DE19546132C2

DE19546132C2 - Schaltungsanordnung zum Schutz vor eingangsseitigem Überstrom bei Spannungszwischenkreisumrichtern

Info

Publication number: DE19546132C2
Application number: DE1995146132
Authority: DE
Inventors: Berthold Fuld
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1995-12-11
Filing date: 1995-12-11
Publication date: 2000-10-12
Anticipated expiration: 2015-12-12
Also published as: DE19546132A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Schutz vor eingangsseitigem Überstrom bei Spannungszwi schenkreisumrichtern, beispielsweise Schaltnetzteile, Gleichstromsteller, Wechselrichter oder Lampenvor schaltgeräte.

Der Zwischenkreis derartiger Spannungszwischenkreisum richter enthält im Regelfall eine vergleichsweise große Kapazität, die als niederohmige Quelle für angeschlos sene Umrichter dient. Ein kapazitives Verhalten, d. h., ein unmittelbar nach dem Einschalten hoher Strom, der danach abklingt, zeigen auch Glühlampen, die im kalten Zustand niederohmig sind.

Der Ladestrom, der beim Stecken oder Einschalten des betreffenden Umrichters in den Speicherkondensator fließt, kann, sofern keine begrenzenden Maßnahmen durchgeführt werden, zur Zerstörung von Bauelementen führen.

Weiterhin wird der Schutz vor energiereichen Überspan nungen gefordert, die u. U. Bauelemente zerstören kön nen.

Eine Schaltungsanordnung, die die Aufgabe der Ein schaltstrombegrenzung und des Überspannungsschutzes er füllt, ist aus EP 0 272 514 A1 bekannt. Die Aufgabe des Schutzes wird durch einen MOSFET zwischen Quelle und Zwischenkreiskapazität erfüllt, der beim Einschalten über ein RC-Glied verzögert aufgesteuert wird; zusätz lich ist eine Regelvorrichtung vorgesehen, die bei Auf treten eines unzulässigen Stromes, der beispielsweise durch eine Überspannung hervorgerufen werden kann, den MOSFET sperrt und damit die nachgeschalteten Baugruppen vor der Überspannung schützt. Beispielhaft beschrieben ist die Ausführung dieser Regelschaltung als npn- Transistor, dessen Basis-Emitterstrecke parallel zu ei nem Strommeßwiderstand, der in Reihe zum MOSFET ange ordnet ist, liegt. Der Kollektor ist mit dem Gate des MOSFET verbunden. Bei Auftreten eines Überstroms, der zu einem Spannungsabfall am Strommeßwiderstand größer der Basisschwellspannung des Transistors führt, wird der MOSFET sehr schnell abgeschaltet. Zusätzlich wird vorgeschlagen, zur Vermeidung des Linearbetriebs des MOSFET während der Aufladung des Zwischenkreiskondensa tors einen Widerstand parallel zur Drain-Source-Strecke zu schalten. Über diesen fließt der Ladestrom; erst nach Abschluß der Ladung wird der Widerstand durch den MOSFET kurzgeschlossen.

Eine Erweiterung dieser Schaltung zum Betrieb mit wei tem Eingangsspannungsbereich ist in EP 0 524 425 A1 be schrieben.

Eine weitere Schaltung ist in EP 0 432 847 A2 beschrie ben. Diese Schaltung ähnelt der o. g., sie weist jedoch keinen Widerstand parallel zum MOSFET auf. Durch eine Regelschaltung wird hier der Strom während des Anlaufs auf einen Wert begrenzt, der innerhalb des sicheren Be triebsbereiches des Halbleiters liegt.

In EP 0 591 915 A2 ist eine ebenfalls ähnliche Lösung beschrieben, bei der in Reihe zum Schalter eine Drossel liegt. Bei einer auftretenden Überspannung führt der ansteigende Strom zu einer induzierten Spannung an die ser Drossel; diese Spannung wird erkannt und der MOSFET gesperrt. Zusätzlich weist diese Lösung gleichfalls ei nen Strommeßwiderstand auf.

In EP 0 423 885 A1 ist eine reine Einschaltstrombegren zung ohne Stromerfassung beschrieben; es erfolgt ein verzögertes Zuschalten eines Leistungshalbleiters durch die Ladung eines RC-Gliedes; bei Ausfall der Netzspan nung wird der zugehörige Kondensator relativ schnell entladen. Die Vorladung des nachgeschalteten Elektro lytkondensators erfolgt durch einen zum Leistungshalb leiter parallelgeschalteten Widerstand.

Bei einer weiteren Ausführungsform (EP 0 402 367 B1) erfolgt die Ansteuerung des Leistungsschalters durch einen Regelkreis für die Spannung am Ausgang; unterla gert ist ein Stromregelkreis für den Strom durch den schaltenden Leistungstransistor.

Die hier genannten Lösungen haben einige gemeinsame Ei genschaften

- Zwischen einer Spannungsquelle und einer Last mit kapazitivem Verhalten liegt ein Leistungshalbleiter, vorzugsweise ein MOSFET
- Der Strom wird durch eine Regelschaltung begrenzt, die auf den o. g. MOSFET als Stellglied wirkt; die Istwerterfassung erfolgt durch einen Shuntwiderstand in Reihe zum Leistungshalbleiter.

DE 34 05 847 C1 zeigt einen Serienregler mit einem MOSFET-Leistungstransistor. Der Gate-Anschluß ist mit dem Ausgang eines ersten Operationsverstärkers verbun den, der Bestandteil einer Strombegrenzungsschaltung ist, und mit dem Ausgang eines zweiten Operationsver stärkers, der Bestandteil einer Regelschaltung ist. Ein Spannungsabfall über die Drain-Source-Strecke wird zur Erkennung eines Überstroms genutzt, um den Aus gangsstrom bei einem Linearregler mit einer sogenannten Foldback-Kennlinie zu begrenzen.

DE 40 13 731 C2 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Be grenzung des Einschaltstromstoßes mit einer Speiese spannungsquelle und einem Speicherkondensator, zwischen denen die Drain-Source-Strecke eines feldgesteuerten Halbleiters angeordnet ist. Das Gate dieses Halbleiters ist an den Ausgang eines Verstärkers angeschlossen, dessen Versorgung an den Ausgang einer Spannungsquelle geführt ist.

DE 691 28 967 T2 zeigt eine Schaltungsschutzeinrich tung, bei der die Drain-Source-Strecke eines feldge steuerten Halbleiters als Strommeßwiderstand verwendet wird, wobei ein Verstärker vorgesehen ist, dessen einer Eingang an eine Referenzspannungsquelle geführt ist, dessen anderer Eingang an einen parallel zur Drain- Source-Strecke angeordneten Spannungsteiler angeschlos sen ist, wodurch bei höheren Überströmen ein Abschalten des Halbleiters erfolgt.

Eine ähnliche Ausgestaltung ist in DE 40 39 990 A1 be schrieben. Hier ist der invertierende Eingang des Ver stärkers mit einem Spannungsteiler verbunden, während der nicht-invertierende Eingang über einen Widerstand mit einer die Schwellwertspannung bestimmenden Span nungsquelle und über einen weiteren Widerstand mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Spannungszwischen kreisumrichter mit einer möglichst verlustarmen und ko stengünstigen Schaltung zu versehen, die Schutz gegen Überstrom, insbesondere beim Einschalten, gewährlei stet.

Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.

Überlegungen im Rahmen der Erfindung haben ergeben, daß es zur Lösung der gestellten Aufgabe zweckmäßig ist, dem Speicherkondensator ein Stellglied vorzuschalten, über dieses die Aufladung der nachgeschalteten Kapazi tät zu steuern und bei Auftreten eines Überstroms den Strom zu begrenzen. Hierzu ist es zweckmäßig, den stromabhängigen Spannungsabfall eines Halbleiters zur Erfassung eines Überstroms zu nutzen.

Folgende Vorteile bieten der unter Patentansprüche beschriebene Hauptanspruch und die zugehörigen Unteransprüche

Zu Anspruch 1: Gegenüber den bisher bekannten Lösungen kann auf einen aufwendigen Leistungs widerstand zur Strommessung verzichtet werden; der Energieverbrauch wird aufgrund des Entfalls des ohmschen Spannungsabfalls dieses Widerstands reduziert. Darüber hinaus ist die beschriebene Schaltung aufgrund des höheren Wertes der Ansprechspannung weniger störempfindlich.

Zu Anspruch 2: Die beschriebene Form der Spannungsquelle ist eine kostengünstige Realisierung der unter Anspruch 1 sehr allgemein beschriebenen Spannungsquelle (5).

Zu Anspruch 3: Die gesamte Schaltungsanordnung ist eine sinnvolle Realisierung der unter Anspruch 1 und 2 allgemein beschriebenen Kombination aus Verstärker und Referenzspannungsquelle.

Zu Anspruch 4: Durch die Parallelschaltung eines Widerstands wird der Leistungshalbleiter (4) beim Laden des Kondensators (2) entlastet und ggf. Linearbetrieb dieses Bauteils vermieden.

Zu Anspruch 5: Durch ein langsames Ansteuern des Halbleiters (4) wird die Einhaftung des sicheren Betriebsbereiches gewährleistet.

Die beschriebene Schaltung ist eine kostengünstige Ausführungsform der Spannungsquelle (5), wobei die Spannung der Spannungsquelle (5) bei schnellem Austieg der Spannungsversorgung (1) langsam ansteigt.

Zu Anspruch 6: Durch ein kontrolliertes Absenken der Steuerspannung des Halbleiter (4) nach Entfall der Spannung der Quelle (1) wird die ordnungsgemäße Funktion der Schaltung bei kurzen Netzausfällen gewährleistet.

Zu Anspruch 7: Die beschriebene Schaltung ist eine kostengünstige Ausführungsform der im Anspruch 6 prinzipiell beschriebenen Schaltung zur Entladung eines Kondensators (15).

Zu Anspruch 8: Durch die Verwendung einer weiteren, unverzögerten Spannungsquelle zur Generierung der Überwachungsspannung kann einerseits der Ansprechwert der Stromüberwachung unabhängig von der Gateschwellspannung eingestellt werden, andererseits eine Überwachungslücke während des Ansteigens der Spannung der Spannungsquelle (5) gefüllt werden (Im Spannungsbereich der Quelle (5) zwischen der Gateschwellspannung des Halbleiters (4) und der Schwellspannung der Zenerdiode (13) ist einerseits der Halbleiter (4) durchgesteuert, andererseits aber die Stromüberwachung inaktiv).

Zu Anspruch 9: Die beschriebene Schaltung ist eine kostengünstige Ausführungsform der im Anspruch 8 beschriebenen zusätzlichen Spannungsquelle.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von vier Abbildungen beispielsweise näher beschrieben

Es zeigen

Fig. 1: Prinzipschaltbild

Fig. 2: Grundschaltung zur Strombegrenzung

Fig. 3: Erweiterte Schaltung mit Ladewiderstand und Entladeschaltung für zeitbestimmenden Kondensator

Fig. 4: Schaltung mit getrennten Versorgungen für Gateansteuerung und Überwachung

Fig. 1 ist eine Grunddarstellung des Prinzips der Strombegrenzung. Ein Verbraucher 3, beispielsweise ein Schaltnetzteil, der eine niederohmige Gleichspannungsquelle 2, beispielsweise einen Elektrolytkondensator benötigt, wird aus einer anderen Gleichspannungsquelle 1, beispielsweise ein an ein Wechselspannungsnetz angeschlossener Gleichrichter, gespeist. Zwischen der Einspeisung 1 und der Quelle 2 liegt ein vorzugsweise feldgesteuerter Halbleiter 4, beispielsweise ein MOSFET. Die Ansteuerung erfolgt über eine Spannungsquelle 5, realisiert beispielsweise aus der Reihenschaltung eines Widerstandes 6 und einer Zenerdiode 7, und einem Widerstand 8.

Das Gate G des Halbleiters 4 ist mit dem Ausgang eines Verstärkers 11 verbunden. Der nichtinver tierende Eingang + des Verstärkers 11 ist mit einer Referenzspannungsquelle 12 verbunden, die als Sollwertgeber für die Spannungsüberwachung fungiert. Der invertierende Eingang - ist über einen Widerstand 9 mit der Spannungsquelle 5 und mit der Anode einer Diode 10 verbunden. Die Kathode der Diode 10 ist mit dem Drain D des Halbleiters 4 verbunden.

Der positive Versorgungsanschluß V+ des Verstärkers 11 ist mit der Spannungsquelle 5 verbunden, der negative Versorgungsanschluß V- mit der Source S des Halbleiters 4.

Funktion

Im Normalfall ist der Halbleiter 4 leitend, an G liegt die Ausgangsspannung des Verstärkers 11, die etwa der durch die Zenerdiode 7 vorgegebenen Spannung entspricht. Die Diode 10 ist leitend; damit liegt am invertierenden Eingang - des Verstärkers 11 etwa die Drain-Source-Spannung des Halbleiters 4. Diese ist im Normalbetrieb kleiner als die Spannung der Referenz 12; damit ist die Spannung am nicht invertierenden Eingang + des Verstärkers 11 höher als am invertierenden Eingang -; die Ausgangsspannung des Verstärkers 11 entspricht daher näherungsweise der positiven Versorgungsspannung.

Bei Auftreten eines Überstroms, beispielsweise infolge einer Überspannung, steigt die Drain-Source- Spannung des Halbleiters 4 an. Damit steigt auch die Spannung am invertierenden Eingang - des Verstärkers 11 an. Sobald die Spannung am invertierenden Eingang - des Verstärkers 11 größer wird wie die Spannung am nichtinvertierenden Eingang +, die der Ausgangsspannung der Referenz 12 entspricht, nimmt der Ausgang etwa das Potential der negativen Versorgungsspannung V- an. Damit wird die Gate-Source Strecke des Halbleiters 4 kurzgeschlossen, wodurch dieser sperrt und die Überspannung aufnimmt. Durch die steigende Spannung sperrt auch die Diode 10 und hält damit die Überspannung von der Ansteuerschaltung fern.

Das Wiedereinschalten des Halbleiters 4 erfolgt, wenn die Spannung am invertierenden Eingang - des Verstärkers 11 unter die Ausgangsspannung der Referenz 12 fällt. Damit nimmt der Ausgang des Verstärkers 11 wieder etwa den Wert der Versorgung V+ an; damit wird auch an das Gate des Halbleiters 4 eine positive Spannung angelegt, wodurch dieser durchgesteuert wird. Dies erfolgt alternativ unter folgenden Bedingungen:

1. Durch Sinken der Spannung der Quelle 5 unter die Spannung der Referenz 12. Damit wird die Spannung am invertierenden Eingang - auf jeden Fall kleiner als die Spannung der Referenz 12; die Ausgangsspannung des Verstärkers 11 nimmt wieder etwa den Wert der positiven Versorgung V+ an. Sofern die Ausgangsspanung größer wie die Gateschwellspannung des Halbleiters 4 ist, wird die Drain- Source-Strecke des Halbleiters 4 wieder leitend.
2. Durch Absenken der Drain-Source-Spannung des Halbleiters 4 auf einen Wert unterhalb der Spannung der Referenz 12. Da an der Anode der Diode 10 keine höhere Spannung anliegen kann als an der Kathode, ist die Spannung am invertierenden Eingang - des Verstärkers 11 auf den Wert der Drain-Source-Spannung des Halbleiters 4 begrenzt. Somit wird die Spannung am invertierenden Eingang - des Verstärkers 11 kleiner als die Spannung am nichtinvertierenden Eingang; die Ausgangsspannung des Verstärkers 11 nimmt daher etwa wieder den Wert der Spannung der Quelle 5 an, wodurch die Drain-Source-Strecke des Halbleiter 4 leitend wird.

Für die Absenkung der Spannung bestehen zwei alternative Möglichkeiten

- Durch einen Widerstand 21 (siehe Fig. 3), vorteilhafterweise einen Heißleiter, parallel zur Drain- Source-Strecke des Halbleiters 4. Bei entsprechender Auslegung ist der vom Strom zwischen Quelle 1 und Kapazität 2 abhängige Spannungsabfall dieses Widerstands niedriger als die Spannung der Referenz 12.
- Durch Sinken der Spannung der Quelle 1 auf einen Wert unterhalb der Summe der Spannung am Kondensator 2 und der Spannung der Referenz 12. Damit wird die Drain-Source-Spannung des Halbleiters 4 auch im gesperrten Zustand kleiner als die Spannung der Referenz 12; da die Diode 10 leitend wird, liegt am nichtinvertierenden Eingang - des Verstärkers etwa die Drain-Source-Spannung des Halbleiters 4 an. Da diese kleiner ist als die Spannung der Referenz 12, nimmt die Ausgangsspannung des Verstärkers 11 wieder etwa den Wert der Spannung der Quelle 5 an, wodurch die Drain-Source-Strecke des Halbleiter 4 leitend wird. Dieser Zustand tritt im Fall einer einphasigen gleichgerichteten Wechselspannung als Quelle 1 periodisch mit einer Wiederholfrequenz entsprechend der doppelten Netzfrequenz auf.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel zur Realisierung der oben beschriebenen Funktion. Ein Verbraucher 3, beispielsweise ein Schaltnetzteil, der eine niederohmige Gleichspannungsquelle 2, beispielsweise ein Elektrolytkondensator benötigt, wird aus einer anderen Gleichspannungsquelle 1, beispielsweise ein an ein Wechselspannungsnetz angeschlossener Gleichrichter, gespeist. Zwischen der Einspeisung 1 und der Quelle 2 liegt ein vorzugsweise feldgesteuerter Halbleiter 4, beispielsweise ein MOSFET. Die Ansteuerung erfolgt über eine Spannungsquelle 5, realisiert beispielsweise aus der Reihenschaltung eines Widerstandes 6 und einer Zenerdiode 7, und einem Widerstand 8.

Der Schaltungsteil des Verstärkers 11 ist ausgeführt als Halbleiter 14, beispielsweise ein npn-Transistor, dessen Kollektor C über einen Widerstand 8 mit der Spannungsquelle 5 verbunden ist. An den Kollektor C des Halbleiters 14 ist das Gate G des Halbleiters 4 angeschlossen. Der Emitter E des Halbleiters 14 ist mit der Source S des Halbleiters 4 verbunden. Die Basis ist an die Anode eines Bauelements mit Durchbruchverhalten 13, beispielsweise eine Zenerdiode, angeschlossen, das sowohl die Funktion der Referenz 12 wie auch die Vergleichsfunktion des Verstärkers 11 übernimmt. Die Durchbruch- oder Zenerspannung des Bauelements 13 liegt höher als die Gateschwellspannung des Halbleiters 4. Die Kathode des Bauelements 13 ist einerseits über den Widerstand 9 mit der Spannungsquelle 5 verbunden, andererseits ist die Anode einer Diode 10 angeschlossen. Die Kathode der Diode 10 ist mit dem Drain D des Halbleiters 4 verbunden.

Funktion

Im Normalfall ist der Halbleiter 4 leitend, an G liegt die durch die Zenerdiode 7 vorgegebene Spannung. Die Diode 10 ist leitend; damit liegt an der Kathode des Bauelements 13 die Drainspannung des Halbleiters 4.

Da die Drain-Source-Spannung bestimmungsgemäß niedriger ist wie die durch den Schwellwert des Bauelements 13 vorgegebene Auslösespannung, ist die Diode 10 leitend.

Bei Auftreten eines Überstroms, beispielsweise infolge einer Überspannung, steigt die Drain-Source- Spannung des Halbleiters 4 an. Damit steigt auch die Spannung an der Kathode des Bauelements 13 an. Sobald der Schwellwert erreicht ist, wird das Bauelement 13 leitend und steuert damit den Halbleiter 14 durch. Damit wird die Gate-Source Strecke des Halbleiters 4 kurzgeschlossen, wodurch dieser sperrt und die Überspannung aufnimmt. Durch die steigende Spannung sperrt auch die Diode 10 und hält damit die Überspannung von der Ansteuerschaltung fern.

Das Wiedereinschalten des Halbleiters 4 erfolgt, wenn die Spannung an dem Bauelement 13 unter den Schwellwert fällt, damit der Halbleiter 14 gesperrt wird und somit das Gate G des Halbleiters 4 mit der Spannungsquelle 5 verbunden wird. Dies erfolgt alternativ bei folgenden Bedingungen:

1. Durch Sinken der Spannung der Quelle 5 unter den Schwellwert des Bauelements 13. Damit sperrt zunächst das Bauelement 13; damit sperrt der Halbleiter 14, wodurch die Spannung der Spannungsquelle 5 wieder über den Widerstand 8 mit dem Gate G des Halbleiters 4 verbunden wird
2. Durch Absenken der Drain-Source-Spannung des Halbleiters 4 auf einen Wert unterhalb der Schwellspannung des Bauelements 13. Da an der Anode der Diode 10 keine höhere Spannung anliegen kann als an der Kathode, ist die Spannung am Bauelement 13 auf den Wert der Drain-Source-Spannung des Halbleiters 4 begrenzt. Somit sperrt in diesem Fall zunächst Bauelement 13, wodurch der Halbleiter 14 öffnet und damit wieder das Gate G des Halbleiters 4 mit der Spannungsquelle 5 verbunden wird. Für die Absenkung der Spannung bestehen zwei alternative Möglichkeiten
- - Durch einen Widerstand 21, vorteilhafterweise einen Heißleiter, parallel zur Drain-Source-Strecke des Halbleiters 4. Bei entsprechender Auslegung ist der vom Strom zwischen Quelle 1 und Kapazität 2 abhängige Spannungsabfall dieses Widerstands niedriger als der Schwellwert des Bauelements 13.
- - Durch Sinken der Spannung der Quelle 1 auf einen Wert unterhalb der Summe der Spannung am Kondensator 2 und der Schwellspannung des Bauelements 13. Damit wird die Drain-Source-Spannung des Halbleiters 4 kleiner als die Schwellspannung des Bauelements 13; die Diode 10 wird leitend. Dieser Zustand tritt im Fall einer einphasigen gleichgerichteten Wechselspannung als Quelle 1 periodisch auf.

Die hier beschriebene Schaltung weist zunächst keine Begrenzung des Einschaltstroms bei Zuschalten der Quelle 1 auf die entladene Kapazität 2 auf. Dies ist jedoch möglich bei Erweiterung der Schaltung nach Fig. 3. Zur Begrenzung des Einschaltstroms werden zwei Möglichkeiten vorgeschlagen, die auch zusammen realisiert werden können:

1. Der Spannungsanstieg der Quelle 5 erfolgt langsam, realisiert beispielsweise durch eine Kapazität 15 am Ausgang der Quelle 5, der über einen Widerstand 6 geladen wird. Sobald die Spannung am Gate G des Halbleiters 4 einen vom Bauelement abhängigen Wert erreicht, geht der Halbleiter 4 in den Linearbetrieb über; in diesem Zustand nimmt er gleichzeitig die Spannung zwischen der Quelle 4 und der Kapazität 2 auf und führt einen Strom zur Ladung des Kondensators. Erst nach einer von der Zeitkonstante des RC-Glieds 6,15 abhängigen Zeit ist der Halbleiter 4 durchgesteuert und nimmt nur noch eine geringe Flußspannung auf. Durch eine entsprechende Auslegung kann ein Betrieb im sicheren Bereich des Halbleiters 4 gewährleistet werden.

Während des Ladens liegt die Spannung der Quelle 5 unterhalb der Schwellspannung des Bauelements 13; die zunächst hohe Drain-Source-Spannung des Bauelements 4 führt daher nicht zum Schließen des Halbleiterschalters 14. Erst nach Abschluß des Ladevorgangs wird die Spannung der Quelle 5 auf einen Wert oberhalb der Schwellspannung des Bauelements 13 erhöht und damit die Strombegrenzung für Überspannungsschutz aktiviert.

Diese Schaltung kann zusätzlich erweitert werden um ein Netzwerk 30, das eine kontrollierte Absenkung der Spannung der Quelle 5 bei Netzausfall bewirkt. Damit ist sichergestellt, daß auch bei einer Wiederkehr der Netzspannung kurze Zeit nach Ausfall die Einschaltstrombegrenzung funktioniert.

Ein Beispiel hierfür ist eine Schaltung bestehend aus zwei Widerständen 31, 32, die einen Span nungsteiler bilden. An den Verknüpfungspunkt der beiden Widerstände 31, 32 ist der Steueranschluß eines steuerbaren Halbleiters 33, beispielsweise ein pnp-Transistor, angeschlossen. Der Kollektor des Halbleiters 33 ist mit einem Anschluß der Quelle 1 verbunden, der Emitter liegt an einem Widerstand 34. Der zweite Anschluß des Widerstands 34 liegt am Ausgang der Spannungsquelle 5.

Im bestimmungsgemäßen Betrieb liegt die Spannung am Steueranschluß des Halbleiters 33 oberhalb der Ausgangsspannung der Quelle 5. Damit sperrt der Halbleiter 33. Bei einem Absinken der Netzspannung unterhalb eines durch das Tellerverhältnis der Widerstände 31 und 32 gebildeten Schwellwert wird die Spannung am Steueranschluß des Halbleiters 33 kleiner als die Spannung der Quelle 5. Der Halbleiter 33 wird dadurch leitend; der Kondensator 6 wird entladen, wobei die Entladezeitkonstante durch den Widerstand 34 bestimmt ist. Damit sinkt auch die Spannung am Ausgang der Spannungsquelle 5 und damit auch die Spannung am Gate G des Halbleiters 4 nach einer Verzögerungszeit unter den Schwellwerts, bei dem der Halbleiter 4 leitend ist. Dieser sperrt. Damit liegen die gleichen Verhältnisse vor wie vor einer Einschaltung; bei Wiederkehr der Netzspannung läuft daher der gleiche Zyklus ab wie bei einem normalen Einschaltvorgang.

1. Parallel zum Halbleiter 4 wird ein Widerstand 21, vorteilhafterweise ein Heißleiter, angeschlossen. Beim Zuschalten ist der Halbleiter 4 zunächst gesperrt; die Kapazität 2 wird über den Widerstand 21 aufgeladen. Wie oben beschrieben, wird die Diode 10 leitend, wenn die Spannung an dem Widerstand 21 unter die Ausgangsspannung der Spannungsquelle 5 fällt. Sobald die durch den Stromfluß durch den Widerstand hervorgerufene Spannung unter die Schwellspannung des Bauelements 13 fällt, sperrt dieser; damit wird auch der Halbleiter 14 gesperrt und das Gate G des Halbleiters 4 über den Widerstand 8 mit der Spannungsquelle 5 verbunden.

Sofern als Widerstand ein Heißleiter eingesetzt wird, kann dieser so ausgelegt werden, daß im warmen Zustand der Spannungsabfall stets unterhalb der Schwellspannung des Bauelements 13 liegt. Bei Verwendung eines linearen Widerstands kann das Absinken der Spannung unter den Schwellwert beispielsweise dadurch sichergestellt werden, daß der nachgeschaltete Verbraucher 3 erst nach Abschluß des Ladevorgangs zugeschaltet wird.

Eine weitere mögliche Ausführungsform einer Einschaltstrom- und Überspannungsbegrenzung zeigt Fig. 4. Hier ist ein Anschluß des Widerstand 9 an einen zusätzliche Spannungsquelle 37 angeschlossen, beispielsweise an die Kathode einer Zenerdiode 36, die über einen Widerstand 35 mit der Quelle 1 verbunden ist, und deren Anode mit der Source S des Halbleiters 4 verbunden ist. Damit wird die Teilschaltung zur Erkennung eines Überstroms unabhängig von der Teilschaltung zur Ansteuerung des Halbleiters; es ist damit beispielsweise möglich, für die Ansprechspannung der Überstromüberwachung einen Wert unterhalb der Schwellspannung am Gate G des Halbleiters 4, bei dem dieser leitend wird, zu wählen. Weiterhin kann bei dieser Ausführungsform auch während des Ladens die Überstromüberwachung aktiviert sein; sinnvoll ist dies in der oben beschriebenen Ausführungsform mit Widerstand 21 parallel zum Halbleiter 4.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Schutz gegen Überstrom bei einem Spannungszwischenkreisumrichter mit einer Speicherkapazität (2), bei der zwischen der Speise spannungsquelle (1) und dem Speicherkondensator (2) eine Drain-Source-Strecke eines feldgesteuerten Halbleiters (4) angeordnet ist, die Source des Halbleiters (4) mit einem Bezugspotential der Spei sespannungsquelle (1) verbunden ist und das Gate (G) des Halbleiters (4) an den Ausgang eines Ver stärkers (11) angeschlossen ist, dessen Versorgung an den Ausgang einer Spannungsquelle (5) geführt ist, dessen nicht-invertierender Eingang (+) an ei ne Referenzspannungsquelle (12) geführt ist und dessen invertierender Eingang (-) über einen Wider stand (9) an die Spannungsquelle (5) und über eine Diode (10), die so gepolt ist, daß sie bei Auftre ten einer Drain-Source-Spannung am Halbleiter (4) größer der Spannung der Spannungsquelle (5) sperrt, an die Drain D des Halbleiters (4) geführt ist, so daß bei Überstrom der Halbleiter (4) sperrt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die Spannungsquelle (5) aus einer ersten Zenerdiode (7), deren einer Pol mit der Source S des Halblei ters (4) verbunden ist und deren anderer Pol mit dem Ausgang der Spannungsquelle (5) verbunden ist, und einem weiteren ersten Widerstand (6), der an die Spannungsversorgung (1) und den Ausgang der Spannungsquelle (5) geführt ist, besteht.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, wobei der Verstärker (11) aus einem weiteren ersten steu erbaren Halbleiter (14) besteht, dessen Emitter (E) mit der Source des Halbleiters (4) verbunden ist, dessen Kollektor (C) an das Gate (G) des Halblei ters (4) und über einen weiteren zweiten Widerstand (8) an die Spannungsquelle (5) geführt ist und daß die Referenzspannungsquelle (12) aus einem Bauele ment mit Durchbruchverhalten (13) gebildet ist, dessen einer Anschluß an die Basis (B) des weiteren ersten Halbleiters (14) angeschlossen ist und des sen zweiter Anschluß mit dem Widerstand (9) und der Diode (10) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 3, wobei ein weiterer dritter Widerstand (21) parallel zur Drain-Source-Strecke des Halbleiters (4) liegt

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, wobei ein Kon densator (15) parallel zur ersten Zenerdiode (7) liegt

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, wobei der Kon densator (15) bei Absinken der Spannung der Span nungsquelle (1) unter einen Schwellwert durch einen Schaltungsteil (30), der mit dem Ausgang der Span nungsquelle (5) verbunden ist, entladen wird.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, wobei der Schaltungsteil (30) aus einem weiteren zweiten Halbleiter (33) besteht, dessen Steueranschluß über weitere zwei Widerstände (31, 32) an die Spannungs quelle (1), dessen Kollektor an einen Anschluß des Kondensators (15) und dessen Emitter über einen weiteren vierten Widerstand (34) an den Ausgang der Spannungsversorgung (5) geführt ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 bis 7, wobei der Widerstand (9) an den Ausgang einer weiteren Spannungsquelle (37) geführt ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, wobei die wei tere Spannungsquelle (37) aus der Reihenschaltung eines weiteren fünften Widerstands (35) und einer weiteren dritten Zenerdiode (36) besteht, die an die Spannungsquelle (1) angeschlossen ist, und de ren Ausgang am gemeinsamen Punkt des weiteren fünf ten Widerstands (35) und der weiteren dritten Zenerdiode (36) abgegriffen wird.