WO2018041971A1 - Steuern eines halbleiterschalters in einem schaltbetrieb - Google Patents

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WO2018041971A1
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switching path
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electrical
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Inventor
Holger Hoffmann
Daniel Zitzmann
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Valeo Siemens Eautomotive Germany Gmbh
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/14—Modifications for compensating variations of physical values, e.g. of temperature

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling a semiconductor switch in a switching operation, in which a switching ⁇ stretch of the semiconductor switch is controlled by means of an electrical switching potential to a control electrode of the semiconductor ⁇ switch such that the switching path depending on the electrical switching potential assumes a switched-off or a switched-on state, wherein during a switching operation of the switching path from switched ⁇ th state in the off state, an electrical switching path voltage is detected at the switching path and upon reaching a maximum voltage by the switching path voltage, the control electrode is subjected to an electrical limiting potential, which puts the switching path in an electrically conductive state to limit the switching ⁇ path voltage to the maximum voltage.
  • the invention further relates to a control circuit for controlling a semiconductor switch in a switching operation, wherein the semiconductor switch has a controllable via a control electrode switching path, which is designed depending on ei ⁇ nem electrical switching potential at the control electrode of the semiconductor switch to turn off or turn on a state with a connectable to the control electrode driver unit for acting on the control electrode with the switching potential, which has a connectable to the switching path voltage sensor for detecting an electrical switching path voltage, wherein the driver unit is formed, at least during a
  • the invention also relates to a clocked energy converter having a first and a second electrical connection, at least one semiconductor switch and a control circuit connected to a control electrode of the at least one semiconductor switch control circuit, which is designed, the semiconductor switch for energy-related coupling of the first terminal to the second terminal to control.
  • Clocked energy converters, semiconductor switches and methods for controlling semiconductor switches are basically well known in the art, so it does not require a geson ⁇ derten printed evidence for this.
  • Semiconductor switches are often used in clocked energy converters to convert electrical energy into a desired one
  • the semiconductor switches are usually operated in switching mode. In this case occur due to the switching operation of the semiconductor switch ⁇ special, specific problems that may affect the reliability of the semiconductor switch containing circuit and thus the reliability of the clocked power converter, which includes such a semiconductor switch.
  • parasitic inductances and / or discrete inductors can cause without free-wheeling path across the semiconductor scarf ⁇ ter during an opening, that on the switching path of the semiconductor switch high voltage level, especially short-term high voltage spikes can occur.
  • This voltage applied to the switching path switching ⁇ voltage can reach a height that damages the semiconductor switch, if not destroyed.
  • Such dam- ending of the semiconductor switch can draw an accelerated Dege ⁇ neration of the semiconductor switch to be total.
  • the IGBT has a control path which has an emitter terminal and a collector terminal as control terminal connections and which can be controlled by means of a control electrode, in this case a gate, with regard to electrical conductivity. If the gate is supplied with the switching potential, the IGBT is operated in switching mode. Its control path then acts essentially as an electromechanical switch, which is why it is also referred to below as the switching path. In this case, the Wegstre ⁇ ckenschreib, in the IGBT this is its collector-emitter voltage, by means of an electronic circuit on the
  • Control electrode, in the IGBT this is the gate, fed back ⁇ pelt.
  • a partial conductivity of the switching ⁇ stretch can be achieved, so that it can lead to a reduction of a voltage gradient of the switching path voltage, whereby a reduction of a voltage spike can be achieved at an off ⁇ switching operation.
  • the above-described problem ⁇ lematics is not limited to IGBT's, but can genge ⁇ my occur in transistors in the switching mode, including bipolar transistors, field effect transistors, in particular MOSFET's Metal Oxides Semiconductor Field Effect Transis ⁇ tor), and / or the like.
  • the overvoltage occurring at the switching path of the semiconductor switch can be limited by the active clamping to a fixed maximum value. The advantage of this approach is that a shutdown speed is no longer limited to a maximum value with respect to a maximum possible
  • Overvoltage needs to be adjusted, which can usually be achieved by reducing the turn-off speed, but it is possible to respond only to the occasionally occurring overvoltages on the switching path and to limit this to a fixed value, a fixed maximum value , Thereby, the turn-off can be held comparatively high ⁇ th continue, thus lower overall switching losses may occur with respect to the semiconductor switch.
  • the dielectric strength of the contact gap is clearly ⁇ dependent on the temperature of the semiconductor switch, and in particular a chip temperature decreases.
  • the minimum dielectric strength of the switching path is taken as a basis.
  • active clamping already becomes active even if this would not be necessary due to the temperature of the semiconductor switch.
  • the properties of the semiconductor switch and the semiconductor switch comprising the clocked energy converter are unnecessarily impaired.
  • the invention has set itself the task of improving a method controlling a semiconductor switch in a switching operation, a control circuit for this purpose and a clocked energy converter.
  • the invention proposes a method, a control circuit and a clocked energy converter according to the independent claims.
  • the invention is based on the finding that it has been shown that the maximum permissible switching path voltage, with which the switching path of the semiconductor switch may be applied, without the switching path or the semiconductor switch is damaged, is significantly dependent on the temperature. In particular, it has been shown that the maximum permissible switching path voltage at low
  • Temperatures is significantly smaller than above the freezing ⁇ point.
  • the temperature dependence relates to the temperature of the switching path, for example a chip temperature of the semiconductor switch.
  • the effect of the tem ⁇ peraturdocen blocking capability of the contact gap is natuer ⁇ Lich not limited to an area around the freezing point, but can also continue to train in temperatures well above freezing, and also well below freezing.
  • the freezing point is of particular interest for practical considerations, especially in motor vehicle-based clocked energy converters.
  • further boundary conditions come into play, for example, a limitation due to a design of creepage distances and / or the like.
  • a further improvement in terms of fast switching could thus be achieved in addition, for example, if in the semiconductor switch larger air and creepage blocks would be realized.
  • appropriate measures may require a larger design, which dimensions of the semiconductor switch could turn out larger.
  • the invention uses this knowledge, detects the temperature of the switching path and determined depending on the detected temperature, the maximum voltage, which is useful for the process control according to the invention.
  • the invention provides for a generic method proposes in particular that a tempera ture ⁇ the contact gap is detected by means of a thermally coupled with the switching path of the temperature sensor and the maximum voltage is determined depending on the detected temperature.
  • the driver unit has a ther ⁇ mixed with the switching path coupled temperature sensor for detecting a temperature of the switching path and the driver unit is designed to determine the maximum voltage depending on the detected temperature.
  • the semiconductor switch is preferably an electronic component, in particular a transistor, for example a bipolar transistor, an IGBT, a field effect transistor, in particular a, but also a junction field effect transistor and / or the like.
  • the transistor has a controllable distance between two
  • Electrodes which is formed at the semiconductor switch through the switching path. These electrodes are a collector and an emitter terminal at a bipola ⁇ ren transistor. In a field effect transistor, these electrodes are a drain and a source. The switching path or their electrical conductivity can be adjusted by means of an electrical ⁇ 's potential at the control electrode. In ei ⁇ nem bipolar transistor, this is a base connection, whereas this is a gate for a field effect transistor.
  • a first switching potential is thus associated with a switched-on switching state of the switching path, whereas a second switching potential is switched off State of the switching path is assigned.
  • an electrical resistance of the switching path is very low, so that essentially no or at most a residual voltage drops across the switching path, even with a large current passing through the switching path.
  • a very high electrical resistance is achieved, which prevents a current flow even at a high, fitted at the contact gap Wennstre ⁇ ckenschreib substantially. At most, some residual current or leakage occurs.
  • the switching operation of the semiconductor switch provides that essentially only the turned-on and the extended scarf ⁇ tete state the switching path can be taken. Only during a transition from an on state to the off state or from the off state to the on state, intermediate values may occur. This differs from a linear operation in which a conductivity of the control path of the transistor can be adjusted substantially continuously depending on the electric potential at the control electrode. However, this is usually not provided in switching operation.
  • the semiconductor switch can be operated for the duration of an overvoltage in a linear operation, that is, deviating from the intended switching operation to limit the switching path voltage to the maximum voltage. This purpose serves the limitation potential.
  • the switching path By means of the Begrenzungspoten ⁇ potential, which acts on the control electrode, the switching path can thus be placed in a partially conductive state in which substantially maintains the switching path voltage, a current flow is released, which allows energy dissipation, so that the switching path ⁇ voltage to the maximum voltage can be limited.
  • the switching path voltage is detected and can be used for controlling in the context of active clamping.
  • the control path can be controlled by means of the electrical potential in the control electrode such that the switching path voltage does not exceed the maximum voltage.
  • the temperature sensor may basically be any suitable temperature sensor that is thermally coupled to the switching path, so that the temperature of the switching path can be detected.
  • the temperature sensor may be integrally formed with a semiconductor chip, which also provides the switching path at the same time. But it may also be a separate component is provided which is of play, arranged at ⁇ at the semiconductor switch, in particular in the area of cooling surface of the semiconductor switch to this, in particular its cooling surface to contact.
  • the temperature sensor is arranged on a heat sink and thermally couples the Wennstre ⁇ blocks, to dissipate thermal energy released during normal operation of the semiconductor switch.
  • the temperature sensor may basically have an electrical trischer resistor having an electrical resistance value, which varies depending on the temperature.
  • control unit By means of the control unit, which is connected to the temperature sensor ⁇ , sensor signals of the temperature sensor can be evaluated, which are generated by the temperature sensor depending on the detected temperature.
  • the control unit ermit ⁇ telt then based on the signals of the temperature sensor the temperature of the switching path, unless they are already UNMIT ⁇ telbar corresponding to the signal.
  • the maximum voltage is determined, which is provided for the function of the active clamping.
  • the function of the active clamping takes into account this determined maximum voltage in terms of their function and only intervenes so far in the intended operation of the semiconductor switch, as it is necessary to protect the switching path from a higher voltage than the maximum voltage. It can be provided that the temperature-temperature is detected by the temperature sensor continuously or at predetermined times repeated to determine the maximum voltage or to newly aktuali ⁇ Sieren. This makes it possible to adapt the function of the active clamping during normal operation of the semiconductor switch.
  • the control unit can assume a predetermined maximum voltage which is suitable for ensuring proper operation over the entire temperature range, regardless of the detected temperature.
  • the predetermined maximum stress is thus a minimum maier value, the maintenance of which protects the switching path from the effects of overvoltages, regardless of the temperature of the switching path.
  • the driver unit determines the maximum voltage, taking into account the detected temperature, by adding up a corresponding surcharge. For example, if the temperature of the switching path is well above freezing, a corresponding factor may be provided, which makes it possible to determine from the predetermined maximum voltage, the maximum voltage for the operation of active clamping.
  • alternative detection methods can be provided, for example, determining the maximum voltage on the basis of a table, in the corresponding pairs of values of detected Tempe ⁇ temperature and maximum voltage is stored, or the like.
  • the switching path is operated by means of the limiting potential outside of the switching operation.
  • this operation is a linear operation.
  • the control ⁇ electrode is alsschlagt with the appropriate limiting potential be ⁇ .
  • the limiting potential may be an electric potential which is determined with respect to a reference electrode of the switching ⁇ route.
  • the emitter terminal and a field effect transistor ⁇ this is for example the source terminal. Accordingly, an electrical voltage relative to the reference electrode of the semiconductor switch is applied, to provide ⁇ as limiting the potential ge ⁇ desired electrical potential at the control electrode to the control electrode.
  • a further development suggests that a switching edge of the switching potential, at least during the switching operation of the
  • Switching path is controlled from the ON state to the scarf ⁇ ended state depends on the achievement of the maximum voltage by the switching path voltage. This can further improve the function of active clamping.
  • a transition state between the switched ⁇ th state and the off state can be additionally used to realize the desired function of the active clamping or support.
  • the temperature sensor comprises at least two series-connected electrical resistances, wherein when we ⁇ fusess one of the resistors, a value of the electric Wi ⁇ derstands of temperature is dependent variable.
  • a detection of the temperature of the switching path can be achieved in a simple manner.
  • the electrical reflection ⁇ stand whose value is dependent on the temperature variable, a PTC may be, for example (Positive Temperature Coef- ficient) resistance. This allows the temperature sensor at the same time as a voltage sensor for the detection of
  • the dependent variable of the Tem ⁇ temperature resistance is a NTC (Negative Temperature Coefficient) resistor.
  • NTC resistors prop ⁇ nen for temperature measurement particularly true since they have a favorable for temperature measurement characteristic.
  • they are particularly inexpensive to produce and can be easily integrated even in a housing of the semiconductor switch.
  • the skilled person will be aware that when using an NTC resistor instead of a PTC resistor, a corresponding adaptation of the scarf ⁇ tion structure is provided so that the desired tempera ⁇ ture ventesfunktion can be realized.
  • the driver has unit has a comparison circuit to which the Tempe ⁇ ratursensor is connected and which is adapted to evaluate a value of a measurement signal of the temperature sensor, to compare with a predetermined reference value and at a larger value Measurement signal as the comparison value to provide a comparison signal for the driver unit.
  • the comparison circuit preferably comprises an operational amplifier which is operated in a comparator mode. It proves particularly advantageous if the comparator has a feedback by means of which an accuracy of a comparison threshold can be set well.
  • the Ver ⁇ same value may be provided for example by a voltage source which provides a constant electrical possible ⁇ specific voltage.
  • the comparison value independent of the temperature. As a result, thermal influences on the comparison circuit can be largely avoided.
  • the comparison circuit provides the comparison signal which is used by the driver unit in order to apply the limiting potential to the control electrode.
  • the driver unit may for this purpose have a suitable matching circuit.
  • the driving means is formed integral ⁇ to superimpose tials the comparison signal to the switching potential for the off-state for providing the Begrenzungspoten-.
  • separate functional units can be provided in the driver unit, so that the active clamping function can be easily integrated into the driver unit.
  • Can be realized store the excess characterized in that the switching potential and the limit potential like by means of a link ⁇ circuit such as an adder, a subtracter, and / or may be superimposed.
  • the driver unit comprises a Rei ⁇ henscnies of an electrical resistance with an electrical diode, wherein the series circuit is coupled with one of its terminals to the control electrode and coupled with the other of its terminals to the comparison circuit.
  • FIG. 1 shows a schematic representation of a diagram in which the active clamping is shown graphically by means of two graphs
  • first control circuit having a driver circuit and an active-clamping control circuit for an IGBT, wherein the active-clamping using a
  • FIG. 3 shows a schematic circuit diagram of an alternative control circuit for a driver circuit with active clamping function as in FIG. 2
  • 4 shows a schematic diagram of a diagram for a switch-off process in an IGBT whose chip temperature is below the freezing point
  • FIG 5 is a schematic representation of a diagram such as
  • FIG 6 is a schematic representation, a diagram in which a typical characteristic ei ⁇ nes NTC resistor is represented by a graph, and
  • Circuit diagram for a control circuit according to the invention which is connected to an IGBT and in which the active-clamping function uses a temperature-dependent maximum voltage at a switching path of the IGBT.
  • 1 shows a schematic representation of a diagram with which a switching behavior of an IGBT 10 is shown taking into account an active clamping.
  • An abscissa 60 of the diagram in FIG 1 denotes a time axis, whereas ⁇ against an ordinate 62 of the diagram in Figure 1 illustrates both an electrical current through a switching section 12 of the IGBT 10 and a contact gap voltage of the switching path of the IGBT 10th
  • the power is with a graph 70 represents ⁇ Darge, whereas the corresponding voltage is shown by a graph 64th
  • a straight line is shown in FIG 1, which has the reference numeral 66 and which represents a Maxi ⁇ malschreib for the active clamping function.
  • 68 is a straight line in the diagram of FIG 1, which represents a supply voltage for the IGBT 10, the present is a DC link voltage of a DC intermediate circuit, not shown.
  • the graph 70 shows in FIG. 1 that the current through the switching path 12 drops over time. At a time t2, the switching path 12 of the IGBT 10 is in the off state. This is evident from the fact that the graph 70 leads to a small current which can no longer be represented in the diagram. Accordingly, the switching path voltage in accordance with the graph 64 approaches the supply voltage according to the straight line 68. It can be seen in FIG. 1 that the switching path voltage is limited in a central region by the maximum voltage 66. At this point, due to circuit characteristics, the switching path voltage would exceed the maximum voltage 66. However, due to the active clamping, the switching path voltage is limited to the maximum voltage 66.
  • FIGS. 2 and 3 show schematic circuit diagrams of typical circuit variants for detecting transient overvoltages on the switching path 12 of the IGBT 10, including feedback into a correspondingly designed driver unit 20.
  • 2 shows a first such embodiment with a driver unit 20, which provides in a known manner a power amplifier, not further described, for a control signal for a gate 14 of the IGBT 10.
  • a driver unit 20 which provides in a known manner a power amplifier, not further described, for a control signal for a gate 14 of the IGBT 10.
  • an output of the power amplifier is connected to the gate 14 of the IGBT 10 via a resistor diode network.
  • a series circuit of a Zener diode 72, egg ⁇ nem electrical resistance 74 and a diode 76 is hen vorgese ⁇ hen, which is connected between a collector 52 of the IGBT 10 and the gate 14 of the IGBT 10.
  • the Zener diode 72 is back ⁇ clearly sized its Zener voltage that through them the maximum voltage is set to 66th
  • FIG 3 shows an alternative embodiment with respect to the Rea ⁇ capitalization an Active-clamping function, wherein a gate is provided Kompara- 80 which is beauf ⁇ beat with a switching signal 84th
  • the comparator 80 is connected via a gate resistor 82 to the gate 14 of the IGBT 10.
  • an evaluation circuit 78 is connected to the collector 52 of the IGBT 10, which supplies a corresponding evaluation signal to the comparator 80.
  • the switching path 12 is switched by means of the comparator 80 of the IGBT 10 switched so that a Be ⁇ limit to the maximum voltage 66 of FIG 1 can also be achieved.
  • FIG. 4 shows in a first representation a schematic diagram which represents a switch-off process as in FIG. 1 at a low temperature below the freezing point. The switching process is slowed down here so that a
  • Chip temperature below freezing At 86, a straight line is shown, which indicates the maximum dielectric strength of the switching path 12 at this temperature. It can be seen from FIG. 4 that the switching path voltage represented by the graph 64 between the collector 52 and the emitter 50 is not exceeded. An intervention of the Active Clamping is therefore not necessary here.
  • FIG. 5 now shows a diagram as in FIG 4, but in which now the chip temperature is above the freezing point.
  • a higher maximum permissible voltage on the switching path 12 is now possible here, which is represented by the straight line 88 in the diagram of FIG.
  • ⁇ which may have a higher switching speed upon switching of the IGBT are used as a basis 10, which causes the voltage between the collector 52 and the emitter 50 of the IGBT 10 may be higher, as shown in Fig. 5 Again, due to the selected switching speed, active clamping is not engaged.
  • the invention now uses this effect, which has been explained with reference to FIGS 4 and 5 in order to design the maximum voltage 66 adjustable. It can thereby be achieved that higher switching speeds can be realized at higher chip temperatures, so that overall the loss performance of the IGBT 10 can be reduced and the efficiency can be increased.
  • the invention utilizes the present invention Embodiment one of the temperature dependent variable electrical resistance 16, which is designed in this case as an NTC resistor.
  • the variation of the maximum voltage 66 as a function of the temperature of the switching path 12 can be realized by the electrical resistance 16 in a feedback circuit in the driver unit 20.
  • a property of the negative temperature coefficient of NTC resistors is used as Darge ⁇ makes reference to FIG. 6
  • FIG. 6 shows a schematic representation of a diagram whose abscissa 92 represents a temperature, whereas the ordinate 90 indicates a resistance value.
  • the graph 94 represents the variation of the electrical resistance over temperature. As seen from FIG 6, the elekt ⁇ generic resistance value decreases with increasing temperature.
  • FIG. 7 shows, in a schematic circuit diagram arrangement, a control circuit 44 which serves to control a semiconductor switch, in this case the IGBT 10, in a switching operation.
  • the IGBT 10 is present part of a not shown clocked energy converter, which is an inverter in the present case.
  • the energy converter may of course also be an inverter, a DC / DC converter or the like.
  • the IGBT 10 is arranged in a circuit topology not shown, which causes a parasitic inductance 46 at its collector terminal 52.
  • the inductance 46 is connected in series with the IGBT 10.
  • the series scarf ⁇ tung from the IGBT 10 and the inductance 46 is appropriate to a not further described intermediate-circuit direct voltage concluded.
  • the switching path 12 of the IGBT 10 is connected in parallel to egg ⁇ ner diode 48, which represents an inverse diode here.
  • an anode of the diode 48 is connected to the emitter 50 of the IGBT 10, and a cathode of the diode 48 is connected to the collector 52 of the IGBT 10.
  • the inverse diode 48 serves to enable a current flow against the polarity of the IGBT 10.
  • the IGBT 10 has the gate 14 via the controllable switch as a control electrode path 12 which is formed, depen ⁇ gig of an electrical switching potential at the gate 14 of the IGBT 10 to take an off or on state.
  • the control circuit 44 comprises a present can be connected to the switching section 12 voltage sensor 18 for detecting an electrical switching path voltage and connected to the gate driving unit 20 for Beauf ⁇ beat of the gate 14 to the switching potential.
  • the driver ⁇ unit 20 is formed, at least during a switching ⁇ operation of the switching path 12 from the switched to the off state, the electrical switching path voltage to detect the switching path 12 and upon reaching the maximum voltage 66 by the switching path voltage, the gate 14 with an electrical limiting potential to apply to limit the switching path voltage to the maximum voltage 66 by offsetting the switching path 12 in an electrically conductive state.
  • the driver unit 20 has a temperature sensor 96 thermally coupled to the switching path 12 for detecting a temperature of the switching path 12.
  • the driver unit 20 is further configured to determine the maximum voltage 66 as a function of the detected temperature.
  • the temperature sensor 96 comprises two series-connected electrical resistances 16, 22, wherein at one of the Wi ⁇ resistors 16, a value of the electrical resistance of the temperature dependent variable.
  • the resistor 16 is present, an NTC resistor, as explained with reference to FIG 6 be ⁇ already.
  • the drive unit 20 further includes a comparison circuit 26 to which the temperature sensor is connected 96 and which is adapted to evaluate a value of a measurement signal of Tempe ⁇ temperature sensor in 96 to compare with a predetermined reference value 28, and at a larger value of the measurement signal as the comparison value 28 to provide a comparison signal 30 for the driver unit 20.
  • the comparison value is provided by a constant voltage source 28 provides ⁇ , which is connected to a comparator as a comparing circuit 26th
  • the comparison value 28 to an inverting terminal of the comparator 26 is Schlos ⁇ sen.
  • the driver unit 20 is adapted to provide the potential limitation to overlay the comparison signal 30 to the switching ⁇ potential for the off condition.
  • the superimposition takes place at the gate 14 of the IGBT 12.
  • the driver unit 20 series circuits 32, 34 from each ⁇ Weils an electrical resistance 36, 38 each having an electrical diode 40, 42 on.
  • the series circuits 32, 34 are coupled with one of their terminals to the control electrode 14 and another control terminal of the driver unit 20 and connected to their respective other of the terminals to the comparator 26, and here to an output terminal of the comparator, the Ver ⁇ equal signal 30 provides.
  • the voltage sensor 18 and the temperature sensor 96 are integrally formed here. A center tap of the voltage sensor 18 is connected to an inverting input terminal of the comparator.
  • the comparator supplies a comparison signal 30 as an output signal whose value is such that the gate 14 is subjected to a limiting potential via the series circuits 32, 34, so that the switching path voltage is limited to the maximum voltage 66.
  • the maximum voltage 66 is dependent on the resistance values of the resistors 16, 22 and the voltage of the constant voltage source. Characterized in that the resistor 16 is designed as an NTC resistor and that is thermally coupled to a semiconductor chip of the IGBT 10, a resistance value of the resistor 16 changes depending on the Tem ⁇ temperature of the semiconductor chip and thus dependent on the Tem ⁇ temperature of the switching section 12. Due to the Heidelbergungstopolo- energy, this also the maximum voltage 66 changes depending on the temperature of the switching section 12. This allows the desired adjustment of the maximum voltage to achieve 66, so that the Active-clamping function is improved.

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters (10) in einem Schaltbetrieb, bei dem eine Schaltstrecke (12) des Halbleiterschalters (10) mittels eines elektrischen Schaltpotentials an einer Steuerelektrode (14) des Halbleiterschalters (10) derart gesteuert wird, dass die Schaltstrecke (12) abhängig von dem elektrischen Schaltpotential einen ausgeschalteten oder einen eingeschalteten Zustand einnimmt, wobei während eines Schaltvorgangs der Schaltstrecke (12) vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand eine elektrische Schaltstreckenspannung an der Schaltstrecke (12) erfasst wird und bei Erreichen einer Maximalspannung durch die Schaltstreckenspannung die Steuerelektrode (14) mit einem elektrischen Begrenzungspotential beaufschlagt wird, das die Schaltstrecke (12) in einen elektrisch leitenden Zustand versetzt, um die Schaltstreckenspannung auf die Maximalspannung zu begrenzen, wobei mittels eines thermisch mit der Schaltstrecke (12) gekoppelten Temperatursensors (96) eine Temperatur der Schaltstrecke (12) erfasst wird und die Maximalspannung abhängig von der erfassten Temperatur ermittelt wird.

Description

Beschreibung
Steuern eines Halbleiterschalters in einem Schaltbetrieb Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters in einem Schaltbetrieb, bei dem eine Schalt¬ strecke des Halbleiterschalters mittels eines elektrischen Schaltpotentials an einer Steuerelektrode des Halbleiter¬ schalters derart gesteuert wird, dass die Schaltstrecke ab- hängig von dem elektrischen Schaltpotential einen ausgeschalteten oder einen eingeschalteten Zustand einnimmt, wobei während eines Schaltvorgangs der Schaltstrecke vom eingeschalte¬ ten Zustand in den ausgeschalteten Zustand eine elektrische Schaltstreckenspannung an der Schaltstrecke erfasst wird und bei Erreichen einer Maximalspannung durch die Schaltstreckenspannung die Steuerelektrode mit einem elektrischen Begrenzungspotential beaufschlagt wird, das die Schaltstrecke in einen elektrisch leitenden Zustand versetzt, um die Schalt¬ streckenspannung auf die Maximalspannung zu begrenzen. Die Erfindung betrifft ferner eine Steuerschaltung zum Steuern eines Halbleiterschalters in einem Schaltbetrieb, wobei der Halbleiterschalter eine über eine Steuerelektrode steuerbare Schaltstrecke aufweist, die ausgebildet ist, abhängig von ei¬ nem elektrischen Schaltpotential an der Steuerelektrode des Halbleiterschalters einen ausgeschalteten oder einen eingeschalteten Zustand einzunehmen, mit einer an die Steuerelektrode anschließbaren Treibereinheit zum Beaufschlagen der Steuerelektrode mit dem Schaltpotential, die einen an die Schaltstrecke anschließbaren Spannungssensor zum Erfassen ei- ner elektrischen Schaltstreckenspannung aufweist, wobei die Treibereinheit ausgebildet ist, zumindest während eines
Schaltvorgangs der Schaltstrecke vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand bei Erreichen einer Maximalspannung durch die Schaltstreckenspannung die Steuerelektrode mit einem elektrischen Begrenzungspotential zu beaufschlagen, um die Schaltstreckenspannung auf die Maximalspannung durch Versetzen der Schaltstrecke in einen elektrisch leitenden Zustand zu begrenzen. Schließlich betrifft die Erfindung auch einen getakteten Energiewandler mit einem ersten und einem zweiten elektrischen Anschluss, wenigstens einem Halbleiterschalter und einer an eine Steuerelektrode des wenigstens ei- nen Halbleiterschalters angeschlossenen Steuerschaltung, die ausgebildet ist, den Halbleiterschalter zum energietechnischen Koppeln des ersten Anschlusses mit dem zweiten Anschluss zu steuern. Getaktete Energiewandler, Halbleiterschalter sowie Verfahren zum Steuern von Halbleiterschaltern sind dem Grunde nach im Stand der Technik umfänglich bekannt, sodass es eines geson¬ derten druckschriftlichen Nachweises hierfür nicht bedarf. Halbleiterschalter werden häufig bei getakteten Energiewand- lern eingesetzt, um elektrische Energie in eine gewünschte
Form umwandeln zu können. Zu diesem Zweck werden die Halbleiterschalter in der Regel im Schaltbetrieb betrieben. Dabei treten aufgrund des Schaltbetriebs der Halbleiterschalter be¬ sondere, spezifische Probleme auf, die die Zuverlässigkeit der den Halbleiterschalter enthaltenden Schaltung und damit auch die Zuverlässigkeit des getakteten Energiewandlers, der einen solchen Halbleiterschalter umfasst, beeinträchtigen können . So können beispielsweise parasitäre Induktivitäten und/oder diskrete Induktivitäten ohne Freilaufpfad am Halbleiterschal¬ ter während eines Ausschaltvorgangs dazu führen, dass an der Schaltstrecke des Halbleiterschalters hohe Spannungspegel, insbesondere kurzzeitige hohe Spannungsspitzen, auftreten können. Diese an der Schaltstrecke anliegende Schaltstrecken¬ spannung kann eine Höhe erreichen, die den Halbleiterschalter beschädigt, wenn nicht sogar zerstört. Eine derartige Beschä- digung des Halbleiterschalters kann eine beschleunigte Dege¬ neration des Halbleiterschalters insgesamt nach sich ziehen.
Es ist deshalb üblich, bei Halbleiterschaltern, beispielsweise nach Art eines IGBT (Isolated Gate Bipolar Transistor), ein Active-Clamping vorzusehen. Der IGBT weist eine Steuerstrecke auf, die als Steuerstreckenanschlüsse einen Emitter- und einen Kollektoranschluss aufweist und die mittels einer Steuerelektrode, hier ein Gate, hinsichtlich einer elektrischen Leitfähigkeit steuerbar ist. Wird das Gate mit dem Schaltpotential beaufschlagt, wird der IGBT im Schaltbetrieb betrieben. Seine Steuerstrecke wirkt dann im Wesentlichen wie ein elektromechanischer Schalter, weshalb sie im Folgenden auch Schaltstrecke genannt wird. Hierbei wird die Schaltstre¬ ckenspannung, bei dem IGBT ist dies seine Kollektor-Emitter- Spannung, mittels einer elektronischen Schaltung auf die
Steuerelektrode, bei dem IGBT ist dies das Gate, zurückgekop¬ pelt. Hierdurch kann eine teilweise Leitfähigkeit der Schalt¬ strecke erreicht werden, sodass es zu einer Reduzierung eines Spannungsgradienten der Schaltstreckenspannung kommen kann, wodurch eine Reduzierung einer Spannungsspitze bei einem Aus¬ schaltvorgang erreicht werden kann. Die vorbeschriebene Prob¬ lematik ist nicht auf IGBT's beschränkt, sondern kann allge¬ mein bei Transistoren im Schaltbetrieb auftreten, also auch bei bipolaren Transistoren, Feldeffekttransistoren, insbeson- dere MOSFET's Metaloxide Semiconductor Field Effect Transis¬ tor), und/oder dergleichen. Die an der Schaltstrecke des Halbleiterschalters auftretende Überspannung kann durch das Active-Clamping auf einen festen maximalen Wert begrenzt werden. Der Vorteil dieses Vorgehens liegt darin, dass eine Abschaltgeschwindigkeit nun nicht mehr auf einen Maximalwert in Bezug auf eine maximal mögliche
Überspannung eingestellt zu werden braucht, was in der Regel durch Reduzieren der Abschaltgeschwindigkeit erreicht werden kann, sondern es besteht die Möglichkeit, lediglich auf die vereinzelt auftretenden Überspannungen an der Schaltstrecke zu reagieren und diese auf einen fest eingestellten Wert, ein fest vorgegebener Maximalwert, zu begrenzen. Dadurch kann die Abschaltgeschwindigkeit weiterhin vergleichsweise hoch gehal¬ ten werden, wodurch sich insgesamt geringere Schaltverluste bezüglich des Halbleiterschalters ergeben können.
Auch wenn sich das bisherige Vorgehen im Stand der Technik bewährt hat, so besteht dennoch Verbesserungsbedarf. So hat es sich beispielsweise gezeigt, dass die Spannungsfestigkeit der Schaltstrecke deutlich von der Temperatur des Halbleiter- Schalters, und hier insbesondere einer Chip-Temperatur, ab¬ hängig ist. Dies führt dazu, dass bezüglich der Auslegung des Active-Clamping in der Regel die minimale Spannungsfestigkeit der Schaltstrecke zugrundegelegt wird. Dies führt dazu, dass das Active-Clamping bereits auch dann aktiv wird, wenn dies aufgrund der Temperatur des Halbleiterschalters ein Eingriff gar nicht nötig wäre. Dadurch werden die Eigenschaften des Halbleiterschalters und des den Halbleiterschalter umfassenden getakteten Energiewandlers unnötig beeinträchtigt. Die Erfindung hat es sich zur Aufgabe gemacht, ein Verfahren Steuern eines Halbleiterschalters in einem Schaltbetrieb, eine Steuerschaltung hierfür sowie einen getakteten Energiewandler zu verbessern. Als Lösung werden mit der Erfindung ein Verfahren, eine Steuerschaltung sowie ein getakteter Energiewandler gemäß den unabhängigen Ansprüchen vorgeschlagen.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich anhand von Merkmalen der abhängigen Ansprüche.
Die Erfindung basiert auf der Erkenntnis, dass sich gezeigt hat, dass die maximal zulässige Schaltstreckenspannung, mit der die Schaltstrecke des Halbleiterschalters beaufschlagt werden darf, ohne dass die Schaltstrecke beziehungsweise der Halbleiterschalter beschädigt werden, deutlich von der Temperatur abhängig ist. So hat sich insbesondere gezeigt, dass die maximal zulässige Schaltstreckenspannung bei niedrigen
Temperaturen, insbesondere bei Temperaturen unterhalb des Ge¬ frierpunktes, deutlich kleiner ist als oberhalb des Gefrier¬ punktes. Die Temperaturabhängigkeit bezieht sich natürlich auf die Temperatur der Schaltstrecke, beispielsweise einer Chip-Temperatur des Halbleiterschalters. Der Effekt der tem¬ peraturabhängigen Sperrfähigkeit der Schaltstrecke ist natür¬ lich nicht auf einen Bereich um den Gefrierpunkt beschränkt, sondern kann sich natürlich auch bei Temperaturen deutlich über dem Gefrierpunkt sowie auch deutlich unter dem Gefrier- punkt noch weiter ausbilden. Der Gefrierpunkt ist jedoch aus praktischen Erwägungen besonders bei kraftfahrzeuggestützten getakteten Energiewandlern von besonderem Interesse. Dem Grunde nach können natürlich auch weitere Randbedingungen zum Tragen kommen, beispielsweise eine Begrenzung aufgrund einer Auslegung von Luft- und Kriechstrecken und/oder dergleichen. Eine weitere Verbesserung in Bezug auf schnelles Schalten könnte somit ergänzend beispielsweise erreicht werden, wenn im Halbleiterschalter größere Luft- und Kriechstecken realisiert werden würden. Entsprechende Maßnahmen könnten jedoch eine größere Bauform erfordern, wodurch Abmessungen des Halbleiterschalters größer ausfallen könnten.
Die Erfindung nutzt diese Erkenntnis, erfasst die Temperatur der Schaltstrecke und ermittelt abhängig von der erfassten Temperatur die Maximalspannung, die für die erfindungsgemäße Verfahrensführung zweckmäßig ist.
Infolgedessen schlägt die Erfindung für ein gattungsgemäßes Verfahren insbesondere vor, dass mittels eines thermisch mit der Schaltstrecke gekoppelten Temperatursensors eine Tempera¬ tur der Schaltstrecke erfasst wird und die Maximalspannung abhängig von der erfassten Temperatur ermittelt wird.
Bezüglich einer gattungsgemäßen Steuerschaltung wird insbesondere vorgeschlagen, dass die Treibereinheit einen ther¬ misch mit der Schaltstrecke gekoppelten Temperatursensor zum Erfassen einer Temperatur der Schaltstrecke aufweist und die Treibereinheit ausgebildet ist, die Maximalspannung abhängig von der erfassten Temperatur zu ermitteln.
Bezüglich eines gattungsgemäßen getakteten Energiewandlers wird insbesondere vorgeschlagen, dass dieser eine Steuerschaltung gemäß der Erfindung umfasst.
Mit der Erfindung ist es somit möglich, das bisher übliche starre Active-Clamping abhängig von der erfassten Temperatur der Schaltstrecke einzustellen, sodass der Eingriff des Ac¬ tive-Clamping nur dann zu erfolgen braucht, wenn dies zum Schutz der Schaltstrecke vor die maximal zulässige Schalt- Streckenspannung übersteigenden Schaltstreckenspannungen erforderlich ist. Dadurch kann der Eingriff des Active-Clamping auf absolut notwendige Fälle reduziert werden. Infolgedessen können die durch das Active-Clamping hervorgerufenen Nach- teile, insbesondere in Bezug auf den Wirkungsgrad des Halb- lei-terschalters und dessen Verlustleistung, reduziert wer¬ den .
Der Halbleiterschalter ist vorzugsweise ein elektronisches Bauelement, insbesondere ein Transistor, beispielsweise ein bipolarer Transistor, ein IGBT, ein Feldeffekttransistor, insbesondere ein, aber auch ein Sperrschichtfeldeffekttransistor und/oder dergleichen. Der Transistor weist eine steuerbare Strecke zwischen zwei
Elektroden auf, die beim Halbleiterschalter durch die Schaltstrecke gebildet ist. Diese Elektroden sind bei einem bipola¬ ren Transistor ein Kollektor- und ein Emitteranschluss . Bei einem Feldeffekttransistor sind diese Elektroden ein Drain- und ein Sourceanschluss . Die Schaltstrecke beziehungsweise deren elektrische Leitfähigkeit ist mittels eines elektri¬ schen Potentials an der Steuerelektrode einstellbar. Bei ei¬ nem bipolaren Transistor ist dies ein Basisanschluss, wohingegen dies bei einem Feldeffekttransistor ein Gateanschluss ist.
Für den Schaltbetrieb ist vorgesehen, dass als elektrische Potentiale an der Steuerelektrode entsprechende Schaltpoten¬ tiale genutzt werden, die einem jeweiligen Schaltzustand des Halbleiterschalters beziehungsweise dessen Schaltstrecke zu¬ geordnet sind. Ein erstes Schaltpotential ist somit einem eingeschalteten Schaltzustand der Schaltstrecke zugeordnet, wohingegen ein zweites Schaltpotential dem ausgeschalteten Zustand der Schaltstrecke zugeordnet ist. Im eingeschalteten Zustand der Schaltstrecke ist ein elektrischer Widerstand der Schaltstrecke sehr niederohmig, sodass im Wesentlichen keine oder allenfalls eine Restspannung an der Schaltstrecke ab- fällt, auch bei einem großen Strom, der die Schaltstrecke passiert. Im ausgeschalteten Zustand ist dagegen ein sehr hoher elektrischer Widerstand erreicht, der einen Stromfluss auch bei hoher, an der Schaltstrecke anliegender Schaltstre¬ ckenspannung im Wesentlichen verhindert. Allenfalls tritt ein gewisser Reststrom beziehungsweise Leckstrom auf.
Der Schaltbetrieb des Halbleiterschalters sieht vor, dass im Wesentlichen lediglich der eingeschaltete und der ausgeschal¬ tete Zustand der Schaltstrecke eingenommen werden können. Le- diglich während eines Übergangs von einem eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand oder vom ausgeschalteten Zustand in den eingeschalteten Zustand können Zwischenwerte auftreten. Hiervon unterscheidet sich ein Linearbetrieb, bei dem eine Leitfähigkeit der Steuerstrecke des Transistors im Wesentlichen kontinuierlich abhängig von dem elektrischen Potential an der Steuerelektrode eingestellt werden kann. Dies ist jedoch im Schaltbetrieb in der Regel nicht vorgesehen.
Gerade wenn der Schaltzustand der Schaltstrecke vom einge- schalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand wechselt, können durch weitere Schaltungsteile, mit denen der Halblei¬ terschalter zusammenwirkt, beispielsweise Induktivitäten, pa¬ rasitäre Induktivitäten und/oder dergleichen in Abhängigkeit von der Ausschaltgeschwindigkeit transiente Überspannungen an der Schaltstrecke entstehen. Mit dem Active-Clamping kann der Halbleiterschalter für die Zeitdauer einer Überspannung in einem Linearbetrieb betrieben werden, das heißt, abweichend vom bestimmungsgemäßen Schaltbetrieb, um die SchaltStreckenspannung auf die Maximalspannung zu begrenzen. Diesem Zweck dient das Begrenzungspotential. Mittels des Begrenzungspoten¬ tials, welches auf die Steuerelektrode einwirkt, kann die Schaltstrecke somit in einem teilweise leitfähigen Zustand versetzt werden, in dem bei im Wesentlichen Aufrechterhaltung der Schaltstreckenspannung ein Stromfluss freigegeben wird, der einen Energieabbau ermöglicht, sodass die Schaltstrecken¬ spannung auf die Maximalspannung begrenzt werden kann. Zu diesem Zweck kann vorgesehen sein, dass die Schaltstreckenspannung erfasst wird und zum Steuern im Rahmen des Active- Clamping genutzt werden kann. Damit kann die Steuerstrecke mittels des elektrischen Potentials in der Steuerelektrode derart gesteuert werden, dass die Schaltstreckenspannung die Maximalspannung nicht übersteigt.
Der Temperatursensor kann dem Grunde nach ein beliebiger, geeigneter Temperatursensor sein, der thermisch mit der Schaltstrecke gekoppelt ist, damit die Temperatur der Schaltstrecke erfasst werden kann. Zu diesem Zweck kann der Temperatursensor einstückig mit einem Halbleiter-Chip ausgebildet sein, der zugleich auch die Schaltstrecke bereitstellt. Es kann aber auch ein separates Bauteil vorgesehen sein, welches bei¬ spielsweise am Halbleiterschalter, insbesondere im Bereich einer Kühlfläche des Halbleiterschalters, angeordnet ist, um diesen, insbesondere seine Kühlfläche, zu kontaktieren. Dar¬ über hinaus kann vorgesehen sein, dass der Temperatursensor an einer Wärmesenke angeordnet ist, die auch die Schaltstre¬ cke thermisch koppelt, um beim bestimmungsgemäßen Betrieb des Halbleiterschalters freigesetzte Wärmeenergie abführen zu können. Der Temperatursensor kann dem Grunde nach ein elek- trischer Widerstand sein, der einen elektrischen Widerstandswert aufweist, der sich abhängig von der Temperatur verändert . Mittels der Steuereinheit, die an den Temperatursensor ange¬ schlossen ist, können Sensorsignale des Temperatursensors ausgewertet werden, die vom Temperatursensor abhängig von der erfassten Temperatur erzeugt werden. Die Steuereinheit ermit¬ telt dann auf Basis der Signale des Temperatursensors die Temperatur der Schaltstrecke, sofern sie nicht bereits unmit¬ telbar dem Signal entspricht. Auch unter Berücksichtigung der ermittelten Temperatur wird sodann die Maximalspannung ermittelt, die für die Funktion des Active-Clamping bereitgestellt wird. Die Funktion des Active-Clamping berücksichtigt diese ermittelte Maximalspannung hinsichtlich ihrer Funktion und greift nur so weit in den bestimmungsgemäßen Betrieb des Halbleiterschalters ein, wie es erforderlich ist, um die Schaltstrecke vor einer höheren Spannung als die Maximalspannung zu schützen. Dabei kann vorgesehen sein, dass die Tempe- ratur mittels des Temperatursensors kontinuierlich oder auch zu vorgegebenen Zeitpunkten wiederholt erfasst wird, um die Maximalspannung neu zu ermitteln beziehungsweise zu aktuali¬ sieren. Dadurch ist es möglich, die Funktion des Active-Clamping auch während des bestimmungsgemäßen Betriebs des Halb- leiterschalters anzupassen.
Zum Ermitteln der Maximalspannung kann die Steuereinheit von einer vorgegebenen Maximalspannung ausgehen, die geeignet ist, unabhängig von der erfassten Temperatur den bestimmungs- gemäßen Betrieb über den gesamten Temperaturbereich sicherzustellen. Die vorgegebene Maximalspannung ist somit ein mini- maier Wert, dessen Einhalten die Schaltstrecke vor dem Einwirken von Überspannungen unabhängig von der Temperatur der Schaltstrecke schützt. Von dieser vorgegebenen Maximalspannung ausgehend ermittelt dann die Treibereinheit die Maximalspannung unter Berücksichtigung der erfassten Temperatur, indem ein entsprechender Zuschlag aufgerechnet wird. Ist beispielsweise die Temperatur der Schaltstrecke deutlich über dem Gefrierpunkt, kann ein entsprechender Faktor vorgesehen sein, der es ermöglicht, aus der vorgegebenen Maximalspannung die Maximalspannung für den Betrieb des Active-Clamping zu ermitteln. Natürlich können auch alternative Ermittlungsmethoden vorgesehen sein, beispielsweise das Ermitteln der Maximalspannung anhand einer Tabelle, in der entsprechende Wertepaare von erfasster Tempe¬ ratur und Maximalspannung gespeichert sind, oder dergleichen.
Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass die Schaltstrecke mittels des Begrenzungspotentials außerhalb des Schaltbetriebs betrieben wird. Vorzugsweise handelt es sich bei diesem Betrieb um einen Linearbetrieb. Dies ermög¬ licht es, dass an der Schaltstrecke die Maximalspannung an¬ liegt, wobei zugleich vorgesehen ist, dass durch den Linearbetrieb ein gewisser Stromfluss ermöglicht ist, der so ge- wählt ist, dass die Schaltstreckenspannung auf die Maximal¬ spannung begrenzt werden kann. Entsprechend wird die Steuer¬ elektrode mit dem hierfür geeigneten Begrenzungspotential be¬ aufschlagt . Das Begrenzungspotential kann ein elektrisches Potential sein, welches in Bezug auf eine Bezugselektrode der Schalt¬ strecke ermittelt wird. Bei einem bipolaren Transistor ist dies beispielsweise der Emitteranschluss und bei einem Feld¬ effekttransistor ist dies beispielsweise der Sourceanschluss . Entsprechend wird an die Steuerelektrode eine elektrische Spannung gegenüber dieser Bezugselektrode des Halbleiter- Schalters angelegt, um als Begrenzungspotential das ge¬ wünschte elektrische Potential an der Steuerelektrode bereit¬ stellen zu können.
Eine Weiterbildung schlägt vor, dass eine Schaltflanke des Schaltpotentials zumindest während des Schaltvorgangs der
Schaltstrecke vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschal¬ teten Zustand abhängig vom Erreichen der Maximalspannung durch die Schaltstreckenspannung geregelt wird. Dadurch kann die Funktion des Active-Clamping weiter verbessert werden. Durch ein Einwirken auf die Schaltflanke des Schaltpotentials kann nämlich ein Übergangszustand zwischen dem eingeschalte¬ ten Zustand und dem ausgeschalteten Zustand zusätzlich genutzt werden, um die gewünschte Funktion des Active-Clampings zu realisieren oder zu unterstützen.
Vorzugsweise weist der Temperatursensor wenigstens zwei in Reihe geschaltete elektrische Widerstände auf, wobei bei we¬ nigstens einem der Widerstände ein Wert des elektrischen Wi¬ derstands von der Temperatur abhängig veränderlich ist. Da- durch kann auf einfache Weise eine Erfassung der Temperatur der Schaltstrecke erreicht werden. Der elektrische Wider¬ stand, dessen Wert von der Temperatur abhängig veränderlich ist, kann beispielsweise ein PTC (Positive Temperature Coef- ficient) -Widerstand sein. Dadurch kann der Temperatursensor zugleich auch als Spannungssensor für die Erfassung der
Schaltstreckenspannung genutzt werden. Besonders vorteilhaft erweist es sich, wenn der von der Tem¬ peratur abhängig veränderliche Widerstand ein NTC (Negative Temperature Coefficient) -Widerstand ist. NTC-Widerstände eig¬ nen sich für die Temperaturmessung im besonderen Maße, da sie eine für die Temperaturmessung günstige Kennlinie aufweisen. Darüber hinaus sind sie besonders kostengünstig herstellbar und können auf einfache Weise sogar in einem Gehäuse des Halbleiterschalters integriert werden. Dem Fachmann dürfte klar sein, dass bei Einsatz eines NTC-Widerstands anstelle eines PTC-Widerstands eine entsprechende Anpassung der Schal¬ tungsstruktur vorzusehen ist, damit die gewünschte Tempera¬ turerfassungsfunktion realisiert werden kann. Auf die diesbezüglichen Maßnahmen wird daher nicht weiter eingegangen sondern auf entsprechende Fachliteratur verwiesen, wie zum Bei- spiel „Kleine Elektronik-Formelsammlung für Radio- Fernsehpraktiker und Elektroniker" von Georg Rose, Franzis-Verlag München, 1977, oder dergleichen.
Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, dass die Treiber- einheit eine Vergleichsschaltung aufweist, an die der Tempe¬ ratursensor angeschlossen ist, und die ausgebildet ist, einen Wert eines Messsignals des Temperatursensors auszuwerten, mit einem vorgegebenen Vergleichswert zu vergleichen und bei einem größeren Wert des Messsignals als dem Vergleichswert ein Vergleichssignal für die Treibereinheit bereitzustellen. Die Vergleichsschaltung umfasst vorzugsweise einen Operationsverstärker, der in einem Komparatorbetrieb betrieben wird. Besonders vorteilhaft erweist es sich, wenn der Komparator eine Rückkopplung aufweist, mittels der eine Genauigkeit einer Vergleichsschwelle gut eingestellt werden kann. Der Ver¬ gleichswert kann beispielsweise durch eine Spannungsquelle bereitgestellt werden, die eine möglichst konstante elektri¬ sche Spannung liefert. Vorzugsweise ist der Vergleichswert von der Temperatur unabhängig. Dadurch können thermische Einflüsse auf die Vergleichsschaltung weitgehend vermieden werden. Ein zuverlässiger Betrieb der Vergleichsschaltung kann somit gewährleistet werden, sodass auch etwaige fehlerhafte Eingriffe des Active-Clamping weitgehend vermieden werden können, die beispielsweise ein Überschreiten der Maximalspannung zur Folge haben könnten. Die Vergleichsschaltung stellt das Vergleichssignal bereit, welches von der Treibereinheit genutzt wird, um die Steuerelektrode mit dem Begrenzungspo- tential zu beaufschlagen. Die Treibereinheit kann hierfür eine geeignete Anpassungsschaltung aufweisen.
Besonders vorteilhaft erweist es sich, wenn die Treiberein¬ heit ausgebildet ist, zum Bereitstellen des Begrenzungspoten- tials das Vergleichssignal mit dem Schaltpotential für den ausgeschalteten Zustand zu überlagern. Dadurch können in der Treibereinheit getrennte Funktionseinheiten bereitgestellt werden, sodass die Active-Clamping-Funktion auf einfache Weise in die Treibereinheit integriert werden kann. Das Über- lagern kann dadurch realisiert werden, dass das Schaltpotential und das Begrenzungspotential mittels einer Verknüpfungs¬ schaltung, wie einem Addierer, einem Subtrahierer und/oder dergleichen, überlagert werden kann. Ferner wird vorgeschlagen, dass die Treibereinheit eine Rei¬ henschaltung aus einem elektrischen Widerstand mit einer elektrischen Diode aufweist, wobei die Reihenschaltung mit einem ihrer Anschlüsse mit der Steuerelektrode koppelbar und mit dem anderen ihrer Anschlüsse an die Vergleichsschaltung angeschlossen ist. Dadurch kann eine Entkopplung der Vergleichsschaltung von einem Schaltungsteil der Treibereinheit erreicht werden, der die Schaltpotentiale liefert. Für die Funktion der Reihenschaltung kommt es nicht darauf an, in welcher Reihenfolge die Diode und der Widerstand in Reihe ge¬ schaltet sind. Vielmehr ist lediglich die Polarität der Diode hinsichtlich der Funktion des Entkoppeins relevant. Die für das erfindungsgemäße Verfahren und die erfindungsge¬ mäße Steuerschaltung angegebenen Vorteile, Merkmale und Wirkungen gelten natürlich gleichermaßen auch für den getakteten Energiewandler. Darüber hinaus gelten die für das Verfahren angegebenen Vorteile und Merkmale ebenso für die erfindungs- gemäße Steuerschaltung und umgekehrt.
Weitere Vorteile und Merkmale sind der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels anhand der beigefügten Figuren zu entnehmen. In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugs zeichen gleiche Merkmale und Funktionen.
Es zeigen:
FIG 1 in einer schematischen Darstellung ein Diagramm, in dem mittels zweier Graphen das Active-Clamping graphisch dargestellt ist,
FIG 2 in einer schematischen Schaltbilddarstellung eine
erste Steuerschaltung mit einer Treiberschaltung und einer Steuerschaltung für das Active-Clamping für einen IGBT, wobei das Active-Clamping unter Nutzung ei-
Zenerdiode erfolgt,
FIG 3 in einer schematischen Schaltbilddarstellung eine alternative Steuerschaltung für eine Treiberschaltung mit Active-Clamping-Funktion wie FIG 2, FIG 4 in einer schematischen Darstellung ein Diagramm für einen Ausschaltvorgang bei einem IGBT, dessen Chip- Temperatur unterhalb des Gefrierpunktes liegt, FIG 5 in einer schematischen Darstellung ein Diagramm wie
FIG 4, wobei jedoch hier die Chip-Temperatur über dem Gefrierpunkt liegt,
FIG 6 in einer schematischen Darstellung ein Diagramm, in dem mittels eines Graphen eine typische Kennlinie ei¬ nes NTC-Widerstandes dargestellt ist, und
FIG 7 in einer schematischen Schaltbilddarstellung ein
Schaltbild für eine Steuerschaltung gemäß der Erfin- dung, die an einem IGBT angeschlossen ist und bei der die Active-Clamping-Funktion eine von der Temperatur abhängige Maximalspannung an einer Schaltstrecke des IGBT nutzt. FIG 1 zeigt in einer schematischen Darstellung ein Diagramm, mit dem ein Schaltverhalten eines IGBT 10 unter Berücksichtigung eines Active-Clamping dargestellt ist. Eine Abszisse 60 des Diagramms in der FIG 1 bezeichnet eine Zeitachse, wohin¬ gegen eine Ordinate 62 des Diagramms in FIG 1 sowohl einen elektrischen Strom durch eine Schaltstrecke 12 des IGBT 10 als auch eine Schaltstreckenspannung der Schaltstrecke des IGBT 10 darstellt. Der Strom ist mit einem Graphen 70 darge¬ stellt, wohingegen die entsprechende Spannung durch einen Graphen 64 dargestellt ist. Ferner ist in FIG 1 eine Gerade dargestellt, die das Bezugszeichen 66 hat und die eine Maxi¬ malspannung für die Active-Clamping-Funktion darstellt. Mit 68 ist eine Gerade im Diagramm der FIG 1 bezeichnet, die eine Versorgungsspannung für den IGBT 10 darstellt, die vorliegend eine Zwischenkreisspannung eines nicht weiter dargestellten Gleichspannungszwischenkreises ist .
Aus FIG 1 ist ersichtlich, dass zu einem Zeitpunkt ti der IGBT 10 beziehungsweise seine Schaltstrecke 12 im eingeschal¬ teten Zustand ist. Zum Zeitpunkt ti wird die Schaltstrecke 12 durch ein geeignetes Schaltpotential abgeschaltet. Infolge¬ dessen ist mittels des Graphen 64 ersichtlich, dass ausgehend vom Zeitpunkt ti die Schaltstreckenspannung ansteigt.
Mit dem Graphen 70 wird in FIG 1 dargestellt, dass zeitlich verzögert der Strom durch die Schaltstrecke 12 abfällt. Zu einem Zeitpunkt t2 befindet sich die Schaltstrecke 12 des IGBT 10 im ausgeschalteten Zustand. Ersichtlich ist dies da- durch, dass der Graph 70 zu einem in dem Diagramm nicht mehr darstellbaren kleinen Strom führt. Entsprechend nähert sich die Schaltstreckenspannung gemäß dem Graphen 64 der Versorgungsspannung entsprechend der Gerade 68 an. Zu erkennen ist in FIG 1, dass die Schaltstreckenspannung in einem mittleren Bereich durch die Maximalspannung 66 begrenzt ist. An dieser Stelle würde aufgrund von Schaltungseigenschaften die Schaltstreckenspannung die Maximalspannung 66 überschreiten. Durch das Active-Clamping ist die Schaltstre- ckenspannung jedoch auf die Maximalspannung 66 begrenzt.
Die FIG 2 und 3 zeigen in einer schematischen jeweiligen Schaltbilddarstellung typische Schaltungsvarianten zur Detek- tion von transienten Überspannungen an der Schaltstrecke 12 des IGBT 10 einschließlich einer Rückkopplung in eine entsprechend ausgebildete Treibereinheit 20. FIG 2 zeigt eine erste derartige Ausgestaltung mit einer Treibereinheit 20, die in bekannter Weise einen nicht weiter bezeichneten Leistungsverstärker für ein Steuersignal für ein Gate 14 des IGBT 10 bereitstellt. Zu diesem Zweck ist ein Ausgang des Leistungsverstärkers über ein Widerstands-Dioden- Netzwerk an das Gate 14 des IGBT 10 angeschlossen. Darüber hinaus ist eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 72, ei¬ nem elektrischen Widerstand 74 sowie einer Diode 76 vorgese¬ hen, die zwischen einem Kollektor 52 des IGBT 10 und dem Gate 14 des IGBT 10 angeschlossen ist. Die Zenerdiode 72 ist hin¬ sichtlich ihrer Zenerspannung so bemessen, dass durch sie die Maximalspannung 66 festgelegt ist.
Sobald die Schaltstreckenspannung zwischen dem Kollektor 52 und dem Emitter 50 des IGBT 10 nach Abzug der Gatesteuerspannung zwischen dem Gate 14 und dem Emitter 50 die Zenerspannung erreicht, wird die Zenerdiode leitend, sodass das Gate 14 mit zusätzlicher Ladung aufgeladen wird, woraufhin die Schaltstrecke 12 des IGBT 10 wieder leitfähig wird. Dadurch wird der in FIG 1 dargestellte Active-Clamping-Effekt er¬ reicht .
FIG 3 zeigt eine alternative Ausgestaltung bezüglich der Rea¬ lisierung einer Active-Clamping-Funktion, wobei ein Kompara- tor 80 vorgesehen ist, der mit einem Schaltsignal 84 beauf¬ schlagt ist. Ausgangsseitig ist der Komparator 80 über einen Gate-Widerstand 82 an das Gate 14 des IGBT 10 angeschlossen. Vorliegend ist eine Auswerteschaltung 78 am Kollektor 52 des IGBT 10 angeschlossen, der ein entsprechendes Auswertesignal an den Komparator 80 liefert. Sobald die Schaltstreckenspannung zwischen dem Kollektor 52 und dem Emitter 50 nach Abzug der Gatespannung die dort vorgegebene Maximalspannung 66 erreicht, wird mittels des Komparators 80 die Schaltstrecke 12 des IGBT 10 leitfähig geschaltet, sodass ebenfalls eine Be¬ grenzung auf die Maximalspannung 66 gemäß FIG 1 erreicht werden kann . Bei der Auslegung der Schaltungen gemäß FIG 2, 3 wird bislang die kleinste anzunehmende Sperrfähigkeit der Schaltstrecke 12 zugrundegelegt. Diese ergibt sich bei geringen Temperaturen der Schaltstrecke 12 des IGBT 10 und fordert deshalb ein langsameres Abschalten des IGBT 10 als es bei höheren Tempe- raturen möglich wäre.
Da die Sperrfähigkeit der Schaltstrecke 12 des Halbleiter¬ schalters mit steigender Temperatur zunimmt, steigt damit auch der zur Verfügung stehende Spannungsbereich für den Aus- schaltvorgang. Daher kann bei höheren Chip-Temperaturen beziehungsweise höheren Temperaturen der Schaltstrecke 12 eine Anhebung der Abschaltgeschwindigkeit ermöglicht werden. Auf¬ grund der hier vorgesehenen Reserven bei der Auslegung des Active-Clamping wird das Active-Clamping bereits wirksam, ohne dass die Betriebssituation des Halbleiterschalters 10 dies erfordern würde. Dies wird anhand der FIG 4 und 5 weiter dargestellt, die ein typisches Verhalten des Halbleiterschal¬ ters 10 bei unterschiedlichen Chip-Temperaturen darstellen. Das bedeutet, dass bei einem festen Pegel für die Maximal¬ spannung 66 oder bei einem einstellbaren Pegel für die Maximalspannung 66, welcher nicht temperaturabhängig ist, Potential für eine möglichst verlustleistungsarme Ansteuerung nicht ausgenutzt wird.
FIG 4 zeigt in einer ersten Darstellung ein schematisches Diagramm, welches einen Ausschaltvorgang wie FIG 1 bei einer niedrigen Temperatur unterhalb des Gefrierpunkts darstellt. Der Schaltvorgang ist hier derart verlangsamt, dass ein
Active-Clamping gerade nicht erforderlich ist. Das Diagramm entspricht im Wesentlichen dem, wie es bereits anhand von FIG 1 erläutert worden ist, weshalb ergänzend auf die diesbe- züglichen Ausführungen verwiesen wird. Vorliegend ist die
Chip-Temperatur unterhalb des Gefrierpunkts. Mit 86 ist eine Gerade dargestellt, die die maximale Spannungsfestigkeit der Schaltstrecke 12 bei dieser Temperatur angibt. Aus FIG 4 ist ersichtlich, dass die mit dem Graphen 64 dargestellte Schalt- Streckenspannung zwischen dem Kollektor 52 und dem Emitter 50 nicht überschritten wird. Ein Eingriff des Active-Clamping ist deshalb hier nicht erforderlich.
FIG 5 zeigt nun ein Diagramm wie FIG 4, bei dem jedoch nun die Chip-Temperatur oberhalb des Gefrierpunkts liegt. Wie aus FIG 5 ersichtlich ist, ist hier nunmehr eine höhere maximal zulässige Spannung an der Schaltstrecke 12 möglich, die durch die Gerade 88 im Diagramm der FIG 5 dargestellt ist. Infolge¬ dessen kann eine höhere Schaltgeschwindigkeit beim Schalten des IGBT 10 zugrundegelegt werden, die dazu führt, dass auch die Spannung zwischen dem Kollektor 52 und dem Emitter 50 des IGBT 10 höher ausfallen darf, wie in FIG 5 dargestellt ist. Auch hier ist aufgrund der gewählten Schaltgeschwindigkeit ein Active-Clamping nicht in Eingriff.
Die Erfindung nutzt nun diesen Effekt, der anhand der FIG 4 und 5 erläutert wurde, um die Maximalspannung 66 einstellbar auszugestalten. Dadurch kann erreicht werden, dass bei höheren Chip-Temperaturen auch höhere Schaltgeschwindigkeiten realisiert werden können, sodass insgesamt die Verlustleis¬ tung des IGBT 10 reduziert und der Wirkungsgrad erhöht werden können. Zu diesem Zweck nutzt die Erfindung der vorliegenden Ausgestaltung einen von der Temperatur abhängig veränderlichen elektrischen Widerstand 16, der vorliegend als NTC- Widerstand ausgebildet ist. Die Variation der Maximalspannung 66 in Abhängigkeit der Temperatur der Schaltstrecke 12 lässt sich durch den elektrischen Widerstand 16 in einem Rückkopplungskreis in der Treibereinheit 20 realisieren. Hierbei wird eine Eigenschaft des negativen Temperaturkoeffizienten von NTC-Widerständen genutzt, wie sie anhand der FIG 6 darge¬ stellt ist.
FIG 6 zeigt in einer schematischen Darstellung ein Diagramm, dessen Abszisse 92 eine Temperatur darstellt, wohingegen die Ordinate 90 einen Widerstandswert angibt. Der Graph 94 stellt den Verlauf des elektrischen Widerstandswertes über der Tem- peratur dar. Wie aus FIG 6 ersichtlich ist, nimmt der elekt¬ rische Widerstandswert mit zunehmender Temperatur ab.
FIG 7 zeigt nun in einer schematischen Schaltbildanordnung eine Steuerschaltung 44, die dem Steuern eines Halbleiter- Schalters, hier der IGBT 10, in einem Schaltbetrieb dient. Der IGBT 10 ist vorliegend Bestandteil eines nicht weiter dargestellten getakteten Energiewandlers, der vorliegend ein Wechselrichter ist. Alternativ kann der Energiewandler natürlich auch ein Umrichter, ein DC/DC-Wandler oder dergleichen sein.
Der IGBT 10 ist in einer nicht weiter dargestellten Schal- tungstopologie angeordnet, die an seinem Kollektoranschluss 52 eine parasitäre Induktivität 46 verursacht. Die Induktivi- tät 46 ist zum IGBT 10 in Reihe geschaltet. Die Reihenschal¬ tung aus dem IGBT 10 und der Induktivität 46 ist an eine nicht weiter bezeichnete Zwischenkreisgleichspannung ange- schlössen. Ferner ist die Schaltstrecke 12 des IGBT 10 zu ei¬ ner Diode 48 parallelgeschaltet, die hier eine Inversdiode darstellt. Zu diesem Zweck ist eine Anode der Diode 48 an den Emitter 50 des IGBT 10 angeschlossen, und eine Kathode der Diode 48 ist an den Kollektor 52 des IGBT 10 angeschlossen. Die Inversdiode 48 dient der Ermöglichung eines Stromflusses entgegen der Polarität des IGBT 10.
Der IGBT 10 weist die über das Gate 14 als Steuerelektrode steuerbare Schaltstrecke 12 auf, die ausgebildet ist, abhän¬ gig von einem elektrischen Schaltpotential am Gate 14 des IGBT 10 einen ausgeschalteten oder einen eingeschalteten Zustand einzunehmen. Die Steuerschaltung 44 umfasst vorliegend einen an die Schaltstrecke 12 anschließbaren Spannungssensor 18 zum Erfassen einer elektrischen Schaltstreckenspannung und eine an das Gate angeschlossene Treibereinheit 20 zum Beauf¬ schlagen des Gates 14 mit dem Schaltpotential. Die Treiber¬ einheit 20 ist ausgebildet, zumindest während eines Schalt¬ vorgangs der Schaltstrecke 12 vom eingeschalteten in den aus- geschalteten Zustand die elektrische Schaltstreckenspannung an der Schaltstrecke 12 zu erfassen und bei Erreichen der Maximalspannung 66 durch die Schaltstreckenspannung das Gate 14 mit einem elektrischen Begrenzungspotential zu beaufschlagen, um die Schaltstreckenspannung auf die Maximalspannung 66 durch Versetzen der Schaltstrecke 12 in einen elektrisch leitenden Zustand zu begrenzen.
Die Treibereinheit 20 weist hierzu einen thermisch mit der Schaltstrecke 12 gekoppelten Temperatursensor 96 zum Erfassen einer Temperatur der Schaltstrecke 12 auf. Die Treibereinheit 20 ist ferner ausgebildet, die Maximalspannung 66 abhängig von der erfassten Temperatur zu ermitteln. Der Temperatursensor 96 weist zwei in Reihe geschaltete elektrische Widerstände 16, 22 auf, wobei bei einem der Wi¬ derstände 16 ein Wert des elektrischen Widerstands von der Temperatur abhängig veränderlich ist. Der Widerstand 16 ist vorliegend ein NTC-Widerstand, wie er anhand von FIG 6 be¬ reits erläutert wurde.
Die Treibereinheit 20 weist ferner eine Vergleichsschaltung 26 auf, an die der Temperatursensor 96 angeschlossen ist und die ausgebildet ist, einen Wert eines Messsignals des Tempe¬ ratursensors 96 auszuwerten, mit einem vorgegebenen Vergleichswert 28 zu vergleichen und bei einem größeren Wert des Messsignals als der Vergleichswert 28 ein Vergleichssignal 30 für die Treibereinheit 20 bereitzustellen. Vorliegend ist der Vergleichswert 28 durch eine Konstantspannungsquelle bereit¬ gestellt, die an einen Komparator als Vergleichsschaltung 26 angeschlossen ist. Vorliegend ist der Vergleichswert 28 an einen invertierenden Anschluss des Komparators 26 angeschlos¬ sen .
Die Treibereinheit 20 ist ausgebildet zum Bereitstellen des Begrenzungspotentials das Vergleichssignal 30 mit dem Schalt¬ potential für den ausgeschalteten Zustand zu überlagern. Die Überlagerung erfolgt am Gate 14 des IGBT 12. Zu diesem Zweck weist die Treibereinheit 20 Reihenschaltungen 32, 34 aus je¬ weils einem elektrischen Widerstand 36, 38 mit jeweils einer elektrischen Diode 40, 42 auf. Die Reihenschaltungen 32, 34 sind mit einem ihrer Anschlüsse mit der Steuerelektrode 14 beziehungsweise einem weiteren Steueranschluss der Treiber- einheit 20 gekoppelt und mit ihrem jeweiligen anderen der Anschlüsse an die Vergleichsschaltung 26, und hier einem Aus- gangsanschluss des Komparators, angeschlossen, der das Ver¬ gleichssignal 30 bereitstellt. Der Spanungssensor 18 und der Temperatursensor 96 sind hier einstückig ausgebildet. Ein Mittelabgriff des Spanungssensors 18 ist an einen invertierenden Eingangsanschluss des Kompara- tors angeschlossen. Übersteigt die Spannung am Mittelabgriff die Spannung der Konstantspannungsquelle . Liefert der Kompa- rator als Vergleichssignal 30 ein Ausgangssignal, dessen Wert derart ist, dass über die Reihenschaltungen 32, 34 das Gate 14 mit einem Begrenzungspotential beaufschlagt wird, sodass die Schaltstreckenspannung auf die Maximalspannung 66 begrenzt wird. Die Maximalspannung 66 ist abhängig von den Widerstandswerten der Widerstände 16, 22 sowie der Spannung der Konstantspannungsquelle. Dadurch, dass der Widerstand 16 als NTC-Widerstand ausgebildet ist und dieser mit einem Halblei- ter-Chip des IGBT's 10 thermisch gekoppelt ist, ändert sich ein Widerstandswert des Widerstands 16 abhängig von der Tem¬ peratur des Halbleiter-Chips und damit abhängig von der Tem¬ peratur der Schaltstrecke 12. Aufgrund der Schaltungstopolo- gie ändert sich dadurch auch die Maximalspannung 66 abhängig von der Temperatur der Schaltstrecke 12. Dadurch kann die gewünschte Anpassung der Maximalspannung 66 erreicht werden, sodass die Active-Clamping-Funktion verbessert ist.
Das oben angeführte Ausführungsbeispiel veranschaulicht das Prinzip des erfindungsgemäßen Verfahrens sowie der erfindungsgemäßen Steuerschaltung. Es soll die Erfindung lediglich erläutern und diese nicht beschränken. Selbstverständlich wird der Fachmann bei Bedarf entsprechende Variationen vorsehen, ohne den Kerngedanken der Erfindung zu verlassen. Natür- lieh können auch einzelne Merkmale bedarfsgerecht in beliebi¬ ger Weise miteinander kombiniert werden. Darüber hinaus ist die Erfindung natürlich nicht auch IGBT's beschränkt, sondern kann auch bei anderen Schaltelementen, insbesondere Transistoren im Schaltbetrieb eingesetzt werden. Entsprechendes gilt für getaktete Energiewandler. Schließlich können insbesondere für Verfahrensmerkmale ent¬ sprechende Vorrichtungsmerkmale oder umgekehrt vorgesehen sein .

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Steuern eines Halbleiterschalters (10) in einem Schaltbetrieb, bei dem eine Schaltstrecke (12) des Halbleiterschalters (10) mittels eines elektrischen Schaltpo¬ tentials an einer Steuerelektrode (14) des Halbleiterschal¬ ters (10) derart gesteuert wird, dass die Schaltstrecke (12) abhängig von dem elektrischen Schaltpotential einen ausgeschalteten oder einen eingeschalteten Zustand einnimmt, wobei während eines Schaltvorgangs der Schaltstrecke (12) vom ein¬ geschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand eine elektrische Schaltstreckenspannung an der Schaltstrecke (12) erfasst wird und bei Erreichen einer Maximalspannung durch die Schaltstreckenspannung die Steuerelektrode (14) mit einem elektrischen Begrenzungspotential beaufschlagt wird, das die Schaltstrecke (12) in einen elektrisch leitenden Zustand versetzt, um die Schaltstreckenspannung auf die Maximalspannung zu begrenzen,
dadurch gekennzeichnet, dass mittels eines thermisch mit der Schaltstrecke (12) gekoppelten Temperatursensors (96) eine
Temperatur der Schaltstrecke (12) erfasst wird und die Maxi¬ malspannung abhängig von der erfassten Temperatur ermittelt wird .
2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltstrecke (12) mittels des Begrenzungspotentials außerhalb des Schaltbetriebs be¬ trieben wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, dass eine Schaltflanke des Schaltpo¬ tentials zumindest während des Schaltvorgangs der Schaltstre¬ cke (12) vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand abhängig vom Erreichen der Maximalspannung durch die Schaltstreckenspannung geregelt wird.
4. Steuerschaltung (44) zum Steuern eines Halbleiterschalters (10) in einem Schaltbetrieb, wobei der Halbleiterschalter
(10) eine über eine Steuerelektrode (14) steuerbare Schalt¬ strecke (12) aufweist, die ausgebildet ist, abhängig von ei¬ nem elektrischen Schaltpotential an der Steuerelektrode (14) des Halbleiterschalters (10) einen ausgeschalteten oder einen eingeschalteten Zustand einzunehmen, mit einer an die Steuerelektrode (14) anschließbaren Treibereinheit (20) zum Beauf¬ schlagen der Steuerelektrode (14) mit dem Schaltpotential, die einen an die Schaltstrecke (12) anschließbaren Spannungs¬ sensor (18) zum Erfassen einer elektrischen Schaltstrecken- Spannung aufweist, wobei die Treibereinheit (20) ausgebildet ist, zumindest während eines Schaltvorgangs der Schaltstrecke (12) vom eingeschalteten Zustand in den ausgeschalteten Zustand bei Erreichen einer Maximalspannung durch die Schaltstreckenspannung die Steuerelektrode (14) mit einem elektri- sehen Begrenzungspotential zu beaufschlagen, um die die
Schaltstreckenspannung auf die Maximalspannung durch Versetzen der Schaltstrecke (12) in einen elektrisch leitenden Zustand zu begrenzen,
dadurch gekennzeichnet, dass die Treibereinheit (20) einen thermisch mit der Schaltstrecke (12) gekoppelten Temperatursensor (96) zum Erfassen einer Temperatur der Schaltstrecke (12) aufweist und die Treibereinheit (20) ausgebildet ist, die Maximalspannung (66) abhängig von der erfassten Temperatur zu ermitteln.
5. Steuerschaltung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet, dass der Temperatursensor (96) we¬ nigstens zwei in Reihe geschaltete elektrische Widerstände (16, 22) aufweist, wobei bei wenigstens einem der Widerstände (16) ein Wert des elektrischen Widerstands von der Temperatur abhängig veränderlich ist.
6. Steuerschaltung nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, dass der von der Temperatur abhängig veränderliche elektrische Widerstand (16) ein NTC-Widerstand oder ein PTC-Widerstand ist.
7. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 4 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, dass die Treibereinheit (20) eine Vergleichsschaltung (26) aufweist, an die der Temperatursensor (96) angeschlossen ist, und die ausgebildet ist, einen Wert eines Messsignals des Temperatursensors (96) auszuwer- ten, mit einem vorgegebenen Vergleichswert (28) zu verglei¬ chen und bei einem größeren Wert des Messsignals als dem Ver¬ gleichswert (28) ein Vergleichssignal (30) für die Treiber¬ einheit (20) bereitzustellen.
8. Steuerschaltung nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, dass die Treibereinheit (20) ausge¬ bildet ist, zum Bereitstellen des Begrenzungspotentials das Vergleichssignal (30) dem Schaltpotential für den ausgeschal¬ teten Zustand zu überlagern.
9. Steuerschaltung nach Anspruch 8,
dadurch gekennzeichnet, dass die Treibereinheit (20) eine Reihenschaltung (32, 34) aus einem elektrischen Widerstand (36, 38) mit einer elektrischen Diode (40, 42) aufweist, wo- bei die Reihenschaltung (32, 34) mit einem ihrer Anschlüsse mit der Steuerelektrode (14) koppelbar und mit dem anderen ihrer Anschlüsse an die Vergleichsschaltung (26) angeschlos¬ sen ist.
10. Getakteter Energiewandler mit einem ersten und einem zweiten elektrischen Anschluss, wenigstens einem Halbleiterschalter (10) und einer an eine Steuerelektrode (14) des we- nigstens einen Halbleiterschalters (10) angeschlossenen Steu¬ erschaltung, die ausgebildet ist, den Halbleiterschalter (10) zum energietechnischen Koppeln des ersten Anschlusses mit dem zweiten Anschluss zu steuern,
gekennzeichnet durch eine Steuerschaltung (44) nach einem der Ansprüche 4 bis 9.
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