WO2018193720A1 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2018193720A1
WO2018193720A1 PCT/JP2018/007271 JP2018007271W WO2018193720A1 WO 2018193720 A1 WO2018193720 A1 WO 2018193720A1 JP 2018007271 W JP2018007271 W JP 2018007271W WO 2018193720 A1 WO2018193720 A1 WO 2018193720A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
power conversion
conversion device
temperature
frequency
Prior art date
Application number
PCT/JP2018/007271
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
櫻井　直樹
貴史 小川
Original Assignee
株式会社日立製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社日立製作所 filed Critical 株式会社日立製作所
Priority to DE112018001405.3T priority Critical patent/DE112018001405T5/de
Publication of WO2018193720A1 publication Critical patent/WO2018193720A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/26—Testing of individual semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis

Definitions

  • This invention relates to the power converter device provided with the temperature measurement function of a semiconductor switching element.
  • Power conversion devices such as inverter devices are used in various fields such as motor drive, solar power generation, and wind power generation.
  • the life (5 to 10 years) of this power converter is shorter than that of motors, solar panels, wind power generators, etc. connected to the power converter (20 years or more). For this reason, the life extension of the power converter is required.
  • the main factor that determines the life of the power converter is a failure of a power semiconductor switching element that constitutes the main circuit of the power converter, for example, an insulated gate bipolar transistor (hereinafter abbreviated as IGBT).
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • the emitter electrode of the IGBT is connected to the emitter wiring of the package by wire bonding using aluminum or copper.
  • the collector electrode of the IGBT is connected to the collector wiring of the package by solder.
  • the relationship between the magnitude of this temperature change and the number of cycles of temperature change until failure is provided as an empirical formula (described in the reliability manual, application manual, etc.) by the IGBT manufacturer. Therefore, if the temperature of the IGBT can be measured, the lifetime of the IGBT can be predicted. Then, according to the predicted lifetime of the IGBT, it is possible to extend the life of the power conversion device by reviewing the operation method of the power conversion device or systematically replacing the IGBT.
  • Patent Document 1 As a conventional technique for measuring the temperature of the IGBT, techniques described in Patent Document 1 and Patent Document 2 are known.
  • a temperature detection diode is provided on a semiconductor substrate of an IGBT chip, and the temperature of the IGBT is detected using the temperature dependence of the forward voltage of the diode.
  • the IGBT temperature is detected by using the temperature dependence of the duration of the mirror plateau stage in the gate-emitter voltage during the switch-off stage of the IGBT device.
  • the present invention provides a power conversion device capable of detecting the temperature of a semiconductor switching element such as an IGBT with high accuracy without causing an increase in size and cost of the device.
  • a power conversion device includes a main circuit unit that performs power conversion by turning on and off a semiconductor switching element, and is based on a frequency characteristic of a current flowing through the main circuit unit. And a temperature determination unit for determining the temperature of the semiconductor switching element.
  • the detection accuracy of the semiconductor switching element can be improved without increasing the size and cost of the device.
  • the structure of the power converter device which is Example 1 is shown.
  • the gate voltage waveform, emitter current waveform, and current frequency characteristic at the time of turn-off in Example 1 are shown.
  • 3 is a flowchart illustrating an operation for determining the temperature of an IGBT according to the first embodiment.
  • the structure of the power converter device which is Example 2 is shown.
  • 6 is a flowchart illustrating an operation for determining the temperature of an IGBT according to a second embodiment.
  • the structure of the power converter device which is Example 3 is shown. In Example 3, the gate voltage waveform, the DC bus current waveform, and the current frequency characteristics of the detected current are shown.
  • the structure of the power converter device which is Example 4 is shown.
  • Example 4 The gate voltage waveform in Example 4, the current waveform detected by the current sensor, and the current frequency characteristic of the detected current are shown.
  • the structure of the power converter device which is Example 5 is shown.
  • the structure of the power converter device which is Example 6 is shown.
  • 14 is a flowchart illustrating an operation for determining the temperature of an IGBT according to a sixth embodiment.
  • the current waveform sampling data in Example 6 is typically shown.
  • FIG. 1 shows a configuration of a power conversion apparatus that is Embodiment 1 of the present invention.
  • the power conversion device receives three-phase AC power (R, S, T), converts the received three-phase AC power into three-phase AC power of variable voltage / variable frequency, and three-phase AC power. Output to motor (U, V, W).
  • the three-phase AC power to be received is, for example, three-phase AC power having a constant voltage and a constant frequency supplied from a commercial power source.
  • the diodes 1a to 1f constitute a rectifier circuit composed of a three-phase diode bridge circuit.
  • the anode of the diode 1a and the cathode of the diode 1b are connected to the R-phase input on the power receiving side.
  • the anode of the diode 1c and the cathode of the diode 1d are connected to the S-phase input
  • the anode of the diode 1e and the cathode of the diode 1f are connected to the T-phase input.
  • the received three-phase AC power is full-wave rectified by a rectifier circuit composed of diodes 1a to 1f, and further, a ripple component is removed by a smoothing capacitor 2 and converted to DC power.
  • IGBTs 3a to 3f constitute a three-phase inverter circuit.
  • the cathodes of the diodes 4a to 4f are connected to the collectors of the IGBTs 3a to 3f, respectively, and the anodes of the diodes 4a to 4f are connected to the emitters of the IGBTs 3a to 3f, respectively. Accordingly, the diodes 4a to 4f function as so-called free-wheeling diodes.
  • the collectors of the IGBTs 3a, 3c, 3e are connected to the high potential side of both ends of the smoothing capacitor 2 together with the cathodes of the diodes 1a, 1c, 1e.
  • the emitters of the IGBTs 3b, 3d, and 3f are connected to the low potential side of both ends of the smoothing capacitor 2 together with the anodes of the diodes 1b, 1d, and 1f.
  • Gate drive circuits (5a to 5f in FIG. 4) (not shown) are connected to the gates of the IGBTs 3a to 3f, respectively.
  • the emitter of IGBT 3 a and the collector of IGBT 3 b are connected to the W phase of three-phase AC motor 5.
  • the emitter of IGBT 3c and the collector of IGBT 3d are connected to the V phase of three-phase AC motor 5
  • the emitter of IGBT 3e and the collector of IGBT 3f are connected to the U phase of three-phase AC motor 5.
  • the IGBTs 3a to 3f are controlled to be turned on / off by the gate drive circuit, thereby converting the DC power input from the rectifier circuit side into the three-phase AC power of variable voltage / variable frequency. Output to the U phase, V phase and W phase of the motor 5. As a result, the three-phase AC motor 5 is driven at a variable speed.
  • the current sensor 10 is provided at the emitter of the IGBT 3b in the W-phase lower arm.
  • the emitter current of the IGBT 3b is detected by the current sensor 10.
  • the signal from the current sensor 10 is input to the A / D converter 11.
  • the output of the A / D converter 11 is input to the frequency converter 12.
  • the frequency converter 12 calculates the frequency characteristics of the detected emitter current based on the digital signal indicating the emitter current output from the A / D converter 11.
  • the memory device 14 stores data indicating the relationship between the frequency characteristics of the current flowing through the IGBT 3b and the temperature of the IGBT 3b.
  • the calculator 13 calculates the temperature of the IGBT 3b by comparing the frequency characteristic of the detected emitter current of the IGBT 3b output from the frequency converter 12 and the data stored in the memory device 14.
  • the frequency characteristic of the current flowing through the IGBT has temperature dependence. Therefore, according to the first embodiment, by detecting the temperature of the IGBT based on the frequency characteristics, the device configuration of the IGBT and the circuit configuration of the power conversion device are not particularly changed. The temperature of the IGBT can be measured with high accuracy without incurring cost.
  • FIG. 2 shows a gate voltage waveform, an emitter current waveform, and a current frequency characteristic at turn-off for the IGBT 3b in the first embodiment.
  • the IGBT 3b When the gate voltage exceeds the threshold voltage, the IGBT 3b is turned on and the emitter current starts to flow.
  • the recovery current of the W-phase upper arm diode 4a is superimposed on the W-phase current of the three-phase AC motor 5, so the emitter current waveform has a peak.
  • the IGBT 3b is turned off and the emitter current is reduced.
  • the waveform shown by the solid line is the emitter current waveform when the temperature of the IGBT 3b is Ta
  • the waveform shown by the dotted line is the emitter current waveform when the temperature of the IGBT 3b is Tb (> temperature Ta). It is.
  • the turn-off time (fall time) tf at the temperature Ta is less than the turn-off time (fall time) tf 'at the temperature Tb.
  • the frequency conversion device 12 (FIG. 1). Assuming that the time during which the emitter current is constant is tp, the current value (dB) of the emitter current at the turn-off time of the IGBT 3b has a constant value from DC to the frequency 1 / ( ⁇ tp) and is 1 / ( ⁇ tp) or more. The frequency decreases at a slope of 20 dB / dec (20 dB change at 10 times the frequency) according to the frequency.
  • the current value (dB) has a frequency of 1 / ( ⁇ tf) or higher and a slope of 40 dB / dec (40 dB change at 10 times the frequency). Decrease accordingly.
  • the current value (dB) decreases according to the frequency with a frequency of 1 / ( ⁇ tf ′) ( ⁇ 1 / ( ⁇ tf)) or more and a slope of 40 dB / dec. .
  • the frequency characteristics of the emitter current at the turn-off time of the IGBT have the temperature dependency as described above. Therefore, in the first embodiment, in the frequency characteristic, the relationship between the frequency and temperature at which the slope of the decrease in the current value changes from 20 dB / dec to 40 dB / dec is obtained in advance by measurement or the like, and the memory device 14 (FIG. 1). In advance as data.
  • the calculator 13 (FIG. 1) calculates a frequency at which the slope of the decrease in the detected current value is changed from 20 dB / dec to 40 dB / dec from the frequency characteristic of the detected current calculated by the frequency converter 12 (FIG. 1). The calculated frequency is compared with the data stored in the memory device 14 (FIG. 1) to determine the temperature corresponding to the calculated frequency.
  • the frequency characteristic of the current value (dB) excluding temperature dependence corresponds to a so-called trapezoidal wave frequency spectrum.
  • FIG. 3 is a flowchart showing the operation of determining the temperature of the IGBT in the first embodiment.
  • step (1) When the operation is started (step (1)), the current waveform at the time of current switching of the IGBT 3b is converted into a voltage signal by the current sensor 10 (step (2)).
  • the voltage signal from the current sensor 10, that is, the analog signal indicating the current is converted into a digital signal by the A / D converter 11 (step (3)).
  • the current waveform indicated by the digital signal from the A / D converter 11 is converted into a frequency characteristic of current by the frequency converter 12 (step (4)).
  • the computing unit 13 refers to the relationship between the frequency characteristics of the current accumulated in the memory device 14 and the temperature, and in the first embodiment, the relationship between the frequency and the temperature at which the current value starts decreasing at an inclination of 40 dB / dec.
  • the frequency characteristic of the detected current calculated by the frequency converter 12 is calculated (Step (6)).
  • the arithmetic unit 13 compares the data accumulated in the memory device 14 with the frequency characteristic of the detected current, and in the first embodiment, the calculated value of the frequency at which the current value starts decreasing at a slope of 40 dB / dec.
  • the temperature of the IGBT is determined according to the comparison result (step (7)).
  • the temperature of the IGBT can be measured with high accuracy without causing an increase in size and cost of the apparatus.
  • the temperature of the IGBT is determined based on the current frequency characteristic at the time of turn-off.
  • the temperature of the IGBT may be determined based on the current frequency characteristic at the time of turn-on.
  • the above-described fall time tf may be replaced with the rise time tr.
  • the temperature is determined using the IGBT 3b as a representative of the IGBTs constituting the inverter circuit, but any of the other IGBTs 3a and 3c to 3f may be used as a representative. Further, a current sensor may be provided in each of the IGBTs 3a to 3f, and the temperature may be individually determined. Thereby, since only IGBT with high possibility of failure can be replaced
  • the parallel circuit of the IGBT and the diode in the upper and lower arms may be a parallel circuit of a plurality of IGBT chips connected in parallel and a plurality of diode chips connected in parallel.
  • the upper and lower arms may be constituted by so-called IGBT modules. In the case of an IGBT module, the temperature of the representative IGBT is determined, and the IGBT module is replaced when the period (time) until failure is less than a predetermined value.
  • Example 2 of the present invention will be described with reference to FIGS. Note that differences from the first embodiment will be mainly described.
  • FIG. 4 shows a configuration of a power conversion device that is Embodiment 2 of the present invention.
  • the microcomputer 6 determines the IGBTs 3a to 3f based on the torque command value (not shown) from the outside (for example, the host controller) and the motor current information detected by the current sensors 8a and 8b.
  • a PWM signal for driving is created.
  • the PWM signal is transmitted from the microcomputer 6 to the gate drive circuits 5a to 5f via the photocouplers 7a to 7f.
  • Gate drive circuits 5a to 5f output gate drive voltage signals to the gates of IGBTs 3a to 3f, respectively, according to the PWM signal.
  • the IGBTs 3a to 3f are on / off controlled. That is, the microcomputer 6 functions as a control unit that creates a gate drive voltage signal for on / off control of the IGBTs 3a to 3f.
  • photocouplers 7a to 7f are provided to electrically isolate and isolate the PWM signal between the microcomputer 6 side and the gate drive circuits 5a to 5f.
  • the trigger signal from the microcomputer 6 is input to the frequency converter 12 as a trigger for starting frequency conversion.
  • the trigger signal is output at a timing when the IGBT is turned on or turned off according to the PWM signal. That is, the frequency converter 12 starts frequency conversion, that is, calculation of the frequency characteristics of the emitter current of the IGBT 3b in synchronization with the gate drive voltage signal.
  • FIG. 5 is a flowchart showing the operation of determining the temperature of the IGBT in the second embodiment.
  • the turn-on current waveform or the turn-off current waveform indicated by the digital signal from the A / D converter 11 is converted by the frequency converter 12. It is converted into a frequency characteristic of the current (step (4)).
  • the frequency conversion device 12 can determine which of the turn-on current waveform and the turn-off current waveform is taken in, and execute the conversion process of one of the current waveforms. For this reason, the processing load of the frequency converter 12 and the A / D converter 11 is reduced. Therefore, the time required for processing can be shortened, and the inexpensive frequency converter 12 and A / D converter 11 can be applied.
  • Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to FIGS. Note that differences from the second embodiment will be mainly described.
  • FIG. 6 shows a configuration of a power conversion device that is Embodiment 3 of the present invention.
  • the current sensor 10 is provided between the low potential end of the smoothing capacitor 2 and the emitters of the IGBTs 3b, 3d, 3f on the lower arm side, that is, the low potential side of the DC input of the inverter circuit. . Therefore, the current sensor 10 detects the DC bus current.
  • FIG. 7 shows the gate voltage waveform of the IGBT 3b, the DC bus current waveform detected by the current sensor 10, and the current frequency characteristic of the detected current in the third embodiment.
  • the frequency characteristics of the DC bus current detected by the current sensor 10 show peak values at several frequencies with the transient vibration of the current.
  • the frequency indicating the peak value has a temperature dependency such that when the temperature becomes higher (Ta ⁇ Tb (> Ta)) as shown in FIG. 7, the frequency shifts to the low frequency side.
  • the relationship between such frequency characteristics and temperature that is, the relationship between the temperature and the frequency indicating the current peak value is acquired in advance by actual measurement or the like and stored in the memory device 14.
  • the temperature can be determined from the current detected by the current sensor 10 by the temperature determination operation shown in FIG.
  • the waveform of the DC bus current detected by the current sensor 10 changes like the current waveform shown in FIG. 7 at the turn-on and turn-off timing of each of the IGBTs 3a to 3f. Therefore, by generating a trigger signal at the timing when the gate drive signal of each IGBT constituting the inverter circuit is turned on or off, it is possible to determine which IGBT turn-on current waveform or turn-off current waveform is taken from among the IGBTs 3a to 3f. it can. Therefore, the temperature of each IGBT can be determined by one current sensor 10.
  • the current sensor 10 for example, a shunt resistor is used.
  • the current sensor 10 may also serve as a DC bus current detection sensor used when detecting the motor current by a so-called single shunt method.
  • Example 4 of the present invention will be described with reference to FIGS. Note that differences from the third embodiment will be mainly described.
  • FIG. 8 shows a configuration of a power conversion apparatus that is Embodiment 4 of the present invention.
  • one end of the X capacitor 20 is connected to the low potential side (N side) of the DC input of the inverter circuit as a filter for removing noise.
  • the other end of the X capacitor 20 is connected to the ground via the current sensor 10. Therefore, the X capacitor 20 removes noise, that is, transient vibration components at the turn-on / turn-off time of each IGBT, from the DC bus current. This transient vibration component flows to the ground via the X capacitor 20 and is detected by the current sensor 10.
  • FIG. 9 shows the gate voltage waveform of the IGBT 3b, the current waveform detected by the current sensor 10, and the current frequency characteristic of the detected current in the fourth embodiment.
  • the frequency characteristics of the current detected by the current sensor 10 show peak values at several frequencies as in FIG. 7 (Example 3), and when the temperature increases (Ta ⁇ Tb (> Ta)), having a temperature dependency such that the frequency indicating the peak value shifts to the low frequency side. Accordingly, the temperature of each IGBT can be determined in the same manner as in the third embodiment.
  • the detected current of the current sensor 10 is obtained by removing the DC component of the DC bus current, that is, the current component that flows according to the motor current. ing. Therefore, the maximum current value that can be detected can be reduced as the performance of the current sensor 10. That is, the current sensor 10 can be reduced in size or cost.
  • Example 5 of the present invention will be described with reference to FIG. Note that differences from the fourth embodiment will be mainly described.
  • FIG. 10 shows a configuration of a power conversion apparatus that is Embodiment 5 of the present invention.
  • Y capacitors 21a and 21b are connected as filter capacitors to the DC input side of the inverter circuit in order to remove common mode noise from the DC bus current.
  • One end of the Y capacitor 21a is connected to the low potential side (N side) of the DC input of the inverter circuit, and the other end of the Y capacitor 21a is connected to one end of the Y capacitor 21b.
  • the other end of the Y capacitor 21b is connected to the high potential side (P side) of the DC input of the inverter circuit.
  • the connection point of the Y capacitors 21a and 21b is connected to the ground.
  • the Y capacitors 21a and 21b remove common mode noise, that is, transient vibration components at the turn-on / turn-off time of each IGBT, from the DC bus current. This transient vibration component flows to the ground and is detected by the current sensor 10.
  • the frequency characteristic of the current detected by the current sensor 10 has temperature dependence as in FIG. 7 (third embodiment) and FIG. 9 (fourth embodiment). Similarly to 3 and 4, the temperature of each IGBT can be determined (see FIG. 5).
  • the current sensor 10 can be reduced in size or cost as in the fourth embodiment (FIG. 8).
  • FIG. 11 shows a configuration of a power conversion apparatus that is Embodiment 6 of the present invention.
  • a trigger circuit 30 that generates a trigger signal in accordance with a gate drive voltage signal created by the microcomputer 6 is provided.
  • a trigger signal generated by the trigger circuit 30 is given to the A / D converter 11.
  • a determination circuit 40 and a memory 50 are provided between the A / D converter 11 and the frequency conversion device 12.
  • the memory 50 accumulates digital data of the current output from the A / D converter 11 in time series. That is, the memory 50 accumulates current waveform data.
  • the A / D converter 11 captures current waveform data by sampling current values at predetermined time intervals in a predetermined period. Then, as will be described later, such current waveform capturing in a predetermined period is repeated a plurality of times.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating the operation of determining the temperature of the IGBT according to the sixth embodiment.
  • the operation added to the determination operation (FIG. 5) of the fifth embodiment by the trigger circuit 30, the determination circuit 40, and the memory 50 is as follows.
  • the trigger circuit 30 generates a sampling trigger of the A / D converter 11 while synchronizing with the gate drive signal created by the microcomputer 6 (step (9)).
  • the determination circuit 40 determines whether the number of sampling repetitions in the predetermined period for capturing the current waveform as described above, that is, whether the current waveform capturing count has reached the predetermined count (step (10)).
  • step (10) When the number of sampling repetitions reaches the predetermined number (Yes in step (10)), that is, when the current waveform data is fetched a predetermined number of times, the current waveform data accumulated in the memory 50 by the frequency converter 12 The frequency characteristic of the current is calculated from (digital signal) (step (4)).
  • Step (11) the current data A / D converted by the A / D converter 11 is accumulated in the memory 50 (Step (11)), and sampling is performed.
  • the trigger start time is delayed by a predetermined time ⁇ t shorter than the sampling interval (step (12)), a sampling trigger is generated again by the trigger circuit 30 (step (9)), and the current sensor is detected by the A / D converter 11.
  • Ten current detection signals are A / D converted.
  • FIG. 13 schematically shows sampling data of a current waveform in the sixth embodiment.
  • the black circle plot indicates the first sampling data
  • the black square plot indicates the second sampling data
  • the black triangle plot indicates the third sampling data
  • the current waveform detection accuracy is improved by delaying the sampling trigger start time by a predetermined time ⁇ t shorter than the sampling interval and capturing the waveform data a plurality of times. At this time, waveform data substantially equivalent to sampling at a sampling rate higher than the sampling rate of the A / D converter 11 is obtained. Therefore, accurate waveform data can be obtained even if a low-cost A / D converter is used.
  • the noise is a high-frequency current (about 1 MHz or more)
  • the rotation speed of the motor is generally about 100 Hz or less
  • the switching carrier frequency of the IGBT is 1 kHz or more.
  • the noise is generated at a frequency of 10 times or more with respect to a change in the motor current.
  • the temperature of the IGBT depends on the current flowing through the main circuit of the power converter, that is, the motor current, and therefore the frequency of temperature change is 1/10 or less of the frequency of noise generation. That is, the temperature is substantially constant while the noise current waveform is captured several times. Therefore, according to the sixth embodiment, since accurate waveform data can be obtained by capturing waveform data a plurality of times, the temperature of the IGBT can be determined with high accuracy.
  • the A / D converter 11, the frequency converter 12, the arithmetic unit 13, and the memory device 14 are integrated on the same semiconductor chip as the microcomputer 6. May be.
  • the A / D converter 11, the frequency converter 12, the arithmetic unit 13, the memory device 14, the trigger circuit 30, the determination circuit 40, and the memory 50 are formed on the same semiconductor chip as the microcomputer 6. It may be integrated. Such integration can reduce the size or cost of the control unit of the power converter.
  • various AC motors such as induction machines and synchronous machines can be applied.
  • the load driven by the inverter circuit is not limited to a three-phase AC motor, and may be another AC load.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Testing Of Individual Semiconductor Devices (AREA)

Abstract

装置の大型化や高コスト化を招くことなく、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子の温度を高精度で検出できる電力変換装置が開示される。電力変換装置は、半導体スイッチング素子（３ａ～３ｆ）のオン・オフにより電力変換を行う主回路部を備えるものであって、主回路部に流れる電流の周波数特性に基づいて、半導体スイッチング素子の温度を判定する温度判定部（１０，１１，１２，１３，１４）を備える。

Description

電力変換装置
　本発明は、半導体スイッチング素子の温度測定機能を備える電力変換装置に関する。
　インバータ装置などの電力変換装置は、モータ駆動、太陽光発電、風力発電など、様々な分野で用いられている。この電力変換装置の寿命（５～１０年）は、電力変換装置に接続されるモータ、太陽光パネル、風力発電機などの寿命（２０年以上）に比べて短い。このため、電力変換装置の長寿命化が要求されている。
　電力変換装置の寿命を決める主たる要因は、電力変換装置の主回路を構成する電力用半導体スイッチング素子、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistor：以下ＩＧＢＴと略記する）の故障である。
　ＩＧＢＴのエミッタ電極は、アルミや銅を使ったワイヤボンディングによりパッケージのエミッタ配線と接続されている。また、ＩＧＢＴのコレクタ電極は、半田によりパッケージのコレクタ配線と接続されている。ところで、ＩＧＢＴのエミッタ電極およびコレクタ電極には１００Ａ／ｃｍ２以上の大電流が流れる。このため、ワイヤとエミッタ電極間あるいは半田とコレクタ電極間には、ＩＧＢＴの動作パターンに応じて頻繁に温度変化が起きる。この温度変化により、ワイヤとエミッタ電極接合部、あるいは、半田とコレクタ電極接合部に金属疲労による亀裂が発生し、ＩＧＢＴは故障に至る。
　この温度変化の大きさと、故障までの温度変化のサイクル数との関係は、ＩＧＢＴ製造メーカから実験式（信頼性マニュアルやアプリケーションマニュアルなどに記載）として提供されている。従って、ＩＧＢＴの温度を測定できれば、ＩＧＢＴの寿命を予測することができる。そして、予測されるＩＧＢＴの寿命に応じ、電力変換装置の運転方法を見直したり、計画的にＩＧＢＴを交換したりすることで、電力変換装置の長寿命化が図れる。
　ＩＧＢＴの温度を測定する従来技術として、特許文献１および特許文献２に記載の技術が知られている。
　特許文献１に記載の技術では、ＩＧＢＴチップの半導体基板に温度検知用ダイオードを設け、ダイオードの順電圧の温度依存性を利用して、ＩＧＢＴの温度を検知する。
　特許文献２に記載の技術では、ＩＧＢＴデバイスのスイッチオフ段階中において、ゲート・エミッタ電圧におけるミラープラトー段階の持続時間の温度依存性を利用して、ＩＧＢＴの温度を検知する。
特開平９－３６３５６号公報 特開２０１３－１４２７０４号公報
　特許文献１に記載の技術では、ＩＧＢＴチップ内にセンサを設けるため、ＩＧＢＴの製造プロセスが複雑になるとともに、チップサイズが大きくなる。このため、電力変換装置の大型化や高コスト化を招く。
　特許文献２に記載の技術では、ＩＧＢＴを高速にスイッチングさせると、ミラープラトー期間が短くなるため、温度の測定精度が低下する。
　そこで、本発明は、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、ＩＧＢＴなどの半導体スイッチング素子の温度を高精度で検出できる電力変換装置を提供する。
　上記課題を解決するために、本発明による電力変換装置は、半導体スイッチング素子のオン・オフにより電力変換を行う主回路部を備えるものであって、主回路部に流れる電流の周波数特性に基づいて、半導体スイッチング素子の温度を判定する温度判定部を備える。
　本発明によれば、電流の周波数特性に基づいて、半導体スイッチング素子の温度を判定することにより、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、半導体スイッチング素子の検出精度を向上できる。
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
実施例１である電力変換装置の構成を示す。 実施例１における、ゲート電圧波形、エミッタ電流波形、並びにターンオフ時における電流周波数特性を示す。 実施例１におけるＩＧＢＴの温度の判定動作を示すフローチャートである。 実施例２である電力変換装置の構成を示す。 実施例２におけるＩＧＢＴの温度の判定動作を示すフローチャートである。 実施例３である電力変換装置の構成を示す。 実施例３における、ゲート電圧波形、直流母線電流波形、並びに検出電流の電流周波数特性を示す。 実施例４である電力変換装置の構成を示す。 実施例４における、ゲート電圧波形、電流センサによって検出される電流波形、並びに検出電流の電流周波数特性を示す。 実施例５である電力変換装置の構成を示す。 実施例６である電力変換装置の構成を示す。 実施例６におけるＩＧＢＴの温度の判定動作を示すフローチャートである。 実施例６における電流波形のサンプリングデータを模式的に示す。
　以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
　図１は、本発明の実施例１である電力変換装置の構成を示す。
　本実施例１の電力変換装置は、３相交流電力を受電し（Ｒ，Ｓ，Ｔ）、受電した３相交流電力を可変電圧・可変周波数の３相交流電力に変換して、３相交流モータへ出力する（Ｕ，Ｖ，Ｗ）。受電する３相交流電力は、例えば、商用電源から供給される、一定電圧・一定周波数の３相交流電力である。
　まず、電力変換装置が備える主回路部について説明する。
　ダイオード１ａ～１ｆは、３相ダイオードブリッジ回路からなる整流回路を構成する。
ダイオード１ａのアノードと、ダイオード１ｂのカソードは、受電側のＲ相入力と接続される。同様に、ダイオード１ｃのアノードと、ダイオード１ｄのカソードは、Ｓ相入力に接続され、ダイオード１ｅのアノードと、ダイオード１ｆのカソードは、Ｔ相入力に接続される。受電した３相交流電力は、ダイオード１ａ～１ｆによって構成される整流回路によって全波整流され、さらに平滑コンデンサ２によりリップル成分が取り除かれ直流電力に変換される。
　ＩＧＢＴ３ａ～３ｆは、３相インバータ回路を構成する。ＩＧＢＴ３ａ～３ｆのコレクタには、それぞれダイオード４ａ～４ｆのカソードが接続され、ＩＧＢＴ３ａ～３ｆのエミッタには、それぞれダイオード４ａ～４ｆのアノードが接続される。従って、ダイオード４ａ～４ｆは、いわゆる環流ダイオードとして機能する。ＩＧＢＴ３ａ，３ｃ，３ｅのコレクタは、ダイオード１ａ，１ｃ，１ｅの各カソードとともに、平滑コンデンサ２の両端の内の高電位側に接続される。また、ＩＧＢＴ３ｂ，３ｄ，３ｆのエミッタは、ダイオード１ｂ，１ｄ，１ｆの各アノードとともに、平滑コンデンサ２の両端の内の低電位側に接続される。ＩＧＢＴ３ａ～３ｆのゲートには、それぞれ、図示されないゲート駆動回路（図４における５ａ～５ｆ）が接続される。ＩＧＢＴ３ａのエミッタとＩＧＢＴ３ｂのコレクタは、３相交流モータ５のＷ相に接続される。同様に、ＩＧＢＴ３ｃのエミッタとＩＧＢＴ３ｄのコレクタは３相交流モータ５のＶ相に接続され、ＩＧＢＴ３ｅのエミッタとＩＧＢＴ３ｆのコレクタは３相交流モータ５のＵ相と接続される。
　３相インバータ回路は、ＩＧＢＴ３ａ～３ｆがゲート駆動回路によってオン・オフ制御されることにより、整流回路側から入力する直流電力を可変電圧・可変周波数の３相交流電力に変換して、３相交流モータ５のＵ相、Ｖ相およびＷ相へ出力する。これにより、３相交流モータ５は可変速駆動される。
　次に、電力変換装置が備える温度判定部について説明する。
　Ｗ相下アームにおけるＩＧＢＴ３ｂのエミッタには、電流センサ１０が設けられている。電流センサ１０によって、ＩＧＢＴ３ｂのエミッタ電流が検出される。電流センサ１０の信号は、Ａ／Ｄコンバータ１１に入力される。Ａ／Ｄコンバータ１１の出力は、周波数変換装置１２に入力される。周波数変換装置１２は、Ａ／Ｄコンバータ１１が出力する、エミッタ電流を示すデジタル信号に基づいて、検出されたエミッタ電流の周波数特性を算出する。また、メモリ装置１４には、ＩＧＢＴ３ｂに流れる電流の周波数特性とＩＧＢＴ３ｂの温度との関係を示すデータが蓄積されている。演算器１３は、周波数変換装置１２が出力する、検出されたＩＧＢＴ３ｂのエミッタ電流の周波数特性と、メモリ装置１４に蓄積されるデータを比較して、ＩＧＢＴ３ｂの温度を演算する。
　本発明者の検討によれば、後述するように、ＩＧＢＴに流れる電流の周波数特性は温度依存性を有している。従って、本実施例１によれば、周波数特性に基づいてＩＧＢＴの温度を検出することにより、ＩＧＢＴの素子構成や電力変換装置の回路構成を特段変更することなく、従って、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、高精度でＩＧＢＴの温度を計測することができる。
　次に、本実施例１の動作について、図２および図３を用いて説明する。
　図２は、実施例１におけるＩＧＢＴ３ｂについて、ゲート電圧波形、エミッタ電流波形、並びにターンオフ時における電流周波数特性を示す。ゲート電圧がしきい値電圧を超えるとＩＧＢＴ３ｂはターンオンし、エミッタ電流が流れ始める。ターンオン初期には、Ｗ相上アームのダイオード４ａのリカバリ電流が３相交流モータ５のＷ相電流に重畳されるため、エミッタ電流波形はピークを有する。ターンオフ時において、ゲート電圧がしきい値電圧を下回るとＩＧＢＴ３ｂはターンオフし、エミッタ電流が減少する。
　図２のエミッタ電流波形の内、実線で示す波形は、ＩＧＢＴ３ｂの温度がＴａのときのエミッタ電流波形であり、点線で示す波形はＩＧＢＴ３ｂの温度がＴｂ（＞温度Ｔａ）のときのエミッタ電流波形である。図２に示すように、温度Ｔａでのターンオフ時間（下降時間）ｔｆ＜温度Ｔｂでのターンオフ時間（下降時間）ｔｆ’、となる。
　図２に示す電流周波数特性は、同図２に示すエミッタ電流波形を周波数変換（例えば、フーリエ変換）して得られる。このような周波数変換は、周波数変換装置１２（図１）によって実行される。エミッタ電流が一定である時間をｔｐとすると、ＩＧＢＴ３ｂのターンオフ時のエミッタ電流の電流値（ｄＢ）は、ＤＣから周波数１／（πｔｐ）までは一定の値を有し、１／（πｔｐ）以上の周波数では、２０ｄＢ／ｄｅｃ（周波数１０倍で２０ｄＢ変化）の傾きで、周波数に応じて減少する。さらに、本発明者の検討によれば、温度Ｔａの場合、電流値（ｄＢ）は、周波数が１／（πｔｆ）以上で、４０ｄＢ／ｄｅｃ（周波数１０倍で４０ｄＢ変化）の傾きで、周波数に応じて減少する。また、温度Ｔｂ（＞Ｔａ）の場合、電流値（ｄＢ）は、周波数が１／（πｔｆ’）（＜１／（πｔｆ））以上で、４０ｄＢ／ｄｅｃの傾きで、周波数に応じて減少する。
　このように、本発明者の検討によれば、ＩＧＢＴのターンオフ時におけるエミッタ電流の周波数特性は、上述のような温度依存性を有する。そこで、本実施例１においては、周波数特性において、電流値の減少の傾きが２０ｄＢ／ｄｅｃから４０ｄＢ／ｄｅｃに変わる周波数と温度との関係を予め測定などにより求めて、メモリ装置１４（図１）にデータとして予め蓄積する。演算器１３（図１）は、周波数変換装置１２（図１）によって演算される検出電流の周波数特性から検出電流値の減少の傾きが２０ｄＢ／ｄｅｃから４０ｄＢ／ｄｅｃに代わる周波数を演算し、演算された周波数を、メモリ装置１４（図１）に蓄積されるデータと比較して、演算された周波数に対応する温度を判定する。
　なお、温度依存性を除く電流値（ｄＢ）の周波数特性は、いわゆる台形波の周波数スペクトルに対応する。
　図３は、実施例１におけるＩＧＢＴの温度の判定動作を示すフローチャートである。
　動作が開始されると（ステップ（１））、ＩＧＢＴ３ｂの電流スイッチング時の電流波形が、電流センサ１０により電圧信号に変換される（ステップ（２））。
　電流センサ１０からの電圧信号すなわち電流を示すアナログ信号は、Ａ／Ｄコンバータ１１によって、デジタル信号に変換される（ステップ（３））。
　Ａ／Ｄコンバータ１１からのデジタル信号が示す電流波形が、周波数変換装置１２によって、電流の周波数特性に変換される（ステップ（４））。
　次に、演算器１３によって、メモリ装置１４に蓄積される電流の周波数特性と温度の関係、本実施例１では、傾き４０ｄＢ／ｄｅｃでの電流値減少が始まる周波数と温度の関係が参照される（ステップ（５））とともに、周波数変換装置１２によって算出される検出電流の周波数特性において、傾き４０ｄＢ／ｄｅｃでの電流値減少が始まる周波数が演算される（ステップ（６））。
　次に、演算器１３によって、メモリ装置１４に蓄積されるデータと、検出電流の周波数特性、本実施例１では、傾き４０ｄＢ／ｄｅｃでの電流値減少が始まる周波数の演算値とが比較され、比較結果に応じてＩＧＢＴの温度が判定される（ステップ（７））。
　上述のように、本実施例１によれば、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、高精度でＩＧＢＴの温度を計測することができる。なお、本実施例１においては、ターンオフ時の電流周波数特性に基づいてＩＧＢＴの温度が判定されるが、ターンオン時の電流周波数特性に基づいてＩＧＢＴの温度が判定されても良い。この場合、上述の下降時間ｔｆを上昇時間ｔｒに置き換えればよい。
　なお、本実施例１においては、インバータ回路を構成するＩＧＢＴの内、ＩＧＢＴ３ｂを代表として温度を判定しているが、他のＩＧＢＴ３ａ，３ｃ～３ｆの内のいずれかを代表としても良い。また、ＩＧＢＴ３ａ～３ｆの各々に電流センサを設けて個別に温度を判定しても良い。これにより、故障する可能性が高いＩＧＢＴだけを交換することができるので、容易に、あるいは低コストで、電力変換装置の長寿命化が図れる。また、ＩＧＢＴのコレクタ電流の周波数特性に基づいて、ＩＧＢＴの温度を判定しても良い。
　また、上下アームにおけるＩＧＢＴとダイオードの並列回路は、並列接続される複数のＩＧＢＴチップと、並列接続される複数のダイオードチップとの並列回路でも良い。例えば、上下アームをいわゆるＩＧＢＴモジュールによって構成しても良い。ＩＧＢＴモジュールの場合、代表ＩＧＢＴの温度を判定し、故障に到るまでの期間（時間）が所定値を下回ったら、ＩＧＢＴモジュールが交換される。
　次に、本発明の実施例２について、図４および図５を用いて説明する。なお、主に、実施例１と異なる点について説明する。
　図４は、本発明の実施例２である電力変換装置の構成を示す。
　本実施例２において、マイクロコンピュータ６は、外部（例えば、上位制御装置）からのトルク指令値（図示せず）と電流センサ８ａ，８ｂによって検出されるモータ電流情報に基づいて、ＩＧＢＴ３ａ～３ｆを駆動するためのＰＷＭ信号を作成する。ＰＷＭ信号は、マイクロコンピュータ６から、フォトカプラ７ａ～７ｆを介して、ゲート駆動回路５ａ～５ｆに送信される。ゲート駆動回路５ａ～５ｆは、ＰＷＭ信号に応じてゲート駆動電圧信号を、それぞれＩＧＢＴ３ａ～３ｆのゲートへ出力する。これにより、ＩＧＢＴ３ａ～３ｆは、オン・オフ制御される。すなわち、マイクロコンピュータ６は、ＩＧＢＴ３ａ～３ｆをオン・オフ制御するためのゲート駆動電圧信号を作成する制御部として機能する。
　なお、フォトカプラ７ａ～７ｆは、マイクロコンピュータ６側と、ゲート駆動回路５ａ～５ｆとの間を、ＰＷＭ信号を伝送しながらも、電気的に絶縁分離するために設けられる。
　周波数変換装置１２には、周波数変換を開始するトリガとして、マイクロコンピュータ６からのトリガ信号が入力される。トリガ信号は、ＰＷＭ信号に応じて、ＩＧＢＴがターンオンあるいはターンオフするタイミングで出力される。すなわち、周波数変換装置１２は、ゲート駆動電圧信号に同期して、周波数変換、すなわちＩＧＢＴ３ｂのエミッタ電流の周波数特性の算出を開始する。
　図５は、実施例２におけるＩＧＢＴの温度の判定動作を示すフローチャートである。
　本実施例２においては、マイクロコンピュータ６からのトリガ信号に応じて（ステップ（８））、Ａ／Ｄコンバータ１１からのデジタル信号が示すターンオン電流波形あるいはターンオフ電流波形が、周波数変換装置１２によって、電流の周波数特性に変換される（ステップ（４））。
　これにより、周波数変換装置１２は、ターンオン電流波形あるいはターンオフ電流波形のどちらを取り込んでいるかを判別して、どちらか一方の電流波形の変換処理を実行することができる。このため、周波数変換装置１２やＡ／Ｄコンバータ１１の処理負荷が低減される。従って、処理に要する時間が短縮されたり、安価な周波数変換装置１２やＡ／Ｄコンバータ１１が適用できたりする。
　次に、本発明の実施例３について、図６および図７を用いて説明する。なお、主に、実施例２と異なる点について説明する。
　図６は、本発明の実施例３である電力変換装置の構成を示す。
　本実施例３において、電流センサ１０は、平滑コンデンサ２の低電位端と、下アーム側のＩＧＢＴ３ｂ，３ｄ，３ｆのエミッタ、すなわちインバータ回路の直流入力の低電位側との間に設けられている。従って、電流センサ１０は、いわば直流母線電流を検出する。
　図７は、本実施例３における、ＩＧＢＴ３ｂのゲート電圧波形、電流センサ１０によって検出される直流母線電流波形、並びに検出電流の電流周波数特性を示す。
　ゲート電圧の立ち上がり時、すなわちＩＧＢＴ３ｂのターンオン時には、リカバリ電流が流れると共に、ＩＧＢＴ３ｂの寄生容量を介して過渡的に電流が流れる。これらの電流は、配線寄生インダクタンス、ＩＧＢＴ３ｂの寄生容量、配線の寄生容量を通って、整流回路側に流れ込む。このため、図７に示すように、電流センサ１０による検出電流は過渡的に振動する。また、ゲート電圧の立ち下がり時、すなわちＩＧＢＴ３ｂのターンオフ時においても、寄生容量を介して過渡的に電流が流れるため、ターンオン時と同様に、電流センサ１０による検出電流は振動する。
　さらに、図７に示すように、電流センサ１０によって検出される直流母線電流の周波数特性は、電流の過渡的振動に伴い、いくつかの周波数においてピーク値を示す。本発明者の検討によれば、ピーク値を示す周波数は、図７に示すように温度が高くなると（Ｔａ→Ｔｂ（＞Ｔａ））、低周波側へずれるような、温度依存性を有する。
　ここで、寄生容量をＣｓとし、ターンオン時あるいはターンオフ時のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧変化をｄＶ／ｄｔとすると、過渡的に流れる電流は、Ｃｓ×（ｄＶ／ｄｔ）と表される。この（ｄＶ／ｄｔ）は温度が高くなると小さくなり、電流の変化が緩やかになる。このため、図７において、温度Ｔａにおける周波数特性（実線）と温度Ｔｂ（＞Ｔａ）における周波数特性（点線）を比較すると判るように、温度Ｔａの場合のピーク値に対して、温度Ｔｂ（＞Ｔａ）の場合のピーク値は、いずれも周波数が低くなる方へずれている。
　本実施例３においては、このような周波数特性と温度との関係、すなわち、温度と、電流ピーク値を示す周波数との関係が、実測などにより予め取得され、メモリ装置１４に格納される。そして、前述の図５に示す温度の判定動作によって、電流センサ１０による検出電流から温度を判定することができる。
　ここで、電流センサ１０で検出される直流母線電流の波形は、ＩＧＢＴ３ａ～３ｆの各々のターンオンおよびターンオフのタイミングで、図７に示す電流波形のように変化する。従って、インバータ回路を構成する各ＩＧＢＴのゲート駆動信号がオンあるいはオフするタイミングでトリガ信号を発生することで、ＩＧＢＴ３ａ～３ｆの内、どのＩＧＢＴのターンオン電流波形あるいはターンオフ電流波形を取り込んでいるかが判別できる。従って、一つの電流センサ１０によって、各ＩＧＢＴの温度を判定することができる。
　電流センサ１０としては、例えば、シャント抵抗器が用いられる。なお、電流センサ１０は、いわゆる１シャント方式でモータ電流を検出する時に用いられる直流母線電流検出用のセンサを兼ねても良い。
　次に、本発明の実施例４について、図８および図９を用いて説明する。なお、主に、実施例３と異なる点について説明する。
　図８は、本発明の実施例４である電力変換装置の構成を示す。
　本実施例４においては、ノイズを除去するフィルタとして、インバータ回路の直流入力の低電位側（Ｎ側）に、Ｘコンデンサ２０の一端が接続される。Ｘコンデンサ２０の他端は電流センサ１０を介してグランドに接続されている。従って、Ｘコンデンサ２０によって、直流母線電流から、ノイズすなわち各ＩＧＢＴのターンオン・ターンオフ時における過渡的振動成分が除去される。この過渡的振動成分は、Ｘコンデンサ２０を介して、グランドに流れ、電流センサ１０によって検出される。
　図９は、本実施例４における、ＩＧＢＴ３ｂのゲート電圧波形、電流センサ１０によって検出される電流波形、並びに検出電流の電流周波数特性を示す。
　図９が示すように、電流センサ１０によって検出される電流の周波数特性は、図７（実施例３）と同様に、いくつかの周波数においてピーク値を示し、かつ、温度が高くなると（Ｔａ→Ｔｂ（＞Ｔａ））、ピーク値を示す周波数が低周波側へずれるような温度依存性を有する。従って、前述の実施例３と同様に、各ＩＧＢＴの温度を判定できる。
　また、図７と図９の電流波形および周波数特性から判るように、本実施例４において、電流センサ１０の検出電流は、直流母線電流の直流成分すなわちモータ電流に応じて流れる電流成分が除去されている。従って、電流センサ１０が有する性能として、検出可能な最大電流値を低減できる。すなわち、電流センサ１０を小型化あるいは低コスト化できる。
　次に、本発明の実施例５について、図１０を用いて説明する。なお、主に、実施例４と異なる点について説明する。
　図１０は、本発明の実施例５である電力変換装置の構成を示す。
　本実施例５においては、直流母線電流からコモンモードノイズを除去するために、インバータ回路の直流入力側に、フィルタコンデンサとして、Ｙコンデンサ２１ａ，２１ｂが接続される。Ｙコンデンサ２１ａの一端が、インバータ回路の直流入力の低電位側（Ｎ側）に接続され、Ｙコンデンサ２１ａの他端がＹコンデンサ２１ｂの一端に接続される。Ｙコンデンサ２１ｂの他端が、インバータ回路の直流入力の高電位側（Ｐ側）に接続される。さらに、Ｙコンデンサ２１ａ，２１ｂの接続点がグランドに接続されている。従って、Ｙコンデンサ２１ａ，２１ｂによって、直流母線電流から、コモンモードノイズすなわち各ＩＧＢＴのターンオン・ターンオフ時における過渡的振動成分が除去される。この過渡的振動成分は、グランドに流れ、電流センサ１０によって検出される。
　本実施例５においても、電流センサ１０によって検出される電流の周波数特性は、図７（実施例３）や図９（実施例４）と同様に、温度依存性を有するので、前述の実施例３，４と同様に、各ＩＧＢＴの温度を判定できる（図５参照）。
　また、本実施例５においても、前述の実施例４（図８）と同様に、電流センサ１０を小型化あるいは低コスト化できる。
　次に、本発明の実施例６について、図１１～１２を用いて説明する。なお、主に、実施例５と異なる点について説明する。
　図１１は、本発明の実施例６である電力変換装置の構成を示す。
　本実施例６においては、マイクロコンピュータ６が作成するゲート駆動電圧信号に応じてトリガ信号を発生するトリガ回路３０が設けられる。トリガ回路３０が発生するトリガ信号は、Ａ／Ｄコンバータ１１に与えられる。また、Ａ／Ｄコンバータ１１と周波数変換装置１２の間に、判定回路４０およびメモリ５０が設けられる。メモリ５０は、Ａ／Ｄコンバータ１１が出力する電流のデジタルデータを時系列に蓄積する。すなわち、メモリ５０は電流波形データを蓄積する。なお、本実施例６において、Ａ／Ｄコンバータ１１は、所定期間において、所定時間間隔で、電流値をサンプリングすることにより、電流波形データを取り込む。そして、後述するように、このような、所定期間における電流波形取り込みが複数回繰り返される。
　図１２は、実施例６におけるＩＧＢＴの温度の判定動作を示すフローチャートである。
本実施例６において、トリガ回路３０、判定回路４０およびメモリ５０によって、実施例５の判定動作（図５）に付加される動作は次のとおりである。
　トリガ回路３０によって、マイクロコンピュータ６が作成するゲート駆動信号と同期をとりながら、Ａ／Ｄコンバータ１１のサンプリングトリガが発生される（ステップ（９））。
　また、判定回路４０によって、上述のような電流波形取り込みのための所定期間でのサンプリングの繰り返し回数が、すなわち電流波形取り込み回数が、所定回数に達したかが判定される（ステップ（１０））。
　サンプリング繰り返し回数が所定回数に達している場合（ステップ（１０）のＹｅｓ）、すなわち電流波形データの取り込みが所定回数実行された場合、周波数変換装置１２によって、メモリ５０に蓄積されている電流波形データ（デジタル信号）から電流の周波数特性が演算される（ステップ（４））。
　サンプリング繰り返し回数が所定回数に達していない場合（ステップ（１０）のＮｏ）、Ａ／Ｄコンバータ１１でＡ／Ｄ変換した電流のデータがメモリ５０に蓄積されるとともに（ステップ（１１））、サンプリングトリガ開始時間を、サンプリング間隔よりも短い所定時間Δｔだけ遅らせて（ステップ（１２））、再度、トリガ回路３０回路によりサンプリングトリガを発生させ（ステップ（９））、Ａ／Ｄコンバータ１１により電流センサ１０の電流検出信号がＡ／Ｄ変換される。
　図１３は、本実施例６における電流波形のサンプリングデータを模式的に示す。
　図１３中、黒丸のプロットは１回目のサンプリングデータ、黒四角のプロットは２回目のサンプリングデータ、黒三角のプロットは３回目のサンプリングデータを示す。
　図１３に示すように、サンプリングトリガ開始時間をサンプリング間隔よりも短い所定時間Δｔだけ遅らせて、複数回、波形データを取り込むことにより、電流波形の検出精度が向上する。このとき、実質的に、Ａ／Ｄコンバータ１１が有するサンプリングレイトよりも高いサンプリングレイトでサンプリングしたのと同等な波形データが得られる。従って、低コストなＡ／Ｄ変換器を用いても、正確な波形データが得られる。
　ここで、ノイズ（過渡的振動成分）は高周波電流（１ＭＨｚ程度以上）であるのに対し、一般的に、モータの回転数は１００Ｈｚ程度以下、ＩＧＢＴのスイッチングキャリア周波数は１ｋＨｚ以上である。この場合、ノイズは、ＩＧＢＴのスイッチング時に発生するので、モータの電流の変化に対して１０倍以上の頻度で発生する。ここで、ＩＧＢＴの温度は、電力変換装置の主回路に流れる電流すなわちモータ電流に依存するので、温度変化の頻度は、ノイズの発生頻度に対して１／１０以下である。すなわち、ノイズ電流波形を数回程度取り込む間は、温度はほぼ一定である。従って、本実施例６によれば、複数回の波形データを取り込むことにより正確な波形データが得られるので、ＩＧＢＴの温度を高精度に判定できる。
　なお、本発明は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。
例えば、前述した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
　例えば、実施例２～５（図４，６，８，１０）において、Ａ／Ｄコンバータ１１、周波数変換装置１２、演算器１３およびメモリ装置１４が、マイクロコンピュータ６と同じ半導体チップに集積化されても良い。また、実施例６（図１１）において、Ａ／Ｄコンバータ１１、周波数変換装置１２、演算器１３、メモリ装置１４、トリガ回路３０、判定回路４０およびメモリ５０は、マイクロコンピュータ６と同じ半導体チップに集積化されても良い。このような集積化により、電力変換装置の制御部を小型化あるいは低コスト化できる。
　また、３相交流モータ５としては、誘導機や同期機など、種々の交流モータが適用できる。
　また、インバータ回路によって駆動される負荷は、３相交流モータに限らず、他の交流負荷でも良い。
１ａ～１ｆ：ダイオード、２：平滑コンデンサ、３ａ～３ｆ：ＩＧＢＴ、４ａ～４ｆ：ダイオード、５ａ～５ｆ：ゲート駆動回路、５：３相交流モータ、６：マイクロコンピュータ６、７ａ～７ｆ：フォトカプラ、１０：電流センサ、１１：Ａ／Ｄコンバータ、１２：周波数変換装置、１３：演算器、１４：メモリ装置、２０：Ｘコンデンサ、２１ａ，２１ｂ：Ｙコンデンサ、３０：トリガ回路、４０：判定回路、５０：メモリ

Claims (14)

  1. 　半導体スイッチング素子のオン・オフにより電力変換を行う主回路部を備える電力変換装置において、
    　前記主回路部に流れる電流の周波数特性に基づいて、前記半導体スイッチング素子の温度を判定する温度判定部を備えること特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記温度判定部は、
    　前記主回路部に流れる電流を検出し、
    　検出される前記電流の周波数特性を算出し、
    　算出される前記周波数特性に基づいて、
    　前記半導体スイッチング素子の温度を判定することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記電流は、前記半導体スイッチング素子に流れる電流であることを特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記温度判定部は、
    　前記電流を検出する電流センサと、
    　前記電流センサの出力信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
    　前記Ａ／Ｄコンバータが出力する前記デジタル信号に基づいて、前記電流の周波数特性を算出する周波数変換装置と、
    　前記電流の周波数特性と前記半導体スイッチング素子の温度との関係を示すデータを蓄積するメモリ装置と、
    　前記周波数変換装置によって算出される前記電流の周波数特性と、前記周波数変換装置に蓄積される前記データとを比較することにより、前記半導体スイッチング素子の温度を判定する演算器と、
    を備えることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記温度判定部は、
    　前記電流の周波数特性において、前記電流の減少の傾きが、２０ｄＢ／ｄｅｃから４０ｄＢ／ｄｅｃに変わる周波数に基づいて前記半導体スイッチング素子の温度を判定すること特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項２に記載の電力変換装置において、
    　前記温度判定部は、前記半導体スイッチング素子のオン・オフを制御する駆動信号に同期して、前記電流の周波数特性の算出を開始することを特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記周波数変換装置は、前記半導体スイッチング素子のオン・オフを制御する駆動信号に同期して、前記電流の周波数特性を算出することを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記電流は、直流母線電流であることを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項８に記載の電力変換装置において、
    　前記温度判定部は、前記半導体スイッチング素子のターンオン時またはターンオフ時における前記直流母線電流の過渡的振動成分に応じて、前記周波数特性において電流ピーク値が生じる周波数に基づいて、前記半導体スイッチング素子の温度を判定することを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記電流は、前記半導体スイッチング素子のターンオン時またはターンオフ時における直流母線電流の過渡的振動成分あることを特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１０に記載の電力変換装置において、
    　前記温度判定部は、前記過渡的振動成分に応じて前記周波数特性において電流ピーク値が生じる周波数に基づいて、前記半導体スイッチング素子の温度を判定することを特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１０に記載の電力変換装置において、
    　前記温度判定部は、
    　前記直流母線電流のノイズを除去するフィルタコンデンサとグランド間を流れる前記過渡的振動成分を検出することを特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記Ａ／Ｄコンバータによって所定時間間隔で前記電流をサンプリングすることにより前記電流の波形が複数回取り込まれ、
    　前記電流の波形を取り込むごとに、前記サンプリングの開始を所定時間遅らすことを特徴とする電力変換装置。
  14. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記Ａ／Ｄコンバータと、前記周波数変換装置と、前記メモリ装置と、前記演算器とが、前記半導体スイッチング素子のオン・オフを制御する駆動信号を作成する制御部を構成する半導体チップに集積化されていることを特徴とする電力変換装置。
PCT/JP2018/007271 2017-04-19 2018-02-27 電力変換装置 WO2018193720A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE112018001405.3T DE112018001405T5 (de) 2017-04-19 2018-02-27 Leistungsumsetzvorrichtung

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017-082909 2017-04-19
JP2017082909A JP6861079B2 (ja) 2017-04-19 2017-04-19 電力変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2018193720A1 true WO2018193720A1 (ja) 2018-10-25

Family

ID=63857049

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2018/007271 WO2018193720A1 (ja) 2017-04-19 2018-02-27 電力変換装置

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP6861079B2 (ja)
DE (1) DE112018001405T5 (ja)
WO (1) WO2018193720A1 (ja)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112752560A (zh) 2018-09-26 2021-05-04 株式会社Gc 牙科用组合物
AT523994B1 (de) * 2020-06-16 2022-07-15 Avl List Gmbh Messanordnung für einen Umrichter und Umrichteranordnung

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0556553A (ja) * 1991-08-20 1993-03-05 Okuma Mach Works Ltd Ｉｇｂｔのゲートドライブ回路
JP2008125157A (ja) * 2006-11-08 2008-05-29 Nissan Motor Co Ltd 電力変換装置
JP2009168527A (ja) * 2008-01-11 2009-07-30 Alpine Electronics Inc 温度検出装置及び方法、並びに回路
JP2012005278A (ja) * 2010-06-18 2012-01-05 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置
JP2015206734A (ja) * 2014-04-22 2015-11-19 トヨタ自動車株式会社 温度算出装置
JP2017123704A (ja) * 2016-01-05 2017-07-13 株式会社日立製作所 電力変換装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0936356A (ja) 1995-07-18 1997-02-07 Fuji Electric Co Ltd 温度検知部内蔵型バイポーラ半導体素子の使用方法
US7522434B2 (en) * 2005-10-27 2009-04-21 Wisconsin Alumni Research Foundation Temperature estimation based on a signal oscillation
EP2615467B1 (en) 2012-01-11 2014-06-18 ABB Research Ltd. System and method for monitoring in real time the operating state of an IGBT device

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0556553A (ja) * 1991-08-20 1993-03-05 Okuma Mach Works Ltd Ｉｇｂｔのゲートドライブ回路
JP2008125157A (ja) * 2006-11-08 2008-05-29 Nissan Motor Co Ltd 電力変換装置
JP2009168527A (ja) * 2008-01-11 2009-07-30 Alpine Electronics Inc 温度検出装置及び方法、並びに回路
JP2012005278A (ja) * 2010-06-18 2012-01-05 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置
JP2015206734A (ja) * 2014-04-22 2015-11-19 トヨタ自動車株式会社 温度算出装置
JP2017123704A (ja) * 2016-01-05 2017-07-13 株式会社日立製作所 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
JP2018179878A (ja) 2018-11-15
DE112018001405T5 (de) 2019-12-19
JP6861079B2 (ja) 2021-04-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9935577B2 (en) Semiconductor device and fault detecting method
US8148929B2 (en) Power electronic module IGBT protection method and system
JP5118258B2 (ja) 電力変換装置
US20080007318A1 (en) Adaptive gate drive for switching devices of inverter
JP4942804B2 (ja) 半導体電力変換装置
JP6398949B2 (ja) 半導体素子の駆動装置
EP2197111A1 (en) A gate driver circuit, switch assembly and switch system
JP2016220481A (ja) 電力変換装置
US11757444B2 (en) Semiconductor element drive device and power conversion apparatus
WO2018193720A1 (ja) 電力変換装置
KR102520851B1 (ko) Igbt 모듈의 정션 온도 추정 장치
JP2015033149A (ja) 半導体素子の駆動装置及びそれを用いた電力変換装置
KR102362713B1 (ko) 열 소손 방지 기능을 포함하는 전력 변환 장치
JP5656695B2 (ja) 電動機駆動装置および空気調和装置
US10432128B2 (en) Frequency converter
JP2015033222A (ja) 半導体素子の駆動装置およびそれを用いる電力変換装置
JP7051008B2 (ja) 並列駆動装置及び電力変換装置
JPWO2017158867A1 (ja) 電力変換装置
JP2019187089A (ja) 診断装置及び診断システム
JP4848714B2 (ja) 半導体電力変換装置
CN111630401B (zh) 半导体装置以及电力变换装置
JP7455273B2 (ja) 電力変換装置、モータ駆動装置、及び空気調和機
KR100557715B1 (ko) 전력변환장치의 열화진단 방법 및 장치
JP2020065386A (ja) 電力変換装置及び電力変換装置の診断方法
WO2020213317A1 (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 18788078

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 18788078

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1