JP2019530397A - スイッチモードにおける半導体スイッチの制御 - Google Patents

Abstract

半導体スイッチをスイッチモードで制御する。本発明は、半導体スイッチをスイッチモードで制御する方法であって、半導体スイッチ（１０）の制御電極（１４）におけるスイッチング電位に応じて半導体スイッチ（１０）のスイッチパス（１２）がスイッチＯＮ状態またはスイッチＯＦＦ状態となるように、スイッチング電位によってスイッチパス（１２）を制御する方法に関する。スイッチパス（１２）のスイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態へのスイッチングプロセスにおいて、スイッチパス（１２）におけるスイッチパス電圧が測定され、スイッチパス電圧が最大電圧に達すると、スイッチパス電圧を最大電圧に制限するために、スイッチパス（１２）を導電状態にする制限電位を制御電極（１４）に印加する。スイッチパス（１２）の温度が、スイッチパス（１２）と熱的に接続された温度センサ（９６）により測定され、最大電圧が測定された温度に応じて決定される。

Description

本発明は、半導体スイッチをスイッチモードで制御する方法及び回路に関する。

半導体スイッチの制御電極におけるスイッチング電位に応じて半導体スイッチのスイッチパスがスイッチＯＮ状態またはスイッチＯＦＦ状態となるように、スイッチパスがスイッチング電位によって制御され、スイッチパスのスイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態へのスイッチングプロセスにおいて、スイッチパスにおけるスイッチパス電圧が測定され、スイッチパス電圧が最大電圧に達すると、スイッチパス電圧を最大電圧に制限するために、スイッチパスを導電状態にする制限電位を制御電極に印加する。
半導体スイッチは、制御電極を介して制御可能であり、半導体スイッチの制御電極におけるスイッチング電位に応じてスイッチＯＮ状態またはスイッチＯＦＦ状態となるスイッチパスを備え、制御電極にスイッチング電位を印加するために、駆動ユニットが制御電極に接続可能であり、スイッチパス電圧を測定するためにスイッチパスに接続可能な電圧センサが設けられ、駆動ユニットは、少なくともスイッチパスのスイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態へのスイッチングプロセスにおいて、スイッチパス電圧が最大電圧に達すると、制御電極に制限電位を印加してスイッチパスを導電状態にすることにより、スイッチパス電圧を最大電圧に制限する。
さらに、本発明は、第１の電気端子と第２の電気端子と、少なくとも１つの半導体スイッチと、少なくとも１つの半導体スイッチの制御電極に接続された制御回路とを備え、第１の電気端子と第２の電気端子を電力的に接続するために半導体スイッチを制御するように構成されたクロックドエネルギコンバータに関する。

クロックドエネルギコンバータ、半導体スイッチ、および半導体スイッチの制御方法は、従来技術において原理的に周知であるため、この点に関して個別に文献を提示することは不要である。半導体スイッチは、クロックドエネルギコンバータが電気エネルギを所望の形態に変換することができるように多用されている。この用途では、半導体スイッチは一般的にスイッチモードで動作する。半導体スイッチを有する回路の信頼性に対して、ひいてはこのような半導体スイッチを有するクロックドエネルギコンバータの信頼性に対しても、悪影響を及ぼすという特有の問題が、半導体スイッチのスイッチモードにより引き起こされる。

たとえば、半導体スイッチに還流パスがない場合のスイッチＯＦＦプロセスにおいて、寄生インダクタンスおよび／または個別インダクタンスにより、半導体スイッチのスイッチパスに高電圧、特に短時間の高電圧ピークが発生することがあり得る。スイッチパスにかかるスイッチパス電圧は、半導体スイッチの損傷や破壊を引き起こすレベルに達することがあり得る。このような半導体スイッチの損傷により、半導体スイッチ全体の劣化が促進されることがあり得る。

そこで、たとえば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のように、半導体スイッチにおけるアクティブクランプが一般的に行われている。ＩＧＢＴは、制御パス端子としてエミッタ端子とコレクタ端子を有する制御パスであって、制御電極（この場合はゲート）により導電性を制御可能な制御パスを備えている。ゲートにスイッチング電位が印加されると、ＩＧＢＴはスイッチモードで動作する。この制御パスは、本質的に電気機械スイッチのように動作し、それゆえ以下においてスイッチパスとも呼称される。スイッチパス電圧（ＩＧＢＴではコレクタ‐エミッタ電圧）が、電子回路により制御電極（ＩＧＢＴではゲート）にフィードバックされる。これによりスイッチパスの不完全導電性を得ることができ、スイッチパス電圧の電圧勾配が低減され、スイッチＯＦＦプロセスにおける電圧ピークの低減を達成することができる。このような問題は、ＩＧＢＴに限るものではなく、一般的なトランジスタのスイッチング動作において起こり得るものである。すなわち、バイポーラトランジスタ、電界効果トランジスタ（特に金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ））などにおいても起こり得る。

半導体スイッチのスイッチパスにかかる過電圧は、アクティブクランプにより固定された最大値に制限することができる。この方法のメリットは、概してスイッチＯＦＦ速度を低くすることになる、スイッチＯＦＦ速度の最大値をかかり得る最大過電圧に対応して設定する必要がなく、単にスイッチパスに発生する過電圧に都度対応して固定設定値すなわち固定既定値に制限することができる。これにより、スイッチＯＦＦ速度は比較的高く維持され、全体として半導体スイッチのスイッチ損失を低減することができる。

従来技術のこのような方法は上記内容において有効であるものの、さらなる改善が望まれている。たとえば、スイッチパスの電気強度は、はっきりと半導体スイッチの温度（ここでは特にチップの温度）の関数となることが分かっている。概して、アクティブクランプの設計によれば、スイッチパスに基づいて電気強度が最小になる。これによれば、半導体スイッチの温度に基づいた対応が全く必要でない場合であってもアクティブクランプがアクティブになっていることになる。これにより、半導体スイッチとその半導体スイッチを備えたクロックドエネルギコンバータの仕様は、不必要に制限されている。

本発明の目的は、スイッチモードにおける半導体スイッチの制御方法およびそのための制御回路とクロックドエネルギコンバータを改善することである。

解決策として、本発明は、独立請求項に示す方法、制御回路、およびクロックドエネルギコンバータを提案する。

付加的に有利な形態は、従属請求項の特徴を採用することで得られる。

本発明は、スイッチパスや半導体スイッチを損傷せずにスイッチパスに印加される最大許容スイッチパス電圧ははっきりと温度の関数となっているという知見に基づいている。低温、特に氷点より低い温度における最大許容スイッチパス電圧は、氷点より高い温度と比べて非常に低くなることが分かっている。このような温度に対する依存性は、当然ながらスイッチパスの温度、たとえば半導体スイッチのチップの温度に関連している。温度に基づくスイッチパスの遮断性への影響は、当然ながら氷点付近には限定されず、氷点より高い温度でも氷点より低い温度でも著しい。しかし、実務的には、特に自動車用のクロックドエネルギコンバータに関しては、氷点が特に注目される。原理的には、当然ながら他の周辺環境も、たとえば、空間距離や沿面距離など設計に基づく制約の要因となり得る。たとえば、より大きな空間距離や沿面距離が半導体スイッチに実現されれば、迅速なスイッチングに関する他の改善も得られる。しかし、適切に設定しようとすればより大きな構成が必要となり、半導体スイッチの寸法が大きくなってしまう。

本発明は、このような知見を活用し、スイッチパスの温度を測定し、測定した温度の関数として本発明の方法に適切な最大電圧を決定する。

結果として、本発明が特に提案する包括的な方法によれば、スイッチパスに熱的に接続された温度センサのよりスイッチパスの温度が測定され、測定された温度の関数として最大電圧が決定される。

本発明が特に提案する包括的な制御回路によれば、駆動ユニットは、スイッチパスの温度を測定するために熱的にスイッチパスに接続された温度センサを有し、測定された温度の関数として最大電圧を決定するように構成されている。

本発明が特に提案する包括的なクロックドエネルギコンバータによれば、本発明による制御回路を備えている。

このように、本発明によれば、これまで通常は柔軟性に欠けるアクティブクランプを、最大許容スイッチパス電圧を超えるスイッチパス電圧からスイッチパスを保護するために必要なときのみアクティブクランプによる対応が行われるように、スイッチパスの測定温度の関数として調整することが可能となる。このように、本発明によれば、アクティブクランプは絶対的に必要な場合のみに限定される。結果として、アクティブクランプによるデメリット（特に半導体スイッチの効率と出力損失）が低減される。

半導体スイッチは、好ましくは電子部品であり、特に、たとえばバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、電界効果トランジスタ（接合ゲート電界効果トランジスタも含む）などのトランジスタである。

トランジスタは、半導体スイッチ内に形成された２つの電極の間に制御可能なパスをスイッチパスとして有している。バイポーラトランジスタでは、これらの電極はコレクタ端子とエミッタ端子である。電界効果トランジスタでは、これらの電極はドレイン端子とソース端子である。スイッチパスとその導電性は、制御電極における電荷によって調整される。制御電極は、バイポーラトランジスタではベース端子であり、電界効果トランジスタではゲート端子である。

スイッチモードにおいて、制御電極に対応したスイッチング電位が電荷として使用され、半導体スイッチまたはそのスイッチパスの特定のスイッチ状態にそれぞれ割り当てられる。第１スイッチング電位はスイッチパスのスイッチＯＮ状態に割り当てられ、第２スイッチング電位はスイッチパスのスイッチＯＦＦ状態に割り当てられている。スイッチパスのスイッチＯＮ状態では、スイッチパスの電気抵抗は非常に低く、スイッチパスに適した高電流が存在していても、実質的に電圧がゼロか、またはいずれにせよ残余電圧がスイッチパスに放出されている。これに対してスイッチＯＦＦ状態では、電気抵抗が非常に高く、スイッチパスに高いスイッチパス電圧が存在していても本質的に電流は流れない。いずれにしても、なんらかの残余電流や漏れ電流は発生する。

半導体スイッチのスイッチモードでは、本質的にスイッチパスのスイッチＯＮ状態とスイッチＯＦＦ状態のみが想定されている。中間状態は、スイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態、またはスイッチＯＦＦ状態からスイッチＯＮ状態への移行時のみに発生する。これにより、制御電極の電荷の関数として本質的に継続的にトランジスタの制御パスの導電性を調整することができるリニアモードと区別される。一般的に、これは、スイッチモードでは発生しない。

特にスイッチパスのスイッチ状態がスイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態に変化するときは、半導体スイッチが協働する他のスイッチング要素、たとえばインダクタンスや寄生インダクタンスなどにより、スイッチＯＦＦ速度に基づいてスイッチパスに過渡的な過電圧が発生する。アクティブクランプにより、半導体スイッチは、過電圧の期間においてリニアモードで、すなわち、スイッチパス電圧を最大電圧に制限するために、厳密なスイッチモードからずれて動作することができる。制限電位は、このために機能する。制御電極に作用する制限電位により、スイッチパスは不完全導電状態となり、スイッチパス電圧が本質的に維持されれば、スイッチパス電圧が最大電圧に制限されるように電流が流れて、エネルギが放散される。ここで、スイッチパス電圧が測定され、アクティブクランプを制御するために使用されてもよい。このように、スイッチパス電圧が最大電圧を超えないように、制御電極の電荷によって制御パスを制御することができる。

原理的に、温度センサは、スイッチパスの温度を測定するように熱的にスイッチパスに接続された適切な温度センサであればよい。そこで、温度センサは、同時にスイッチパスも備えた半導体チップと一体的に構成されてもよい。また、たとえば、半導体スイッチ、特に半導体スイッチの冷却面の領域に接触するように、特に冷却面に接触するように、別体で温度センサを配置してもよい。さらに、半導体スイッチの適切な動作中に放出された熱エネルギを取り除くことができるように、温度センサをスイッチパスの熱的に接続されたヒートシンクに配置してもよい。原理的には、温度センサは、温度の関数として電気抵抗が変化する電気抵抗体であってよい。

測定された温度の関数として温度センサにより生成された温度センサのセンサ信号は、温度センサが接続された制御ユニットにより評価される。そして、温度センサからの信号に基づいて、スイッチパスが直接信号に対応していなければ、制御ユニットがスイッチパスの温度を決定する。そして、決定された温度も考慮してアクティブクランプの機能のための最大電圧が決定される。アクティブクランプの機能に関してこの決定された最大電圧を考慮して、最大電圧よりも高い電圧からスイッチパスを保護するために必要な限りにおいて、半導体スイッチの正常動作時にアクティブクランプが機能する。また、最大電圧を再決定または更新するために、継続的に、または特定時点で繰り返し温度センサにより温度を測定してもよい。このように、半導体スイッチの正常動作時においても、アクティブクランプの機能を調整することができる。

最大電圧の決定において、測定温度に拘わらず、制御ユニットは、全温度領域に亘って適切な動作を確保できる所定の最大電圧から始めてもよい。このとき、所定の最大電圧は最小値であり、その値を維持することで、スイッチパスの温度に拘わらず過電圧の影響からスイッチパスの保護する。

所定の最大電圧から始めると、駆動ユニットは、その後、測定温度を考慮して対応する加算を実行して最大電圧を決定する。スイッチパスの温度が明らかに氷点より高い場合には、たとえば対応する因子が提供され、所定の最大電圧からアクティブクランプを実行する最大電圧を決定することができる。当然ながら、他の決定方法が採用されてもよい。たとえば、測定温度と最大電圧などの対応する値が保存されているテーブルを参照して最大電圧を決定してもよい。

本発明の有利な改良の１つは、スイッチパスが制限電位によりスイッチモード以外で動作することである。このモードは好ましくはリニアモードである。これにより、スイッチパス電圧が最大電圧に制限されるように電流の流れを許容するリニアモードが同時に提供されて、スイッチパスに最大電圧を印加することができる。したがって、これに相応しい制限電位が制御電極に印加される。

制限電位は、スイッチパスの基準電極のために決定された電位であってよい。たとえば、バイポーラトランジスタではエミッタ端子であり、電界効果トランジスタではソース端子である。したがって、所望の電位を制限電位として制御電極に提供できるように、電圧が半導体スイッチの基準電極に対向する制御電極に印加される。

改良の１つは、最大電圧に到達したスイッチパス電圧の関数として、少なくともスイッチパスのスイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態へのスイッチングプロセスにおいて、スイッチング電位のスイッチングエッジが調整されることである。アクティブクランプの機能はこのようにさらに改良されてもよい。すなわち、スイッチングエッジに作用するスイッチング電位により。スイッチＯＮ状態とスイッチＯＦＦ状態の間の過渡状態が、アクティブクランプの好ましい機能を実現またはサポートするために使用されてもよい。

温度センサは、好ましくは少なくとも２つの直列の電気抵抗を備えている。少なくとも１つの抵抗の電気抵抗の値は、温度の関数として変化してもよい。このようにして、スイッチパスの温度を簡単に測定することができる。抵抗値が温度の関数として変化する電気抵抗としては、たとえば、正温度係数（ＰＴＣ）抵抗が挙げられる。温度センサは、同時にスイッチパス電圧を測定する電圧センサとして使用されてもよい。

抵抗値が温度の関数として変化する抵抗を負温度係数（ＮＴＣ）抵抗とすると、特に有利である。ＮＴＣ抵抗は、温度を測定するための好ましい特性カーブを有するため、温度測定に特に適している。さらに、ＮＴＣ抵抗は、生産するコスト効率が特によく、半導体スイッチのハウジングに簡単に組付けることができる。ＰＴＣ抵抗の代わりにＮＴＣ抵抗が使用される場合には、温度測定機能を実現するためにスイッチ構造の調整がなされることは、当業者には明らかである。この種の方策についてここで詳細に説明すべきではない。代わりに、関連する文献を以下のとおり引用する。たとえば、“Kleine Elektronik-Formelsammlung fur Radio- Fernsehpraktiker und Elektroniker” [Small Electronics Formulary for Radio/Television Practitioners and Electronics Engineers] by Georg Rose, Franzis-Verlag Munich, 1977 など。

本発明の改良の１つは、駆動ユニットが、温度センサが接続された比較回路を備えていることである。比較回路は、温度センサからの測定信号の値を評価するように構成され、所定の比較値と比較し、測定信号値が比較値より大きい場合には、駆動ユニットに比較信号を送信する。好ましくは、比較回路は、比較器モードで動作する演算増幅器を備えている。比較器が比較閾値の精度を容易に調整できるフィードバック要素を有していると、特に有利である。たとえば、比較値は、できる限り一定な電圧を供給する電圧源により提供される。比較値は、好ましくは温度の関数ではない。このように、比較回路において温度の影響は極力避けられている。このように比較回路の確実な動作が確保され、たとえば最大電圧を超えるようなアクティブクランプの不適切な動作などをほとんど避けることができる。比較回路は、駆動ユニットにより制御電極に制限電位を印加するように使用される比較信号を供給する。この目的のために、駆動ユニットは適切な適応回路を有している。

駆動ユニットが、スイッチＯＦＦ状態のスイッチング電位に比較信号をオーバーレイするように制限電位を供給するように構成されていると、特に有利である。このように、アクティブクランプの機能が簡単に駆動ユニットに一体化されるように、別の機能ユニットが駆動ユニットに設けられてもよい。スイッチング電位と制限電位が、加算器や減算器のような組合せ回路によりオーバーレイされることで、上記オーバーレイは実現される。

さらに、駆動ユニットがダイオードと電気抵抗からなる直列接続を有することが好ましい。ここで、この直列接続は、一方のコネクタが制御電極に接続され、他方のコネクタが比較回路に接続される。このように、比較回路は、スイッチング電位を供給する駆動ユニットの回路部から切り離される。直列接続の機能は、ダイオードと抵抗が直列に配置されるシーケンスに基づくものではない。それどころか、ダイオードの極性のみが切り離し機能に関係する。

本発明の方法および本発明の制御回路として説明されたメリット、特徴、および効果については、当然ながらクロックドエネルギコンバータにも当てはまる。さらに、本発明の方法として説明されたメリットや特徴は本発明の制御回路にも当てはまり、その逆もまた同様である。

付加的なメリットや特徴は、添付図面を参照した例示的な形態の以下の説明により明らかになる。図中において、同一の参照符号は統一の構成や機能を示している。

アクティブクランプについて２つのグラフで説明する概要図である。 ＩＧＢＴのアクティブクランプのための駆動回路と制御回路を有する第１制御回路の概要回路図であり、アクティブクランプはツェナーダイオードの使用により発生している。 駆動回路のための他の制御回路の概要回路図であり、図２のようにアクティブクランプ機能を有している。 ＩＧＢＴにおけるスイッチＯＦＦプロセスの概要図であり、ＩＧＢＴのチップ温度は氷点より低い。 図４と同様の概要図であるが、チップ温度は氷点を超えている。 ＮＴＣ抵抗の典型的な特性カーブをグラフで示した概要図である。 ＩＧＢＴに接続された本発明の制御回路の概要回路図であり、アクティブクランプ機能は、温度の関数として、ＩＧＢＴのスイッチパスの最大電圧を使用する。

図１は、アクティブクランプ付きのＩＧＢＴ１０のスイッチング挙動を示す概要図である。図１のグラフにおけるＸ軸６０は時間軸を示し、図１のグラフにおけるＹ軸６２は、ＩＧＢＴ１０のスイッチパス１２を流れる電流とＩＧＢＴ１０のスイッチパス１２のスイッチパス電圧とを示す。電流はグラフ７０で示され、対応する電圧はグラフ６４で示される。さらに、図１において符号６６で特定される直線は、アクティブクランプ機能の最大電圧を示している。図１において符号６８で特定される直線は、ＩＧＢＴ１０への供給電圧を示し、この場合の供給電圧は、直流電圧中間回路の中間回路電圧である（詳細は不図示）。

図１から分かるように、時刻ｔ１において、ＩＧＢＴ１０およびそのスイッチパス１２はスイッチＯＮ状態となっている。時刻ｔ１において、スイッチパス１２は適切なスイッチング電位によりスイッチＯＦＦされる。結果として、グラフ６４から分かるように、スイッチパス電圧は、時刻ｔ１から上昇を開始する。

図１のグラフ７０は、時間遅れを伴ってスイッチパス１２を流れる電流が低下することを示している。時刻ｔ２において、ＩＧＢＴ１０のスイッチパス１２はスイッチＯＦＦ状態である。グラフ７０により、電流は図示できないほど小さくなっていることが分かる。結果として、グラフ６４のスイッチパス電圧は、直線６８に対応する供給電圧に近づく。

図１の中央付近において、スイッチパス電圧が最大電圧６６に制限されていることが分かる。スイッチング仕様によっては、この点においてスイッチパス電圧は最大電圧６６を超えてしまう。しかし、アクティブクランプによって、スイッチパス電圧は最大電圧６６に制限されている。

図２および図３の概略回路図は、ＩＧＢＴ１０のスイッチパス１２における過渡的な過電圧を検出する典型的な回路の例を示し、適切に具現化された駆動ユニット２０にはフィードバック要素が含まれている。

図２は、ＩＧＢＴ１０のゲート１４の制御信号のためのパワーアンプ（詳細は不図示）を公知の態様で提供する駆動ユニット２０を備えた第１の実施形態を示している。ここで、パワーアンプの出力は、抵抗ダイオード網を介してＩＧＢＴ１０のゲート１４に接続されている。さらに、ツェナーダイオード７２、電気抵抗７４、およびダイオード７６の直列接続が、ＩＧＢＴ１０のコレクタ５２とＩＧＢＴ１０のゲート１４の間に接続されている。ツェナーダイオード７２は、ツェナー電圧に関して最大電圧６６を規定するように設計されている。

ゲート１４とエミッタ５０の間からゲート制御電圧が除かれると、スイッチパス電圧がＩＧＢＴ１０のコレクタ５２とエミッタ５０の間のツェナー電圧に達するや否や、ＩＧＢＴ１０のスイッチパス１２が再び導電状態になり、ツェナーダイオードはゲート１４が追加的な電荷で充電されるように導電状態となる。このようにして、図１に示すアクティブクランプ効果が得られる。

図３は、アクティブクランプ機能を具現化する他の形態を示し、比較器８０が設けられ、スイッチング電圧８４が印加されている。出力側において、比較器８０は、ゲート抵抗８２を介してＩＧＢＴ１０のゲート１４に接続されている。この場合、評価回路７８がＩＧＢＴ１０のコレクタ５２に接続され、比較器８０に対応する評価信号を送信する。ゲート電圧が除かれて、コレクタ５２とエミッタ５０の間のスイッチパス電圧が特定された最大電圧６６に到達するや否や、ＩＧＢＴ１０のスイッチパス１２は、比較器８０によって導電状態に切り替えられる。そしてまた、図１の最大電圧６６に制限される。

図２および図３の回路の形態において、この点に関して、スイッチパス１２に基づいて最小の遮断性が想定される。これは、ＩＧＢＴ１０のスイッチパス１２の低温時に発生し、したがって、ＩＧＢＴ１０は高温時に可能な速度よりもゆっくりとスイッチＯＦＦされることが必要となる。

温度が高くなると半導体回路のスイッチパス１２の遮断性が向上するため、スイッチＯＦＦプロセスに適用可能な電圧範囲も広くなる。このように、より高いチップ温度またはより高いスイッチパス１２の温度において、スイッチＯＦＦ速度を大きくすることができる。ここでは設計的にアクティブクランプが予定されているため、半導体スイッチ１０の動作状況が要求する前に、アクティブクランプはすでに有効になっている。異なるチップ温度における半導体スイッチ１０の典型的な挙動を、図４および図５に示している。

これは、可能な最小出力損失での動作のための電位が、最大電圧６６が固定されたレベル、または最大電圧６６が温度の関数としてではなく調整可能なレベルにおいて使われるということを意味している。

図４は、図１と同様、氷点より低い温度におけるスイッチＯＦＦプロセスを示す第１の概要図である。この場合、この時点ではアクティブクランプが不要となるようにスイッチＯＦＦプロセスが減速される。このグラフは、図１を用いてすでに説明したグラフに本質的に対応するので、その記載を参照されたい。この場合、チップ温度は氷点よりも低い。直線８６は、この温度におけるスイッチパス１２の最大電気強度を示している。図４から分かるように、グラフ６４で示すコレクタ５２とエミッタ５０の間のスイッチパス電圧は直線８６を超えていない。したがって、アクティブクランプを生じさせる必要はない。

図５は、図４と同様であるが、チップ温度は氷点より高い。図５から分かるように、ここでは、スイッチパス１２に対してより高い最大許容電圧が可能であり、図５では直線８８で示している。結果として、ＩＧＢＴ１０のスイッチングの際に、より高いスイッチ速度が可能となり、しがたって、図５に示すようにＩＧＢＴ１０のコレクタ５２とエミッタ５０の間の電圧も高くできる。この場合も、選択されたスイッチ速度においてアクティブクランプは生じない。

本発明では、図４および図５を用いて説明した効果を利用して、最大電圧６６を調整可能としている。そのため、より高いチップ温度でより高いスイッチ速度を実現することが可能であり、全体としてＩＧＢＴ１０の出力損失が低減され、効率が向上する。このため、本発明の本実施形態においては、温度の関数として変化可能で、この場合にはＮＴＣ抵抗として構成される電気抵抗１６が設けられる。駆動ユニット２０のフィードバック回路において電気抵抗１６を使用することで、スイッチパス１２の温度の関数として最大電圧６６を変化させることができる。ここでは、図６に示すようなＮＴＣ抵抗の負温度係数の特性が使用される。

図６は、Ｘ軸９２が温度を示しＹ軸９０が抵抗値を示す概要図である。グラフ９４は、温度に対する電気抵抗値のカーブを示している。図６から分かるように、温度上昇に応じて電気抵抗値は低くなる。

図７は、スイッチモードにおける半導体スイッチ（ここではＩＧＢＴ１０）を制御する制御回路４４を示す概要回路図である。この場合、ＩＧＢＴ１０は、ここではインバータであるクロックドエネルギコンバータ（詳細は不図示）のコンポーネントである。または、エネルギコンバータは、コンバータやＤＣ／ＤＣコンバータなどであってもよい。

ＩＧＢＴ１０は、コレクタ端子５２に寄生インダクタンス４６を生じさせる回路トポロジー（詳細は不図示）内に配置されている。インダクタンス４６は、ＩＧＢＴ１０に直列に配置されている。ＩＧＢＴ１０とインダクタンス４６の直列接続は、中間回路直流電圧（詳細は不図示）に接続されている。さらに、ＩＧＢＴ１０のスイッチパス１２は、ダイオード４８と並列に配置されている。ここで、ダイオード４８は、反転ダイオードである。したがって、ダイオード４８のアノードはＩＧＢＴ１０のエミッタ５０に接続され、ダイオード４８のカソードはＩＧＢＴ１０のコレクタ５２に接続されている。反転ダイオード４８により、電流がＩＧＢＴ１０の極性に対抗して流れることができる。

ＩＧＢＴ１０はスイッチパス１２を備えており、スイッチパス１２は、制御電極としてのゲート１４を介して制御され、ＩＧＢＴ１０のゲート１４のスイッチング電位に基づいてスイッチＯＮ状態またはスイッチＯＦＦ状態となるように構成されている。この場合、制御回路４４は、スイッチパス電圧を測定するためにスイッチパス１２に接続された電圧センサ１８と、ゲート１４にスイッチング電位を印加するためにゲート１４に接続され得る駆動ユニット２０を備えている。駆動ユニット２０は、スイッチパス１２をスイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態に切り替えるプロセス中に少なくとも１回はスイッチパス１２のスイッチパス電圧を測定し、スイッチパス電圧が最大電圧６６に到達した場合には、スイッチパス１２を導電状態とすることによりスイッチパス電圧を最大電圧６６に制限するために、制限電位をゲート１４に印加するように構成されている。

また、駆動ユニット２０は、スイッチパス１２の温度を測定するために、熱的にスイッチパス１２に接続された温度センサ９６を有している。さらに、駆動ユニット２０は、測定された温度の関数として最大電圧６６を決定するように構成されている。

温度センサ９６は、直列に配置された２つの電気抵抗１６、２２を有し、一方の抵抗１６は温度の関数として電気抵抗値が変化可能である。この場合、図６を用いてすでに説明したように、抵抗１６はＮＴＣ抵抗である。

さらに、駆動ユニット２０は、温度センサ９６が接続され、温度センサ９６からの測定信号の値を評価するように構成された比較回路２６を有している。比較回路２６は、測定信号値を所定の比較値２８と比較し、測定信号値が比較値２８より大きい場合には、比較信号３０を駆動ユニット２０に送信する。この場合、比較値２８は、比較器２６としてのコンパレータに接続された定電圧源により提供されている。この場合、比較値２８はコンパレータ２６の反転端子に接続されている。

駆動ユニット２０は、制限電位を供給するようにスイッチＯＦＦ状態のスイッチング電位に比較信号３０をオーバーレイするように構成されている。オーバーレイは、ＩＧＢＴ１０のゲート１４で行われる。したがって、駆動ユニット２０は、それぞれ電気抵抗３６、３８とダイオード４０、４２で構成された直列接続３２、３４を有している。直列接続３２、３４は、一方のコネクタが制御電極１４または駆動ユニット２０の他の制御端子に接続され、他方のコネクタが比較回路２６、ここでは比較信号３０を提供するコンパレータの出力端子に接続されている。

電圧センサ１８と温度センサ９６は、一体的に構成されている。電圧センサ１８のセンタータップがコンパレータ２６の反転入力端子に接続されている。センタータップでの電圧が定電圧源の電圧より高く、コンパレータ２６が比較信号３０として出力信号を送信すると、その値により、制限電位が直列接続３２、３４を介してゲート１４に供給され、スイッチパス電圧が最大電圧６６に制限される。最大電圧６６は、抵抗１６、２２の抵抗値の関数であり、定電圧源からの電圧である。抵抗１６がＮＴＣ抵抗であり、ＩＧＢＴ１０の半導体チップに熱的に接続されているため、抵抗１６の抵抗値は半導体チップの温度の関数として、すなわちスイッチパス１２の温度の関数として変化する。回路トポロジーにより、最大電圧６６もスイッチパス１２の温度の関数として変化する。このように、アクティブクランプ機能が向上するように、最大電圧６６を適切に調整することができる。

上述の典型的な実施形態は、本発明の方法および本発明の制御回路の原理を説明している。これは、単に本発明の発明を意図しており、本発明を限定するものではない。当然ながら、当業者は本発明の中心的な思想から離脱することなく必要に応じて適切な変更を行うであろう。また、当然ながら、個々の特徴は、要望および必要に応じて互いに組み合わせることができる。さらに、当然ながら、本発明はＩＧＢＴに限定されるものではなく、他のスイッチング要素、特にスイッチング動作のトランジスタにも適用可能である。同様のことは、クロックドエネルギコンバータにも当てはまる。

さらに、対応するデバイスの特徴は、特にその方法の特徴にもたらされ、その逆もまた同様である。

Claims (10)

1. 半導体スイッチ（１０）をスイッチモードで制御する方法であって、前記半導体スイッチ（１０）の制御電極（１４）におけるスイッチング電位に応じて前記半導体スイッチ（１０）のスイッチパス（１２）がスイッチＯＮ状態またはスイッチＯＦＦ状態となるように、前記スイッチパス（１２）が前記スイッチング電位によって制御され、前記スイッチパス（１２）のスイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態へのスイッチングプロセスにおいて、前記スイッチパス（１２）におけるスイッチパス電圧が測定され、前記スイッチパス電圧が最大電圧に達すると、前記スイッチパス電圧を最大電圧に制限するために、前記スイッチパス（１２）を導電状態にする制限電位を前記制御電極（１４）に印加する、前記方法であって、
   前記スイッチパス（１２）の温度が、前記スイッチパス（１２）と熱的に接続された温度センサ（９６）により測定され、前記最大電圧が前記測定された温度に応じて決定される、方法。
2. 請求項１に記載の方法であって、前記スイッチパス（１２）は、前記スイッチモード以外で前記制限電位により動作する、方法。
3. 請求項１または請求項２に記載の方法であって、前記スイッチング電位のスイッチングエッジが、前記最大電圧に達すると前記スイッチパス電圧の関数として、少なくともスイッチパス（１２）のスイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態へのスイッチングプロセス中に調整される、方法。
4. 半導体スイッチ（１０）を制御するための制御回路（４４）であって、
   前記半導体スイッチ（１０）は、制御電極（１４）を介して制御可能であり、前記半導体スイッチ（１０）の前記制御電極（１４）におけるスイッチング電位に応じてスイッチＯＮ状態またはスイッチＯＦＦ状態となるスイッチパス（１２）を備え、前記制御電極（１４）に前記スイッチング電位を印加するために、駆動ユニット（２０）が前記制御電極（１４）に接続可能であり、スイッチパス電圧を測定するために前記スイッチパス（１２）に接続可能な電圧センサ（１８）が設けられ、
   前記駆動ユニット（２０）は、少なくとも前記スイッチパス（１２）のスイッチＯＮ状態からスイッチＯＦＦ状態へのスイッチングプロセスにおいて、前記スイッチパス電圧が最大電圧に達すると、前記制御電極（１４）に制限電位を印加して前記スイッチパス（１２）を導電状態にすることにより、スイッチパス電圧を前記最大電圧に制限する制御回路であって、
   前記駆動ユニット（２０）は、前記スイッチパス（１２）の温度を測定するために前記スイッチパス（１２）に熱的に接続された温度センサ（９６）を備え、前記測定された温度の関数として前記最大電圧（６６）を決定するように構成されている、制御回路。
5. 請求項４に記載の制御回路であって、前記温度センサ（９６）は、直列に配置された少なくとも２つの電気抵抗（１６、２２）を備え、少なくとも1つの前記抵抗（１６）の電気抵抗値は前記温度の関数として変化する、制御回路。
6. 請求項５に記載の制御回路であって、前記温度の関数として変化する前記電気抵抗（１６）は、ＮＴＣ抵抗またはＰＴＣ抵抗である、制御回路。
7. 請求項４から６のいずれか１つに記載の制御回路であって、前記駆動ユニット（２０）は、前記温度センサ（９６）が接続された比較回路（２６）を備え、
   前記比較回路（２６）は、前記温度センサ（９６）からの測定信号の値を評価し、前記測定信号値を所定の比較値（２８）と比較し、前記測定信号値が前記比較値（２８）よりも大きいときには前記駆動ユニット（２０）に比較信号（３０）を送信するように構成された、制御回路。
8. 請求項７に記載の制御回路であって、前記駆動ユニット（２０）は、前記制限電位を供給するために、前記比較信号（３０）を前記スイッチＯＦＦ状態のための前記スイッチング電位とオーバーレイするように構成された、制御回路。
9. 請求項８に記載の制御回路であって、前記駆動ユニット（２０）は、電気抵抗（３６、３８）とダイオード（４０、４２）よりなる直列接続（３２、３４）を備え、
   前記直列接続（３２、３４）は、その一方の端子が前記制御電極（１４）に接続され、他方の端子が前記比較回路（２６）に接続されている、制御回路。
10. 第１の電気端子と第２の電気端子と、少なくとも１つの半導体スイッチ（１０）と、前記少なくとも１つの半導体スイッチ（１０）の制御電極（１４）に接続された制御回路とを備え、
    前記第１の電気端子と前記第２の電気端子を電力的に接続するために前記半導体スイッチ（１０）を制御するように構成されたクロックドエネルギコンバータであって、
    請求項４から９のいずれか１つに記載の制御回路（４４）を備えた、クロックドエネルギコンバータ。

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