装置ＤＣＵに出力する。

次に、図１，２を用いて、本発明の一実施例である半導体スイッチング素子の駆動装置の構成について説明する。

図１は、本実施例の上記パワーモジュールＰＭＵにおける一相分のアーム（例えば、Ｕ相分のアームＡｕ）の下アーム側（負極側）の半導体素子の駆動装置の回路構成を示す。

半導体スイッチング素子であるＩＧＢＴ１０とダイオード１１が電気的に逆並列に接続され、駆動回路１８は、上位からのＩＧＢＴ１０に対する制御指令信号を入力して、ＩＧＢＴ１０の駆動信号（例えばＶｎｕ）となるゲート電圧を出力すると共に、ゲート電流を入出力する。

以下、本実施例においてサージ電圧を抑制する保護回路について説明する。

ＩＧＢＴ１０の温度を検知する温度検知手段１２がＩＧＢＴ１０に隣接する領域に設けられる。温度検知手段１２は、ＩＧＢＴ１０の温度を電流又は電圧に変換して温度信号１３として出力する。主電流が入力するＩＧＢＴ１０のコレクタ電極の電圧を検出するため、ツェナーダイオード１６，次いでダイオード１５，抵抗１４が電気的に直列に接続され、本直列接続回路がＩＧＢＴ１０のコレクタとゲートの間に電気的に接続される。ツェナーダイオード１６のツェナー電圧は、バッテリ電圧以上、かつＩＧＢＴ１０及びダイオード１１の耐圧以下の電圧である。ダイオード１５はＩＧＢＴ１０がターンオンするときにゲート電流がＩＧＢＴ１０のコレクタに流れないようにする。抵抗１４はＩＧＢＴ１０のコレクタ電圧がバッテリ電圧を超えて、ツェナーダイオード１６に電流が流れたときに、その電流値を制限する。

電流源１７は抵抗１４に発生する電圧とＩＧＢＴ１０の温度信号１３を入力して、温度信号１３に応じてその大きさが所定値に制御される電流をＩＧＢＴ１０のゲート電極に流し込むものであり、温度に応じて電流値は変わる。

ＩＧＢＴ１０がターンオフするとき、ＩＧＢＴ１０の電流のｄｉ／ｄｔとインバータの主回路インダクタンスによって、ＩＧＢＴ１０のコレクタ電圧がバッテリ電圧以上に跳ね上がり、ターンオフサージ電圧が発生する。ターンオフサージ電圧がゲート電圧Ｖｇｅ、ダイオード１５の順方向電圧Ｖｄおよびツェナー電圧Ｖｚの和を超えたときに、抵抗１４の両端に生じる電圧が電流源１７に入力されると、電流源１７は温度信号１３に応じた大きさの電流をＩＧＢＴ１０のゲート電極に注入する。このゲート電流の注入によりＩＧＢＴ１０が若干ターンオンし、ＩＧＢＴ１０のインピーダンスが若干下がって、ターンオフサージ電圧が所定のクランプ電圧Ｖｃにクランプされる。ＩＧＢＴ１０の温度に応じて電流源１７の電流値が変わるので、クランプ電圧Ｖｃも温度に応じて変わる。これにより、温度に依存しやすいＩＧＢＴ１０の耐圧やターンオフサージ電圧によるＩＧＢＴ１０の破壊が防止できる。

また、上アーム側（正極側）のＩＧＢＴがターンオンしたときは、下アーム側（負極側）のダイオード１１にリカバリ電流が流れ、リカバリ電流のｄｉ／ｄｔとインバータ装置の主回路インダクタンスによって、ＩＧＢＴ１０のコレクタ電極の電圧がバッテリ電圧以上に跳ね上がり、リカバリサージ電圧が発生する。リカバリサージ電圧がゲート電圧Ｖｇｅ、ダイオード１５の順方向電圧Ｖｄ及びツェナー電圧Ｖｚの和を超えたときに、抵抗１４の両端に生じる電圧が電流源１７に入力されると、電流源１７は温度信号１３に応じた大きさの電流をＩＧＢＴ１０のゲート電極に注入する。このゲート電流の注入によりＩＧＢＴ１０が若干ターンオンし、ＩＧＢＴ１０のインピーダンスが若干下がって、リカバリサージ電圧が所定のクランプ電圧Ｖｃにクランプされる。ＩＧＢＴ１０の温度に応じて電流源１７の電流値が変わるので、クランプ電圧Ｖｃも温度に応じて変わる。これにより、温度に依存しやすいＩＧＢＴ１０の耐圧やリカバリサージ電圧によるＩＧＢＴ１０の破壊を防止できる。

図２は、本実施例の回路構成の具体例を示す。特に、図１における温度検出手段１２および電流源１７の具体的回路構成を示す。

電圧反転器２１は、抵抗１４に電流が流れて、抵抗１４の両端の電圧が所定の電圧以上（例えばＶｃｃ／２以上）になると、Ｌｏｗレベル（例えばＶｃｃ／２以下）を出力し、次段のカレントミラー回路に入力される。カレントミラー回路は、例えば本図に示すような抵抗２２、入力側バイポーラトランジスタ２３、出力側バイポーラトランジスタ２４、温度検出手段１２（本図ではＩＧＢＴ１０に内蔵された温度検知ダイオード）、抵抗２５で構成されている。

ＩＧＢＴ１０がターンオフするときに発生するターンオフサージ電圧が、ゲート電圧Ｖｇｅ，ダイオード１５の順方向電圧Ｖｄおよびツェナー電圧Ｖｚの和を超えたときに、抵抗１４の両端に生じる電圧が電圧反転器２１に入力されると、電圧反転器２１はＬｏｗレベル（例えばＶｃｃ／２）以下を出力する。このため、抵抗２２の一端がＬｏｗレベルとなり、入力側バイポーラトランジスタ２３のベースに電流が流れ、入力側バイポーラトランジスタ２３にエミッタ電流（Ｉ１）が流れる。同時に温度検知手段１２であるダイオードにも電流（Ｉ１）が流れる。また、同時に出力側バイポーラトランジスタ２４も動作し、入力側バイポーラトランジスタ２３と出力側バイポーラトランジスタ２４の電気的特性が同じであるとすると、温度検知ダイオード１２の順方向電圧Ｖｄと抵抗２５の両端の電位差（Ｖｒ）は同じになる。従って、抵抗２５の抵抗値をＲ、流れる電流をＩ２とすると、Ｖｄ＝Ｖｒ＝Ｒ・Ｉ２となるので、Ｉ２＝Ｖｄ／Ｒとなる。

通常、ダイオードの順方向電圧Ｖｄの温度係数は負であるので、ＩＧＢＴ１０の温度が上がるとＶｄは小さくなり、温度が下がるとＶｄは大きくなる。従って、電流源１７の出力電流であるＩ２は温度が上がると減少し、温度が下がるとＩ２は増加する傾向となる。つまり、ＩＧＢＴ１０の温度に応じた電流Ｉ２がＩＧＢＴ１０のゲート電極に注入される。

このゲート電流の注入によりＩＧＢＴ１０が若干ターンオンし、ＩＧＢＴ１０のインピーダンスが若干下がって、ターンオフサージ電圧が所定のクランプ電圧Ｖｃにクランプされる。ＩＧＢＴ１０の温度が高い場合にはＩ２は小さいので、クランプ電圧Ｖｃは高くなり、温度が低い場合にはＩ２が大きいので、クランプ電圧は低くなる。この効果によりＩＧＢＴ１０の耐圧が低温で下がったり、ターンオフサージが低温で上がったりする場合に、クランプ電圧が下がるので、ＩＧＢＴ１０の温度が変化しても、ＩＧＢＴ１０のターンオフサージ電圧による破壊を確実に防止できる。

また、上アーム側（正極側）のＩＧＢＴがターンオンしたときに発生するリカバリサージ電圧が、ゲート電圧Ｖｇｅ，ダイオード１５の順方向電圧Ｖｄおよびツェナー電圧Ｖｚの和を超えたときに、抵抗１４の両端に生じる電圧が電圧反転器２１に入力されると、電圧反転器２１はＬｏｗレベル（例えばＶｃｃ／２）以下を出力する。さらに、上述したターンオフサージ電圧が発生する場合と同様に、カレントミラー回路が動作して、温度検出手段１２であるダイオードの順電圧降下Ｖｄの温度特性に応じて、抵抗１７に電流Ｉ２＝Ｖｄ／Ｒが流れる。この電流がＩＧＢＴ１０のゲート電極に注入され、ＩＧＢＴ１０が若干ターンオンし、リカバリサージ電圧がＩＧＢＴ１０の温度に応じた大きさのクランプ電圧Ｖｃにクランプされる。これにより、ＩＧＢＴ１０の温度が変化しても、ＩＧＢＴ１０のリカバリサージ電圧による破壊を確実に防止できる。

なお、本実施例ではパワー半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いているが、ＭＯＳＦＥＴを用いても良い。ＭＯＳＦＥＴの場合、ダイオード１１として内蔵ダイオードを用いることができるので、個別のダイオードを接続しなくても良い。また、本実施例では、ＩＧＢＴ及びダイオードを１個ずつ接続しているが、それらの個数は電力変換装置の電力容量に応じて、複数個ずつ並列に接続してもよい。

図３は、本実施例の回路構成の他の具体例を示す。図２と同様に、図１における温度検出手段１２および電流源１７の具体的回路構成を示す。

本実施例の基本的な回路構成、回路動作は図２の半導体駆動装置と同じであるが、違いは、温度検知手段１２がサーミスタである点である。このサーミスタの温度係数は負とし、ある温度での抵抗値をＲｔｈとすると、電流源１７の出力電流は、Ｉ２・Ｒ＝Ｉ１・ＲｔｈからＩ２＝（Ｒｔｈ／Ｒ）・Ｉ１となる。温度が高いとＲｔｈは下がるのでＩ２も小さくなり、温度が低いとＲｔｈは上がるのでＩ２も大きくなる。なお、Ｉ１は抵抗Ｒ２２の抵抗値をＲ１、電圧反転器２１のＬｏｗレベルをＶｉとすると、Ｉ１＝（Ｖｃｃ−Ｖｂｅ−Ｖｉ）／（Ｒｔｈ＋Ｒ１）と表される。ただし、Ｖｂｅは、入力側バイポーラトランジスタ２３のオン時のエミッタ・ベース電圧であり、コレクタとベースがショートされているので、ほぼダイオード部の順方向電圧（Ｖｄ）に等しい。これ以外は、図２の実施例と、動作および効果は同様である。

図４は、温度に応じてクランプ電圧を制御しない従来のターンオフ波形例を示す。それぞれの波形は、ゲート電圧Ｖｇｅ４０，ゲート電流Ｉｇ４１，ＩＧＢＴ１０のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ４２，ＩＧＢＴ１０のコレクタ電流Ｉｃ４３である。温度が低い場合にはターンオフ時のクランプ電圧が高く、ターンオフサージ電圧が高くなる。

図５は本実施例のターンオフ波形例を示す。それぞれの波形はゲート電圧Ｖｇｅ５０，ゲート電流Ｉｇ５１，ＩＧＢＴ１０のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ５２，ＩＧＢＴ１０のコレクタ電流Ｉｃ５３である。温度が低い場合にはＩＧＢＴ１０のゲート電流が電流源１７による電流注入により増加し、ターンオフ時のクランプ電圧が低くなり、ターンオフサージ電圧も低くなる。

図６は、温度に応じてクランプ電圧を制御しない従来のダイオードリカバリ波形例を示す。それぞれの波形はＩＧＢＴ１０のゲート電圧Ｖｇｅ６０，ＩＧＢＴ１０のゲート電流Ｉｇ６１，ダイオード１１のアノード・カソード間電圧ＶＦ６２，ダイオード１１の順方向電流ＩＦ４３である。温度が低い場合にはリカバリ時のクランプ電圧が高く、リカバリサージ電圧が高くなる。

図７は本実施例のダイオードリカバリ波形例を示す。それぞれの波形はＩＧＢＴ１０のゲート電圧Ｖｇｅ７０，ＩＧＢＴ１０のゲート電流Ｉｇ７１，ダイオード１１のアノード・カソード間電圧ＶＦ７２，ダイオード１１の順方向電流ＩＦ７３である。温度が低い場合にはＩＧＢＴ１０のゲート電流が電流源１７による電流注入により増加し、リカバリ時のクランプ電圧が低くなり、リカバリサージ電圧が低くなる。

以上、本実施例によれば、半導体スイッチング素子の温度が変わってもスイッチング時に発生するサージ電圧をスイッチング素子の耐圧以下に確実に低減でき、高速スイッチング、低損失、高耐ノイズ、高信頼の駆動装置及びそれを用いた電力変換装置を提供できる。

なお、本発明は前述した各実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した各実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、さらに、ある実施例の構成に他の実形例の構成を加えることも可能である。さらにまた、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

たとえば、駆動装置によって制御されるパワー半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴのほか、パワーＭＯＳＦＥＴでも良い。また、保護回路の電流源となるカレントミラー回路の入出力側トランジスタとしてＭＯＳＦＥＴを適用しても良い。

１０…ＩＧＢＴ、１１…ダイオード、１２…温度検出手段、１３…温度信号、
１４…抵抗、１５…ダイオード、１６…ツェナーダイオード、１７…電流源、
１８…駆動回路、２１…電圧反転器、２２…抵抗、
２３…入力側バイポーラトランジスタ、２４…出力側バイポーラトランジスタ、
２５…抵抗、ＩＮＶ…インバータ装置、ＰＭＵ…パワーモジュール、
ＤＣＵ…駆動回路装置、ＭＣＵ…電動機制御装置、Ｍ…モータ、
Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ…電流センサ、Ａｕ…Ｕ相アーム、Ａｖ…Ｖ相アーム、
Ａｗ…Ｗ相アーム、ＳＥＣ…電解コンデンサ、ＢＡＴ…高圧バッテリ

Claims (6)

1. 半導体スイッチング素子のオン・オフを制御するための駆動信号を作成し、前記駆動信号を前記半導体スイッチング素子の制御電極に与える駆動回路と、
   前記半導体スイッチング素子に印加される電圧を抑制する保護回路と、
   を備える半導体素子の駆動装置において、
   前記保護回路は、
   前記半導体スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段と、
   直流電源に接続され主電流が入力する前記半導体スイッチング素子の主電極の電圧が、前記直流電源の電圧と前記半導体スイッチング素子の耐圧との間の所定の電圧以上に上昇したことを検知したら、前記半導体スイッチング素子をオン状態にする信号であって、前記温度検出手段によって検出される前記半導体スイッチング素子の温度に応じてその大きさが制御される信号を作成して、前記制御端子に与える信号作成回路と、
   を備えることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
2. 請求項１に記載の半導体素子の駆動装置において、
   前記信号作成回路は前記信号として制御電流を出力する電流源を備えることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
3. 請求項２に記載の半導体素子の駆動装置において、
   前記電流源は、入力電流を流す入力側トランジスタと、前記制御電流を流す出力側トランジスタとを有するカレントミラー回路を含み、前記入力側トランジスタには前記温度検出手段が接続されることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
4. 請求項１ないし３のいずれか１項に記載の半導体素子の駆動装置において、
   前記温度検出手段がダイオードであることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
5. 請求項１ないし３のいずれか１項に記載の半導体素子の駆動装置において、
   前記温度検出手段がサーミスタであることを特徴とする半導体素子の駆動装置。
6. 上アーム側の半導体スイッチング素子と下アーム側の半導体スイッチング素子との直列回路の両端が直流電源に接続され、直列接続点が交流端子に接続されるアーム回路を複数個備え、かつ前記上アーム側の半導体スイッチング素子および前記下アーム側の半導体スイッチング素子のオン・オフを制御する複数の駆動回路装置を備える電力変換装置において、
   前記駆動回路装置が請求項１ないし５のいずれか１項に記載の半導体素子の駆動装置であることを特徴とする電力変換装置。

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