JPWO2017158867A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

電力変換装置（１）は、正電極、負電極、制御電極を有する半導体スイッチング素子（１３４）と、正極と負極とを有し、半導体スイッチング素子（１３４）を導通させる駆動電流を制御電極に供給する駆動電源（１５）と、半導体スイッチング素子（１３４）の制御電極に駆動電圧を出力する駆動回路（１３８）と、駆動電源１５の正極、半導体スイッチング素子（１３４）の制御電極、負電極、および駆動電源（１５）の負極を含む駆動電流が流れる閉回路内に設けられ、この閉回路のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有するインピーダンス素子（１１）と、を備える。半導体スイッチング素子（１３４）の負電極と正電極との間の電圧が急激に変化しても、負電極と正電極との間の電圧振動を抑制できる。

Description

本発明は、半導体スイッチング素子を用いた電力変換装置に関する。

電力変換装置には、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＡＣインバータ、交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ、直流電力の電圧値を昇圧あるいは降圧するＤＣ／ＤＣコンバータなどがあり、電力変換装置の多くは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｃｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｒ）などの絶縁ゲート型の半導体スイッチング素子を用いて電力変換を行っている。なお、ここでは、半導体スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合には、ドレイン電極を正電極、ソース電極を負電極、ゲート電極を制御電極と呼び、半導体スイッチング素子がＩＧＢＴである場合には、コレクタ電極を正電極、エミッタ電極を負電極、ゲート電極を制御電極と呼ぶ。

絶縁ゲート型の半導体スイッチング素子は、負電極と制御電極との間に接続された駆動回路から出力される駆動電圧の大きさに基づいて正電極と負電極との間のオンとオフとが制御される。駆動回路は、駆動電源に接続されて駆動電源から駆動電力が供給される。

従来の電力変換装置では、半導体スイッチング素子が直列に接続されて上アームと下アームとからなるアーム回路が構成され、３つのアーム回路が並列に接続されて、合計６つの半導体スイッチング素子を用いた３相ブリッジ回路が構成され、直流電力を３相交流電力に変換していた。また、各半導体スイッチング素子のそれぞれには個別の駆動回路が接続され、下アームを構成する３つの半導体スイッチング素子のそれぞれの駆動回路は、１つの駆動電源に接続されて電力が供給されていた。このような構成の電力変換装置にあっては、１つのアーム回路に流れる主回路電流の一部が駆動回路側に分流し、駆動電源の負極を通じて、他のアーム回路側に流れ込むのを抑制するために、各駆動回路の基準電位端子と駆動電源の負極との間に抵抗器あるいはダイオードからなるインピーダンス手段を設けているものが知られていた（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１に記された電力変換装置にあっては、駆動回路側に分流した主回路電流の一部が、他のアーム回路の駆動回路に流れ込むのを抑制することができるため、分流して流れ込んできた主回路電流が配線インダクタンスに流れることにより発生する誘起電圧が、他のアーム回路の制御電極に重畳するのを抑制し、半導体スイッチング素子に発生するスイッチング損失やサージ電圧を抑制していた。

特開２０１５−３３２２２号公報

特許文献１に記載された電力変換装置にあっては、アーム回路を構成する上アーム側の半導体スイッチング素子と下アーム側の半導体スイッチング素子とが、誤動作により共にオンしてアーム短絡が発生する場合がある。電力変換装置では、大きなアーム短絡電流が流れて半導体スイッチング素子が破損するのを防止するために、アーム短絡の発生を検出し、アーム短絡が発生した場合に半導体スイッチング素子のスイッチング動作を停止する保護機能を設けることがある。

しかしながら、アーム短絡が発生すると半導体スイッチング素子の負電極と正電極との間の電圧が急激に変化するため、この急激な電圧の変化を起点として半導体スイッチング素子の負電極と正電極との間の電圧に振動が発生する場合があり、この電圧の振動によるノイズにより保護機能あるいは他の制御機能に影響を与える場合があった。このような半導体スイッチング素子の負電極と正電極との間の電圧に発生する電圧振動は、アーム短絡が起こった場合に限らず、半導体スイッチング素子の負電極と正電極との間の電圧が急激に変化する場合に発生し得るという問題点があった。

本発明は、上述のような問題を解決するためになされたもので、半導体スイッチング素子の負電極と正電極との間の電圧が急激に変化した場合に、半導体スイッチング素子の負電極と正電極との間の電圧に振動が発生するのを抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、正電極、負電極、および負電極を基準として駆動電圧が印加される制御電極を有する第１の半導体スイッチング素子と、正極と負極とを有し、第１の半導体スイッチング素子を導通させる駆動電流を制御電極に供給する駆動電源と、駆動電源の正極、駆動電源の負極、第１の半導体スイッチング素子の負電極、および第１の半導体スイッチング素子の制御電極に接続され、第１の半導体スイッチング素子の制御電極に駆動電圧を出力する駆動回路と、駆動電流が流れ、駆動電源の正極、第１の半導体スイッチング素子の制御電極、第１の半導体スイッチング素子の負電極、および駆動電源の負極を含む閉回路内に設けられ、閉回路のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有するインピーダンス素子と、を備える。

本発明に係る電力変換装置によれば、半導体スイッチング素子をオンさせる駆動電流が流れる閉回路にインピーダンス素子を設けてこの閉回路のインダクタンスを増大させるので、この閉回路の共振周波数がインピーダンス素子を設けない場合の共振周波数から変更されて、半導体スイッチング素子の負電極と正電極との間の電圧が急激に変化した場合に、半導体スイッチング素子の負電極と正電極との間の電圧に振動が発生するのを抑制できる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の一部構成を示す部分回路図である。 本発明の実施の形態１における他の構成の電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態１における下アーム側駆動回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の配線パターンの一部を示す部分パターン図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置の他の構成の配線パターンの一部を示す部分パターン図である。 比較例のアーム短絡時の上下アームのドレイン−ソース間電圧とアーム短絡電流およびソース電圧の波形を示す図である。 比較例の電力変換装置においてアーム短絡時に駆動回路に流れる共振電流の様子を示す図である。 比較例の電力変換装置においてアーム短絡時に駆動回路に流れる他の共振電流の様子を示す図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置のアーム短絡時の上下アームのドレイン−ソース間電圧とアーム短絡電流およびソース電圧の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１における電力変換装置のインピーダンス素子のインダクタンスの値と効果判定の結果を示す図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の配線パターンの一部を示す部分パターン図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の他の構成の配線パターンの一部を示す部分パターン図である。

実施の形態１．
まず、本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を説明する。図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す回路図である。

図１において、電力変換装置１は、単相インバータであり、入力端に直流電源６が接続され、出力端に負荷５が接続され、入力端から入力された直流電源６が出力する直流電圧を単相の交流電圧に変換して、負荷５に供給する。

直流電源６は、例えば、太陽電池やバッテリなどの直流電源の電圧を昇圧あるいは降圧して出力する昇圧コンバータあるいは降圧コンバータなどのＤＣ／ＤＣコンバータであってもよく、系統電源などの交流電源の電圧を直流電圧に変換して出力するＡＣ／ＤＣコンバータであってもよい。直流電源６は、電力変換装置１と同一の筐体内に設けられていてもよく、電力変換装置１と同一の回路基板に設けられていてもよい。

負荷５は、５０Ｈｚや６０Ｈｚの系統電源や５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流電圧が入力されて動作する家庭用電気機器あるいは産業用電気機器であってよいし、数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚといった高周波の交流電圧が入力されて動作する誘導加熱装置の加熱コイル、ワイヤレス給電装置の給電コイル、電気自動車用絶縁型充電器の絶縁トランスの１次コイルなど装置内に設けられた部品であってもよく、さらには鉄道車両や自動車などの移動体の電動機、エレベータやエスカレータあるいは産業機器に用いられる電動機、あるいは空気調和機や冷凍機などの冷凍サイクル装置の圧縮機であってもよい。本実施の形態１では、電力変換装置１が５０Ｈｚあるいは６０Ｈｚの交流電圧を出力する場合について説明する。

図１に示すように、電力変換装置１は、直流電源６に並列に接続されたフルブリッジ回路と、フルブリッジ回路の出力端に接続されたフィルタ回路と、フルブリッジ回路の動作を制御する制御回路とから構成される。

フルブリッジ回路は、Ｕ相側アーム回路とＷ相側アーム回路とが並列接続されて構成されており、Ｕ相側アーム回路は直列接続された半導体スイッチング素子１３１と半導体スイッチング素子１３４とで構成され、Ｗ相側アーム回路は直列接続された半導体スイッチング素子２３１と半導体スイッチング素子２３４とで構成されている。なお、本発明においては、各アーム回路を構成する半導体スイッチング素子のうち、直流電源６の正極側に接続される半導体スイッチング素子を上アーム、直流電源６の負極側に接続される半導体スイッチング素子を下アームと呼ぶ。

本発明では、半導体スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合について説明するが、半導体スイッチング素子はＩＧＢＴであってもよい。図１に示すように、ＭＯＳＦＥＴは構造上ボディダイオードを有するが、半導体スイッチング素子にＩＧＢＴを用いる場合には、ＩＧＢＴの導通方向と逆向きに導通するようにダイオードを並列接続して設けてもよい。また、半導体スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合にもボディダイオードと並列接続してダイオードをさらに設けてもよい。半導体スイッチング素子は、ケイ素（Ｓｉ）や炭化ケイ素（ＳｉＣ）あるいは窒化ガリウム（ＧａＮ）などの半導体材料で形成された半導体スイッチング素子であってよい。

本発明では、半導体スイッチング素子の正電極、負電極、および制御電極を次のように定義する。半導体スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合には、ドレイン電極を正電極、ソース電極を負電極、ゲート電極を制御電極と定義し、半導体スイッチング素子がＩＧＢＴである場合には、コレクタ電極を正電極、エミッタ電極を負電極、ゲート電極を制御電極と定義する。

フィルタ回路は、フルブリッジ回路の出力端の一方となるＵ相側アーム回路の中点である半導体スイッチング素子１３１と半導体スイッチング素子１３４との接続点に接続されたフィルタリアクトル２と、フルブリッジ回路の出力端の他方となるＷ相側アーム回路の中点である半導体スイッチング素子２３１と半導体スイッチング素子２３４との接続点に接続されたフィルタリアクトル３と、フィルタリアクトル２および３と負荷５との間に接続されたフィルタコンデンサ４とを備えている。

制御回路は、各半導体スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部７と、各半導体スイッチングのスイッチングに要する駆動電力を供給するための駆動電源と駆動回路とを備えている。制御部７は、マイコン等の演算処理器とロジック回路等で構成される。駆動回路は、各半導体スイッチング素子に接続され、制御部７からの駆動信号に基づいて、各半導体スイッチング素子のゲート電極に駆動電圧を出力し、各半導体スイッチング素子は駆動電圧に基づいてスイッチング動作を行う。また、制御回路は、電力変換装置１の各部位の電圧、電流などを測定する各種センサを備えており（図示せず）、制御部７は、各種センサの測定結果に基づいて電力変換装置１の動作を制御する制御機能と、異常を検知した場合に電力変換装置１の動作を停止する保護機能とを備えている。

駆動回路は、各半導体スイッチング素子のそれぞれに対して設けられる。上アーム側の半導体スイッチング素子１３１および２３１には上アーム側駆動回路１３７および２３７が設けられ、下アーム側の半導体スイッチング素子１３４および２３４には下アーム側駆動回路１３８および２３８が設けられる。

Ｕ相側アーム回路の上アーム側の半導体スイッチング素子１３１のゲート電極とソース電極とは上アーム側駆動回路１３７に接続される。上アーム側駆動回路１３７には駆動電源である平滑コンデンサ１３が接続され、平滑コンデンサ１３の正極はダイオード１１２と電流制限抵抗１１３とを介して制御電源１４の正極に接続されてブートストラップ回路を構成し、ブートストラップ回路により平滑コンデンサ１３が充電される。平滑コンデンサ１３の負極と半導体スイッチング素子１３１のソース電極とは上アーム側駆動回路１３７の内部で接続されている。なお、平滑コンデンサ１３の負極と半導体スイッチング素子１３１のソース電極とを上アーム側駆動回路１３７の外部で接続してもよい。上アーム側駆動回路１３７は信号配線１５１によって制御部７に接続され、制御部７から半導体スイッチング素子１３１の導通（以下、オンと呼ぶ）と遮断（以下、オフと呼ぶ）とを制御するための制御信号Ｇ＿Ｈｕが上アーム側駆動回路１３７に出力される。

Ｕ相側アーム回路の下アーム側の半導体スイッチング素子１３４のゲート電極は、下アーム側駆動回路１３８に接続される。下アーム側駆動回路１３８には駆動電源である平滑コンデンサ１５が接続され、平滑コンデンサ１５に並列に制御電源１４が接続され、平滑コンデンサ１５は制御電源１４から供給される電力により充電される。駆動電源である平滑コンデンサ１５の負極は基準電位接続点８に接続され、基準電位接続点８には下アーム側駆動回路１３８が接続されている。下アーム側駆動回路と基準電位接続点８との間は配線のインピーダンスができるだけ小さくなるように、太く短い配線で構成されるのが望ましい。また、基準電位接続点８は、制御部７の基準電位と同電位に接続されている。

下アーム側の半導体スイッチング素子１３４のソース電極と基準電位接続点８との間にはインピーダンス素子１１が接続されている。インピーダンス素子１１は、半導体スイッチング素子１３４をオンするための駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスを増加させる素子であり、例えば、フェライトコアなどのコアを有する有芯インダクタや、コアを有しない空芯インダクタが好ましく、特に有芯インダクタが好ましい。有芯インダクタとしては、例えば、フェライトビーズインダクタやチップインダクタなど面実装型のインダクタが好ましく、トロイダルコイルなど巻線型のインダクタや管状のフェライトコアにリード線を通して構成したインダクタであってもよい。また、回路基板の配線パターン上にフェライトコアを載置してインダクタンスを増加させてもよく、すなわち、回路基板の配線パターンをインダクタの導電線としてもよい。さらに、巻線型の抵抗器などインダクタンスを有する抵抗器であってもよい。

さらに、半導体スイッチング素子１３４のソース電極は、直流電源６の負極が接続された負極接続点１０１に接続される。また、下アーム側駆動回路１３８は信号配線１５４によって制御部７に接続され、制御部７から半導体スイッチング素子１３４のオンとオフとを制御するための制御信号Ｇ＿Ｌｕが下アーム側駆動回路１３８に出力される。

ＭＯＳＦＥＴなどの絶縁ゲート型の半導体スイッチング素子では、ゲート電極とソース電極との間に寄生容量が存在し、寄生容量が充電されてゲート電極とソース電極との間の電圧がオンするために必要な閾値電圧以上となることで、半導体スイッチング素子はオンする。そして、ゲート電極とソース電極との間の寄生容量に充電された電圧が放電されてオンするために必要な閾値電圧未満になることで、半導体スイッチング素子はオフする。

例えば、半導体スイッチング素子１３４をオンさせる場合、下アーム側駆動回路１３８から半導体スイッチング素子１３４のゲート電極に駆動電圧が出力され、このとき半導体スイッチング素子１３４をオンさせるための駆動電流が、駆動電源である平滑コンデンサ１５の正極から、下アーム側駆動回路１３８、半導体スイッチング素子１３４のゲート電極、ソース電極、インピーダンス素子１１、基準電位接続点８を経由し、平滑コンデンサ１５の負極に至る閉回路に流れる。この結果、半導体スイッチング素子１３４のゲート電極とソース電極との間の寄生容量が充電され、半導体スイッチング素子１３４はオンする。なお、駆動電流は制御電源１４からも供給されるが、制御電源１４よりも平滑コンデンサ１５の方が、内部抵抗が小さいので、駆動電流は主として平滑コンデンサ１５により供給される。また、平滑コンデンサ１５を設けない場合には、制御電源１４が駆動電源である。

一方、半導体スイッチング素子１３４をオフさせる場合には、下アーム側駆動回路１３８から半導体スイッチング素子１３４のゲート電極に０Ｖ近辺の電圧が出力されて、半導体スイッチング素子１３４のゲート電極とソース電極との間の寄生容量に充電された電荷が放電される。このときの放電電流は、半導体スイッチング素子１３４のゲート電極から、下アーム側駆動回路１３８、基準電位接続点８、インピーダンス素子１１を通り、半導体スイッチング素子１３４のソース電極に至る閉回路に流れる。

Ｗ相側アーム回路においても、Ｕ相側アーム回路と同様に構成される。すなわち、上アーム側の半導体スイッチング素子２３１のゲート電極とソース電極とは上アーム側駆動回路２３７に接続される。また、上アーム側駆動回路２３７には平滑コンデンサ２３が接続され、ダイオード１２２と電流制限抵抗１２３とで構成されたブートストラップ回路によって平滑コンデンサ２３が充電されて、平滑コンデンサ２３から上アーム側駆動回路２３７に電力が供給される。上アーム側駆動回路２３７と制御部７とが信号配線２５１で接続され、制御部７から半導体スイッチング素子２３１のオンとオフとを制御するための制御信号Ｇ＿Ｈｗが上アーム側駆動回路２３７に出力される。

また、Ｗ相側アーム回路の下アーム側の半導体スイッチング素子２３４のゲート電極は下アーム側駆動回路２３８に接続され、下アーム側駆動回路２３８には駆動電源である平滑コンデンサ２５が接続され、駆動電源である平滑コンデンサ２５の負極が接続された基準電位接続点９に下アーム側駆動回路２３８が接続される。さらに平滑コンデンサ２５と並列に制御電源２４が接続され、平滑コンデンサ２５は制御電源２４から供給される電力により充電される。そして、半導体スイッチング素子２３４のソース電極と基準電位接続点９との間にインピーダンス素子２１が接続され、半導体スイッチング素子２３４のソース電極は、さらに直流電源６の負極が接続された負極接続点１０１に接続される。インピーダンス素子２１は、Ｕ相側のインピーダンス素子１１と同様の構成をしている。また、下アーム側駆動回路２３８は信号配線２５４によって制御部７に接続され、制御部７から半導体スイッチング素子２３４のオンとオフとを制御するための制御信号Ｇ＿Ｌｗが下アーム側駆動回路２３８に出力される。

次に、電力変換装置１の動作について説明する。

図２は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の動作を示すタイムチャートである。図２において、波形（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）はそれぞれ制御部７から出力される制御信号Ｇ＿Ｈｕ、Ｇ＿Ｌｕ、Ｇ＿ＨｗおよびＧ＿Ｌｗであり、半導体スイッチング素子をオンさせる信号を「１」、半導体スイッチング素子をオフさせる信号を「０」で示している。また、波形（ｅ）は、図１で示したフルブリッジ回路の出力電圧波形であり、直流電源６の電圧をＶとしたＷ相側アーム回路の中点に対するＵ相側アーム回路の中点の電圧である。

図２に示すように、制御部７から出力されるＵ相側アーム回路の上アーム側半導体スイッチング素子１３１の制御信号Ｇ＿Ｈｕと下アーム側半導体スイッチング素子１３４の制御信号Ｇ＿Ｌｕとは、デッドタイムＴｄの期間に同時にオフとなり、デッドタイムＴｄ以外の期間では交互にオンとオフとが入れ替わる制御信号である。同様に、Ｗ相側アーム回路の上アーム側半導体スイッチング素子２３１の制御信号Ｇ＿Ｈｗと下アーム側半導体スイッチング素子２３４の制御信号Ｇ＿Ｌｗとは、デッドタイムＴｄの期間に同時にオフとなり、デッドタイムＴｄ以外の期間では交互にオンとオフとが入れ替わる制御信号である。

期間Ａでは、制御部７からＵ相側の上アーム側駆動回路１３７に半導体スイッチング素子１３１をオフする制御信号、下アーム側駆動回路１３８に半導体スイッチング素子１３４をオンする制御信号が出力される。この結果、Ｕ相側アーム回路の中点は直流電源６の負極に接続されて直流電源６の負極の電位となる。一方、期間Ａでは、制御部７からＷ相側の上アーム側駆動回路２３７に半導体スイッチング素子２３１をオンする制御信号、下アーム側駆動回路２３８に半導体スイッチング素子２３４をオフする制御信号が出力される。この結果、Ｗ相側アーム回路の中点は直流電源６の正極に接続されて直流電源６の正極の電位となる。従って、図２（ｅ）に示すように、フルブリッジ回路の出力電圧Ｖｏは−Ｖとなる。

同様に期間Ｂでは、Ｕ相側アーム回路では上アーム側の半導体スイッチング素子１３１がオンし、Ｗ相側アーム回路では下アーム側の半導体スイッチング素子２３４がオンするので、フルブリッジ回路の出力電圧Ｖｏは＋Ｖとなる。

直流電源６から出力される主回路電流は、フルブリッジ回路の出力電圧Ｖｏが−Ｖの場合には、Ｗ相側アーム回路の上アーム側半導体スイッチング素子２３１とＵ相側アーム回路の下アーム側半導体スイッチング素子１３４とに流れ、フルブリッジ回路の出力電圧Ｖｏが＋Ｖの場合には、Ｕ相側アーム回路の上アーム側半導体スイッチング素子１３１とＷ相側アーム回路の下アーム側半導体スイッチング素子２３４とに流れる。

そして、図２に示すようにＵ相側アーム回路とＷ相側アーム回路の各半導体スイッチング素子のオン時間とオフ時間との比を変調し、図２（ｅ）に示すような電圧波形Ｖｏを各アーム回路の中点から出力する。図２（ｅ）に示した電圧波形Ｖｏがフィルタ回路を通ることによって、負荷５には正弦波状の電圧が印加される。

また、ノイズの影響などで誤動作して、アーム回路の上アーム側半導体スイッチング素子と下アーム側半導体スイッチング素子とが同時にオンしてアーム短絡が発生した場合には、制御部７は電流センサなどの測定結果に基づきアーム短絡電流を検出し、全ての半導体スイッチング素子をオフする制御信号を出力する。この結果、電力変換装置１は動作を停止する。

次に、本発明の電力変換装置１の作用効果について説明する。

アーム短絡は、電力変換装置１から生じるノイズや、電力変換装置１の外部からのノイズが、制御部７から出力される制御信号、あるいは、上アーム側駆動回路１３７、２３７や下アーム側駆動回路１３８、２３８が出力する駆動電圧に重畳して、オフ期間の半導体スイッチング素子を誤ってオンさせることにより発生する。

アーム短絡が発生すると上アームおよび下アームの半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧に振動が発生し、このドレイン−ソース間電圧の振動によって発生するノイズにより、電力変換装置の保護機能が正常に動作しない場合があった。本発明の電力変換装置１は、図１に示すように、下アーム側半導体スイッチング素子１３８および２３８をオンするための駆動電流が流れる経路に、この経路のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有するインピーダンス素子１１および２１を設けたので、アーム短絡が発生した場合のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制し、ドレイン−ソース間電圧の振動によって発生するノイズを抑制することができる。

詳細は後述するが、アーム短絡が発生すると半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧が急激に変化する。すなわち、大きなｄＶ／ｄｔが発生する。この大きなｄＶ／ｄｔによって、半導体スイッチング素子の駆動回路に、半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量と駆動回路の配線インダクタンスとからなる直列共振による共振電流が流れる場合がある。この共振電流によって半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量が充放電されるため、ドレイン電極とソース電極との間の電気伝導度が共振周波数で変化し、ドレイン−ソース間電圧の振動が発生する場合がある。特に、アーム短絡が発生した場合のｄＶ／ｄｔの周波数成分に共振周波数の成分が多く含まれる場合に、共振電流は大きくなり、ドレイン−ソース間電圧の振動が顕著になり問題となる。

図１に示すように、本実施の形態１では、下アーム側半導体スイッチング素子１３４および２３４をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路にインピーダンス素子１１および２１を設けることによって、この閉回路のインダクタンスを増加させ、この閉回路の共振周波数を、インピーダンス素子を設けない場合よりも低周波側に変更することができる。この結果、アーム短絡が発生した場合のｄＶ／ｄｔに多く含まれる周波数成分と、駆動電流が流れる閉回路の共振周波数とをずらすことができ、共振電流を抑制してドレイン−ソース間電圧の振動を抑制することができる。

特に、インピーダンス素子としてコアを有する有芯インダクタを用いた場合には、インダクタは、周波数が高くなるに従い抵抗成分が増加するといった周波数特性を有する。このため、アーム短絡が発生した場合のｄＶ／ｄｔに多く含まれる周波数成分と、駆動電流が流れる閉回路の共振周波数とをずらす効果に加えて、通常のスイッチング動作で流れる駆動電流よりも高周波成分が多いアーム短絡による電流を抑制することができるといった効果が得られる。従って、インピーダンス素子としては、周波数が高くなるに従い抵抗成分が増加する特性を有するインダクタが特に好ましい。

この結果、電力変換装置１の保護機能が正常に動作し、アーム短絡が発生した場合に電力変換装置１の動作を停止させることができる。また、保護機能だけでなく、他の制御機能をも正常に動作させることができる。

下アーム側駆動回路１３８が接続された基準電位接続点８、および下アーム側駆動回路２３８が接続された基準電位接続点９は、制御部７の基準電位と同電位に接続されるので、アーム短絡が発生した場合のドレイン−ソース間電圧の振動によるノイズが、下アーム側の半導体スイッチング素子の駆動回路から制御部７や制御回路の他の部位に伝搬し易い。

従って、本実施の形態１で説明するように下アーム側の半導体スイッチング素子１３４および２３４をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路にインピーダンス素子１１および２１を設けることで、上アーム側半導体スイッチング素子１３１および２３１をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路にインピーダンス素子を設ける場合よりも、アーム短絡によって発生するノイズが制御部７や制御回路の他の部位に与える影響を抑制する効果を大きくすることができる。なお、下アーム側に加えて上アーム側にもインピーダンス素子を設けてもよい。

また、図１に示すように下アーム側半導体スイッチング素子１３４のソース電極と基準電位接続点８との間にインピーダンス素子１１を設け、下アーム側半導体スイッチング素子２３４のソース電極と基準電位接続点９との間にインピーダンス素子２１を設けることによって、Ｕ相側アーム回路およびＷ相側アーム回路のアーム短絡を抑制する効果も得られる。インピーダンス素子によりアーム短絡の発生が抑制される効果について、Ｕ相側の上アーム側半導体スイッチング素子１３１がオンからオフにターンオフする場合を例に説明する。

図３は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の一部構成を示す部分回路図である。図３は、図１に示した電力変換装置１のＵ相側アーム回路とその周辺について示した回路図であり、配線インダクタンス３０１〜３０４を付加して示したものである。

図３において、Ｕ相側アーム回路の上アーム側半導体スイッチング素子１３１のドレイン電極と直流電源６の正極との間には配線インダクタンス３０１が存在し、半導体スイッチング素子１３１のソース電極とＵ相側アーム回路の中点との間には配線インダクタンス３０２が存在する。また、Ｕ相側アーム回路の下アーム側半導体スイッチング素子１３４のドレイン電極とＵ相側アーム回路の中点との間には配線インダクタンス３０３が存在し、半導体スイッチング素子１３４のソース電極とインピーダンス素子１１の一端が接続された接続点との間には配線インダクタンス３０４が存在する。なお、フィルタリアクトル２がＵ相側アーム回路の中点に接続されている。

上アーム側半導体スイッチング素子１３１がオンしているとき、直流電源６から出力された主回路電流は、上アーム側半導体スイッチング素子１３１を通り、フィルタリアクトル２から負荷５に流れている。そして、上アーム側半導体スイッチング素子１３１のオン期間が終了しデッドタイム期間になると、上アーム側半導体スイッチング素子１３１はオフするが、フィルタリアクトル２に流れている電流はそのまま流れ続けようとする。この結果、フィルタリアクトル２に流れている電流は、下アーム側半導体スイッチング素子１３４のボディダイオードを通って流れる。この下アーム側のボディダイオードを通って流れる電流は、下アーム側の配線インダクタンス３０３、３０４を通って流れるため、下アーム側の配線インダクタンス３０３、３０４の両端に誘起電圧が発生する。

配線インダクタンス３０４の両端に発生する誘起電圧は、半導体スイッチング素子１３４のソース電極に接続された側に対して、インピーダンス素子１１の一端に接続された側の電位が正となる電圧となる。インピーダンス素子１１が存在しない場合には、この半導体スイッチング素子１３４のソース電極に対して正の電位が、そのまま基準電位接続点８の電位となるので、下アーム側駆動回路１３８が半導体スイッチング素子１３４をオフする０Ｖ近辺の駆動電圧を出力していても、下アーム側駆動回路１３８のソース電極とゲート電極との間には正の電圧が印加されることになる。フィルタリアクトル２を流れる電流が、Ｕ相側アーム回路の上アームから下アームに転流する時間は数マイクロ秒以下であるが、インピーダンス素子１１が存在しない場合には、その数マイクロ秒以下の間に配線インダクタンス３０４の両端に発生した電圧によって、下アーム側半導体スイッチング素子１３４がオンする場合がある。このフィルタリアクトル２を流れる電流が転流した際に、上アーム側半導体スイッチング素子１３１が完全にオフしていない場合、上アーム側半導体スイッチング素子１３１と下アーム側半導体スイッチング素子１３４とが共にオンしてアーム短絡する場合がある。

これに対し、本発明では図３に示すように、下アーム側半導体スイッチング素子１３４のソース電極に接続された配線インダクタンス３０４の一端と基準電位接続点８との間にインピーダンス素子１１を備えているので、配線インダクタンス３０４の両端に発生した電圧の一部がインピーダンス素子１１に印加されるため、基準電位接続点８と半導体スイッチング素子１３４のソース電極との間の電圧を低減することができる。この結果、フィルタリアクトル２を流れる電流が転流した際に下アーム側半導体スイッチング素子１３４が誤ってオンする可能性を低減することができ、アーム短絡の発生を抑制することができる。

次に、本発明の電力変換装置について、フルブリッジ回路の各アームを並列接続された複数の半導体スイッチング素子で構成した電力変換装置を用いてさらに詳しく説明する。

図４は、本発明の実施の形態１における他の構成の電力変換装置の構成を示す回路図である。図４において、図１と同じ符号を付けたものは、同一または対応する構成を示しており、その説明を省略する。図４の電力変換装置１００は、図１の電力変換装置１とは、Ｕ相側アーム回路およびＷ相側アーム回路をそれぞれパワーモジュール１０で構成した点が相違している。パワーモジュール１０は、半導体スイッチング素子が炭化ケイ素半導体材料で形成されたＭＯＳＦＥＴ（以下、ＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴと呼ぶ）で構成されている。

図４に示すように、電力変換装置１００は、Ｕ相側アーム回路とＷ相側アーム回路とがそれぞれパワーモジュール１０で構成され、Ｕ相側アーム回路とＷ相側アーム回路とでフルブリッジ回路を構成している。パワーモジュール１０は、内部に半導体スイッチング３１および３４と、半導体スイッチング素子３２および３５と、半導体スイッチング素子３３および３６とからなる３組のアーム回路と、上アーム側駆動回路３７と下アーム側駆動回路３８とを備えている。Ｕ相側のパワーモジュール１０とＷ相側のパワーモジュール１０とは同一の構成をしているので、本実施の形態１において単にパワーモジュール１０と呼ぶ場合は、Ｕ相側およびＷ相側の両方のパワーモジュール１０を指し、Ｕ相側とＷ相側とで特に区別する必要がある場合には、それぞれＵ相側のパワーモジュール１０、Ｗ相側のパワーモジュール１０と呼ぶ。

なお、電力変換装置１００に用いられるパワーモジュール１０は、内部に３組のアーム回路を備えたものに限らず、１組以上であればよい。また、パワーモジュールではなく、ディスクリートの半導体スイッチング素子を用いて、図４の回路図で示す電力変換装置を構成してもよい。なお、本発明において、パワーモジュールおよびディスクリートの半導体スイッチング素子とは、樹脂などで形成されたケース内に半導体チップを備えた半導体装置をいう。また、内部に１つのアームを備えた半導体装置をディスクリートの半導体スイッチング素子といい、内部に複数のアームを備えた半導体装置をパワーモジュールという。

図４に示すように、電力変換装置１００では、図１に示した電力変換装置１の下アーム側半導体スイッチング素子１３４および２３４をそれぞれ３つの半導体スイッチング素子３４、３５、３６を並列に接続して構成し、上アーム側半導体スイッチング素子１３１および２３１をそれぞれ３つの半導体スイッチング素子３１、３２、３３を並列に接続して構成している。

パワーモジュール１０の内部に設けられた上アーム側半導体スイッチング素子３１、３２、３３の各ドレイン電極は、パワーモジュール１０の高電圧側入力端子４０に接続され、高電圧側入力端子４０が直流電源６の正極に接続されている。また、上アーム側半導体スイッチング素子３１、３２、３３のソース電極はそれぞれ個別に上アーム側駆動回路３７に接続され、上アーム側の半導体スイッチング素子３１、３２、３３のゲート電極はそれぞれ上アーム側駆動回路３７に接続されている。

下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６の各ソース電極は、それぞれパワーモジュール１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６に接続され、Ｕ相側のパワーモジュール１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６は負電極接続点１０２で一点に接続され、Ｗ相側のパワーモジュール１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６は負電極接続点１０３で一点に接続されている。負電極接続点１０２および１０３はパワーモジュール１０の外部に設けられており、直流電源６の負極が接続された負極接続点１０１に接続されている。また、下アーム側の半導体スイッチング素子３４、３５、３６のゲート電極はそれぞれ下アーム側駆動回路３８に接続されている。

なお、負極接続点１０１、負電極接続点１０２および負電極接続点１０３は、回路基板上では面状あるいは帯状の配線パターンであってよく、それぞれ同電位に接続された配線パターンにより構成される。

パワーモジュール１０の内部の各アーム回路の中点は、出力端子６１、６２、６３に接続されており、出力端子６１、６２、６３がパワーモジュール１０の外部で一点に接続されてフィルタ回路に接続される。

パワーモジュール１０は、内部の下アーム側駆動回路３８に駆動電力を供給するための、正側駆動電源端子４３と負側駆動電源端子４４とを備えており、正側駆動端子４３に駆動電源である平滑コンデンサ１５および２５の正極が接続され、負側駆動電源端子４４に平滑コンデンサ１５および２５の負極が接続される。図１の電力変換装置１と同様、平滑コンデンサ１５の負極は基準電位接続点８に接続され、平滑コンデンサ２５の負極は基準電位接続点９に接続される。

パワーモジュール１０は、内部の上アーム側駆動回路３７に駆動電力を供給するための、正側駆動電源端子４１と負側駆動電源端子４２とを備えており、正側駆動端子４１に駆動電源である平滑コンデンサ１３および２３の正極が接続され、負側駆動電源端子４２に平滑コンデンサ１３および２３の負極が接続される。さらに、平滑コンデンサ１３を充電するための制御電源１２が平滑コンデンサ１３に並列に接続され、平滑コンデンサ２３を充電するための制御電源２２が平滑コンデンサ２３に並列に接続される。

なお、図４では、上アーム側駆動回路３７に駆動電力を供給するために制御電源１２および２２を設けたが、図１に示したようにブートストラップ回路によって、上アーム側駆動回路３７に駆動電力を供給してもよい。また、図４では、上アーム側の駆動電力を供給する正側駆動電源端子４１と負側駆動電源端子４２とを全てのアーム回路に対して１つ設けた構成のパワーモジュール１０を用いたが、各上アームに対応した正側駆動電源端子と負側駆動電源端子とをそれぞれ設けた構成のパワーモジュールを用いてもよい。

Ｕ相側の負電極接続点１０２と基準電位接続点８との間には、インピーダンス素子１１が接続され、Ｗ相側の負電極接続点１０３と基準電位接続点９との間には、インピーダンス素子２１が接続される。インピーダンス素子１１および２１は、図１で示した電力変換装置１と同様に、下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６をオンするための駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有するインピーダンス素子である。

パワーモジュール１０の上アーム側駆動回路３７に制御信号を入力するための制御信号入力端子５１、５２、５３は、パワーモジュール１０の外部で互いに接続されて短絡しており、信号配線１５１および２５１で制御部７に接続されている。同様に、パワーモジュール１０の下アーム側駆動回路３８に制御信号を入力するための制御信号入力端子５４、５５、５６も、パワーモジュール１０の外部で互いに接続されて短絡しており、信号配線１５４および２５４で制御部７に接続されている。

従って、Ｕ相側のパワーモジュール１０の上アーム側半導体スイッチング素子３１、３２、３３にはそれぞれ同一の制御信号が入力され、パワーモジュール１０の半導体スイッチング素子３１、３２、３３は素子毎に多少のばらつきがあっても同時にオンする期間を有するように駆動される。すなわち並列駆動される。同様に、Ｕ相側のパワーモジュール１０の下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６にはそれぞれ同一の制御信号が入力され、パワーモジュール１０の半導体スイッチング素子３４、３５、３６は素子毎に多少のばらつきがあっても同時にオンする期間を有するように並列駆動される。Ｗ相側のパワーモジュール１０の各半導体スイッチング素子についても同様である。

次に、下アーム側駆動回路の構成について、さらに詳しく説明する。図５は、本発明の実施の形態１における下アーム側駆動回路の構成を示す回路図である。図５では、下アーム側駆動回路３８の他に電力変換装置１００の構成の一部についても示した。上アーム側駆動回路３７も図５に示す下アーム側駆動回路３８と同様の構成であってもよい。

下アーム側駆動回路３８は、ＮＰＮトランジスタ７４ｎ、７５ｎ、７６ｎとＰＮＰトランジスタ７４ｐ、７５ｐ、７６ｐとゲート抵抗８４、８５、８６とで構成される。図５に示す下アーム側駆動回路３８は、１つのＮＰＮトランジスタと１つのＰＮＰトランジスタと１つのゲート抵抗とで構成されるゲート回路を３つ備えている。すなわち、下アーム側駆動回路３８は、下アーム側駆動回路３８に接続された半導体スイッチング素子と同数のゲート回路を備えている。なお、ゲート回路はこれに限らず、ゲートドライブ集積回路によって構成されたゲート回路など他の構成であってもよい。本発明において駆動回路とは、半導体スイッチング素子のゲート電極に駆動電圧を出力するゲート回路を少なくとも１つ以上備えた回路をいう。

ＮＰＮトランジスタ７４ｎとＰＮＰトランジスタ７４ｐとゲート抵抗８４とからなるゲート回路は、ＮＰＮトランジスタ７４ｎのエミッタ電極とＰＮＰトランジスタ７４ｐのエミッタ電極とが接続されて中点を構成し、この中点にゲート抵抗８４の一端が接続され、ＮＰＮトランジスタ７４ｎのベース電極とＰＮＰトランジスタ７４ｐのベース電極とが互いに接続されて構成される。他のゲート回路も同様に構成される。

各ゲート回路のＮＰＮトランジスタ７４ｎ、７５ｎ、７６ｎのコレクタ電極は、駆動電源である平滑コンデンサ１５の正極に接続され、各ゲート回路のＰＮＰトランジスタ７４ｐ、７５ｐ、７６ｐのコレクタ電極は平滑コンデンサ１５の負極が接続された基準電位接続点８に接続される。すなわち、各ゲート回路は並列に接続されている。

また、ＮＰＮトランジスタ７４ｎおよびＰＮＰトランジスタ７４ｐのベース電極は、制御信号入力端子５４に接続され、ゲート抵抗８４の他端が半導体スイッチング素子３４のゲート電極に接続される。他のゲート回路も同様に構成される。

半導体スイッチング素子３４、３５、３６のソース電極３４ｓ、３５ｓ、３６ｓが接続された低電圧側入力端子６４、６５、６６は、パワーモジュール１０の外部で負電極接続点１０２に接続され、負電極接続点１０２と基準電位接続点８との間にインピーダンス素子１１が接続される。すなわち、インピーダンス素子１１はパワーモジュール１０の外部に設けられる。この結果、電力変換装置１００の回路基板の配線パターンのインダクタンスに応じて自在にインピーダンス素子１１のインダクタンスを調整することができる。

制御信号入力端子５４に、半導体スイッチング素子３４をオンする信号が入力されると、ＮＰＮトランジスタ７４ｎがオンし、ＰＮＰトランジスタ７４ｐがオフする。この結果、半導体スイッチング素子３４のゲート電極はゲート抵抗８４を介して駆動電源である平滑コンデンサ１５の正極に接続された正側駆動電源端子４３に電気的に接続される。半導体スイッチング素子３４のソース電極はインピーダンス素子１１を介して基準電位接続点８に接続されるので、半導体スイッチング素子３４のソース電極とゲート電極との間には平滑コンデンサ１５の両端の電圧に近い電圧が印加される。

この結果、半導体スイッチング素子３４をオンさせるための駆動電流が、駆動電源である平滑コンデンサ１５の正極から、ゲート回路を構成するＮＰＮトランジスタ７４ｎのコレクタ電極、ＮＰＮトランジスタ７４ｎのエミッタ電極、ゲート抵抗８４を通り、半導体スイッチング素子３４のゲート電極とソース電極３４ｓとを通り、低電圧側入力端子６４、負電極接続点１０２を通り、インピーダンス素子１１と基準電位接続点８とを通って、平滑コンデンサ１５の負極に戻る閉回路に流れ、半導体スイッチング素子３４のゲート電極とソース電極との間の寄生容量を充電して半導体スイッチング素子３４をオンさせる。

一方、制御信号入力端子５４に、半導体スイッチング素子３４をオフする信号が入力されると、ＮＰＮトランジスタ７４ｎがオフし、ＰＮＰトランジスタ７４ｐがオンする。この結果、半導体スイッチング素子３４のゲート電極はゲート抵抗８４を介して基準電位接続点８に接続される。この結果、半導体スイッチング素子３４のゲート電極とソース電極との間の寄生容量に蓄積された電荷が、半導体スイッチング素子３４のゲート電極からゲート抵抗８４を通って、ＰＮＰトランジスタ７４ｐ、負側駆動電源端子４４、基準電位接続点８、インピーダンス素子１１、負電極接続点１０２を経由し、半導体スイッチング素子３４のソース電極に至る閉回路に流れて放電され、半導体スイッチング素子３４はオフする。

なお、半導体スイッチング素子３４をオンさせる場合に、駆動電源である平滑コンデンサ１５の正極から出力された駆動電流は低電圧側入力端子６４を通った後、一部が低電圧側入力端子６５から半導体スイッチング素子３５のソース電極３５ｓ側等に分流し得る。この分流した電流は、半導体スイッチング素子３５のソース電極３５ｓ、ゲート電極、ゲート抵抗８５、ＰＮＰトランジスタ７５ｐ、基準電位接続点８を通って、平滑コンデンサ１５の負極に流れ得る。すなわち、駆動電流の一部は上述の閉回路とは異なる閉回路にも流れ得る。しかし、この分流した電流は、平滑コンデンサ１５の正極から出力された駆動電流の一部であっても経路のインピーダンスが大きいために非常に小さく、この分流した電流のみでは半導体スイッチング素子３４をオンさせるほどには、半動体スイッチング素子３４のゲート電極とソース電極との間の寄生容量を充電することができない。よって、このような分流電流は半導体スイッチング素子をオンさせる駆動電流とは呼ばず、他の分流経路を流れる電流についても同様である。

従って、本発明でいう半導体スイッチング素子３４をオンさせる駆動電流が流れる閉回路とは、平滑コンデンサ１５の正極から、下アーム側駆動回路３８、半導体スイッチング素子３４のゲート電極、ソース電極３４ｓ、負電極接続点１０２、インピーダンス素子１１、基準電位接続点８を通って、平滑コンデンサ１５の負極に至る経路の閉回路をいう。半導体スイッチング素子３５、３６についても、半導体スイッチング素子３４と同様である。

図６は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の配線パターンの一部を示す部分パターン図である。また、図７は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の他の構成の配線パターンの一部を示す部分パターン図である。図６および図７の配線パターンは、図４に示した電力変換装置１００のパワーモジュール１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６と負側駆動電源端子４４との間およびその周辺の配線パターンを示したものである。

図６に示すように、パワーモジュール１０の内部の下アーム側半導体スイッチング素子のソース電極にそれぞれ接続された低電圧側入力端子６４、６５、６６が配線パターンにはんだ付けなどにより接続されている。低電圧側入力端子６４、６５、６６が接続された部分は平面状の配線パターンとなっており負電極接続点を構成している。

また、図６に示す配線パターンは、破線Ａ−Ａよりも紙面左側の領域と、破線Ｂ−Ｂよりも紙面右側の領域と、破線Ａ−Ａと破線Ｂ−Ｂとの間の領域とに区別される。破線Ａ−Ａよりも紙面左側の領域は、半導体スイッチング素子を駆動させるための駆動電流が流れる回路配線であり、破線Ａ−Ａよりも紙面左側の回路配線を駆動回路配線１０４と呼ぶ。破線Ｂ−Ｂよりも紙面右側の領域は、半導体スイッチング素子のドレイン電極とソース電極との間を流れ、直流電源６の負極に接続された負極接続点１０１を通って直流電源６の負極に戻る主回路電流が流れる回路配線であり、破線Ｂ−Ｂよりも紙面右側の回路配線を主回路配線１０５と呼ぶ。また、破線Ａ−Ａと破線Ｂ−Ｂとの間の領域は負電極接続点であると共に、駆動電流と主回路電流とが流れる回路配線である。駆動電流と主回路電流とは、半導体スイッチング素子３４、３５、３６の各ソース電極と、低電圧側入力端子６４、６５、６６との間の回路配線にも流れるため、半導体スイッチング素子３４、３５、３６の各ソース電極と低電圧側入力端子６４、６５、６６との間の回路配線と、図６の破線Ａ−Ａと破線Ｂ−Ｂとの間の回路配線とを合わせて共通配線と呼ぶ。図６の破線Ａ−Ａと破線Ｂ−Ｂとの間の回路配線は、共通配線の一部であり、ここでは共通配線１０６と呼ぶ。

駆動回路配線１０４の一端は平面状に形成された配線パターンからなる基準電位接続点８に接続される。基準電位接続点８には、パワーモジュール１０の負側駆動電源端子４４がはんだ付けなどにより接続され、負側駆動電源端子４４の近くに平滑コンデンサ１５の負極端子１５ｎがはんだ付けなどにより接続される。また、制御電源１４の負極端子１４ｎを基準電位接続点８と同一の平面状の配線パターンにはんだ付けなどにより接続してもよい。

図６に示すように、インピーダンス素子１１は、並列接続された複数の半導体スイッチング素子のソース電極が一箇所で接続された負電極接続点と基準電位接続点８との間の駆動回路配線１０４に設けられ、半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスを増加させる。このように並列駆動される複数の半導体スイッチング素子のソース電極を負電極接続点で一旦接続する配線パターンとすることにより、並列駆動される複数の半導体スイッチング素子間の配線長や配線太さによるばらつきの影響を小さくすることができる。すなわち、各半導体スイッチング素子に対して、主回路配線１０５のインピーダンスを共通化することができるため、複数の半導体スイッチング素子を並列接続して並列駆動しても、各半導体スイッチング素子のドレイン電極とソース電極との間に流れる主回路電流のばらつきを小さくすることができるため、アーム回路全体としてより大きな主回路電流を流すことができる。

複数の半導体スイッチング素子を並列に接続して並列駆動する場合には、図６に示す配線パターンの方が好ましいが、図７に示す配線パターンとしてもよい。

図７に示す配線パターンも、図６の配線パターンと同様、破線Ａ−Ａより紙面左側の領域が駆動回路配線１０４であり、破線Ｂ−Ｂより紙面右側の領域が主回路配線１０５であり、破線Ａ−Ａと破線Ｂ−Ｂとの間の領域が共通配線の一部であり、共通配線１０６である。パワーモジュール１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６は、それぞれ分離された共通配線１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃにはんだ付けなどにより接続され、低電圧側入力端子６４は駆動回路配線１０４ａに、低電圧側入力端子６５は駆動回路配線１０４ｂに、低電圧側入力端子６６は駆動回路配線１０４ｃにそれぞれ接続されている。駆動回路配線１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃは、共通の駆動回路配線１０４に接続されて基準電位接続点８に接続されるが、駆動回路配線１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃのそれぞれにはインピーダンス素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃが設けられている。また、低電圧側入力端子６４、６５、６６は、それぞれ主回路配線１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃに接続された後、共通の主回路配線１０５に接続される。

なお、本発明の実施の形態１における電力変換装置１００の配線パターンは図６および図７に示した配線パターンに限るものではなく、他の構成の配線パターンであってもよい。

次に、本発明の電力変換装置１００の作用効果について、さらに詳しく説明する。

図８は、比較例のアーム短絡時の上下アームのドレイン−ソース間電圧とアーム短絡電流およびソース電圧の波形を示す図である。図８の波形は、比較例として、図４に示した電力変換装置１００において、インピーダンス素子１１および２１を除去して、負電極接続点１０２と基準電位接続点８とを短絡し、負電極接続点１０３と基準電位接続点９とを短絡した電力変換装置のアーム短絡時の波形を測定したものである。

図８（ａ）の横軸は時間を示しており、縦軸は上アームのドレイン−ソース間電圧３１１および下アームのドレイン−ソース間電圧３１２の電圧の大きさと、上下アームを短絡して流れるアーム短絡電流３１３の大きさを示している。上アームのドレイン−ソース間電圧は、Ｕ相側アーム回路のパワーモジュール１０の高電圧側入力端子４０と互いに短絡された出力端子６１、６２、６３との間の電圧を測定したものであり、下アームのドレイン−ソース間電圧は、Ｕ相側アーム回路のパワーモジュール１０の互いに短絡された出力端子６１、６２、６３と負電極接続点１０２との間の電圧を測定したものである。

図８（ｂ）の横軸は時間を示しており、縦軸は基準電位接続点８を基準とした負電極接続点１０２の電圧であるソース電圧３１４を示したものである。なお、前述のように図８（ｂ）の測定時には、インピーダンス素子１１は設けておらず、基準電位接続点８と負電極接続点１０２とは配線により接続されている。

図８（ａ）に示すように、上アーム側半導体スイッチング素子がオフからオンになり、下アーム側半導体スイッチング素子がオンからオフになる時間Ｔ１からＴ２の間に、アーム短絡が発生し、アーム短絡電流３１３が流れている。そして、アーム短絡が発生した時間Ｔ１からＴ２の間には、上アームのドレイン−ソース間電圧３１１および下アームのドレイン−ソース間電圧３１２に約３０ＭＨｚの振動が発生しているのが確認でき、この振動の影響はアーム短絡電流３１３にも振動として現れている。

また、図８（ｂ）に示すようにアーム短絡が発生した時間Ｔ１からＴ２の間では、基準電位接続点８に対する負電極接続点１０２の電圧であるソース電圧３１４にも約３０ＭＨｚの振動が現れている。このソース電圧３１４の振動は、負電極接続点１０２と基準電位接続点８との間の配線のインピーダンスに共振電流が流れることで発生した電圧である。

図１の電力変換装置１についての説明で述べたように、アーム短絡が発生した場合には、半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路に共振電流が流れる。この共振電流は、半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量と、駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスとの直列共振によるものである。従って、半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量は共振電流と同じ周波数で充放電される。この結果、半導体スイッチング素子は、ゲート電極とソース電極との間の電気伝導度が共振周波数で変化し、ドレイン−ソース間電圧に振動を発生させる。

半導体スイッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴである場合には、半導体スイッチング素子がＩＧＢＴである場合よりもスイッチング速度が速いため、このような高周波のゲート電極とソース電極との間の寄生容量の充放電にも応答し、ドレイン電極とソース電極との間の電圧に振動が発生し易い。さらに、半導体スイッチング素子がケイ素半導体材料で形成されたＭＯＳＦＥＴである場合よりも、半導体スイッチング素子がＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴである場合の方が、より高電圧、より大電流で使用されるので、正電極と負電極との間の電圧に大きな振動が発生し易い。

よって、本発明の半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路にインピーダンス素子を設けて、アーム短絡時に発生する正電極（ドレイン電極またはコレクタ電極）と負電極（ソース電極またはエミッタ電極）との間の電圧の振動を抑制する効果は、半導体スイッチング素子がＩＧＢＴである場合よりもＭＯＳＦＥＴである場合の方がより顕著に得られ、半導体スイッチング素子がＳｉＣ ＭＯＳＦＥＴである場合にはさらに顕著な効果が得られる。

図８の波形を得た電力変換装置は、アーム短絡が発生した場合に流れるアーム短絡電流を検出すると、全ての半導体スイッチング素子をオフにして、電力変換装置の動作を停止させる保護機能を備えていた。しかし、図８の波形が得られた際は、電力変換装置の保護機能が正常に動作せず、全ての半導体スイッチング素子をオフにして、電力変換装置の動作を停止させることができなかった。

電力変換装置の保護機能が正常に動作せず、全ての半導体スイッチング素子をオフにして、電力変換装置の動作を停止させることができなかった理由は、図８（ａ）に示すアーム短絡時のドレイン−ソース間電圧の振動により発生するノイズにより、保護機能が正常に動作しなかったためと考えられる。そこで、図４に示した本発明の電力変換装置１００のように、基準電位接続点８と負電極接続点１０２との間のＵ相側の下アーム側半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路にインピーダンス素子１１を設け、基準電位接続点９と負電極接続点１０３との間のＷ相側の下アーム側半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路にインピーダンス素子２１を設けて、これらの閉回路のインダクタンスを増加させて、アーム短絡時のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制し、保護機能が正常に動作するようにした。

図４に示すように、複数の半導体スイッチング素子を並列に接続して並列駆動する場合には、各半導体スイッチング素子のばらつきによりアーム短絡が発生する確率も高まるので、本発明で説明したようにインピーダンス素子を設けて、アーム短絡時のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制することにより保護機能が正常に動作しなくなるのを抑制する効果は大きい。

また、図１に示した電力変換装置１の場合に説明したように、基準電位接続点８および９と下側半導体スイッチング素子のソース電極との間にインピーダンス素子１１および２１を設けることによって、フィルタリアクトル２、３に流れる電流の転流時に発生するゲート電極とソース電極との間の電圧上昇を抑制し、アーム短絡が発生する確率そのものを低減することができる。

次に、アーム短絡の発生時に半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧に振動が発生する原因について説明する。

図９は、比較例の電力変換装置においてアーム短絡時に駆動回路に流れる共振電流の様子を示す図である。また、図１０は、比較例の電力変換装置においてアーム短絡時に駆動回路に流れる他の共振電流の様子を示す図である。図９および図１０は、基準電位接続点８と負電極接続点１０２との間にインピーダンス素子を設けていない電力変換装置の一部を示す部分回路図である。

図９の経路３１５は、アーム短絡発生時に駆動回路に流れる共振電流の経路であり、図１０の経路３１６は、アーム短絡発生時に駆動回路に流れる共振電流の経路である。図９の経路３１５と図１０の経路３１６とは、一方向の矢印を有する閉回路として示しているが、アーム短絡発生時に駆動回路に流れる共振電流は、経路３１５および経路３１６の矢印の方向だけでなく、経路３１５および経路３１６の矢印とは逆の方向にも流れる。

例えば、下アーム側の半導体スイッチング素子がオンの状態である場合に、上アーム側の半導体スイッチング素子がオンしてアーム短絡が発生した場合について説明する。この場合、アーム短絡が発生する前の状態では、下アーム側の半導体スイッチング素子がオンの状態で、上アーム側の半導体スイッチング素子がオフの状態であるから、アーム回路に並列に接続された直流電源６の電圧は全てオフ状態である上アーム側の半導体スイッチング素子のドレイン電極とソース電極との間に印加されている。

ここで、ノイズなどの影響により上アーム側の半導体スイッチング素子がオンしてアーム短絡が発生すると、上アーム側の半導体スイッチング素子と下アーム側の半導体スイッチング素子とが、それぞれの自己インピーダンスで定まる分圧比で直流電源６の電圧を分圧する。このため、上アーム側の半導体スイッチング素子と下アーム側の半導体スイッチング素子との接続点であるアーム回路の中点の電圧が急激に変化するので、下アーム側半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の時間変化率であるｄＶ／ｄｔが急激に大きくなる。そして、この大きなｄＶ／ｄｔにより下アーム側半導体スイッチング素子のゲート電極とドレイン電極との間の寄生容量を充電するための電流が、ドレイン電極側からゲート電極側に流れる。そして、この電流をきっかけとして、図９に示す経路３１５および図１０に示す経路３１６に共振電流が流れる。この共振電流は、アーム短絡により発生したｄＶ／ｄｔの周波数成分が、共振電流の共振振周波数を多く含む場合に、より顕著に現れる。

図９の経路３１５および図１０の経路３１６に流れる共振電流は、前述のように経路３１５および経路３１６に示した矢印の方向と、矢印とは逆向きの方向とに流れる電流である。すなわち、経路３１５および経路３１６に流れる共振電流は、下アーム側半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量と、経路３１５および経路３１６のインダクタンスとからなる直列共振回路に流れる共振電流である。

この共振電流は、より具体的には図９の経路３１５に示すように、駆動電源である平滑コンデンサ１５の正極、正側駆動電源端子４３、下アーム側駆動回路３８を通って、下アーム側の各半導体スイッチング素子３４、３５、３６のそれぞれのゲート電極に分岐して各ソース電極を通って、低電圧側入力端子６４、６５、６６の接続点である負電極接続点１０２で合流し、負電極接続点１０２と基準電位接続点８との配線を通って、平滑コンデンサ１５の負極に戻る経路、およびその逆向きの経路に流れる。

さらに、この共振電流は、より具体的には図１０の経路３１６に示すように、駆動電源である平滑コンデンサ１５の負極に接続された基準電位接続点８、負側駆動電源端子４４、下アーム側駆動回路３８を通って、下アーム側の各半導体スイッチング素子３４、３５、３６のそれぞれのゲート電極に分岐して各ソース電極を通って、低電圧側入力端子６４、６５、６６の接続点である負電極接続点１０２で合流し、負電極接続点１０２と基準電位接続点８との配線を通って、基準電位接続点８に戻る経路、およびその逆向きの経路に流れる。

従って、図９および図１０のように３つの半導体スイッチング素子３４、３５、３６を並列に接続して構成した場合には、下アーム側半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量は、半導体スイッチング素子３４、３５、３６のそれぞれのゲート電極とソース電極との間の寄生容量の合成容量となる。また、経路３１５および経路３１６のインダクタンスは主として、パワーモジュール１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６の接続点である負電極接続点１０２と基準電位接続点８との間の配線のインダクタンスである。

本発明は、図９に示す経路３１５内あるいは図１０に示す経路３１６内に、経路３１５あるいは経路３１６のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有するインピーダンス素子を設けることで、アーム短絡時に発生する半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制したものである。従って、インピーダンス素子は、図４に示した負電極接続点１０２と基準電位接続点８との間、および負電極接続点１０３と基準電位接続点９との間の他に、平滑コンデンサ１５および２５の正極と正側駆動電源端子４３との間、下アーム側駆動回路３８と、各半導体スイッチング素子３４、３５、３６のゲート電極との間、低電圧側入力端子６４、６５、６６と負電極接続点１０２および１０３との間、および基準電位接続点８および９と負側駆動電源端子４４との間に設けてもアーム短絡時に発生する半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制する効果を得られる。

ただし、制御部７の基準電位と基準電位接続点８および９とは同電位に接続されるため、下アーム側の制御信号入力端子５４、５５、５６の基準電位は制御部７の基準電位と同じである。基準電位接続点８および９と負側駆動電源端子４４との間にインピーダンス素子を設けると、制御部７の基準電位と下アーム側駆動回路３８の基準電位とが同じでなくなるため、制御部７が出力する制御信号の電圧値が一定であっても、下アーム側駆動回路３８の基準電位に対しては制御信号の電圧値が変動することになるため、下アーム側駆動回路３８の動作が不安定になる場合がある。従って、インピーダンス素子は基準電位接続点８および９と負側駆動電源端子４４との間以外の場所に設ける方が好ましい。

図１１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置のアーム短絡時の上下アームのドレイン−ソース間電圧とアーム短絡電流およびソース電圧の波形を示す図である。図１１の波形を得た電力変換装置１００は、図４に示す構成の電力変換装置であり、図８の波形を得た電力変換装置とは、負電極接続点１０２と基準電位接続点８との間にインピーダンス素子１１を設け、負電極接続点１０３と基準電位接続点９との間にインピーダンス素子２１を設けた点が異なる。インピーダンス素子１１および２１には、インダクタンスが２８ｎＨの面実装型のインダクタであるフェアイトビーズインダクタを用いた。このインダクタの直流抵抗は１０ｍΩであり、３０ＭＨｚでのインピーダンスは５Ωであった。

図１１（ａ）の横軸は時間を示しており、縦軸は上アームのドレイン−ソース間電圧３１１および下アームのドレイン−ソース間電圧３１２の電圧の大きさと、上下アームを短絡して流れるアーム短絡電流３１３の大きさを示している。上アームのドレイン−ソース間電圧は、Ｕ相側アーム回路のパワーモジュール１０の高電圧側入力端子４０と、互いに短絡された出力端子６１、６２、６３との間の電圧を測定したものであり、下アームのドレイン−ソース間電圧は、Ｕ相側アーム回路のパワーモジュール１０の互いに短絡された出力端子６１、６２、６３と、負電極接続点１０２との間の電圧を測定したものである。図１１（ｂ）の横軸は時間を示しており、縦軸は基準電位接続点８を基準とした負電極接続点１０２の電圧であるソース電圧３１４を示したものである。

図１１（ａ）に示すように、時間Ｔ３からＴ４の間において、アーム短絡電流３１３が流れておりアーム短絡が発生しているのが確認できる。しかし、図８に示した場合と異なり、本発明の電力変換装置１００の場合は、図１１（ａ）に示す上アームのドレイン−ソース間電圧３１１および下アームのドレイン−ソース間電圧３１２にはほとんど振動が見られない。また、図１１（ｂ）に示すように、基準電位接続点８を基準にしたソース電圧３１４にもほとんど振動は見られない。つまり、本発明の電力変換装置１００では、インピーダンス素子１１を負電極接続点１０２と基準電位接続点８との間、およびインピーダンス素子２１を負電極接続点１０３と基準電位接続点９との間に設けることによって、アーム短絡時に発生する半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制できることが分かる。同様に、図９に示した経路３１５内あるいは図１０に示した経路３１６内に、インピーダンス素子を設けることによっても、アーム短絡時に発生する半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制できる。

図１１の波形を得た電力変換装置１００では、電力変換装置１００の保護機能が正常に動作し、図１１の波形を測定した後に全ての半導体スイッチング素子がオフとなり、電力変換装置１００が正常に動作を停止した。

次に、図４に示す電力変換装置１００において、本発明の効果が得られるインピーダンス素子１１および２１のインダクタンスの値についての検討結果について説明する。

図１２は、本発明の実施の形態１における電力変換装置のインピーダンス素子のインダクタンスの値と効果判定の結果を示す図である。以下においては、Ｕ相側について説明するが、Ｗ相側もＵ相側と同様である。図１２において、「インダクタＮｏ．」は、図４に示した電力変換装置１００のインピーダンス素子１１に用いたインダクタの識別番号である。なお、インダクタＮｏ．０は、インピーダンス素子１１を設けず、インピーダンス素子１１が設けられる配線パターンを配線パターンの断面積より大きい断面積を有する導線を用いて最短距離で短絡した状態であることを意味する。「インダクタンス［ｎＨ］」は、インダクタＮｏ．で表されたインダクタのインダクタンスである。

また、「共振周波数［ＭＨｚ］」は、半導体スイッチング素子３４、３５、３６をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスと、半導体スイッチング素子３４、３５、３６のゲート電極とソース電極との間の寄生容量の合成容量とからなる直列共振回路の共振周波数である。半導体スイッチング素子３４、３５、３６それぞれのゲート電極とソース電極との間の寄生容量は、１ｎＦであったので、３つの半導体スイッチング素子を並列に接続した合成容量は３ｎＦであった。また、半導体スイッチング素子をオンさせる駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスは、インピーダンス素子１１の接続部を最短距離で短絡したインダクタＮｏ．０の場合、１０ｎＨであった。従って、インダクタＮｏ．１〜４の場合の半導体スイッチング素子をオンさせる駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスは、図１２に示したインダクタＮｏ．１〜４のインダクタンスに１０ｎＨを加えた大きさである。

また、「周波数比（ｆｒ／ｆ０）」は、インダクタＮｏ．１〜４の場合のインピーダンス素子を含む半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスと半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量とから定まる共振周波数ｆｒと、インダクタＮｏ．０の場合のインピーダンス素子を除いた半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスと半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量とから定まる共振周波数ｆ０との比である。なお、インダクタＮｏ．０では、閉回路中にインピーダンス素子が含まれないため、インピーダンス素子を除いた状態、すなわちインピーダンス素子１１が設けられる配線パターンを配線パターンの断面積より大きい断面積を有する導線を用いて最短距離で短絡した状態の共振周波数をｆｒとした。従って、インダクタＮｏ．０では、ｆｒとｆ０とが共に２９ＭＨｚであるので、周波数比は１．０である。

また、「判定」は、電力変換装置１００にアーム短絡が発生した場合に、保護機能が正常に動作して、電力変換装置１００が正常に動作を停止したか否かで判定した結果である。電力変換装置１００が正常に動作を停止した場合は判定結果を「○」とし、保護機能が正常に動作せず電力変換装置１００が動作を停止しなかった場合は判定結果を「×」とした。

図１２に示すように、インダクタＮｏ．２〜４の場合は、直流電源６の電圧値が定格電圧の下限値および上限値でアーム短絡が発生した場合に、保護機能が正常に動作して電力変換装置１００が正常に動作を停止した。従って、判定結果は○である。一方、インダクタＮｏ．１の場合は、直流電源６の電圧値が定格電圧の下限値の場合には保護機能が正常に動作したが、直流電源６の電圧値が定格電圧の上限値の場合には保護機能が正常に動作せず電力変換装置１００が動作を停止しなかった。従って、判定結果は×である。なお、インダクタＮｏ．０のインピーダンス素子を設けていない場合には、直流電源６の電圧値が定格電圧の下限値および上限値のいずれの場合であっても保護機能が正常に動作せず電力変換装置１００が動作を停止しなかった。従って、インダクタＮｏ．０の場合も判定結果は×である。

図１２から分かるように、インピーダンス素子１１であるインダクタのインダクタンスが２８ｎＨ以上の場合に判定結果が○となっている。そして、インダクタＮｏ．２では周波数比が０．５、インダクタＮｏ．３では周波数比が０．３、インダクタＮｏ．４では周波数比が０．２となっている。つまり、図４において、インピーダンス素子１１を設けた場合の下アーム側半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路の共振周波数ｆｒが、インピーダンス素子１１の両端を短絡した場合の下アーム側半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路の共振周波数ｆ０の１／２以下になるように、インピーダンス素子１１のインダクタンスを設定するとよい。これにより、アーム短絡が発生した場合の半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制し、保護機能が正常に動作して電力変換装置１００の動作を正常に停止させることができる。

なお、インピーダンス素子１１を除いた場合の下アーム側半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスは、上述のようにインピーダンス素子１１を配線パターンの断面積より大きな断面積を有する導線を用いて最短距離で短絡し、インピーダンスアナライザ等により測定してもよく、例えば、図８に示したアーム短絡時のドレイン−ソース間電圧の振動の周波数から算出してもよい。上述のように図８のドレイン−ソース間電圧の振動の周波数は、下アーム側半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量と駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスとからなる共振回路の共振周波数であるから、下アーム側半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の寄生容量をインピーダンスアナライザ等で測定することによって、駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスを容易に算出することができる。

以上のように本発明の実施の形態１によれば、下アーム側の半導体スイッチング素子をオンさせる駆動電流が流れる閉回路内に、この閉回路のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有するインピーダンス素子を設けたので、アーム短絡が発生した場合の半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制することができる。この結果、アーム短絡が発生しても、電力変換装置に設けられた保護機能を正常に動作させて、電力変換装置の動作を正常に停止させることができる。

また、下アーム側の半導体スイッチング素子をオンさせる駆動電流が流れる閉回路内に、この閉回路のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有するインピーダンス素子を設けたので、電流転流時における半導体スイッチング素子のゲート電極とソース電極との間の電圧上昇を抑制し、アーム短絡が発生する確率を低減することができる。

さらに、下アーム側の半導体スイッチング素子をオンさせる駆動電流が流れる閉回路内に設けたインピーダンス素子のインダクタンスを、インピーダンス素子を設けた場合の閉回路の共振周波数が、インピーダンス素子の両端を短絡した場合の閉回路の共振周波数の１／２以下となるようにしたので、アーム短絡が発生した場合の半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動をより確実に抑制することができる。この結果、アーム短絡が発生しても、電力変換装置に設けられた保護機能をより確実に正常に動作させて、電力変換装置の動作を正常に停止させることができる。

また、アーム回路の上アームおよび下アームをそれぞれ複数の半導体スイッチング素子を並列に接続して構成し、複数の半導体スイッチング素子を並列駆動したので、電力変換装置の主回路電流を増大させることができる。さらに、下アームを構成する複数の半導体スイッチング素子の全部の負電極を接続した負電極接続点を設け、負電極接続点と基準電位接続点との間にインピーダンス素子を設けたので、複数の半導体スイッチング素子に流れる電流のばらつきを小さくすることができる。

さらに、半導体スイッチング素子を１つのパワーモジュールの内部に設け、インピーダンス素子をパワーモジュールの外部に設けたので、電力変換装置の配線パターンが変更となり駆動電流が流れる閉回路のインダクタンスが変化した場合であっても、インピーダンス素子を自在に取り換えて調整することができる。

実施の形態２．
図１３は、本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成を示す回路図である。図１３において、図４と同じ符号を付けたものは、同一または対応する構成を示しており、その説明を省略する。図１３に示す電力変換装置２００は、本発明の実施の形態１の図４に示した電力変換装置１００とは、半導体スイッチング素子に流れる電流の大きさを検出する電流検出器を備えており、電流検出器によりアーム短絡電流が検出された場合に、パワーモジュールが半導体スイッチング素子のスイッチングを停止する保護機能を備えた構成が相違している。

図１３に示すように電力変換装置２００は、Ｕ相側アーム回路とＷ相側アーム回路とがパワーモジュール２１０で構成されている。パワーモジュール２１０は、実施の形態１で説明したパワーモジュール１０と同様の構成をしているが、パワーモジュール１０とは異なり、下アーム側駆動回路３８に接続された電流検出入力端子５７を備えており、電流検出入力端子５７に入力された電圧の大きさに基づいて、各半導体スイッチングをオフする駆動電圧を出力し、各半導体スイッチング素子のスイッチングを停止する保護機能を備えている。

Ｕ相側のパワーモジュール２１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６は負電極接続点１０２に接続されて、負電極接続点１０２と直流電源６の負極に接続された負極接続点１０１との間に電流検出器であるシャント抵抗１８が接続されている。シャント抵抗１８は数ｍΩ程度の電気抵抗を有する抵抗器であり、シャント抵抗１８の両端に発生する電圧を増幅器１９で増幅してパワーモジュール２１０の電流検出入力端子５７に入力している。シャント抵抗１８と負極接続点１０１との接続点と、基準電位接続点８との間には、インピーダンス素子１１が設けられている。インピーダンス素子１１は、実施の形態１で説明したように、下アーム側半導体スイッチング素子をオンさせるための駆動電流が流れる閉回路内に設けられ、この閉回路のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有する。

同様に、Ｗ相側のパワーモジュール２１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６は負電極接続点１０３に接続されて、負電極接続点１０３と直流電源６の負極に接続された負極接続点１０１との間に電流検出器であるシャント抵抗２８が接続されている。シャント抵抗２８の両端に発生する電圧は増幅器２９で増幅されて、Ｗ相側のパワーモジュール２１０の電流検出入力端子５７に入力される。シャント抵抗２８と負極接続点１０１との接続点と、基準電位接続点９との間には、インピーダンス素子１１と同様のインピーダンス素子２１が設けられている。

パワーモジュール２１０の下アーム側駆動回路３８は、電流検出入力端子５７に入力された電圧値に応じて、下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６のそれぞれのゲート電極に印加する駆動電圧を制御する。電流検出入力端子５７に入力される電圧値が所定の閾値以下の場合には、下アーム側駆動回路３８は、制御信号入力端子５４、５５、５６に入力された制御信号に基づき、下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６のオンとオフとを制御する駆動電圧を出力する。一方、電流検出入力端子５７に入力される電圧値が所定の閾値よりも大きい場合には、下アーム側駆動回路３８は、制御信号入力端子５４、５５、５６に入力された制御信号に関わらず、下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６をオフにする駆動電圧、すなわち０Ｖ近辺の電圧を出力し、下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６のスイッチングを停止する。

なお、図１３ではインピーダンス素子１１の一端をシャント抵抗１８と負極接続点１０１との間に接続したが、負電極接続点１０２とシャント抵抗１８との間に接続してもよい。同様に、図１３ではインピーダンス素子２１の一端をシャント抵抗２８と負極接続点１０１との間に接続したが、負電極接続点１０３とシャント抵抗２８との間に接続してもよい。すなわち、図１３では、主回路電流と駆動回路電流とが流れる共通配線に電流検出器であるシャント抵抗を設けているが、主回路配線に電流検出器であるシャント抵抗を設けてもよい。

また、図１３では電流検出器としてシャント抵抗を用いた場合について示したが、カレントトランスなど他の構成の電流検出器を用いてもよい。増幅器１９および２９は、電流検出器の構成に関わらず、電流検出器に流れる電流の大きさに応じた電圧を出力し、パワーモジュール２１０の電流検出入力端子５７に出力する。

図１４は、本発明の実施の形態２における電力変換装置の配線パターンの一部を示す部分パターン図である。また、図１５は、本発明の実施の形態２における電力変換装置の他の配線パターンの一部を示す部分パターン図である。図１４および図１５の配線パターンは、図１３に示した電力変換装置２００のパワーモジュール２１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６と負側駆動電源端子４４との間およびその周辺の配線パターンを示したものである。

図１４において、破線Ｂ−Ｂは共通配線と主回路配線との境界であり、破線Ｂ−Ｂより紙面左側が主回路配線１０６、破線Ｂ−Ｂより紙面右側が主回路配線１０５である。また、破線１０７は共通配線と駆動回路配線との境界であり、破線１０７より紙面上側が共通配線１０６、破線１０７より紙面下側が駆動回路配線１０４である。パワーモジュール２１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６が平面状のパターンで形成された負電極接続点にはんだ付けなどにより接続され、負電極接続点が設けられる共通配線１０６にシャント抵抗１８の一端が接続されている。シャント抵抗１８の他端には主回路電流が流れる主回路配線１０５と、駆動電流が流れる駆動回路配線１０４とが接続されている。

駆動回路配線１０４は、平面状のパターンで形成された基準電位接続点８に接続されており、駆動回路配線１０４内にインピーダンス素子１１が設けられている。基準電位接続点８には、駆動電源である平滑コンデンサ１５の負極端子１５ｎがはんだ付けなどにより接続され、負極端子１５ｎに近接してパワーモジュール２１０の負側駆動電源端子４４がはんだ付けなどにより接続されている。また、基準電位接続点８には、制御電源１４の負極端子１４ｎがはんだ付けなどにより接続されている。

図１４に示すように、３つの下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６を並列に接続して並列駆動させるパワーモジュール２１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６を平面状の負電極接続点に接続して共通のシャント抵抗１８を設けることにより、各半導体スイッチング素子に接続された配線やシャント抵抗１８によるインピーダンスを各半導体スイッチング素子で共通にすることができる。これにより、各半導体スイッチング素子に流れる電流のばらつきを小さくすることができ、半導体スイッチング素子を並列駆動するアーム回路全体として主回路電流の上限値を増大することができる。

図１５において、破線Ｂ−Ｂは共通配線と主回路配線との境界であり、破線Ｂ−Ｂより紙面左側が共通配線、紙面右側が主回路配線である。また、破線１０７ａ、破線１０７ｂ、破線１０７ｃはそれぞれ共通配線と駆動回路配線との境界であり、破線１０７ａ、破線１０７ｂ、破線１０７ｃより紙面上側がそれぞれ共通配線、紙面下側がそれぞれ駆動回路配線である。図１５に示す配線パターンは、パワーモジュール２１０の低電圧側入力端子６４、６５、６６を個別の共通配線１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃにはんだ付けなどにより接続して、共通配線１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃのそれぞれにシャント抵抗１８ａ、１８ｂ、１８ｃを設けたものである。シャント抵抗１８ａには主回路配線１０５ａと駆動回路配線１０４ａとが接続され、シャント抵抗１８ｂには主回路配線１０５ｂと駆動回路配線１０４ｂとが接続され、シャント抵抗１８ｃには主回路配線１０５ｃと駆動回路配線１０４ｃとが接続される。そして、主回路配線１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃは１つの主回路配線１０５に接続される。

駆動回路配線１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃにはそれぞれインピーダンス素子１１ａ、１１ｂ、１１ｃが設けられ、駆動回路配線１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃは１つの駆動回路配線１０４に接続されて、平面状のパターンで形成された基準電位接続点８に接続される。そして、基準電位接続点８には、駆動電源である平滑コンデンサ１５の負極端子１５ｎ、パワーモジュール２１０の負側駆動電源端子４４および制御電源１４の負極端子１４ｎがはんだ付けなどにより接続される。

図１５に示すように、３つの下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６のソース電極が接続された低電圧側入力端子６４、６５、６６をそれぞれ別個の共通配線１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃに接続して、それぞれ別個のシャント抵抗１８ａ、１８ｂ、１８ｃを設けることで、各半導体スイッチング素子に流れる電流を個別に検出することが可能になる。しかし、３つの下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６を並列駆動する場合には、図１５のような配線パターンにすると、各半導体スイッチング素子に接続された配線のインピーダンスにばらつきが生じるため、各半導体スイッチング素子を流れる電流にばらつきが生じ、アーム回路全体として主回路電流の上限値が、図１４に示した配線パターンより低下する場合がある。

従って、本発明の実施の形態２の電力変換装置２００の配線パターンとしては、図１５に示すように構成してもよいが、図１４に示すように構成する方がより好ましい。

次に、電力変換装置２００の動作について説明する。

以下、Ｕ相側について動作を説明するが、Ｗ相側においてもＵ相側と同様である。図１２に示す電力変換装置２００において、Ｕ相側アーム回路でアーム短絡が発生すると、シャント抵抗１８にアーム短絡電流が流れ、シャント抵抗１８の両端にはアーム短絡電流の大きさに比例した電圧が発生する。増幅器１９は、シャント抵抗１８の両端の電圧を増幅して、パワーモジュール２１０の電流検出入力端子５７に出力する。

アーム短絡電流は、通常動作における主回路電流より大きいので、シャント抵抗１８にアーム短絡電流が流れると、電流検出入力端子５７には閾値電圧より大きい電圧が入力される。下アーム側駆動回路３８は、電流検出入力端子５７に閾値電圧より大きい電圧が入力されると、半導体スイッチング素子３４、３５、３６をオフにする駆動電圧を各半導体スイッチング素子のゲート電極に出力する。この結果、下アーム側半導体スイッチング素子３４、３５、３６がオフになりアーム短絡が解消される。

なお、パワーモジュール２１０は、電流検出入力端子５７に入力された電圧値に基づいて、半導体スイッチング素子をオフにする駆動電圧を下アーム側駆動回路３８と共に上アーム側駆動回路３７からも出力してよい。

このように、パワーモジュール２１０が電流検出入力端子５７を備え、電流検出入力端子５７に入力された電圧値に基づいて半導体スイッチング素子をオフにする保護機能を有している場合、ノイズによる誤動作を少なくして保護をより確実に行うことができる。しかしながら、実施の形態１で説明したように、アーム短絡発生時に半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧に振動が発生すると、このドレイン−ソース間電圧の振動によりノイズが発生し、パワーモジュール２１０の保護機能が正常に動作しない場合がある。特に、シャント抵抗などの電流検出器に流れる電流の大きさに応じて発生する電圧は小さいのでノイズの影響を受けやすい。

図１３に示すように、本発明の実施の形態２の電力変換装置２００は、半導体スイッチング素子のソース電極に接続された配線と基準電位接続点８および９との間に、インピーダンス素子１１および２１を設けているので、実施の形態１で説明したようにアーム短絡が発生した場合の半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制することができる。この結果、半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動により発生するノイズが抑制されて、パワーモジュール２１０の保護機能が正常に動作しなくなることが抑制され、アーム短絡が発生しても電力変換装置２００の動作を正常に停止することができる。

また、実施の形態１で説明したように、インピーダンス素子１１および２１を設けることによって、電流転流時のゲート電極とソース電極との間の電圧上昇を低減することができるので、アーム短絡そのものが発生する確率を低減することができる。

以上のように、本発明の実施の形態２によれば、下アーム側の半導体スイッチング素子をオンさせる駆動電流が流れる閉回路内に、この閉回路のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有するインピーダンス素子を設け、下アーム側の半導体スイッチング素子の負電極と直流電源６の負極に接続された負極接続点１０１との間に電流検出器を設け、電流検出器の検出結果に基づいて半導体スイッチング素子の駆動電圧を制御する構成としたので、アーム短絡が発生した場合の半導体スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧の振動を抑制しノイズを抑制することができ、電流検出器がアーム短絡を検出した場合に保護機能を正常に動作させて、電力変換装置の動作を正常に停止させることができる。

なお、上記実施の形態１および２では、電力変換装置が、上アームと下アームとにそれぞれ半導体スイッチング素子を設けたアーム回路を２組備えたフルブリッジ回路で構成されたＤＣ／ＡＣインバータである場合について説明したが、電力変換装置は、アーム回路を１組備えたハーフブリッジ回路で構成されたＤＣ／ＡＣインバータであってもよい。また、電力変換装置は、アーム回路が３組設けられて３相交流電圧を出力する３相インバータであってもよい。また、電力変換装置は、アーム回路を用いて同期整流を行う昇圧コンバータあるいは降圧コンバータなどのＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。さらに、電力変換装置は、下アームのみ半導体スイッチング素子を備え、上アームをダイオードで構成したＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。

１、１００、２００ 電力変換装置
８、９ 基準電位接続点
１０、２１０ パワーモジュール
１１、２１ インピーダンス素子
１４、２４ 制御電源
１５、２５ 平滑コンデンサ
３１、３２、３３、１３１、２３１ 半導体スイッチング素子
３４、３５、３６、１３４、２３４ 半導体スイッチング素子
３８、１３８、２３８ 下アーム側駆動回路
４３ 正側駆動電源端子
４４ 負側駆動電源端子
１０１ 負極接続点
１０２、１０３ 負電極接続点
１０４、１０４ａ、１０４ｂ、１０４ｃ 駆動回路配線
１０５、１０５ａ、１０５ｂ、１０５ｃ 主回路配線
１０６、１０６ａ、１０６ｂ、１０６ｃ 共通配線

Claims (13)

1. 正電極、負電極、および前記負電極を基準として駆動電圧が印加される制御電極を有する第１の半導体スイッチング素子と、
   正極と負極とを有し、前記第１の半導体スイッチング素子を導通させる駆動電流を前記制御電極に供給する駆動電源と、
   前記駆動電源の正極、前記駆動電源の負極、前記第１の半導体スイッチング素子の負電極、および前記第１の半導体スイッチング素子の制御電極に接続され、前記第１の半導体スイッチング素子の制御電極に前記駆動電圧を出力する駆動回路と、
   前記駆動電流が流れ、前記駆動電源の正極、前記第１の半導体スイッチング素子の制御電極、前記第１の半導体スイッチング素子の負電極、および前記駆動電源の負極を含む閉回路内に設けられ、前記閉回路のインダクタンスを増加させるインダクタンスを有するインピーダンス素子と、
   を備えた電力変換装置。
2. 前記駆動回路は、前記駆動電源の負極と前記第１の半導体スイッチング素子の負電極とが接続された基準電位接続点に接続され、
   前記インピーダンス素子は、前記第１の半導体スイッチング素子の負電極と前記基準電位接続点との間に設けられた請求項１に記載の電力変換装置。
3. 主回路電流を供給する直流電源の負極に接続された負極接続点と、
   前記第１の半導体スイッチング素子の負電極に接続され、前記主回路電流と前記駆動電流とが流れる共通配線と、
   前記共通配線と前記負極接続点とを接続し、前記主回路電流が流れる主回路配線と、
   前記共通配線と前記基準電接続点とを接続し、前記駆動電流が流れる駆動回路配線と、
   を備え、
   前記インピーダンス素子は、前記駆動回路配線内に設けられた請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記駆動回路は、前記第１の半導体スイッチング素子の制御電極に接続されたゲート抵抗を有し、
   前記インピーダンス素子は、前記ゲート抵抗とは別に設けられた請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記第１の半導体スイッチング素子は、それぞれが前記正電極、前記負電極、および前記制御電極を有する複数の第１の半導体スイッチング素子を並列に接続して構成された請求項１から４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 複数の前記第１の半導体スイッチング素子は、同時に導通する期間を有する請求項５に記載の電力変換装置。
7. 複数の前記第１の半導体スイッチング素子の全部の負電極が接続された負電極接続点を備え、
   前記インピーダンス素子は、前記負電極接続点と前記基準電位接続点との間に接続された請求項５または６に記載の電力変換装置。
8. 前記第１の半導体スイッチング素子の正電極に直列に接続された第２の半導体スイッチング素子をさらに備えた請求項１から７のいずれか１に記載の電力変換装置。
9. 前記第２の半導体スイッチング素子は、複数の前記第２の半導体スイッチング素子を並列に接続して構成された請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記第１の半導体スイッチング素子の負電極に接続された電流検出器を備え、
    前記駆動回路は、前記電流検出器の検出結果に基づいて前記駆動電圧の出力を制御する請求項１から９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記第１の半導体スイッチング素子は、１つのパワーモジュールの内部に設けられ、
    前記インピーダンス素子は、前記パワーモジュールの外部に設けられた請求項１から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記第１の半導体スイッチング素子は、前記制御電極と前記負電極との間に寄生容量を有し、
    前記インピーダンス素子は、前記インピーダンス素子を含む前記閉回路のインダクタンスと前記寄生容量とから定まる共振周波数が、前記インピーダンス素子を除いた前記閉回路のインダクタンスと前記寄生容量とから定まる共振周波数の１／２以下となるインダクタンスを有する請求項１から１１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記第１の半導体スイッチング素子は、炭化ケイ素半導体材料で形成されたＭＯＳＦＥＴである請求項１から１２のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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