JP6603927B1 - プラズマ装置用直流パルス電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力回生により電力効率の改善を図るとともに、容量性負荷回路に印加する直流パルス電圧の波形を広範囲に変化可能とする。【解決手段】パルス形成部１３は、直流電源１１の出力電圧とコンデンサ１５の充電電圧とを切り替えることで直流パルス電圧を生成し、プラズマ装置を含む容量性負荷回路５０に印加する。制御部１２は、パルス形成部１３における電圧の切替え動作と昇圧／降圧コンバータ１４における昇圧／降圧の切替えと充放電のためのＰＷＭ制御を担う。コンデンサ１５は昇圧／降圧コンバータ１４における降圧動作により目標値に充電される。容量性負荷回路５０に印加される直流パルス電圧がパルス頂部電圧から底部電圧に変化したとき、その電圧差に対応する余剰電荷が容量性負荷回路５０からコンデンサ１５に移動して充電電圧が増加すると、昇圧／降圧コンバータ１４で昇圧動作が行われ、コンデンサ１５の電圧増加分に相当する電力が直流電源１１に回生される。【選択図】図１

Description

本発明は、プラズマ装置に用いられる直流パルス電源装置に関する。

現在、半導体プロセスを始めとする様々な分野において、プラズマを利用して対象物を加工したり処理したりするプラズマ装置が用いられている。
図１８は、プラズマ装置を駆動する従来の電源装置の一例の概略構成を示す図である。このプラズマ装置は、高周波プラズマにパルス状の直流電力を加えることで処理対象物を加工するものである。

図１８において、プラズマ装置は、真空排気された減圧雰囲気の下で放電ガスや反応ガスが導入されるチャンバ（図示せず）内に二つの電極が配置された、ごく簡略化されたモデルで示されている。この例では、上側の電極がカソード電極５２１であり、所定のガスに電力を供給して放電プラズマ５２３を生成するための電極である。一方、下側の電極は、カソード電極５２１との間に均一な電場を形成するように該カソード電極５２１と対向して設置されている対向電極５２２である。ここでは、対向電極５２２はチャンバと共に、電気的に接地されている。処理対象物は、カソード電極５２１又は対向電極５２２のいずれか一方に固定される。互いに所定距離だけ離して配置されているカソード電極５２１と対向電極５２２との間にはキャパシタが形成され、このキャパシタの容量は、その電極５２１、５２２の間に生成される放電プラズマ５２３自体の容量と合成され、プラズマ負荷回路５２となる。

高周波電源６０は、図示しない結合コンデンサやインピーダンス整合回路を介してカソード電極５２１に高周波電力を供給するものである。一方、直流パルス電源１００は、カソード電極５２１に負極性の直流パルス電圧を与えるものである。直流パルス電源１００と高周波電源６０はカソード電極５２１に対して並列に接続されるため、高周波電源６０による高周波電圧が直流パルス電源１００に印加されないように、カソード電極５２１と直流パルス電源１００との間には、リアクトル５１１とコンデンサ５１２とを含むローパスフィルタ５１が挿設されている。このため、直流パルス電源１００の負荷は、ローパスフィルタ５１と上記プラズマ負荷回路５２との並列合成回路である容量性負荷回路５０である。

よく知られているように、高周波電源６０により放電プラズマ５２３を励起するとき、電子電流とイオン電流とがほぼ均等な状態となるように負のセルフバイアス電圧が電極５２１、５２２間に生起される。このときのセルフバイアス電圧を高周波電源６０に直列に挿入される直流電圧源から印加されるものとみなし、図１８中には、直流電圧源６１を等価的に示している。この直流電圧源６１によって、容量性負荷回路５０は所定のセルフバイアス電圧に充電されるとみなせる。容量性負荷回路５０に充電されるセルフバイアス電圧によって、放電プラズマ５２３は高いイオン加速エネルギーを処理対象物に照射することができる。

上述したような容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加するための電源装置として、特許文献１に開示されているものがある。この従来の電源装置は、直流パルス電圧を容量性負荷回路に印加するだけでなく、半導体スイッチと共振回路とを用い、容量性負荷回路に蓄積されたエネルギーを電源装置側に回生することができる。

具体的に説明すると、上記電源装置は、直流電源と、充放電回路と、電流（電圧）調整回路と、を備える。充放電回路は、第１半導体スイッチとコンデンサとリアクトルと第２半導体スイッチと、を備える。第２半導体スイッチは、単方向スイッチを逆並列に接続したものであり、コンデンサから容量性負荷回路に向かう給電用の回路と容量性負荷からコンデンサに向かう電力回生用の回路とから成る。電流（電圧）調整回路は、直流電源と容量性負荷回路との間に、充放電回路と並列に設けられ、第３半導体スイッチを介して容量性負荷回路に接続される。この電流（電圧）調整回路は、ガスが放電する際の負荷条件に応じて、一定の電流若しくは電圧、又は、所望の波形の電流若しくは電圧を容量性負荷回路（つまりはプラズマ装置）に供給する。

上記従来の電源装置では、第１半導体スイッチがオンすることで、直流電源から充放電回路に電流が流れてコンデンサが充電される。該コンデンサが充電された状態で第１半導体スイッチをオフにする一方、第２半導体スイッチの給電用単方向スイッチをオンすることで、コンデンサに蓄積されていた電荷が給電用回路を介して容量性負荷に転送される。そして、電荷の転送が終了すると、給電用単方向スイッチの作用により、容量性負荷回路からコンデンサへ向けての電荷の逆流は阻止され、容量性負荷回路の電圧は維持される。一方、容量性負荷回路が充電された状態で、第２半導体スイッチの給電用単方向スイッチをオフにする一方、回生用単方向スイッチをオンすると、容量性負荷回路に充電されていた電荷が回生用回路を介してコンデンサに転送される。そして、この電荷の転送が終了すると、回生用単方向スイッチの作用により、コンデンサから容量性負荷回路へ向けての電荷の逆流が阻止される。このようにして、容量性負荷回路に充電された電荷と静電エネルギーとを、充放電回路のコンデンサに回生することができる。

上記電源装置ではさらに、容量性負荷回路は第４半導体スイッチを介して接地されており、容量性負荷回路の電荷を電源装置側に回生した後に第４半導体スイッチをオンする。これにより、容量性負荷回路に残留している電荷を接地に逃がし、電圧を短時間でゼロにするとともに、放電停止中に電圧をゼロに維持することができる。これにより、容量性負荷回路に負極性の直流パルス電圧が印加された直後に該電圧が速やかにゼロに戻り、矩形状の直流パルス電圧を容量性負荷回路に印加することができる。

特開２０１８−１０７９０４号公報

上記電源装置では、上述したように容量性負荷回路に蓄積されたエネルギーを電源装置側に回生することで電力効率が改善され、使用電力量を抑えることができるという利点がある。しかしながら、この電源装置では次のような問題がある。

プラズマ装置におけるセルフバイアス電圧の電圧値は、高周波電源６０から容量性負荷回路５０に印加される高周波電圧の振幅値やキャリア周波数によって変化する。処理対象物に対する高精度な微細加工を行う際には、高周波電源６０において高周波電圧の振幅値を或る変調周波数で以て振幅変調した高周波パルス電圧を生成する場合もあり、その場合には、セルフバイアス電圧も振幅変調の度合いに応じて変化する。直流パルス電源装置では、上記高周波パルス電圧に応じて変化するセルフバイアス電圧に対応して、直流パルス電圧の電圧値を調整する場合が多い。そのため、直流パルス電源装置には、セルフバイアス電圧の広範囲な連続的変化に対応する波形形状の直流パルス電圧を生成することが要求される。

しかしながら、上記従来の電源装置では、パルス底部の電圧がゼロに固定されるため、パルス底部の電圧値を連続的に変化させることができない。そのため、セルフバイアス電圧が連続的に変化したときに、それに追従してパルス底部の電圧値が変化するような直流パルス電圧を得ることができない。

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、比較的簡単な回路構成によって、電力回生により電力効率を改善することができるとともに、容量性負荷回路に印加する直流パルス電圧波形を広範囲に且つ連続的に変化させることができる直流パルス電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するためになされた本発明の第１の態様は、プラズマを形成する電極を含む容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加するプラズマ装置用直流パルス電源装置であって、
a)出力電圧が可変であって、一対の出力端の一端が基準電位に接続された直流電源と、
b)一端が基準電位に接続されたコンデンサと、
c)前記直流電源の出力電圧である第１の電圧と前記コンデンサに保持されている電圧である第２の電圧とを切り替えて、前記容量性負荷回路に印加する略矩形波状の直流パルス電圧を発生させるパルス形成部と、
d)前記直流電源と前記コンデンサとの間に設けられ、前記直流電源側から前記コンデンサ側への直流電圧の降圧動作と前記コンデンサ側から前記直流電源側への昇圧動作との、双方向の動作が可能である昇圧／降圧コンバータと、
e)前記パルス形成部における第１及び第２の電圧の切替え動作、並びに、前記昇圧／降圧コンバータにおける昇圧動作及び降圧動作を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記コンデンサの充電電圧が前記第１の電圧と基準電位との間の所定の目標値になるように前記昇圧／降圧コンバータに降圧動作を行わせて前記コンデンサの充電電圧を一定に維持するとともに、前記第１の電圧のレベルの前記直流パルス電圧が前記容量性負荷回路に印加されたのち該直流パルス電圧が第２の電圧のレベルに変化するときに、前記容量性負荷回路に蓄積されていた前記第１の電圧と第２の電圧との電圧差に対応する余剰の電荷の移動によって前記コンデンサの充電電圧が上昇すると、前記昇圧／降圧コンバータに昇圧動作を行わせて前記コンデンサにおいて増加したエネルギーに基づく電力を前記直流電源に回生させるように、前記パルス形成部及び前記昇圧／降圧コンバータを制御する、ことを特徴としている。

上記課題を解決するためになされた本発明の第２の態様は、プラズマを形成する電極を含む容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加するプラズマ装置用直流パルス電源装置であって、
a)出力電圧が可変であって、一対の出力端の一端が基準電位に接続された第１直流電源と、
b)出力電圧が可変であって、一対の出力端の一端が基準電位に接続された第２直流電源と、
c)一端が基準電位に接続されたコンデンサと、
d)前記直流電源の出力電圧である第１の電圧と前記コンデンサに保持されている電圧である第２の電圧とを切り替えて、前記容量性負荷回路に印加する略矩形波状の直流パルス電圧を発生させるパルス形成部と、
e)前記第１直流電源及び前記第２直流電源と前記コンデンサとの間に設けられ、
前記第１及び第２の直流電源側から前記コンデンサ側への直流電圧の降圧動作と前記コンデンサ側から前記第１直流電源側への昇圧動作との、双方向の動作が可能である昇圧／降圧コンバータと、
f)前記パルス形成部における第１及び第２の電圧の切替え動作、並びに、前記昇圧／降圧コンバータにおける昇圧動作及び降圧動作を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記コンデンサの充電電圧が前記第１の電圧と前記第２の電圧との間の所定の目標値になるように前記昇圧／降圧コンバータに降圧動作を行わせて前記コンデンサの充電電圧を一定に維持するとともに、前記第１の電圧のレベルの前記直流パルス電圧が前記容量性負荷回路に印加されたのち該直流パルス電圧が第２の電圧のレベルに変化するときに、前記容量性負荷回路に蓄積されていた前記第１の電圧と第２の電圧との電圧差に対応する余剰の電荷の移動によって前記コンデンサの充電電圧が上昇すると、前記昇圧／降圧コンバータに昇圧動作を行わせて前記コンデンサにおいて増加したエネルギーに基づく電力を前記第１の直流電源に回生させるように、前記パルス形成部及び前記昇圧／降圧コンバータを制御する、ことを特徴としている。

また上記課題を解決するためになされた本発明の第３の態様は、プラズマを形成する電極を含む容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加するプラズマ装置用直流パルス電源装置であって、
a)出力電圧が可変であって、一対の出力端に並列に出力コンデンサを有し、且つ該出力端の一端が基準電位に接続された直流電源と、
b)一端が基準電位に接続されたコンデンサと、
c)前記コンデンサに保持されている電圧である第１の電圧と前記直流電源の出力電圧である第２の電圧とを切り替えて、前記容量性負荷回路に印加する略矩形波状の直流パルス電圧を発生させるパルス形成部と、
d)前記直流電源と前記コンデンサとの間に設けられ、前記直流電源側から前記コンデンサ側への昇圧動作が可能である昇圧コンバータと、
e)前記パルス形成部における第１及び第２の電圧の切替え動作、及び、前記昇圧コンバータにおける昇圧動作を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記コンデンサの充電電圧が前記第２の電圧よりも高い所定の目標値になるように前記昇圧コンバータに昇圧動作を行わせて前記コンデンサの充電電圧を一定に維持するとともに、前記第１の電圧のレベルの前記直流パルス電圧が前記容量性負荷回路に印加されたのち該直流パルス電圧が第２の電圧のレベルに変化するときに、前記容量性負荷回路に蓄積されていた前記第１の電圧と第２の電圧との電圧差に対応する余剰の電荷の移動によって前記直流電源の出力コンデンサの充電電圧が上昇すると、前記昇圧コンバータに昇圧動作を行わせて前記出力コンデンサにおいて増加したエネルギーを放出し前記コンデンサを充電するように、前記パルス形成部及び前記昇圧コンバータを制御する、ことを特徴としている。

本発明において、基準電位とは典型的には接地電位である。第１の態様の直流パルス電源装置において、パルス形成部は例えば、相補的にオン・オフ動作する複数の半導体スイッチを含む。制御部の制御の下でパルス形成部は、コンデンサに保持されている電圧（第２の電圧）を直流パルス電圧のパルス底部の電圧として出力し、直流電源の出力電圧（第１の電圧）を直流パルス電圧のパルス頂部の電圧として出力する。直流パルス電圧が負電圧方向に凸である負極性のパルスである場合、直流電源の出力電圧は負極性である。また、コンデンサの充電電圧の目標値は、直流電源の出力電圧と接地電位との間の適宜の任意の負電圧に設定される。

昇圧／降圧コンバータは、例えばチョッパ型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータであり、複数の半導体スイッチやリアクトルを含んで構成されるものとすることができる。制御部は、昇圧／降圧コンバータにおいて昇圧動作又は降圧動作させる際に、該昇圧／降圧コンバータに含まれる複数の半導体スイッチをそれぞれオン・オフ動作させることで直流電圧をスイッチングするチョッパ動作を実施する。

第１の態様の装置において、具体的には、制御部は、コンデンサの充電電圧を監視し、該充電電圧が所定の目標値から低下した場合には、該充電電圧が目標値まで増加するように昇圧／降圧コンバータに降圧動作を行わせる。それにより、直流電源の出力電圧が昇圧／降圧コンバータで降圧され、コンデンサに充電される。その結果、直流パルス電圧のパルス底部の電圧を目標値に維持することができる。直流パルス電圧のパルス頂部の電圧が容量性負荷回路に印加されると、印加電圧が増加した分だけ容量性負荷回路の電荷量が増加する。そして、直流パルス電圧の電圧がパルス底部の電圧にまで下がると、パルス形成回路において導通した半導体スイッチ等を介してコンデンサと容量性負荷回路とが並列に接続されるため、パルス頂部と底部との電圧差に対応する余剰電荷がコンデンサに移動する。それによりコンデンサの充電電圧はそれだけ高くなる。すると、これを認識した制御部は、該充電電圧が目標値まで下がるように昇圧／降圧コンバータに昇圧動作を行わせる。それにより、上述したような電荷の移動により増加した分の電力が直流電源に回生される。この回生された電力は直流電源の内部のコンデンサに蓄積され、それ以降のパルス頂部のためのエネルギーとして使用される。

第２の態様の直流パルス電源装置でも、基本的な動作は第１の態様の直流パルス電源装置と同様である。第１の態様の直流パルス電源装置と異なるのは、第１直流電源とは別に２直流電源が設けられ、昇圧／降圧コンバータでの降圧動作によりコンデンサが充電される際に、第１直流電源の出力電圧と第２直流電源の出力電圧との両方が用いられる点である。コンデンサの充電電圧の目標値は第１直流電源の出力電圧と第２直流電源の出力電圧との間で適宜に決めることができ、制御部はその目標値に応じて昇圧／降圧コンバータでの降圧動作（換言すれば定電圧制御動作）を制御する。したがって、例えば第１直流電源の出力電圧が負極性の電圧であるときに、第２直流電源の出力電圧を正極性の電圧とすれば、コンデンサには正極性の電圧を充電することもできる。コンデンサの充電電圧を正極性にすれば、直流パルス電圧のパルス底部の電圧は正極性になり、パルス底部の電圧をパルス頂部の電圧とは逆極性の電圧まで広げることができる。

第３の態様の直流パルス電源装置では、第１及び第２の態様の直流パルス電源装置とは異なり、制御部の制御の下でパルス形成部は、直流電源の出力電圧を直流パルス電圧のパルス底部の電圧として出力し、コンデンサに保持されている電圧を直流パルス電圧のパルス頂部の電圧として出力する。また、直流電源とコンデンサとの間には、双方向の昇圧／降圧コンバータではなく、直流電源側からコンデンサ側への昇圧動作のみが可能である昇圧コンバータが設けられる。直流パルス電圧のパルス底部の電圧は直流電源の出力電圧で決まるから、この出力電圧を適宜に調整することで直流パルス電圧のパルス底部の電圧を変えることができる。

制御部は、コンデンサの充電電圧を監視し、該充電電圧が所定の目標値から低下した場合には、該充電電圧が目標値まで増加するように昇圧コンバータに昇圧動作を行わせる。それにより、直流電源の出力電圧が昇圧されコンデンサに充電される。その結果、直流パルス電圧のパルス頂部の電圧を直流電源の出力電圧よりも高い所定値に維持することができる。直流パルス電圧のパルス頂部の電圧が容量性負荷回路に印加されると、印加電圧が増加した分だけ容量性負荷回路の電荷量が増加する。そして、直流パルス電圧の電圧がパルス底部の電圧にまで下がると、パルス形成回路において導通した半導体スイッチ等を介して直流電源と容量性負荷回路とが並列に接続されるため、パルス頂部と底部との電圧差に対応する余剰電荷が直流電源内の出力コンデンサに移動する。それにより該出力コンデンサの両端電圧はそれだけ高くなる。すると、これを認識した制御部は、該電圧が目標値まで下がるように昇圧コンバータに昇圧動作を行わせる。それにより、上述したような電荷の移動により出力コンデンサにおいて増加した分のエネルギーが放出され、該エネルギーによる電圧が昇圧コンバータで昇圧されてコンデンサに充電される。即ち、この構成では、直流パルス電圧の頂部と底部との電圧差に相当する電力はコンデンサに回生される。この分だけ直流電源自体から供給される電力を節約することができる。また、上記出力コンデンサの両端電圧の上昇は、所定の目標値に調整されたパルス底部の電圧に戻る。

また、上記第１乃至第３の態様のプラズマ装置用直流パルス電源装置において、
前記パルス形成部は、前記容量性負荷回路が接続される当該装置の電圧出力端を基準電位に接続するスイッチを含み、
前記制御部は、前記第１及び２の電圧のいずれも選択しない状態で前記スイッチを閉成するように前記パルス形成部を制御することにより、該第１及び第２の電圧に基準電位を加えた、電圧レベルが三段階に変化する直流パルス電圧を発生させる、構成とすることができる。

この構成によれば、単純な二つの電圧レベルの直流パルス電圧ではなく、接地電位を含む三段階の電圧レベルの直流パルス電圧をプラズマ装置に供給することができる。それにより、プラズマ装置で生成されるプラズマの状態をより細かく制御することができる。また、プラズマ放電を停止させているときにパルス形成部に含まれるスイッチを閉成することで、直流パルス電源装置の出力端を確実に接地電位に保つことができる。

なお、本発明において昇圧／降圧コンバータ又は昇圧コンバータは、典型的には上述したチョッパ型の双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ又は一方向ＤＣ／ＤＣコンバータを用いることができる。チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、半導体スイッチのオン・オフ動作を制御するパルス信号のデューティ比を調整する、つまりはＰＷＭ制御することで、出力電圧（昇圧後の電圧及び降圧後の電圧）を調整することができる。ＤＣ／ＤＣコンバータの構成としては様々なものが従来から知られているが、ここではその構成は問わない。

本発明に係る直流パルス電源装置によれば、直流パルス電圧を印加する際に容量性負荷回路に生じる、直流パルス電圧の頂部と底部との電圧差に対応する余剰電荷を、比較的簡単な構成の回路によって、直流電源又はコンデンサに電力として回生させ、電力の利用効率を改善することができる。また、容量性負荷回路に印加する直流パルス電圧波形、特にそのパルス底部の電圧を、広範囲に且つ連続的に変化させることができる。さらにまた、容量性負荷回路の余剰電荷によるエネルギーを熱として消費させてしまう必要もないので、無駄な熱の発生を抑制することができ、放熱のための構成を簡素化できるという利点もある。

また特に本発明の第２の態様によれば、直流パルス電圧のパルス底部の電圧を、パルス頂部の電圧とは逆の極性にまで広げることができる。それにより、より多様なプラズマ装置に本電源装置を適用することが可能となる。

本発明の第１実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 第１実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略ブロック構成図。 本発明の第２実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 本発明の第３実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 第３実施例の変形例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 本発明の第４実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 本発明の第５実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 本発明の第６実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 第１乃至第６実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置における直流電源の概略回路構成図。 本発明の第７実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 第１乃至第７実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置において限流抵抗を追加したときの回路構成図。 第１、第３、第５及び第７実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置から出力される直流パルス電圧の概略波形図（ａ）、第２、第４及び第６実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置から出力される直流パルス電圧の概略波形図（ｂ）。 本発明の第８実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 第８実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略ブロック構成図。 第８実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置におけるスイッチの概略構成図。 本発明の第９実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図。 第８実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置から出力される直流パルス電圧の概略波形図（ａ）、第９実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置から出力される直流パルス電圧の概略波形図（ｂ）。 一般的なプラズマ装置と該プラズマ装置を駆動する電源部との概略構成の一例を示す図。

以下、本発明の実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置について、添付図面を参照して説明する。
［第１実施例］
＜装置の構成＞
図１は、第１実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略回路構成図である。図２は、第１実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略ブロック構成図である。図９は、図１中の直流電源の概略構成図である。図１２（ａ）は、第１実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置から出力される直流パルス電圧の概略波形図である。
なお、図１において、既に図１８において説明した構成要素と同じ又は相当する構成要素には同じ符号を付して詳しい説明を略す。これは以下に述べる他の実施例においても同様である。

この直流パルス電源装置１０Ａは容量性負荷回路５０に負極性の直流パルス電圧を印加するものであり、図２に示すように、直流電源１１と、パルス形成部１３と、昇圧／降圧コンバータ１４と、制御部１２と、コンデンサ１５と、を含む。ここでは、直流パルス電圧は、図１２（ａ）に示すように、そのパルス全体が負である負極性のパルスである。容量性負荷回路５０は例えば、３０００pFのコンデンサと１０kΩの抵抗との並列等価回路である。

図２に示すように、パルス形成部１３は、一端が接続された第１、第２なる二つの半導体スイッチ１３１、１３２を含み、その接続端と接地電位線２０との間に容量性負荷回路５０が接続されている。第１半導体スイッチ１３１の他端は、直流電源１１の出力端と昇圧／降圧コンバータ１４の一方の入出力端に接続されている。第２半導体スイッチ１３２の他端は、一端が接地電位線２０に接続されたコンデンサ１５の他端と昇圧／降圧コンバータ１４の他方の入出力端に接続されている。制御部１２は、パルス形成部１３におけるスイッチの切替え動作と昇圧／降圧コンバータ１４の動作とを制御する。

図１及び図９を参照して、より詳しい構成を説明する。
直流電源１１は、外部からの指示又は制御に応じて出力電圧が可変である高電圧可変電源である。図９に示すように、直流電源１１は、出力調整部１１０と、入力整流回路１１１と、出力整流回路１１２と、を含む。後述するように、正極性出力端１１６は接地され、負極性出力端１１５から直流電圧が出力される。入力整流回路１１１は、簡易的に半波整流の構成で示す入力整流ダイオード１１１１と、入力平滑コンデンサ１１１３、１１１４と、入力平滑リアクトル１１１２と、を含む。出力整流回路１１２は、同様に簡易的に半波整流の構成で示す出力整流ダイオード１１２１と、出力平滑コンデンサ１１２４、１１２５、１１２６と、出力平滑リアクトル１１２２、１１２３と、を含む。

出力調整部１１０は一般的な電圧レギュレータ回路を用いることができるので詳しい説明を省くが、絶縁型と非絶縁型に大別され、非絶縁型では図９中に一点鎖線で示すように、入力整流回路１１１の共通線と出力整流回路１１２の共通線とが直接接続される構成である。なお、図９においてａ〜ｅで示す各点は、後述する回生電力の供給点を示すものである。

制御部１２は、パルス信号生成部１２１と、パルス形成用駆動部１２２と、出力電圧制御部１２３と、充放電用駆動部１２４と、を含む。昇圧／降圧コンバータ１４は、第３半導体スイッチ１４３、第４半導体スイッチ１４４、及び、リアクトル１４２、を含む。半導体スイッチ１３１、１３２、１４３、１４４はいずれも例えばＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであり、好ましくはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴなどを用いるとよい。

制御部１２においてパルス信号生成部１２１は、後述する直流パルス電圧のパルス頂部の期間Ｔ1とパルス底部の期間Ｔ2とにそれぞれ対応する２系統のパルス信号を生成するものである。それら２系統のパルス信号のパルス幅は、デューティ比が例えば１０％から９０％までの範囲で相補的に任意に可変である。また、パルス信号の周波数は例えば１kHzから５００kHzまで範囲で連続的に可変である。これらは直流パルス電圧の周波数とパルス幅を決めるパラメータであり、外部から設定される。一方、出力電圧制御部１２３はコンデンサ１５の充電電圧を検出する回路を含み、第３半導体スイッチ１４３と第４半導体スイッチ１４４とをそれぞれ相補的にオン・オフさせる２系統のパルス信号を生成する。出力電圧制御部１２３は、半導体スイッチ１４３、１４４を相補的にオンさせるパルス信号のパルス幅を調整するＰＷＭ制御を行う。

第１半導体スイッチ１３１のゲートと第２半導体スイッチ１３２のゲートにはそれぞれ、パルス信号生成部１２１で生成されたパルス信号が、パルス形成用駆動部１２２を介してオン・オフ駆動信号として印加される。昇圧／降圧コンバータ１４中の第３半導体スイッチ１４３のゲートと第４半導体スイッチ１４４のゲートにはそれぞれ、出力電圧制御部１２３で生成されたパルス信号が充放電用駆動部１２４を介してオン・オフ駆動信号として印加される。

コンデンサ１５の一端は第２半導体スイッチ１３２のドレインに接続され、その接続点から、昇圧／降圧コンバータ１４中のリアクトル１４２を介して、第３半導体スイッチ１４３のドレインと第４半導体スイッチ１４４のソースとの接続点に接続される。第３半導体スイッチ１４３のソースは第１半導体スイッチ１３１のソースに接続されるとともに、直流電源１１の負極性出力端１１５に接続されている。直流電源１１の正極性出力端１１６、コンデンサ１５の他端、第４半導体スイッチ１４４のドレイン、及び、容量性負荷回路５０の他端（対向電極５２２側）は、いずれも接地電位線２０に接続されており接地電位に保たれる。

＜装置の動作＞
次に、本実施例の直流パルス電源装置１０Ａの動作について説明する。
本実施例の直流パルス電源装置１０Ａは容量性負荷回路５０に対して、図１２（ａ）に示すような負極性パルス電圧を印加することが可能である。ここでは一例として、パルス頂部の電圧Ｖ1が−２５００[Ｖ]、パルス底部の電圧Ｖ2が−１５００[Ｖ]であるものとする。直流電源１１の負極性出力端１１５の電圧値がパルス頂部の電圧になるから、この場合、負極性出力端１１５の出力電圧は−２５００[Ｖ]である。このパルス頂部電圧は、直流電源１１の出力電圧を調整することで連続的に可変である。また、コンデンサ１５の充電電圧がパルス底部の電圧となるから、ここでは定常的な充電電圧の値（つまりは目標値）が−１５００[Ｖ]である。このパルス底部電圧は、昇圧／降圧コンバータ１４におけるＰＷＭ制御動作により、原理的には−２５００〜０Ｖの間で連続的に可変である。

一例として、昇圧／降圧コンバータ１４の動作周波数、つまり出力電圧制御部１２３で生成されるパルス信号の周波数ｆは１００[kHz]であるものとする。この場合、リアクトル１４２のインダクタンス値は例えば５[mH]以上とするとよい。また、充電電圧を安定化するために、容量性負荷回路５０の容量値が３０００[pF]であるときコンデンサ１５の容量値は５[μF]以上とするとよい。

パルス信号生成部１２１は外部から設定に基づくデューティ比で上記周波数の２系統のパルス信号を生成する。パルス形成用駆動部１２２はパルス信号生成部１２１による２系統のパルス信号に応じたオン・オフ駆動信号を生成し、第１半導体スイッチ１３１及び第２半導体スイッチ１３２をオン・オフさせる。なお、両半導体スイッチ１３１、１３２が同時にオンすることがないように、上記２系統のパルス信号のオン駆動期間の間には適当なデッドタイムを設けることが好ましい。

一方、出力電圧制御部１２３は、図示しない電圧検出部によりコンデンサ１５の充電電圧を検出した結果に基づき、その充電電圧が目標値、ここでは−１５００Ｖに維持されるように、第３半導体スイッチ１４３と第４半導体スイッチ１４４とを相補的オン・オフさせるパルス信号のデューティ比を調整する。即ち、コンデンサ１５の充電電圧が目標値に保たれるように、ＰＷＭ制御による定電圧制御を行う。充放電用駆動部１２４は出力電圧制御部１２３による２系統のパルス信号に応じたオン・オフ駆動信号を生成し、第３半導体スイッチ１４３及び第４半導体スイッチ１４４を相補的にオン・オフさせる。

具体的には次のような動作により、コンデンサ１５の充電電圧は一定に維持される。
フォワード期間Ｐ1には、第３半導体スイッチ１４３がオン、第４半導体スイッチ１４４がオフし、これとは重ならない、フリーホイール期間Ｐ2には逆に、第４半導体スイッチ１４４がオンし、第３半導体スイッチ１４３がオフする。但し、この２系統のパルス信号のオン駆動期間の間にも適当なデッドタイムを設けることが好ましい。フォワード期間Ｐ1には、直流電源１１の正極性出力端１１６→コンデンサ１５→リアクトル１４２→オン状態である第３半導体スイッチ１４３→直流電源１１の負極性出力端１１５、と電流が流れる。次のフリーホイール期間Ｐ2には、その直前にリアクトル１４２に蓄積されたエネルギーによる電流が、リアクトル１４２→オン状態である第４半導体スイッチ１４４→コンデンサ１５→リアクトル１４２、と流れる。フォワード期間Ｐ1のデューティ比をＤ1（１＞Ｄ1＞０）、フリーホイール期間Ｐ2のデューティ比を１−Ｄ1とすると、コンデンサ１５の充電電圧Ｖ2は、Ｖ2＝Ｖ1・Ｄ1、となる。例えばＤ1＝０．６とすれば、Ｖ1＝−２５００Ｖ、Ｖ2＝−１５００Ｖとなり、コンデンサ１５の充電電圧を−１５００Ｖに維持することができる。

いま、図１２（ａ）に示すパルス底部に対応するＴ2期間、つまり第１半導体スイッチ１３１がオフし第２半導体スイッチ１３２がオンしている状態を定常的な初期状態と考える。このとき、第２半導体スイッチ１３２を介して、コンデンサ１５の一端（接地側とは反対側の端部）が容量性負荷回路５０に接続される。そのため、コンデンサ１５の充電電圧Ｖ2＝−１５００[Ｖ]が、容量性負荷回路５０にパルス底部の電圧として印加される。このとき、容量性負荷回路５０には、Ｑ2＝ＣE・Ｖ2＝３０００[pF]×１５００[Ｖ]＝４．５[μC]、の電荷が蓄積される。また、放電プラズマ５２３には、Ｉp2＝１５００[Ｖ]／１０[kΩ]＝０．１５[Ａ]、の電流が流れ、放電プラズマ５２３において、Ｐ2＝Ｖ2・Ｉp2＝１５００[Ｖ]×０．１５[Ａ]＝２２５[Ｗ]、の有効電力が消費される。

図１２（ａ）に示す期間Ｔ2が終了し期間Ｔ1に入ると、パルス形成用駆動部１２２からのオン・オフ駆動信号により第２半導体スイッチ１３２がまずオフし、次いで第１半導体スイッチ１３１がオンして、第１半導体スイッチ１３１を介して直流電源１１の負極性出力端１１５と容量性負荷回路５０とが接続される。そのため、負極性出力端１１５から出力される−２５００Ｖの電圧が容量性負荷回路５０に印加される。それにより、直流電源１１から容量性負荷回路５０に、電流Ｉc1[Ａ]の時間積分値Ｑ＝∫Ｉc1 dtに相当する電荷を供給するとともに、静電エネルギーＥ＝（１／２）ＣE（Ｖ1−Ｖ2）²＝（１／２）×３０００[pF]×（２５００[Ｖ]−１５００[Ｖ]）²＝０．１５[mJ]を供給する。その結果、容量性負荷回路５０の電荷量はＣE（Ｖ1−Ｖ2）＝３０００[pF]×（２５００[Ｖ]−１５００[Ｖ]）＝３[μC]だけ増加し、電荷量は７．５[μC]になる。また、放電プラズマ５２３に供給する電流はＩp1＝０．２５[Ａ]となり、放電プラズマ５２３における有効電力はＰ1＝Ｖ1・Ｉp1＝６２５[Ｗ]に増加する。なお、このときにも、コンデンサ１５の充電電圧は−１５００[Ｖ]に維持される。

期間Ｔ1が終了し期間Ｔ2に入ると、パルス形成用駆動部１２２からのオン・オフ駆動信号により第１半導体スイッチ１３１がまずオフし、次いで第２半導体スイッチ１３２がオンする。すると、オン状態である第２半導体スイッチ１３２を介して容量性負荷回路５０とコンデンサ１５は並列に接続される。すると、容量性負荷回路５０の電荷のうち、その直前のパルス頂部の電圧が印加されることで増加した分の電荷、つまりは、パルス頂部の電圧とパルス底部の電圧との電圧差に対応する電荷が余剰電荷となる。具体的には、余剰電荷量はＱ1−Ｑ2＝ＣE（Ｖ1−Ｖ2）＝３[μC]、であり、この余剰電荷量に応じた電流が、第２半導体スイッチ１３２を通して容量性負荷回路５０からコンデンサ１５に電流時間積分値Ｑ＝∫ Ｉc2 dtとして放出される。また同時に、静電エネルギーＥ＝（１／２）ＣE（Ｖ1−Ｖ2）²＝１．５[mJ]が放出される。即ち、容量性負荷回路５０からコンデンサ１５に余剰電荷量が移動するから、仮にコンデンサ１５を放電させる構成が無いとすると、直流パルス電圧の１周期毎にコンデンサ１５の充電電圧が増加し（電圧の絶対値が増加し）、最終的には−Ｖ2→−Ｖ1となって直流パルス電圧波形を得ることができなくなる。

これに対し、この電源装置１０Ａでは、コンデンサ１５の充電電圧が−１５００Ｖから増加する（−２５００Ｖに近づく方向に変化する）と、これを検出した出力電圧制御部１２３は、充電電圧を−１５００Ｖに保つようにパルス信号のデューティ比を調整する。このときのＰＷＭ制御は、コンデンサ１５の充電電圧を直流電源１１の電圧Ｖ1＝−２５００Ｖにまで昇圧する動作であり、昇圧／降圧コンバータ１４は昇圧動作モードとなる。

このときには、上記降圧動作モードとは逆に、該降圧動作モードにおいてフォワード期間であった期間Ｐ2に、第４半導体スイッチ１４４がオン、第３半導体スイッチ１４３がオフされると、その直前にコンデンサ１５に蓄積されていた電荷によって、コンデンサ１５→オン状態の第４半導体スイッチ１４４→リアクトル１４２→コンデンサ１５、と電流が流れる。これにより、リアクトル１４２にエネルギーが蓄積される。そして、降圧動作モードにおいてフォワード期間であった期間Ｐ1に、第３半導体スイッチ１４３がオン、第４半導体スイッチ１４４がオフされると、リアクトル１４２はその直前に蓄積されたエネルギーに基づき電流を流し続けようとする。このため、コンデンサ１５、直流電源１１、オン状態の第３半導体スイッチ１４３、リアクトル１４２を含む電流経路によって、リアクトル１４２に蓄積されていたエネルギーとコンデンサ１５から放出されるエネルギーとが共に直流電源１１に供給される。こうして、余剰電荷によってコンデンサ１５の充電電圧が上昇した分に相当する電力が、直流電源１１に回生される。回生された電圧は、後述するように、直流電源１１の内部のコンデンサに吸収される。これに伴って、直流電源１１自体の動作により放電プラズマ５２３等へ供給する電力を低減することができる。具体的には、従来は、例えばコンデンサ１５の両端に接続される抵抗等において無駄に消費されていた、Ｗ＝（１／２）ＣE（Ｖ1−Ｖ2）²ｆ＝１．５[mJ]×１００[kHz]＝１５０[Ｗ]の電力が、パルス頂部の供給電力の一部として再利用できることになる。

図１では、双方向の昇圧／降圧コンバータにおける降圧電力供給点と昇圧電力回生点はいずれも直流電源１１の負極性出力端１１５（図９中のａ点）であるが、回生電力は、図９に示す回路において、正極性出力端１１６に一端が接続されるコンデンサの他端に供給されればよい。したがって、出力調整部１１０が絶縁型である場合（図９中の一点鎖線で接続されていない場合）には、コンデンサ１１２６の他端であるａ点の位置のほか、コンデンサ１１２５の他端であるｂ点、及び、コンデンサ１１２４の他端であるｃ点等の位置に回生電力を供給してもよい。また、出力調整部１１０が非絶縁型であって、図９中の一点鎖線で接続されている場合には、コンデンサ１１１４とコンデンサ１１１３の一端も直流電源１１の正極性出力端１１６に接続されるので、上述したａ点、ｂ点、ｃ点のほかに、コンデンサ１１１４の他端であるｄ点、及び、コンデンサ１１１３の他端であるｅ点の位置に回生電力を供給してもよい。

上述したように電力を回生する位置を変更した場合には、次のような利点がある。
一端が負極性出力端１１５に接続されたコンデンサ１１２６は、直流電源１１における平滑コンデンサであると同時に出力端のコンデンサでもある。第３半導体スイッチ１４３のソースから出力端コンデンサであるコンデンサ１１２６に回生電力を供給した場合、或いは、双方向の昇圧／降圧コンバータにおける降圧電力を供給した場合、仮に該コンデンサ１１２６で吸収しきれない電圧変動が発生したときに、それはコンデンサ１１２６が接続される負極性出力端１１５の電圧にも影響を与えることになる。負極性出力端１１５は直流電源１１自体の電圧制御のための電圧検出点でもあり、この電圧検出点における急激な電圧変化は直流電源１１の出力安定性に影響を及ぼすおそれがある。

上記問題を避けるには、第３半導体スイッチ１４３のソースから供給される回生電力の供給点及び双方向の昇圧／降圧コンバータにおける降圧電力の供給点を、直流電源１１のコンデンサ１１２６の他端ではなく、例えばコンデンサ１１２５の他端（ｂ点の位置）に変更するとよい。このようにした場合、回生電力や降圧電力が供給されることでコンデンサ１１２５の両端間に電圧変動が生じたとしても、コンデンサ１１２５自体とリアクトル１１２２、１１２３との作用によって、上記電圧検出点における電圧変動は緩和される。これは、回生電力及び降圧電力をａ点、ｂ点以外の各点に供給したときでも同様である。このように直流電源１１における回生電力及び降圧電力の供給点を変更することによって、電圧制御のための電圧検出点における電圧変動を緩和し、直流電源１１の出力安定性を向上させることができる。

上記説明のように、本実施例の直流パルス電源装置１０Ａによれば、制御部１２及び昇圧／降圧コンバータ１４によって、降圧動作と昇圧動作とを双方向に行えるようにしている。そのため、直流パルス電圧のパルス底部の電圧値を連続的に変化させることができ、例えばセルフバイアス電圧に応じた適切な波形の直流パルス電圧を容量性負荷回路５０に印加することができる。また、容量性負荷回路５０の余剰電荷による電力を直流電源１１に回生させることで、電力の利用効率を向上させることができる。さらにまた、そうした機能を有する回路の構成も比較的簡単であり、大きなコストの増加を伴うことなく、上記のようなこれまでの電源装置にない効果を達成することができる。

［第２実施例］
図３は、第２実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｂの概略回路構成図である。図３中の直流電源１１、１６の構成は第１実施例の装置と同じであり、説明を省略する。また、図１２（ｂ）は、第２実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｂから出力される直流パルス電圧の概略波形図である。なお、図３中で、既に説明した図１中の構成要素と同じ又は相当する構成要素には同じ符号を付して詳しい説明を略す。これは以下の図面でも同じである。

この第２実施例の装置では、第１実施例の装置における直流電源を第１直流電源１１とし、新たに同じ構成の第２直流電源１６を追加している。第２直流電源１６の負極性出力端は第１直流電源１１の正極性出力端とともに接地され、第２直流電源１６の正極性出力端が第４半導体スイッチ１４４のドレインに接続されている。上記第１実施例の装置では、第４半導体スイッチ１４４がオンしたとき、リアクトル１４２を介してコンデンサ１５の一端（接地側とは反対側の端子）は接地電位線２０に接続される。これに対し、この第２実施例の装置では、第４半導体スイッチ１４４がオンしたとき、リアクトル１４２を介して第２直流電源１６の正極性出力端とコンデンサ１５の一端（接地側とは反対側の端部）とが接続される。第１直流電源１１の負極性出力端の電圧Ｖ1は例えば−２５００[Ｖ]、第２直流電源１６の正極性出力端の電圧Ｖ3は例えば＋５００[Ｖ]である。この電圧Ｖ3も電圧Ｖ2と同様に所定の範囲で調整可能である。

第１実施例の装置では、コンデンサ１５の充電電圧の目標値は原理的に０〜Ｖ1の範囲内、つまりは０〜−２５００Ｖの範囲内に限られる。それに対し、第２実施例の装置では、コンデンサ１５の充電電圧の目標値は原理的にＶ3〜Ｖ1の範囲内、つまりはここでは、＋５００Ｖ〜−２５００Ｖの範囲内であり、コンデンサ１５の充電電圧を正極性の電圧とすることができる。これにより、直流パルス電圧のパルス底部の電圧を正極性の電圧に設定することができる。

第１実施例の装置と同様に、出力電圧制御部１２３は、図示しない電圧検出部によりコンデンサ１５の充電電圧を検出した結果に基づき、その充電電圧が目標値、例えば＋２００Ｖに維持されるように、第３半導体スイッチ１４３と第４半導体スイッチ１４４とを相補的オン・オフさせるパルス信号のデューティ比を調整する。即ち、コンデンサ１５の充電電圧が目標値に保たれるように、ＰＷＭ制御による定電圧制御を行う。

具体的には次のような動作により、コンデンサ１５の充電電圧は一定に維持される。
フォワード期間Ｐ1に、第３半導体スイッチ１４３がオン、第４半導体スイッチ１４４がオフされると、第１直流電源１１の正極性出力端１１６→コンデンサ１５→リアクトル１４２→オン状態である第３半導体スイッチ１４３→第１直流電源１１の負極性出力端１１５、と電流が流れる。これは第１実施例と同じである。一方、次のフリーホイール期間Ｐ2に、第４半導体スイッチ１４４がオン、第３半導体スイッチ１４３がオフされると、その直前にリアクトル１４２に蓄積されたエネルギーによる電流が、リアクトル１４２→オン状態である第４半導体スイッチ１４４→第２直流電源１６の正極性出力端→第２直流電源１６の負極性出力端→コンデンサ１５→リアクトル１４２、と流れる。そのため、フォワード期間Ｐ1のデューティ比をＤ2（１＞Ｄ2＞０）、フリーホイール期間Ｐ2のデューティ比を１−Ｄ2とすると、コンデンサ１５の充電電圧Ｖ2は、Ｖ2＝Ｖ1・Ｄ2＋Ｖ3・（１−Ｄ2）、となる。例えばＤ2＝０．１とすれば、Ｖ1＝−２５００Ｖ、Ｖ3＝＋５００Ｖのとき、Ｖ2＝−２５００×０．１＋５００×０．９＝＋２００、となり、コンデンサ１５の充電電圧を＋２００Ｖに維持することができる。このときにも、｜Ｖ1｜＞｜Ｖ2｜であるから、第１実施例と同じく降圧動作である。

図１２（ｂ）に示す期間Ｔ2には、オン状態である第２半導体スイッチ１３２を介して、コンデンサ１５と容量性負荷回路５０とが接続されるから、容量性負荷回路５０にＶ2＝＋２００[Ｖ]の逆電圧（パルス頂部の電圧に対し逆極性の電圧）が印加される。これにより、容量性負荷回路５０の電荷量は、Ｑ2＝ＣE・Ｖ2＝３０００[pF]×−２００[Ｖ]＝−０．６[μC]、となる。

期間Ｔ2が終了して期間Ｔ1に入ると、第２半導体スイッチ１３２がオフし、次いで第１半導体スイッチ１３１がオンする。すると、第１半導体スイッチ１３１を介して第１直流電源１１の負極性出力端１１５と容量性負荷回路５０とが接続されるから、第１実施例の装置と同様に、負極性出力端１１５から出力される−２５００Ｖの電圧が容量性負荷回路５０に印加される。それにより、第１直流電源１１から容量性負荷回路５０に、電流Ｉc1[Ａ]の時間積分値Ｑ＝∫Ｉc1 dtに相当する電荷を供給するとともに、静電エネルギーＥ＝（１／２）ＣE（Ｖ1−Ｖ2）²＝（１／２）×３０００[pF]×（２５００[Ｖ]＋２００[Ｖ]）²＝１０．９５[mJ]を供給する。その結果、容量性負荷回路５０の電荷量はＣE（Ｖ1−Ｖ2）＝３０００[pF]×（２５００[Ｖ]＋２００[Ｖ]）＝８．１[μC]だけ増加する。

期間Ｔ1が終了し期間Ｔ2に入ると、パルス形成用駆動部１２２からのオン・オフ駆動信号により第１半導体スイッチ１３１がまずオフし、次いで第２半導体スイッチ１３２がオンする。すると、オン状態である第２半導体スイッチ１３２を介して容量性負荷回路５０とコンデンサ１５は並列に接続される。すると、容量性負荷回路５０の電荷のうち、その直前のパルス頂部の電圧が印加されることで増加した分の電荷、つまりは、パルス頂部の電圧とパルス底部の電圧との電圧差に対応する電荷が余剰電荷となる。具体的には、余剰電荷量は８．１[μC]、であり、この余剰電荷量に応じた電流が、第２半導体スイッチ１３２を通して容量性負荷回路５０からコンデンサ１５に電流時間積分値Ｑ＝∫ Ｉc2 dtとして放出される。また同時に、静電エネルギーＥ＝（１／２）ＣE（Ｖ1−Ｖ2）²＝１０．９５[mJ]が放出される。即ち、容量性負荷回路５０からコンデンサ１５に余剰電荷量が移動し、コンデンサ１５の充電電圧が＋２００Ｖから変化する（−２５００Ｖに近づく方向に変化する）。

この電圧変化を検出した出力電圧制御部１２３は、コンデンサ１５の充電電圧を＋２００Ｖに保つようにパルス信号のデューティ比を調整する。即ち、上記降圧動作モードとは逆に、該降圧動作モードにおいてフリーホイール期間であった期間Ｐ2に、第４半導体スイッチ１４４がオン、第３半導体スイッチ１４３がオフされると、その直前にコンデンサ１５に蓄積されていた電荷によって、コンデンサ１５→第２直流電源１６の負極性端子→第２直流電源１６の正極性端子→オン状態の第４半導体スイッチ１４４→リアクトル１４２→コンデンサ１５、と電流が流れる。これにより、リアクトル１４２にエネルギーが蓄積される。そして、降圧動作モードにおいてフォワード期間であった期間Ｐ1に、第３半導体スイッチ１４３がオン、第４半導体スイッチ１４４がオフされると、リアクトル１４２はその直前に蓄積されたエネルギーに基づき電流を流し続けようとする。このため、第１実施例の装置と同様に、コンデンサ１５、第１直流電源１１、オン状態の第３半導体スイッチ１４３、リアクトル１４２を含む電流経路によって、リアクトル１４２に蓄積されていたエネルギーとコンデンサ１５から放出されるエネルギーとが共に直流電源１１に供給される。こうして、余剰電荷によってコンデンサ１５の充電電圧が上昇した分に相当する電力が、第１直流電源１１に回生される。回生された電圧は、第１直流電源１１の内部のコンデンサに吸収される。従来は例えば抵抗で熱として消費させる等により無駄になっていた、Ｗ＝１０．９５[mJ]×１００[kHz]＝１０９５[Ｗ]の電力が、パルス頂部の供給電力の一部として再利用されることになる。

このように第２実施例の装置では、第１実施例と同様に、電力の利用効率を向上させることができる。また、パルス底部の電圧をゼロを超えて逆極性（この例では正極性）の電圧まで広範囲に連続的に可変することができる。それにより、プラズマ装置用直流パルス電源装置の利用範囲を広げることができる。

［第３実施例］
図４は、第３実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｃの概略回路構成図である。

この第３実施例の装置では、第１実施例の装置（図１）における昇圧／降圧コンバータ１４中のリアクトル１４２を、互いに極性が逆である１次巻線１４５ａと２次巻線１４５ｂとを結合した２巻線構造のリアクトル１４５に置き換えている。直流電源１１の負極性出力端１１５を１次巻線１４５ａの一端に接続し、該１次巻線１４５ａの他端を第３半導体スイッチ１４３のソースに接続している。一方、コンデンサ１５の一端（接地と反対側の端部）を２次巻線１４５ｂの一端に接続し、該２次巻線１４５ｂの他端を第４半導体スイッチ１４４のソースに接続している。第３半導体スイッチ１４３及び第４半導体スイッチ１４４のドレインはいずれも接地されている。１次巻線１４５ａから２次巻線１４５ｂへの電圧の伝達、及び、その逆の２次巻線１４５ｂから１次巻線１４５ａへの電圧の伝達は、いずれも２巻線構造のリアクトル１４５のフライバック動作により達成されるが、それ以外の動作は第１実施例の装置と基本的に同じである。

この第３実施例の装置に特有の利点は、２巻線構造のリアクトル１４５を用いたことで、二つの半導体スイッチ１４３、１４４のドレインを共通に接地することができることである。それにより、例えば共通のケースに二つの半導体スイッチが収容されているようなデバイスを利用し易く、冷却や絶縁が容易になる。

図５は、第３実施例の変形例によるプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｄの概略回路構成図である。基本的な構成や動作は第３実施例の装置と同じであるが、２巻線構造のリアクトル１４５の１次巻線１４５ａの一端の接続先を直流電源１１の負極性出力端ではなく、該直流電源１１の入力整流回路１１１（図９中のｄ点又はｅ点のいずれか）に接続する。この場合、直流電源１１は絶縁型とし、第３半導体スイッチ１４３のドレインは直流電源１１の入力整流回路１１１の共通線に接続する。基本的な動作は第３実施例の装置と同じである。なお、２巻線構造のリアクトル１４５のインダクタンスは、フライバックトランスの励磁インダクタンスと同意である。

［第４実施例］
図６は、第４実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｅの概略回路構成図である。

この第４実施例の装置は、第２実施例の装置と同様に、第３実施例の装置に直流電源１６を追加し、コンデンサ１５の充電電圧を正極性とすることで、パルス底部の電圧が正極性である直流パルス電圧を容量性負荷回路５０に印加できるようにしたものである。したがって、１次巻線１４５ａから２次巻線１４５ｂへの電圧の伝達、及び、その逆の２次巻線１４５ｂから１次巻線１４５ａへの電圧の伝達は、いずれも２巻線構造のリアクトル１４５のフライバック動作により達成されるが、それ以外の動作は第２実施例の装置と基本的に同じである。

［第５及び第６実施例］
図７は、第５実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｆの概略回路構成図である。図８は、第６実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｇの概略回路構成図である。

これら実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｆ、１０Ｇでは、昇圧／降圧コンバータ１４の回路構成が第１実施例、第２実施例の装置と異なる。即ち、これら実施例の装置１０Ｆ、１０Ｇにおける昇圧／降圧コンバータ１４では、第１実施例、第２実施例の装置における第３半導体スイッチ１４３及び第４半導体スイッチ１４４に、さらに二つの半導体スイッチ１４６、１４７が追加され、それら四つの半導体スイッチ１４３〜１４７は周知のＨブリッジ構成となっている。二つの半導体スイッチ１４４、１４６は同時にオン・オフされ、別の二つの半導体スイッチ１４３、１４７は別のタイミングで同時にオン・オフされる。直流パルス電圧の発生に係る、それ以外の動作は第１、第２実施例の装置と基本的に同じであり、同様の効果を奏する。

［第７実施例］
図１０は、第７実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｈの概略回路構成図である。この実施例の装置は上記第１乃至第６実施例の装置と大きく相違する点がある。それは、第１実施例の装置における昇圧／降圧コンバータ１４に代えて、昇圧動作のみを実行する（降圧動作を実行しない）昇圧コンバータ１４０を備える点である。

第７実施例の装置では、第１実施例の装置１０Ａにおけるコンデンサ１５と直流電源１１との挿入位置を互いに入れ替えている。この構成では、直流電源１１がパルス底部の電圧Ｖ2、例えばＶ2＝−１５００Ｖを提供し、コンデンサ１５が充電電圧をパルス頂部の電圧Ｖ1、例えばＶ1＝−２５００Ｖとして提供する。出力電圧制御部１２３によるＰＷＭ制御によって、昇圧コンバータ１４０は上述したようなＰＷＭ制御動作により、直流電源１１の出力電圧（Ｖ2＝−１５００Ｖ）をコンデンサ１５の充電電圧まで昇圧する。

上述したように直流パルス電圧が頂部から底部に変化する際に容量性負荷回路５０から放出された余剰電荷は、直流電源１１の内部にあって電圧出力端に接続されているコンデンサ１１２６に移動し、その電圧はＶ2から増加する。その場合にも、昇圧コンバータ１４０は、コンデンサ１５の充電電圧がＶ1＝−２５００Ｖになるよう出力電圧制御部１２３によりＰＷＭ制御される。直流電源１１の出力電圧が一時的に高くなるためにＰＷＭ制御ための第３半導体スイッチ１４３のオン期間Ｐ2は、直流電源１１の出力電圧が−１５００Ｖであるときに比べて短くなる。それに伴い、直流電源１１において発生する電力を低減することができる。その結果、従来、抵抗等で熱として消費させていた、Ｗ＝（１／２）ＣE (Ｖ1−Ｖ2）² Ｆ＝１．５[mJ]×１００[kHz]＝１５０[Ｗ]の電力を、パルス頂部の供給電力の一部として再利用することができる。

なお、この場合、昇圧コンバータ１４０では昇圧動作のみしか行わないので ＰＷＭ制御の際には第４半導体スイッチ１４４をＰＷＭ制御するだけでよく、第３半導体スイッチ１４３は単なるダイオードに置き換えることができる。そのため、駆動回路を含めた回路構成を簡素化することができる。

但し、この構成では、パルス頂部の電力及び回生電力が第３及び第４半導体スイッチ１４３、１４４を介して供給されるため、それら半導体スイッチを通る実効電流が大きくなる。そのため、パルス頂部の電圧とパルス底部の電圧との差が少ないような、比較的小容量の装置に有効である。或いは、第３及び第４半導体スイッチ１４３、１４４として、大電流を流すことができるような半導体スイッチを用いる必要がある。

［第８及び第９実施例］
図１３は、第１実施例の一変形例である、第８実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｊの概略回路構成図である。図１４は、第８実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置の概略ブロック構成図である。図１６は、第２実施例の一変形例である、第９実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置１０Ｋの概略回路構成図である。また、図１７（ａ）は、第８実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置から出力される直流パルス電圧の概略波形図、図１７（ｂ）は第９実施例であるプラズマ装置用直流パルス電源装置から出力される直流パルス電圧の概略波形図である。

これら第８、第９実施例の装置では、第１、第２実施例の装置に対し、容量性負荷回路５０に並列に接続される半導体スイッチ１３５が追加されるとともに、該半導体スイッチ１３５をオン・オフ駆動するゼロ電圧用駆動部１２５が追加されている。

半導体スイッチ１３５がオンすると容量性負荷回路５０の両端が短絡され、その電位は接地電位つまりゼロ電位になる。第８実施例の装置においてパルス信号生成部１２１は、例えば、１周期期間中のＴ1期間では半導体スイッチ１３１をオン、半導体スイッチ１３２、１３５をオフ、Ｔ2期間では半導体スイッチ１３２をオン、半導体スイッチ１３１、１３５をオフ、Ｔ3期間では半導体スイッチ１３５をオン、半導体スイッチ１３１、１３２をオフするようなパルス信号を生成する。これにより、第１実施例の装置と同様に、Ｔ1期間では−Ｖ1、Ｔ2期間には−Ｖ2の電圧が容量性負荷回路５０に印加される。さらにＴ3期間では出力電圧はゼロになる。こうして図１７（ａ）に示すような、−Ｖ1、−Ｖ2、及び０という３段階のレベルのパルス電圧を容量性負荷回路５０に印加することができる。また、プラズマ放電の停止中には、半導体スイッチ１３５をオンさせることで、本装置のパルス出力電圧を基準電位である０Ｖに確実に維持することができる。

一方、第９実施例の装置において、例えば、１周期期間中のＴ1、Ｔ2、及びＴ3期間において半導体スイッチ１３１、１３２、１３５を上述したように駆動すると、図１７（ｂ）に示すような、−Ｖ1、＋Ｖ2、及び０という３段階のレベルのパルス電圧を容量性負荷回路５０に印加することができる。即ち、第２実施例の装置と同様に、パルス底部の電圧を負極性〜正極性を調整することができ、そのうえで必要に応じてパルス出力電圧を短時間で０Ｖにすることができる。

なお、第８実施例のように、オン状態であるときに容量性負荷回路５０の両端を短絡させる半導体スイッチ１３５を設ける場合には、半導体スイッチ１３２は単一のＭＯＳＦＥＴ素子ではなく、図１５に示すように、少なくとも二つのＭＯＳＦＥＴ素子を逆直列に接続した双方向スイッチとする必要がある。何故なら、通常、ＭＯＳＦＥＴ素子は、それ自体の寄生ダイオードのために、逆導通特性（ドレイン−ソース間に逆バイアス電圧が印加されたときにドレイン−ソース間に逆電流が流れてしまう性質）を有している。そのため、例えば半導体スイッチ１３２が図１に示したような単一のＭＯＳＦＥＴ素子によるものであるとすると、半導体スイッチ１３５がオンしたときに、コンデンサ１５の両端が半導体スイッチ１３２の寄生ダイオード及びオン状態である半導体スイッチ１３５を通して短絡してしまい、コンデンサ１５が放電して両端間の電圧をＶ2に維持できなくなる。これに対し、図１５に示した構成の双方向スイッチを半導体スイッチ１３２として用いることで、寄生ダイオードを通した逆導通特性の問題がなくなるため、コンデンサ１５からの放電を防止することができる。

また、第９実施例のように、負極性出力の直流電源１１と正極性出力の直流電源１６とを併用し、オン状態であるときに容量性負荷回路５０の両端を短絡させる半導体スイッチ１３５を設ける場合には、半導体スイッチ１３２だけでなく半導体スイッチ１３５も、図１５に示すように、少なくとも二つのＭＯＳＦＥＴ素子を逆直列に接続した双方向スイッチとする必要がある。これは、コンデンサ１５の両端電圧の極性が反転したときに、半導体スイッチ１３５の寄生ダイオードによってコンデンサ１５の充電電圧が放電してしまうのを防止するためである。

第１、第２実施例以外の第３〜第７実施例の装置においても、第７、第８実施例と同様に、容量性負荷回路５０の両端、つまりは装置の電圧出力端を短絡する半導体スイッチ１３５を追加して、パルス出力電圧を短時間で０Ｖに切り替え可能とする構成としてもよい。この場合でも、半導体スイッチ１３２、又は、半導体スイッチ１３２、１３５として図１５に示した構成の双方向スイッチを用いるようにすればよい。

［そのほかの変形例］
図１１は、第１乃至第９実施例のプラズマ装置用直流パルス電源装置において、パルス形成部１３等に限流抵抗を追加したときの回路構成図である。

上述したように直流パルス電圧のパルス底部→頂部及びパルス頂部→底部におけるエッジを急峻にするには、大きな電流を短時間で供給する必要がある。しかしながら、突入電流は電流経路にあるパルス形成部１３の第１半導体スイッチ１３１及び第２の半導体スイッチ１３２ にダメージを与える。そこで、図１１中に破線で示すように、直流パルス電圧の波形形状が許容可能な範囲で、第１半導体スイッチ１３１のドレインと第２半導体スイッチ１３２のソースの接続点と、容量性負荷回路５０のカソード側の間に、短時間での大電流の限流を目的として数Ωから数十Ω程度の抵抗１７を挿入するとよい。

或いは、図１１中に実線で示すように、第１半導体スイッチ１３１の経路に挿入する抵抗１３３と、第２半導体スイッチ１３２の経路に挿入する抵抗１３４と、を個別に挿入してもよい。また、抵抗１７と、抵抗１３３、１３４とは併用してもよい。

このように、容量性負荷回路５０に直流パルス電圧を印加する経路上に限流抵抗を挿入することで、半導体スイッチの破損を防止することができ、装置の耐久性や信頼性を向上させることができる。また、限流抵抗により不所望の共振を抑制することができ、容量性負荷回路５０に印加される直流パルス電圧の振動を防止することもできる。

なお、上記実施例はいずれも本発明の一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変形、修正、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。

例えば上記実施例では、直流パルス電圧は負電圧方向に凸であるパルスであるが、正電圧方向に凸であるパルスとしてもよいことは当然であり、それに伴う回路構成の変更も容易に想到し得るものである。

１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ、１０Ｅ、１０Ｆ、１０Ｇ、１０Ｈ、１０Ｊ、１０Ｋ…プラズマ装置用直流パルス電源装置
１１…直流電源（第１直流電源）
１１０…出力調整部
１１１…入力整流回路
１１１１…入力整流ダイオード
１１１２…入力平滑リアクトル
１１１３、１１１４、１１２４、１１２５、１１２６、１５、５１２…コンデンサ
１１２…出力整流回路
１１２１…出力整流ダイオード
１１２２、１１２３…出力平滑リアクトル
１１５…負極性出力端
１１６…正極性出力端
１２…制御部
１２１…パルス信号生成部
１２２…パルス形成用駆動部
１２３…出力電圧制御部
１２４…充放電用駆動部
１２５…ゼロ電圧用駆動部
１３…パルス形成部
１３１、１３２、１３５、１４３、１４４、１４６、１４７…半導体スイッチ
１３３、１３４、１７…抵抗
１４…昇圧／降圧コンバータ
１４０…昇圧コンバータ
１４２、１４５、５１１…リアクトル
１４５ａ…１次巻線
１４５ｂ…２次巻線
１６…第２直流電源
２０…接地電位線
５０…容量性負荷回路
５１…ローパスフィルタ
５２…プラズマ負荷回路
５２１…カソード電極
５２２…対向電極
５２３…放電プラズマ
６０…高周波電源
６１…直流電圧源

Claims (4)

1. プラズマを形成する電極を含む容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加するプラズマ装置用直流パルス電源装置であって、
   a)出力電圧が可変であって、一対の出力端の一端が基準電位に接続された直流電源と、
   b)一端が基準電位に接続されたコンデンサと、
   c)前記直流電源の出力電圧である第１の電圧と前記コンデンサに保持されている電圧である第２の電圧とを切り替えて、前記容量性負荷回路に印加する略矩形波状の直流パルス電圧を発生させるパルス形成部と、
   d)前記直流電源と前記コンデンサとの間に設けられ、前記直流電源側から前記コンデンサ側への直流電圧の降圧動作と前記コンデンサ側から前記直流電源側への昇圧動作との、双方向の動作が可能である昇圧／降圧コンバータと、
   e)前記パルス形成部における第１及び第２の電圧の切替え動作、並びに、前記昇圧／降圧コンバータにおける昇圧動作及び降圧動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記コンデンサの充電電圧が前記第１の電圧と基準電位との間の所定の目標値になるように前記昇圧／降圧コンバータに降圧動作を行わせて前記コンデンサの充電電圧を一定に維持するとともに、前記第１の電圧のレベルの前記直流パルス電圧が前記容量性負荷回路に印加されたのち該直流パルス電圧が第２の電圧のレベルに変化するときに、前記容量性負荷回路に蓄積されていた前記第１の電圧と第２の電圧との電圧差に対応する余剰の電荷の移動によって前記コンデンサの充電電圧が上昇すると、前記昇圧／降圧コンバータに昇圧動作を行わせて前記コンデンサにおいて増加したエネルギーに基づく電力を前記直流電源に回生させるように、前記パルス形成部及び前記昇圧／降圧コンバータを制御する、ことを特徴とするプラズマ装置用直流パルス電源装置。
2. プラズマを形成する電極を含む容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加するプラズマ装置用直流パルス電源装置であって、
   a)出力電圧が可変であって、一対の出力端の一端が基準電位に接続された第１直流電源と、
   b)出力電圧が可変であって、一対の出力端の一端が基準電位に接続された第２直流電源と、
   c)一端が基準電位に接続されたコンデンサと、
   d)前記第１直流電源の出力電圧である第１の電圧と前記コンデンサに保持されている電圧である第２の電圧とを切り替えて、前記容量性負荷回路に印加する略矩形波状の直流パルス電圧を発生させるパルス形成部と、
   e)前記第１直流電源及び前記第２直流電源と前記コンデンサとの間に設けられ、前記第１及び第２の直流電源側から前記コンデンサ側への直流電圧の降圧動作と前記コンデンサ側から前記第１直流電源側への昇圧動作との、双方向の動作が可能である昇圧／降圧コンバータと、
   f)前記パルス形成部における第１及び第２の電圧の切替え動作、並びに、前記昇圧／降圧コンバータにおける昇圧動作及び降圧動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記コンデンサの充電電圧が前記第１の電圧と前記第２の電圧との間の所定の目標値になるように前記昇圧／降圧コンバータに降圧動作を行わせて前記コンデンサの充電電圧を一定に維持するとともに、前記第１の電圧のレベルの前記直流パルス電圧が前記容量性負荷回路に印加されたのち該直流パルス電圧が第２の電圧のレベルに変化するときに、前記容量性負荷回路に蓄積されていた前記第１の電圧と第２の電圧との電圧差に対応する余剰の電荷の移動によって前記コンデンサの充電電圧が上昇すると、前記昇圧／降圧コンバータに昇圧動作を行わせて前記コンデンサにおいて増加したエネルギーに基づく電力を前記第１の直流電源に回生させるように、前記パルス形成部及び前記昇圧／降圧コンバータを制御する、ことを特徴とするプラズマ装置用直流パルス電源装置。
3. プラズマを形成する電極を含む容量性負荷回路に直流パルス電圧を印加するプラズマ装置用直流パルス電源装置であって、
   a)出力電圧が可変であって、一対の出力端に並列に出力コンデンサを有し、且つ該出力端の一端が基準電位に接続された直流電源と、
   b)一端が基準電位に接続されたコンデンサと、
   c)前記コンデンサに保持されている電圧である第１の電圧と前記直流電源の出力電圧である第２の電圧とを切り替えて、前記容量性負荷回路に印加する略矩形波状の直流パルス電圧を発生させるパルス形成部と、
   d)前記直流電源と前記コンデンサとの間に設けられ、前記直流電源側から前記コンデンサ側への昇圧動作が可能である昇圧コンバータと、
   e)前記パルス形成部における第１及び第２の電圧の切替え動作、及び、前記昇圧コンバータにおける昇圧動作を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記コンデンサの充電電圧が前記第２の電圧よりも高い所定の目標値になるように前記昇圧コンバータに昇圧動作を行わせて前記コンデンサの充電電圧を一定に維持するとともに、前記第１の電圧のレベルの前記直流パルス電圧が前記容量性負荷回路に印加されたのち該直流パルス電圧が第２の電圧のレベルに変化するときに、前記容量性負荷回路に蓄積されていた前記第１の電圧と第２の電圧との電圧差に対応する余剰の電荷の移動によって前記直流電源の出力コンデンサの充電電圧が上昇すると、前記昇圧コンバータに昇圧動作を行わせて前記出力コンデンサにおいて増加したエネルギーを放出し前記コンデンサを充電するように、前記パルス形成部及び前記昇圧コンバータを制御する、ことを特徴とするプラズマ装置用直流パルス電源装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載のプラズマ装置用直流パルス電源装置であって、
   前記パルス形成部は、前記容量性負荷回路が接続される当該装置の電圧出力端を基準電位に接続するスイッチを含み、
   前記制御部は、前記第１及び２の電圧のいずれも選択しない状態で前記スイッチを閉成するように前記パルス形成部を制御することにより、該第１及び第２の電圧に基準電位を加えた、電圧レベルが三段階に変化する直流パルス電圧を発生させる、ことを特徴とするプラズマ装置用直流パルス電源装置。

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