JP4253341B2 - 放電ランプ点灯制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプ駆動回路、及び特に、ＨＩＤランプ駆動回路との使用のための力率改善電力コンバータ（ＰＦＩＰＣ）に傾注される。

ＨＩＤランプとの使用のための電子点灯制御装置は、当技術で知られている。そのような装置の例は、例えば、（日本の特開平10-294188 及び平10-294191 号に対応する）米国特許5,942,859 号、（日本の特開平10-294186 及び平10-294189 号に対応する）米国特許5,962,981 号、及び米国特許5,932,976 号を含む。そのような従来技術の点灯制御装置は、多くの大きな寸法の構成要素を必要とし、そのことが、製造コストを最小限にし、装置の寸法を最小限にすることを困難にする。

そのような従来技術の点灯制御装置に係る別の問題は、昇圧コンバータに係るキャパシタが最初に電力源に接続されるときに起こるインラッシュに関連する。具体的に言うと、放電されたキャパシタが最初に電源に接続されるとき、そのキャパシタは短絡回路のように振舞う。その結果、大きな電流の流れ（例えば、インラッシュ電流）が生じ、それが電気構成要素を損なうことがある。このインラッシュ電流の発生を低減するために、そのような従来技術装置は、例によって、電力が最初に点灯制御装置に接続されるときに通過する電流の量を、予め決められた期間の間、制限するインラッシュ電流保護装置（例えば、ソフト始動スイッチ等）を用いる。あいにく、インラッシュ電流保護装置の包含は、回路設計の複雑さを更に増し、点灯制御装置の製造コスト及び寸法を更に増大する。

従来技術の点灯制御装置に係る尚一層の問題は、用いられるスイッチング素子に係るスイッチング損失に関係がある。高周波レイトでオン／オフされるスイッチング素子は、伝導損失に加え、スイッチングの間、かなりの量の電力を損失する。スイッチング損失は、過渡状態（例えば、スイッチング素子がオン／オフされる時）における動作電流と印加電流とを乗じることによって算出可能である。スイッチング損失は、スイッチング周波数がより高くなるほど、より大きくなる。従来技術の装置は、点灯状態において高周波（例えば、数十ｋＨｚ）レイトでオン／オフされる複数のスイッチング素子を用いる。各スイッチング素子がスイッチング損失を呈するので、従来技術の装置に係るスイッチング損失の総合的な量は、各スイッチング素子のスイッチング損失の合計に等しくなり、それはかなり大きくなる。大きな電力損失及び結果として生じる低回路効率のため、従来技術の装置は、高効率で動作することができず、コンパクトな点灯装置を達成する必要がある。

例えば、米国特許6,426,597 号等の従来技術の点灯制御装置では、極性反転回路に係るスイッチング素子が非点灯（例えば、点火）状態及び点灯状態の両方において高周波レイトでオン及びオフされることに言及する。特筆した上記の如く、スイッチング損失は、スイッチング素子が動作される周波数レイトに関係する。

この大きなスイッチング損失は、従来技術の点灯制御装置の更なる不利な点になる。即ち、従来技術のスイッチング素子に係る大きなスイッチング損失は、熱に変換される。点灯制御装置の各構成要素の温度は、ある予め決められた臨界の温度レベルより下に維持されなければならない。しかし、スイッチング損失が大きいとき、電力損失は大きい。（熱として放出される）損失電力は、点灯制御装置における構成要素の温度を増大する（上げる）。ヒート・シンクが取付けられて熱を分散させるかもしれないが、ヒート・シンクの包含は、製造コストを上げ、装置の物理的寸法を増大する。

上記を考慮して、本発明は、電力源が最初に点灯制御装置に加えられるときのインラッシュ電流の状態を防ぐためのインラッシュ電流保護装置を必要としない、コンパクトで低コストのＨＩＤランプ用点灯制御回路に傾注される。更に、本発明の点灯制御装置の力率改善電力コンバータに係るスイッチング素子のみが、点灯状態において高周波レイトで動作する。このように、本発明は、従来技術の点灯制御装置との比較においてより低いスイッチング損失を呈することにより、点灯制御装置の増大された効率をもたらし、熱を分散させるための大きなヒート・シンクを用いる必要性を排除する。

この出願は、２００３年４月２３日に提出された、主要事項が特にここに参照によって編入される米国仮出願60/464,646号の利益を請求する。

本発明による放電ランプ点灯制御装置は、ＤＣ電力コンバータ、ＰＦＩＰＣたる力率改善電力コンバータ、極性反転回路、始動回路及びコントローラを含む。該ＤＣ電力コンバータは、ＡＣ電源を整流電圧に変換するように機能する。該ＰＦＩＰＣは、スイッチング装置、力率改善器及び電力コンバータを含む。該力率改善器は、第１誘導性装置にエネルギーを蓄積することにより及び第２誘導性装置からエネルギーを放出することによって、該整流電圧を平滑するように機能し、該２つの誘導性装置は磁気的に結合される。該蓄積及び放出することは、該スイッチング素子をオン及びオフすることによって実行される。該電力コンバータは、該スイッチング装置のオン及びオフすることに応じて第３誘導性装置で蓄積及び放出されたエネルギーによって、該平滑電圧から変換される予め決められたＤＣ電圧を生成する。該極性反転回路は、該予め決められたＤＣ電圧を、ランプに印加される方形波ＡＣ電圧に変換するように機能する一方、該始動回路は、該極性反転回路の出力を電源として使用して、高電圧パルス信号を該ランプに印加することによって該ランプを点火する。コントローラは、該ＰＦＩＰＣ及び該極性反転回路を制御するために備えられる。

本発明の該力率改善器は、該ＡＣ電源から変換される該ＤＣ電圧を平滑するように機能する第１容量性装置を更に含む。また、該電力コンバータは、該ランプの安定点灯を可能にする第２容量性装置を含む。該力率改善器は、該スイッチング装置がオンであるときに該第１誘導性装置に電気エネルギーを蓄積する。該第１容量性装置は、該スイッチング装置がオフであるときに該第１誘導性装置に蓄積される電気エネルギーで、該第２誘導性装置を経由して充電される。

本発明の該電力コンバータは、該スイッチング装置がオンにされるとき、該第１容量性装置に蓄積されるエネルギーで、電気エネルギーを蓄積するための第３誘導性装置を追加的に含み、該スイッチング装置がオフにされるときに該第３誘導性装置に蓄積されるエネルギーで該第２容量性装置を充電する。

本発明に従って、該力率改善器は、第１誘導性装置、第１ダイオード及び回路を含む。該第１誘導性装置の第１端子は、入力電源の正極側に電気的に接続される。該第１ダイオードのカソードは、該第１誘導性装置の残りの端子に電気的に接続される。該回路は、第１端子が該第１ダイオードのアノードに電気的に接続され該第１誘導性装置に磁気的に結合される該第２誘導性装置と、該第２誘導性装置の残りの端子に電気的に接続されるカソードを持つ第２ダイオードと、該第２誘導性装置及び該第２ダイオードによって形成される直列回路に電気的に並列接続される第１容量性装置とを含む。

本発明の該電力コンバータは、該第２ダイオードのアノードに電気的に接続されるアノードを持つ第３ダイオードと、該第３ダイオードのカソードに電気的に接続される第１端子を持つ第２容量性装置と、該第２容量性装置との接合点が該入力電源の負極側に電気的に接続される状態で、該第２容量性装置の残りの端子と該第３ダイオードの該アノードとの間に電気的に接続される第３誘導性装置とを含む。本発明の該スイッチング装置は、該第１誘導性装置及び該第１ダイオードの接合点と該入力電源の該負極側との間に備えられる。第４ダイオードが備えられ、そのカソードが該第１ダイオード及び該第１容量性装置の接合点に電気的に接続され、そのアノードが該入力電源の該負極側に電気的に接続されてもよいことが特筆される。

本発明に従って、該スイッチング装置は、単一スイッチング素子より成る。代わりに、該スイッチング装置は、第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子より成ってもよい。この状態において、該第１スイッチ素子は、該第１誘導性装置に電気的に接続され、該第２スイッチ素子は、該第２誘導性装置に電気的に接続される。該第１スイッチ素子及び該第２スイッチ素子は、該コントローラによって同時にオン及びオフにされてもよい。

本発明におけるスイッチング装置のオンすること及びオフすることは、該第１誘導性装置に係る第１電流が、該第１電流がゼロに等しい第１期間を持つ一方、該第２誘導性装置に係る第２電流が、該第２電流値がゼロに等しい第２期間を持つように制御される。該第１期間の少なくとも一部と該第２期間の少なくとも一部は重なり合ってもよい。

本発明におけるスイッチング装置のオンすること及びオフすることは、該第３誘導性装置に係る第３電流が、該第３電流値がゼロに等しい第３期間を持つように、更に制御されてもよい。加えて、スイッチング装置は、該ＰＦＩＰＣの出力電圧及び出力電流に従ってデューティ比を制御するために、固定した周波数でスイッチされてもよい。特に、該スイッチング装置のオン時間は、少なくとも該ＡＣ電源の半周期の間、実質的に一定に維持されてもよい。

本発明の該ＰＦＩＰＣは、該ランプが点灯されないとき、予め決められた値で一定の電圧を出力するように制御される。該ランプが点灯されるとき、該ＰＦＩＰＣの該出力は、出力電圧が該予め決められた値より下であるときに、ある値で一定の電流であるように制御されるか、該出力電圧が該予め決められた値より上であるときに、選択された値で一定の電力を出力するように制御される。

該出力電圧が該ランプの点灯状態で予め決められた値より下に減少するとき、本発明の該スイッチング装置のスイッチング周波数は、該第１誘導性装置に係る電流が、電流値がゼロに等しい期間を持ち、該第２誘導性装置に係る電流が、該電流値がゼロに等しい期間を持つように下げられてもよい。該第１及び第２誘導性装置に係る該期間の少なくとも一部が重なり合ってもよい。本発明のスイッチング装置もまた、該スイッチング装置の該オン及びオフすることが、該第３誘導性装置に係る電流が、該電流値がゼロに等しい期間を持たない連続の電流になるように制御されるべく、制御されてもよい。固定した周波数で本発明のスイッチング装置を動作することによって、該スイッチング装置のデューティ比が、該ＰＦＩＰＣの出力電圧及び出力電流に従って制御される。

本発明の該始動回路の該出力は、該極性反転回路が、該ＰＦＩＰＣの出力電圧の振幅を持つ方形波ＡＣ電圧を、インダクタ−キャパシタンス直列共振回路に印加するときに得られる共振昇圧電圧を含む。

本発明による放電ランプ点灯制御装置は、予め決められたＤＣ電圧を生成するために利用されるスイッチング装置を含む力率改善電力コンバータと、ランプの動作を制御するためにオン／オフ切替される複数のスイッチング素子を持つ極性反転回路と、該ランプを点火するように機能する始動回路と、該スイッチング装置及び該複数のスイッチング素子を制御するコントローラとを含む。本発明に従って、該力率改善電力コンバータの該スイッチング装置のみが、該ランプが点灯状態で動作しているときに高周波レイトで動作する。

本発明による放電ランプ点灯制御装置の力率改善電力コンバータは、スイッチング装置、力率改善器及び電力コンバータを含む。ＤＣ電圧は、第１誘導性装置にエネルギーを蓄積することにより及び第２誘導性装置からエネルギーを放出することによって、該第２誘導性装置が該第１誘導性装置に磁気的に結合される状態で、平滑される。該ＤＣ電圧の該蓄積及び放出することは、該スイッチング装置のオン時間を調整することによって実行される。該電力コンバータは、該スイッチング装置の該オン時間に応じて第３誘導性装置で蓄積及び放出されるエネルギーによって該平滑電圧から変換される予め決められたＤＣ出力電圧を生成する。

本発明の上述及び他の目的、特徴及び優位性は、制限しない例として示され、符号が種々の図中、同一部分に言及する添付図面に例示されるように、以下の望ましい実施形態のより詳細な記述から明らかになる。

本発明による高輝度放電（ＨＩＤ）ランプ点灯装置１００の回路図を図１−３に示す。例示した点灯装置は、非絶縁型点灯装置より成り、装置の入力部及び出力部は、電気的に絶縁されない。なお、本発明は、本発明の範囲及び／又は精神から逸脱することなく、入力が出力から電気的に絶縁される配列にも等しく適用可能であることが了解される。

図１に示すように、点灯装置１００は、ブリッジ整流器（ダイオード・ブリッジ）ＤＢ１、力率改善電力コンバータ（ＰＦＩＰＣ）１、極性反転回路２、始動回路３、ＨＩＤランプＬａ及び制御回路４を含む。

極性反転回路、始動回路及び制御回路は当技術（例えば、上記に特筆した従来技術の文書参照）で知られ、特定回路が詳細において異なるかもしれないが、これら回路の動作は同様であることに言及する。そのような理由で、本発明のＰＦＩＰＣの完全な理解に必要とされない限り、これら回路の詳細な説明は省略する。

ブリッジ整流器ＤＢ１は、２つのＡＣ入力端子、正極（＋）出力端子及び負極（−）出力端子を含む。２つのＡＣ端子は、例えば電力線等のＡＣ電源Ｖｓに接続される。ブリッジの状態で配列される４つのダイオードより成るのでそう命名されるブリッジ整流器は、電源ＶｓからのＡＣ電力を整流電圧に変換し、それはブリッジ整流器ＤＢ１の正極及び負極出力端子に与えられる。

ＰＦＩＰＣ１は、ブリッジ整流器ＤＢ１からの整流電圧を受け、入力電流ひずみを最小化しながら入力力率を増大して、予め決められたＤＣ電圧ＶDC1 を出力する。極性反転回路２は、予め決められた出力ＤＣ電圧ＶDC1 を方形波ＡＣ電圧に変換するように機能し、それはＨＩＤランプＬａに印加される。始動回路３は、極性反転回路２の出力を取り、ＨＩＤランプＬａに印加されてランプを始動（及び再始動）する高電圧パルスを生成する。制御回路４のコントローラ４ａは、ＰＦＩＰＣ１の動作を制御するように機能する一方、制御回路４のコントローラ４ｂは、極性反転回路２の動作を制御するように機能する。

図２及び３を参照して、本発明の第１実施形態の詳細な説明をする。ＰＦＩＰＣ１は、限定されないが例えばインダクタＬ１，Ｌ２及びＬ３等の３つの誘導性素子、スイッチング装置Ｓ、ブロッキング・ダイオードＤ１ａ，Ｄ１ｂ，Ｄ２ａ及びＤ２ｂ、及び限定されないが例えばキャパシタＣ１及びＣ２等の２つの容量性素子を含む。この点において、本発明は特定の構成について記述されているが、発明はここに記述された構成に制限されないこと、及びそれへの変更が本発明の範囲及び／又は精神から逸脱することなくなされてもよいことが了解される。

第１実施形態では、第１インダクタＬ１の第１端子がブリッジ整流器ＤＢ１の正極端子に電気的に接続される。インダクタＬ１の第２端子は、ブロッキング・ダイオードＤ１ａのアノード端子に電気的に接続される。ブロッキング・ダイオードＤ１ａのカソードは、ブロッキング・ダイオードＤ１ｂのカソードに電気的に接続される。ブロッキング・ダイオードＤ１ｂのアノードは、第２インダクタＬ２の第１端子に電気的に接続される一方、第２インダクタＬ２の第２端子は、ブロッキング・ダイオードＤ２ａのカソードに電気的に接続される。ブロッキング・ダイオードＤ２ａのアノードは、ブロッキング・ダイオードＤ２ｂのアノードに電気的に接続される。ブロッキング・ダイオードＤ２ｂのカソードは、ＰＦＩＰＣの出力を表し、それは極性反転回路２（図３参照）に供給される。

インダクタＬ１及びインダクタＬ２は互いに磁気的に結合されるように物理的に配置されることが付記される。更に、各インダクタＬ１及びＬ２に係るコイルの巻き方向の向きは、図に示す如くである。

第３インダクタＬ３の第１端子は、ブロッキング・ダイオードＤ２ａ及びＤ２ｂの接合点に電気的に接続される一方、その第２端子は、グランド（例えば、図３に示すようにブリッジ整流器ＤＢ１の負極端子）に電気的に接続される。第１キャパシタＣ１の正極端子は、ブロッキング・ダイオードＤ１ｂ及び第２インダクタＬ２の接合点に電気的に接続される一方、第１キャパシタＣ１の負極端子は、ブロッキング・ダイオードＤ２ａ及びＤ２ｂの接合点に電気的に接続される。明示した実施形態において、第１キャパシタＣ１は、電解キャパシタより成る。なお、限定されないが例えば、タンタル型キャパシタ等の他の型のキャパシタを用いてもよい。

第２キャパシタＣ２の一つの端子は、ブロッキング・ダイオードＤ２ｂのカソードに電気的に接続される一方、その残りの一端はグランドに電気的に接続される。この点において、第２キャパシタＣ２の端子（電極）間の電圧は、ＰＦＩＰＣ１の出力電圧ＶDC1 を表す。

同様に、第３キャパシタＣ３の一つの端子は、インダクタＬ１の第１端子に電気的に接続される一方、残りの端子はグランドに電気的に接続される。

明示した実施形態では、スイッチング装置Ｓは、例えば、トランジスタ、特にｎ型酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）より成る。なお、本発明の範囲及び／又は精神から逸脱することなく他のスイッチング装置を用いてもよい。図２及び３に示すように、スイッチング装置Ｓのドレインは、ブロッキング・ダイオードＤ１ａ及びＤ１ｂの接合点に電気的に接続される。スイッチング装置Ｓのサブストレート及びソースは、グランドに電気的に接続される。スイッチング装置Ｓのゲートは、以下に記述される、制御回路４の制御ＯＮ／ＯＦＦ信号線に電気的に接続される。

ＰＦＩＰＣ１は、実際に３つの部分：スイッチング部、力率改善器部及び電力コンバータ部より成る。スイッチング部は、スイッチング装置Ｓによって形成される。力率改善器部は、第１インダクタＬ１、ブロッキング・ダイオードＤ１ａ及びＤ１ｂ、第２インダクタＬ２、ブロッキング・ダイオードＤ２ａ及び第１キャパシタＣ１によって形成される。電力コンバータ部は、第３インダクタ、ブロッキング・ダイオードＤ２ｂ及び第２キャパシタ装置Ｃ２によって形成される。

次にＰＦＩＰＣ１の動作を説明する。特筆した上記の如く、ブリッジ整流器ＤＢ１は、電源ＶｓからのＡＣ電力を整流電圧に変換する。スイッチング装置Ｓがオンされるとき、整流電圧に関連する電気エネルギーが第１インダクタＬ１に蓄積される。ほぼ同時に、第１キャパシタＣ１が放電を、その放電されたエネルギーが第３インダクタＬ３に蓄積される状態で、する。スイッチング装置Ｓがオフされるとき、第１キャパシタＣ１は、第２インダクタＬ２経由で、第１インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを使用しながら再充電される。ほぼ同時に、第２キャパシタＣ２は、第３インダクタＬ３に蓄積された電気エネルギーを使用しながら充電される。

スイッチング装置Ｓが、高周波レイト（例えば、数十ｋＨｚから数百ｋＨｚ）で制御回路４のコントローラ４ａによって適切にオン／オフされるとき、所望のＤＣ電圧ＶDC1 が出力される。ＰＦＩＰＣ１は、入力力率を改善し、入力電流ひずみを制御するように機能する。

図３に示すように、極性反転回路２は、限定されないがｎ型ＭＯＳＦＥＴ等の複数のスイッチ装置（素子）Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４を含む。極性反転回路の配列は、当業者によって知られているから、それについての詳細な説明はここでは省略する。スイッチング素子が、ある（例えば、スイッチング装置が数百Ｈｚのレイトでスイッチされる）期間と共に繰り返しオン／オフされるとき、予め決められた電圧ＶDC1 が、そのある期間（例えば、数百Ｈｚ）と実質的に等しい周波数を持つ所望の方形波ＡＣ電圧に変換される。

図１６は非点灯（例えば、点火）状態及び点灯状態における極性反転回路２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３及びＱ４の動作状態を例示する。ランプＬａが点火されることになる（例えば、非点灯状態）時、スイッチ素子Ｑ１からＱ４は、制御回路４のコントローラ４ｂによって制御され、例えば数十のｋＨｚから数百のｋＨｚの高周波レイトでオン／オフする。一旦、ランプＬａが点灯状態で動作すれば、コントローラ４ｂは、スイッチ素子Ｑ１からＱ４を命令（制御）して、例えば数百Ｈｚ等の低周波レイトでオン／オフする。このように、極性反転回路２のスイッチング素子Ｑ１からＱ４は、点灯状態の間、高周波レイトで動作しない。結果として、本発明の点灯制御装置のＰＦＩＰＣ１のスイッチング装置Ｓのみが、ランプＬａが点灯状態にあるときに高周波レイトで動作する。

ＰＦＩＰＣ１からの出力電圧及び出力電流は、点灯状態におけるランプＬａの電圧及び電流に関連付けられるので、容易に検出自在である。制御回路４は、ＰＦＩＰＣ１の出力及びグランドに電気的に接続され、検出された出力電圧及び検出された電流ＩDC1 に基づいて、ランプＬａの適切な点灯のためにスイッチング装置Ｓのオン時間動作を制御するべく、ランプＬａに係る電圧を検出する。制御回路４は、抵抗又は電流トランスを使用しながら電流ＩDC1 を検出する。

特筆した上記の如く、明示した実施形態は、ランプＬａが点灯状態で動作しているときに、高周波（例えば、数１０ｋＨｚから数百ｋＨｚ）レイトでオン／オフされる単一のスイッチング装置Ｓを用いる。スイッチング装置の繰り返されてするオン／オフは、ある量のスイッチング損失をもたらす。本発明は単一のスイッチング装置のみを用いるので、本発明の点灯装置１００に係る（高周波レイトでオン／オフされるスイッチング装置に起因する）スイッチング損失の総合的な量は、従来技術の装置よりも少ない。この点で、本発明の点灯装置１００は、より大きな効率で動作する。更に、増大された効率は、熱の形で浪費されるエネルギーがより少ないことを意味する。そのような理由で、ＰＦＩＰＣ１のスイッチング装置Ｓは、従来技術の点灯制御装置との比較において、必要とするヒート・シンクがより小さい（乃至はヒート・シンクを必要としない）ことにより、一層コンパクトな、価格の高くない点灯制御装置になる。

ＰＦＩＰＣ１のスイッチング装置Ｓがオンされるとき、ブリッジ整流器ＤＢ１によって整流された電圧が電源として使用され、電流ｉ１が発生する。整流電圧に関連するエネルギーは、インダクタＬ１に蓄積される。ほぼ同時に、第１キャパシタＣ１に蓄積されたエネルギーが分散されて、第３インダクタＬ３に蓄積される。

スイッチング装置Ｓがオフされるとき、（２つのインダクタＬ１及びＬ２の磁気結合を経由して）第１インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを使用しながら、第１キャパシタＣ１が再充電される。結果として、電流ｉ２が第２インダクタＬ２から第１キャパシタＣ１に流れる。ほぼ同時に、第２キャパシタＣ２が、第３インダクタＬ３に蓄積された電気エネルギーを使用しながら充電される。この時間の間に、電流ｉ３が第３インダクタＬ３から第２キャパシタＣ２に流れる。

第１キャパシタＣ１の静電容量は、ブリッジ整流器ＤＢ１によるＡＣ電源Ｖｓの整流から得られる全波整流電圧を平滑するように選択される。また、第２キャパシタＣ２の電極間の電圧は、実質的にＰＦＩＰＣ１の出力に対応することも付け加える。

スイッチング装置Ｓが高周波レイト（例えば、数十ｋＨｚから数百ｋＨｚ）でコントローラ４ａによってオン／オフされる（切り替えられる）とき、所望の予め決められたＤＣ電圧ＶDC1 が出力される。制御回路４のコントローラ４ａによってスイッチング装置Ｓのゲートに供給される制御オン／オフ信号（図１７に示すデューティ比“ｄ”）は、固定した周波数を持つ。スイッチング装置Ｓがオン（オン時間と呼ばれる）である持続時間は、少なくともＡＣ電源Ｖｓの半周期の間、一定である。

スイッチング装置Ｓがオンされるとき、電流ｉ１は０から上昇する（図４参照）。スイッチング装置Ｓのオン時間が一定であるので、電流ｉ１が０から上昇し、電流ｉ１のピークがＡＣ電源Ｖｓに従って変化し、そしてほぼ正弦波形を模す。

図４はＡＣ電源Ｖｓの半周期の間の電流ｉ１の概念的な例図を示す。電流ｉ１は第３キャパシタＣ３によって平滑される。図４に示すように、ＰＦＩＰＣ１の入力電流Ｉinはほぼ正弦波形状を持ち、その形状はＡＣ電源Ｖｓの位相とほぼ同じである。これは、本発明のＰＦＩＰＣ１が良好な入力力率を表すこと、及び入力電流歪が制御されることの現れである。

スイッチング素子Ｓがオンされるとき、電流ｉ３が０から上昇する（図６参照）。言い換えれば、電流ｉ３は、（図６における時間ｔ´及びｔ２間の期間によって示される）休止期間を持つ。第１，第２及び第３インダクタＬ１，Ｌ２及びＬ３のインダクタンスは、望ましくは、第１キャパシタＣ１に充電されるエネルギー(Ｐin)が第１キャパシタＣ１から放電（分散）されるエネルギー(Ｐout) と実質的に等しくなるように選択される。従って、第１キャパシタＣ１は、実質的に一定の予め決められた電圧ＶDC1 を表す。

次の式は、各インダクタＬ１，Ｌ２及びＬ３の値を選択するために使用される：
Ｌ１＝(Ｖｐ^２・Ｄ^２)／(４・Ｐ・ｆｓ)；
Ｌ２＝(Ｖｐ^２・Ｄ^２)／(４・Ｐ・ｆｓ)；
Ｌ３_ｍａｘ＝(Ｒ_ｍｉｎ・(１−Ｄ)^２)／(２・ｆｓ)；
Ｌ３_ｍｉｎ＝(Ｄ／(１−Ｄ))^２・(Ｖｐ^２・Ｄ^２)／(４・Ｐ・ｆｓ)；
ＶC1＝(Ｌ３／Ｌ１)^１／２・Ｖｓ（それは、特筆することとして、(Ｌ３／Ｌ２)^１／２・Ｖｓと同じ）
ここで：
Ｌ１及びＬ２は、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２のインダクタンス値をそれぞれ表し、
Ｌ３_ｍｉｎは第３インダクタＬ３の最小インダクタンス値を表し、
Ｌ３_ｍａｘは第３インダクタＬ３の最大インダクタンス値を表し、
ＶC1は第１キャパシタＣ１の電圧を表し、
ＰはＰＦＩＰＣ１の出力電圧を表し、
ｆｓはスイッチング装置Ｓのスイッチング周波数を表し、
Ｄはスイッチング装置Ｓのスイッチング・デューティ・サイクルを表し、
ＶｐはＡＣ電源Ｖｓのピーク電圧を表し、
Ｒ_ｍｉｎはランプＬａの最小等価抵抗値を表す。

上式を使うと、第１キャパシタＣ１用の電圧定格がＡＣ電源Ｖｓのピーク電圧を越えないようになることを確実にすることができる。即ち、全波整流されたＡＣ電源Ｖｓを平滑するために選択された静電容量の第１キャパシタＣ１の電圧定格は、従来技術の点灯制御装置に係る対応するキャパシタの電圧定格との比較において、より低くなる。キャパシタのより低い電圧定格で、より小さな大きさのキャパシタが本発明と共に使用され、装置のコンパクト性に寄与する。しかも、より低い電圧の定格キャパシタは、対応するより高い電圧の定格キャパシタよりも典型的に全く高価でなく、更に製造コストを下げるのに寄与する。

その上、第１キャパシタＣ１は、出力（例えば、ランプＬａ）に接続される負荷のインピーダンスにおける突然の（瞬間的な）変化が起こるときでさえ、第１キャパシタＣ１に充電される電力(Ｐin)及び第１キャパシタＣ１から放電される電力(Ｐout) 双方で、一定の電力を維持するのに使用される。

図５はスイッチング装置Ｓのオン時間の間のデューティ比及び第１キャパシタＣ１に充電される電力及び第１キャパシタＣ１から放電される電力の関係を例示する。図５に示すように、デューティ比が、選択されたデューティ比“ｄ”に設定されるとき、充電電力Ｐinは放電電力Ｐout と等しい。即ち、デューティ比が“ｄ”に設定されるとき、一定の電力が維持される。その結果として、負荷のインピーダンスが突然変化するときでも、充電電力Ｐin及び放電電力Ｐout は、一定の電力を維持し、同等の値を持つ。従って、第１キャパシタＣ１の不平衡な充／放電による望ましくない過電圧は、発生されないのである。このように、より低い定格電圧を持つキャパシタが使用可能であり、そして更に、コンパクト性及び本発明のより低減された製造コストに寄与する。

しかも、本ＰＦＩＰＣの配列は、電流が直接、入力電源から第１キャパシタＣ１に流れる電路を提供しない。従って、ＡＣ電源Ｖｓが最初に印加されるとき、インラッシュ電流が発生されず、インラッシュ電流保護装置を本発明に含める必要性を排除する。その上、入力電圧が第１キャパシタＣ１の電極（端子）間の電圧ＶC1より小さいとき、及びスイッチング素子Ｓがオンである後にオフに切り替えられるとき、ダイオードＤ１ａは、第１キャパシタＣ１が入力にフィードバック（放電）されるのを妨ぐ。この点において、短い逆回復時間を持つ高速リカバリ・ダイオードを有するブリッジ整流器ＤＢ１が使用されるなら、ダイオードＤ１ａは省略可能であることを付け加えておく。

図６はスイッチング装置Ｓのスイッチングに対する電流の流れｉ１，ｉ２及びｉ３と予め決められたＤＣ電圧ＶDC1 との関係を図表で例示する。図に示すように、出力電圧ＶDC1 は、時間“ｔ”中、実質的に一定のままである。スイッチング装置Ｓは、時間ｔ０から時間ｔ１までオン状態である。この期間の間、電流の流れｉ１及びｉ３が増大する（上り傾斜する）。時間ｔ１で、スイッチング装置Ｓがオフ状態に切り替えられ、電流の流れｉ２及びｉ３が減少する（下り傾斜する）。

次にコントローラ４について簡潔に解説をする。図１７は本発明と共に使用される一例のコントローラ４を例示する。次の解説はコントローラの一例についてなされること、及び多くのコントローラが放電ランプ点灯制御装置と共に使用可能であることを付記する。そのような理由で、次の解説は、本発明と共に使用可能なコントローラの明示例によって実行される動作の単なる典型である。代わりのコントローラを、本発明と共に発明の範囲及び／又は精神から逸脱することなく利用してもよいことが了解される。

図１７の制御回路４は、ＰＦＩＰＣ１のスイッチング装置Ｓのオン時間を制御するのに使用されるコントローラ４ａ、及び極性反転回路２のスイッチ素子Ｑ１からＱ４のオン／オフ・スイッチングを制御するのに使用されるコントローラ４ｂより成る。

コントローラ４ａは、ＰＦＩＰＣ１のＶDC1 出力線に電気的に接続されて、電圧Ｖｏを検出する。また、コントローラ４ａは、グランドに誘導的に結合されて、電流Ｉｏを検出する。検出された電圧Ｖｏ及び検出された電流Ｉｏは、ランプ電力計算器４００によって使用され、次式のとおりに、ランプＬａのランプ電力信号Ｗを決定する：
Ｗ＝((Ｋｉ・Ｉｏ)・(Ｋｖ・Ｖｏ))／１０
ここで、
Ｗはランプ電力信号に価し、
Ｋｉは電流検知ゲイン（例えば、予め決められた増倍率）に価し、
Ｉｏは検出された電流に価し、
Ｋｖは電圧検知ゲイン（例えば、ある増倍率）に価し、
Ｖｏは検出された電圧に価する。

上式に基づいて、ランプ電力信号Ｗは、ＤＣ出力電圧にＰＦＩＰＣ１の出力電流を乗じて得られる。加算器４０２は、得られたランプ電力信号Ｗを目標電力レベルＰref （例えば、ランプＬａの所望電力レベル）を表す値と結合して、比例積算器４０４に入力される結果を生成する。比例積算器は、入力された信号を積分して、パルス幅変調（ＰＷＭ）比較器４０６の反転入力に供給されるエラー信号を生成する。

ＰＷＭ比較器４０６は、エラー信号を、ＰＷＭ比較器４０６の非反転入力に入力される基準信号と比較して、ＰＦＩＰＣ１のスイッチング装置Ｓ用のデューティ比“ｄ”を持つ信号を生成する。

また、検出された電圧Ｖｏは、コントローラ４ｂの関数発生器４０８に入力される。関数発生器は、ドライバＤＲ１及びドライバＤＲ２に供給されてスイッチ素子Ｑ１からＱ４のオン／オフ・スイッチングを制御する適切な制御信号を生成する。

特筆した上記の如く、ランプＬａの点火（例えば、非点灯状態）の間、コントローラ４ｂは、極性反転回路２及び始動回路３を制御して、高周波（例えば、数十ｋＨｚから数百ｋＨｚ）レイトで動作する。更に、コントローラ４ａによって単一のスイッチング装置Ｓに供給されるデューティ比“ｄ”は、スイッチング装置Ｓもまた高周波レイトでオン／オフするというものである。この点において、スイッチング装置Ｓに適用可能な高周波レイトは、スイッチング素子Ｑ１からＱ４に適用可能な高周波レイトと同じであってもなくてもよいことを付け加える。

一旦、ランプＬａが安定状態（例えば、点灯状態）になれば、コントローラ４ｂは、低周波（例えば、数百Ｈｚ）レイトで動作するように極性反転回路２のスイッチング素子Ｑ１からＱ４を制御する。しかし、コントローラ４ａは、高周波レイトで動作するようにスイッチング装置Ｓを継続して制御する。このように、点灯制御装置１０に係るＰＦＩＰＣ１のスイッチング装置Ｓだけが、ランプＬａが点灯状態にあるときに高周波レイトで動作する。

図７は本発明の第２実施形態によるＨＩＤランプ点灯装置２００用の回路を例示する。明瞭のため、同様な種類の素子には、第１実施形態で示した同じ符号を割り当てる。力率改善電力コンバータ（ＰＦＩＰＣ）１０は、次の通り第１実施形態のＰＦＩＰＣ１と異なり、第１実施形態のブロッキング・ダイオードＤ１ａ及びＤ１ｂは、第２実施形態では単一のブロッキング・ダイオードＤ１に代わっている。ブロッキング・ダイオードＤ１のカソードは、（スイッチング装置Ｓの）ドレイン及び第１インダクタＬ１の接合点に電気的に接続される。ブロッキング・ダイオードＤ１のアノードは、第２インダクタＬ２及び第１キャパシタＣ１の接合点に電気的に接続される。その上、追加のブロッキング・ダイオードＤ３が含まれ、そのカソードはブロッキング・ダイオードＤ１のアノードに電気的に接続される一方、ブロッキング・ダイオードＤ３のアノードは、グランドに電気的に接続される。

第２実施形態の極性反転回路２、始動回路３及び制御回路４は、第１実施形態について記述した極性反転回路２、始動回路３及び制御回路４に対応することを付け加える。そのような理由で、これら回路の解説を第２実施形態の解説から省く。

図８Ａ及び８Ｂは非点灯状態及び点灯状態の間のＰＦＩＰＣ１０における電流の流れｉ１，ｉ２及びｉ３と出力電圧ＶDC1 とをそれぞれ図表で例示する。ＰＦＩＰＣ１０の基本動作は、スイッチング装置Ｓのオン時間を制御するため、所望の出力を達成するために、制御回路４ａが出力電圧ＶDC1 及び出力電流ＩDC1 を検出している状態での、第１実施形態のＰＦＩＰＣ１の動作と同様である。

図８Ａに示すように、ランプＬａが高インピーダンスを有する非点灯状態であるとき、スイッチング装置Ｓは、出力電圧ＶDC1 が一定の出力電圧Ｖ02に対応するように制御される。スイッチング装置Ｓのオン時間は、短く、時々０である。ランプＬａが図８Ｂに示すように点灯状態であるとき、スイッチング装置Ｓのオン時間が伸張されて、出力電圧ＶDC1 がランプ電圧Ｖlaにほぼ等しくなる。

図９に関してなされる下記の記述は、ＡＣ電源Ｖｓがブリッジ整流器ＤＢ１に印加される時間からランプＬａが点灯される（例えば、点灯状態になる）までの第２実施形態のＨＩＤランプ点灯装置の動作を例示する。

ＡＣ電源Ｖｓが印加されるとき、ランプＬａは非点灯状態である（例えば、ランプＬａは点灯されない）。ＰＦＩＰＣ１０は、その結果として一定の電圧Ｖ02を出力電圧ＶDC1 として出力する。ランプＬａが非点灯状態である状態で、制御回路４ｂによって制御される極性反転回路２は、予め決められた第１周波数ｆ０（ほぼ数百ｋＨｚと同じ）で、スイッチング装置対Ｑ１及びＱ４のオンとスイッチング装置対Ｑ２及びＱ３のオンとを交互に繰り返す。明示した実施形態において、予め決められた第１周波数ｆ０は、任意に選択された奇数によって除された共振周波数ｆｒと大体等しいレイトを持つ周波数（例えば、ｆｏ＝ｆｒ／３又はｆｒ／５又は…）に対応する。共振周波数ｆｒは、始動回路３の直列共振回路の共振周波数とほぼ等しくなるように定められ、トランスＰＴ１の第１巻線ｎ１及び第４キャパシタＣ４によって形成される。高電圧正弦波は、第１巻線ｎ１で発生され、トランスＰＴ１の第１巻線ｎ１と第２巻線ｎ２との巻数比によって昇圧（増大）される。この高電圧正弦波は、ランプＬａに印加される。高電圧正弦波パルスをランプＬａに適用することにより、ランプＬａが点火し、始動する。

明示した実施形態において、電圧Ｖ02は、典型的には、ランプＬａが点火された後、グロー放電からアーク放電への移行を容易にするため、２５０Ｖより高い電圧でセットされる。なお、電圧Ｖ02は、限定されないが具備されるランプＬａの特性を含めて、多くの要因に基づいて選択されることが理解される。このような理由で、本発明は、ここに明示された電圧Ｖ02用の特定の電圧設定に限らず、発明の範囲及び／又は精神から逸脱することなく、変更をしてもよい。この点において、高電圧正弦波がグロー放電からアーク放電への移行のための十分なエネルギーを供給することができるなら、その電圧を２５０Ｖより低く設定することができることに言及する。

ランプＬａが始動され（例えば、非点灯状態／点火状態）、点灯状態に入るとき、極性反転回路２は、制御回路４のコントローラ４ｂによって制御され、予め決められた周波数ｆａ（限定されないが明示実施形態でのほぼ数百Ｈｚと同じ）で、交互方式により、スイッチング装置Ｑ１及びＱ４を繰り返しオンし、スイッチング装置Ｑ２及びＱ３を繰り返しオンする。従って、周波数ｆａを持つ方形波ＡＣ電圧がランプＬａに印加される。この時間の間、ＰＦＩＰＣ１０の出力ＶDC1 は、ランプ電圧Ｖlaとほぼ等しい。

ランプＬａが先ず始動（点火）されるとき、ランプＬａのインピーダンスがかなり低くく、この点で、ランプＬａの作用は短絡回路状態により類似する。ランプが点火されると（例えば、点灯状態）、ランプのインピーダンスは、数分後、ランプＬａが実質的に定常（安定）点灯状態のためのインピーダンスに達するまで増大する。

点灯状態におけるＰＦＩＰＣ１０の出力特性（性能）は、図１０に示す如くである。電圧が予め決められたランプ電圧Ｖlow より低い領域において、スイッチング装置Ｓのオン時間は、一定の電流Ｉ02を出力するように制御される。明示した実施形態において、一定の電流Ｉ02は、概ね（必ずしでもないが）１．２から２．０倍の定格ランプ電流である。スイッチング装置Ｓがオンされるときに第１電流ｉ１が０から上昇するために、スイッチング装置Ｓをオン／オフするための周波数は、ランプ電圧が減少するほど減少されなければならない。従って、低ランプ電圧領域においてさえも、入力力率を増大し、入力電流ひずみを制御することができる。電圧が予め決められたランプ電圧Ｖlow より高い領域（例えば、定格ランプ電圧を含む領域）において、スイッチング装置Ｓのオン時間は、出力電力Ｐｏが実質的に（定格ランプ電力とほぼ等しい）一定電力Ｐlaを維持するように制御される。

そういう理由で、本発明は、ランプ電圧のどの変動にも関わらず、ほぼ一定の光を出力することができる高品質点灯装置を達成する。

次項では、第２実施形態においてダイオードＤ３を含むことについて説明する。図８Ａ及び８Ｂに示すように、電流ｉ３は、非点灯状態における休止期間（例えば、電流ｉ３が充電も放電もしない間の時間ｔａ及び時間ｔｂ間の期間）を示す。図１１に示すように、共振は、休止期間の間に第３インダクタＬ３及びブロッキング・ダイオードＤ２ｂの寄生静電容量より成る直列共振回路で発生される。結果として、第３インダクタＬ３の電圧ＶL3が、（図１１において点で描かれた拡張の波形で示される）−Ｖ02に達する可能性がある。この場合、ブロッキング・ダイオードＤ２ｂでの電圧ＶD2b は、Ｖ02の２倍の電圧になる。

この高電圧用に等級される電子構成要素（例えば、Ｖ02の少なくとも２倍の電圧用に等級された電子構成要素）の使用を避けるため、限定されないが例えば制限ダイオードＤ３等の制限装置が追加されて、第３インダクタＬ３の電圧ＶL3を−ＶC1に制限する。そのような理由で、制限ダイオードＤ３を用いることにより、一層低い電圧定格の構成要素を使用することができ、これにより、製造コストを減らし、点灯装置の寸法を減ずる。

図１２は本発明による第３実施形態のＨＩＤランプ点灯制御装置３００を例示する。先の実施形態と同じように、同様な種類の構成要素には、第１実施形態で示した同じ符号を割り当てる。

第３実施形態は、第３実施形態の力率改善電力コンバータ（ＰＦＩＰＣ）２０が同時にオン／オフされる２つのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２を用いる点で、第１及び第２実施形態と異なる。第３実施形態における他の動作及び機能は、第１及び第２実施形態のそれらと同じである。

ＰＦＩＰＣ２０において２つのスイッチング素子Ｓ１及びＳ２を用いることによって、ダイオードＤ１を排除可能である。加えて、明示した実施形態において、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２は、ＭＯＳＦＥＴであるが、他の型のスイッチング素子を使用してもよいことが了解される。特に、少なくとも第２スイッチング素子Ｓ２のために第３実施形態において用いられるＭＯＳＦＥＴは、内蔵ダイオードを含む。その結果としても、ダイオードＤ３を排除可能である。

第３実施形態において、始動回路３の異種回路が、始動回路３ａとして用いられる。具体的に言うと、キャパシタＣ４が、（トランスＰＴ１の）巻線ｎ１及びｎ２の接合点とスイッチング装置Ｑ３及びＱ４の接合点との間に電気的に接続されて配列される。特に、第１実施形態においてはＶ02の振幅を持つ方形波電圧が共振に寄与するのに対し、第３実施形態においてはＶ02の２倍の振幅を持つ方形波が共振に寄与する。従って、電圧のより効果的な使用が達成可能であり、これにより、所望の予め決められた高電圧を容易に発生することになる。

図１３は本発明による第４実施形態のＨＩＤランプ点灯制御装置５００を例示する。先の実施形態と同じように、同様な種類の構成要素には、第１実施形態で示した同じ符号を割り当てる。

非点灯（例えば、点火）状態におけるＰＦＩＰＣ４０の波形（図１４Ａ参照）は、非点灯状態における第１実施形態のＰＦＩＰＣ１の波形に対応する。なお、第３実施形態とは異なって、第４実施形態における電流ｉ３は、休止期間を持たない連続波形を示す（図１４Ｂ参照）。ピーク電流値が低減可能であるので、電力損失が最小化され、これにより、回路効率を向上させることになる。従って、コンパクトな点灯装置を製造するための障害であった、大きなヒート・シンクを用いて点灯装置の動作温度を安全な動作範囲内に維持することの要件は、もはや必要でない。

第４実施形態において、電流ｉ３が連続波形（例えば、休止期間を持たない波形）を示すとき、ある状態下での、（出力に接続される）負荷のインピーダンスの瞬間的な変化の間に、第１キャパシタＣ１に充電される電力（Ｐin）及び第１キャパシタＣ１から放電される電力（Ｐout ）は、図１５に示す如くである。

ある状態下で（出力に接続される）負荷のインピーダンスの瞬間的な変化の間に第１キャパシタＣ１に充電される電力（Ｐin）は、比較的一定の電力を維持する特性を持つ。しかし、第１キャパシタＣ１から放電される電力（Ｐout ）がかなり一定の出力電圧を維持するので、第１キャパシタから放電される電力は、負荷に依存して変動する。

図１５の水平軸は、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２のオン時間の間のデューティ比を表す。上部の垂直軸は、第１キャパシタＣ１に充電される電力（Ｐin）を表し、下部の垂直軸は、第１キャパシタＣ１から放電される電力（Ｐout ）を表す。図１５に示すように、デューティ比Ｄがある値ｄに設定されるとき、第１キャパシタＣ１に充電される電力は、第１キャパシタＣ１から放電される電力に等しい。

出力に接続される負荷のインピーダンスが瞬間的に変化するとき、第１キャパシタＣ１に充電される電力（Ｐin）は、一定の電力を維持する。しかし、第１キャパシタＣ１から放電される電力（Ｐout ）は、負荷に応じて変化するが、これは、第１キャパシタＣ１から放電される電力（Ｐout ）が一定の電圧出力を維持しようとするからである。第１キャパシタＣ１における電力の不均衡な充／放電のため、過電圧が生成される可能性がある。

第４実施形態の制御回路４´は、図１７に関する上述した制御回路４の変更である。コントローラ４ａ及び４ｂを含むことに加えて、制御回路４´もまた、（第１キャパシタＣ１での電圧の高まりのため）ＶDC1 の過電圧を検出し、そしてスイッチング素子Ｓ１及びＳ２のオン時間を制御して出力を安全レベルよりも低くして弱めるように機能する過電圧防止回路４ｃを含む。従って、過電圧はもはや処理困難ではない。

供給電圧Ｖccは、制御回路４´及び（極性反転回路２´の）ドライバＤＲ１及びＤＲ２用の電源を表し、限定されないが例えば、第１及び第２インダクタＬ１及びＬ２に磁気的に結合される第４インダクタＬ４等の電力生成誘導性装置から得られる。第４インダクタＬ４から得られる電圧は、予め決められた必要とされる電圧Ｖccr を得るため、第２ブリッジ整流器ＤＢ２によって整流され、平滑キャパシタＣ５によって平滑される。予め決められた電圧Ｖccr は、正確に動作する制御回路４´及び極性反転回路２´に必要とされる電圧を表す。

なお、ランプＬａが非点灯状態（上で述べたように高インピーダンスを示す）であるとき、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２は、出力電圧ＶDC1 が実質的に電圧Ｖ02と等しくなるように制御される。スイッチング素子Ｓ１及びＳ２のオン時間は、短くできるが、時々０に等しくなることがある。そのような理由で、電圧が第４インダクタＬ４によって生成されない（例えば、電圧が第１及び第２Ｌ１及びＬ２に印加されない）より多くの期間がある。そのような期間の間、動作電圧Ｖccが不安定となり得る。供給電圧Ｖccが、プリセット値Ｖcc1 （例えば、それ未満では制御回路４´及び極性反転回路２´が動作するはずのない最小しきい電圧）より低くなるなとき、電圧Ｖ02は、かなり押し上げられて、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２のオン時間を増大する。従って、供給電圧Ｖccは、十分なエネルギーを得て、最小しきい電圧Ｖcc1 から予め決められた必要とされる電圧Ｖccr に到達することができ、これにより、動作電圧Ｖccが予め決められた範囲内にあることを常に確実にする。

即ち、予め決められた必要とされる電圧Ｖccr が、最小しきい電圧Ｖcc1 より低くなれば、制御回路４´は、予め決められた必要とされる電圧Ｖccr に実質的に等しくなる動作電圧Ｖccを増大するために、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２のオン時間を変更する。

第４実施形態の点灯装置に必要とされる部品の数は、従来技術の点灯装置に用いられる部品の数と同様である。しかしながら、第４実施形態の点灯制御装置におけるスイッチング素子Ｓ１及びＳ２のスイッチ損失は、従来技術の点灯制御装置におけるよりも少ない。本発明の点灯制御装置の効果は、従来技術の点灯制御装置におけるよりも大きいが、これは、１つのスイッチング素子だけが、本発明において高周波レイトでオン／オフされるからである。しかも、点灯装置の効果に大きな影響を及ぼすことなく、よりコンパクトなインダクタを、スイッチング周波数を上げることによって具備可能である。

発明を、それについての好ましい実施形態と関連して格別に示し記述してきたが、特許請求の範囲によって定められるように、発明の精神及び／又は範囲を逸脱することなく、形式及び／又は細部において別種の変更をなし得ることが当業者によって了解される。発明を、特有の手段、構成要素及び実施形態について記述してきたが、発明は、ここに明示した事項に限らず、特許請求の範囲内の等価であるものの全てに及ぶことが了解されるのである。

本発明によるＨＩＤ点灯制御装置のブロック図を例示する。 図１のＨＩＤ点灯制御装置と使用される力率改善電力コンバータ（ＰＦＩＰＣ）の第１実施形態を例示する。 第１実施形態のＰＦＩＰＣを含むＨＩＤ点灯制御装置の回路配列を例示する。 予め決められた期間の間にＰＦＩＰＣに係る電流ｉ１を概念的に例示する。 可変するデューティ比に対する本発明のＰＦＩＰＣに使用される蓄電キャパシタの電力充電状態及び電力放電状態の関係を例示する。 本発明のＰＦＩＰＣの種々の部に係る波形を例示する。 ＨＩＤランプと使用されるＰＦＩＰＣの第２実施形態の回路配列を例示する。 図７のＰＦＩＰＣの種々の部分の波形を例示する。 図７のＰＦＩＰＣの種々の部分の波形を例示する。 非点灯（点火）状態及び点灯（動作）状態の間の本発明と共に使用されるランプの端子電圧及び電流を例示する。 点灯状態におけるランプ電力の出力特性を例示する。 共振が寄生静電容量のために発生する状態を例示する。 ＨＩＤランプと使用されるＰＦＩＰＣの第３実施形態を例示する。 ＨＩＤランプと使用されるＰＦＩＰＣの第４実施形態を例示する。 非点灯状態における図１３のＰＦＩＰＣの種々の部分の波形を例示する。 点灯状態における図１３のＰＦＩＰＣの種々の部分の波形を例示する。 第４実施形態のＰＦＩＰＣに使用される蓄電キャパシタの電力充電状態及び電力放電状態の関係を例示する。 非点灯（例えば、点火）状態及び点灯状態における本発明と共に使用される極性反転回路の動作状態を例示する。 本発明の点灯制御装置と共に使用される一例のコントローラを例示する。

符号の説明

１００ 高輝度放電（ＨＩＤ）ランプ点灯装置
ＤＢ１ ブリッジ整流器
Ｌａ ＨＩＤランプ
１ 力率改善電力コンバータ（ＰＦＩＰＣ）
２ 極性反転回路
３ 始動回路
４ 制御回路
４ａ，４ｂ コントローラ
４ｃ 過電圧防止回路
４００ ランプ電力計算器
４０２ 加算器
４０４ 積算器
４０６ ＰＷＭ比較器
４０８ 関数発生器

Claims (25)

1. ＡＣ電源を整流電圧に変換するＤＣ電力コンバータと、
   スイッチング装置と、前記スイッチング装置をオン及びオフすることで、第１誘導性装置にエネルギーを蓄積することにより及び前記第１誘導性装置に磁気的に接続される第２誘導性装置からエネルギーを放出することによって、前記整流電圧を平滑する力率改善器と、前記スイッチング装置のオン及びオフすることに応じて、第３誘導性装置で蓄積及び放出されるエネルギーによって前記平滑された電圧から変換される予め決められたＤＣ電圧を生成する電力コンバータとを持つＰＦＩＰＣたる力率改善電力コンバータと、
   前記予め決められたＤＣ電圧を、ランプに印加される方形波ＡＣ電圧に変換する極性反転回路と、
   前記極性反転回路の出力を電源として使用して高電圧パルスを該ランプに印加することによって該ランプを点火する始動回路と、
   前記ＰＦＩＰＣ及び前記極性反転回路を制御するコントローラと
   を備える放電ランプ点灯制御装置。
2. 前記力率改善器は、更に、該ＡＣ電源から変換される前記整流電圧を平滑する第１容量性装置を含み、前記電力コンバータは、更に、該ランプの安定点灯を可能にする第２容量性装置を含む請求項１記載の点灯制御装置。
3. 前記力率改善器は、前記スイッチング装置がオンであるときに前記第１誘導性装置に電気エネルギーを蓄積し、前記スイッチング装置がオフであるときに前記第１誘導性装置に蓄積される電気エネルギーで、前記第２誘導性装置を経由して前記第１容量性装置を充電する請求項２記載の点灯制御装置。
4. 前記電力コンバータは、前記スイッチング装置がオンであるときに前記第１容量性装置に蓄積されるエネルギーで電気エネルギーを蓄積する第３誘導性装置を更に含み、前記スイッチング装置がオフであるときに前記第３誘導性装置に蓄積されるエネルギーで前記第２容量性装置を充電する請求項２記載の点灯制御装置。
5. 前記力率改善器は、
   第１端子が入力電源の正極側に電気的に接続される前記第１誘導性装置と、
   前記第１誘導性装置の残りの端子に電気的に接続されるカソードを持つ第１ダイオードと、
   前記第１ダイオードのアノードに電気的に接続される第１端子を持ち、前記第１誘導性装置に磁気的に結合される前記第２誘導性装置と、前記第２誘導性装置の残りの端子に電気的に接続されるカソードを持つ第２ダイオードと、前記第２誘導性装置及び前記第２ダイオードによって形成される直列回路に電気的に並列接続される第１容量性装置とを含む回路と
   を含み、
   前記電力コンバータは、
   前記第２ダイオードのアノードに電気的に接続されるアノードを持つ第３ダイオードと、
   前記第３ダイオードのカソードに電気的に接続される第１端子を持つ第２容量性装置と、
   前記第２容量性装置の残りの端子と前記第３ダイオードの前記アノードとの間に電気的に接続され、前記第２容量性装置との接合点が前記入力電源の負極側に電気的に接続される第３誘導性装置と
   を含み、
   前記スイッチング装置は、前記第１誘導性装置及び前記第１ダイオードの接合点と前記入力電源の前記負極側との間に備えられる
   請求項１記載の点灯制御装置。
6. 前記第１ダイオード及び前記第１容量性装置の接合点に電気的に接続されるカソードを持つ第４ダイオードを更に備え、前記第４ダイオードのアノードは前記入力電源の該負極側に電気的に接続される請求項５記載の点灯制御装置。
7. 前記スイッチング装置は単一のスイッチ要素より成る請求項１記載の点灯制御装置。
8. 前記スイッチング装置は、前記第１誘導性装置に電気的に接続される第１スイッチ素子及び前記第２誘導性装置に電気的に接続される第２スイッチ素子より成り、前記第１スイッチ素子及び前記第２スイッチ素子は、前記コントローラによって同時にオン及びオフされる請求項１記載の点灯制御装置。
9. 前記スイッチング装置のオン及びオフすることは、前記第１誘導性装置に係る第１電流が、該第１電流がゼロに等しい第１期間を持ち、前記第２誘導性装置に係る第２電流が、該第２電流値がゼロに等しい第２期間を持つように制御され、前記第１期間の少なくとも一部と前記第２期間の少なくとも一部とが重なり合う請求項１記載の点灯制御装置。
10. 前記スイッチング装置のオン及びオフすることは、前記第１誘導性装置に係る第１電流が、該第１電流がゼロに等しい第１期間を持ち、前記第２誘導性装置に係る第２電流が、該第２電流値がゼロに等しい第２期間を持つように制御され、前記第１期間の少なくとも一部と前記第２期間の少なくとも一部とが重なり合い、前記スイッチング装置の前記オン及びオフすることは、前記第３誘導性装置に係る第３電流が、該第３電流値がゼロに等しい第３期間を持つように制御される請求項４記載の点灯制御装置。
11. 前記スイッチング装置は、前記ＰＦＩＰＣの出力電圧及び出力電流に従ってデューティ比を制御するために、固定した周波数でスイッチされる請求項１０記載の点灯制御装置。
12. 前記スイッチング装置のオン時間は、少なくとも該ＡＣ電源の半周期の間、実質的に一定に維持される請求項１０記載の点灯制御装置。
13. 前記ＰＦＩＰＣは、該ランプが点灯されないとき、一定の電圧を予め決められた値で出力し、該ランプが点灯されるとき、出力電圧が該予め決められた値より下であるときに一定の電流をある値で出力するか該出力電圧が該予め決められた値より上であるときに一定の電力を選択された値で出力するように制御される請求項１０記載の点灯制御装置。
14. 前記スイッチング装置のスイッチング周波数は、前記第１誘導性装置に係る電流が、電流値がゼロに等しい第１期間を持ち、前記第２誘導性装置に係る電流が、該電流値がゼロに等しい第２期間を持つように、該出力電圧が増大されるにつれて、該出力電圧が該ランプの点灯状態で予め決められた値より下であるときに、下げられ、前記第１期間の少なくとも一部と前記第２期間の少なくとも一部とが重なり合う請求項１３記載の点灯制御装置。
15. 前記スイッチング装置のオン及びオフすることは、前記第１誘導性装置に係る第１電流が、該第１電流がゼロに等しい第１期間を持ち、前記第２誘導性装置に係る第２電流が、該第２電流値がゼロに等しい第２期間を持つように、制御され、前記第１期間の少なくとも一部と前記第２期間の少なくとも一部とが重なり合い、前記スイッチング装置のオン及びオフすることは、第３誘導性装置に係る電流が、該電流値がゼロに等しい期間を持たない連続の電流になるように制御される請求項４記載の点灯制御装置。
16. 前記スイッチング装置は、前記ＰＦＩＰＣの出力電圧及び出力電流に従って、前記スイッチング装置のデューティ比を制御するために、固定した周波数でスイッチされる請求項１５記載の点灯制御装置。
17. 前記スイッチング装置のオン時間は、該ＡＣ電源の少なくとも半周期の間、実質的に一定に維持される請求項１５記載の点灯制御装置。
18. 前記ＰＦＩＰＣは、該ランプが点灯されないとき、一定の電圧を予め決められた値で出力し、該ランプが点灯されるとき、出力電圧が該予め決められた値より下であるときに一定の電流をある値で出力するか該出力電圧が該予め決められた値より上であるときに一定の電力を選択された値で出力する請求項１５記載の点灯制御装置。
19. 前記スイッチング装置のスイッチング周波数は、前記第１誘導性装置に係る電流が、該電流がゼロに等しい第１期間を持ち、前記第２誘導性装置に係る電流が、該電流がゼロに等しい第２期間を持つように、該出力電圧が増大されるにつれて、該出力電圧が該ランプの点灯状態で該予め決められた値より下であるときに、下げられ、前記第１期間の少なくとも一部と前記第２期間の少なくとも一部とが重なり合う請求項１８記載の点灯制御装置。
20. 前記始動回路の出力は、共振昇圧電圧を含む請求項１記載の点灯制御装置。
21. 前記共振昇圧電圧は、前記極性反転回路が、前記ＰＦＩＰＣの出力電圧の振幅を持つ方形波ＡＣ電圧を、インダクタ−キャパシタンス直列共振回路に印加するときに得られる請求項２０記載の点灯制御装置。
22. 前記共振昇圧電圧は、前記極性反転回路が、方形波ＡＣ電圧を、インダクタ−キャパシタンスのＬＣ直列共振回路に印加するときに得られ、前記方形波ＡＣ電圧は、前記ＰＦＩＰＣの２倍の出力電圧に実質的に等しい振幅を持つ請求項２０記載の点灯制御装置。
23. 前記共振昇圧電圧は、方形波ＡＣ電圧の周波数が、予め決められた奇数でインダクタ−キャパシタンスのＬＣ直列共振回路の自由共振周波数を除する値に近似されるときに得られる請求項２１記載の点灯制御装置。
24. 前記ＰＦＩＰＣは、前記第１誘導性装置及び前記第２誘導性装置に磁気的に接続され、前記コントローラに電圧供給源を提供する第４誘導性装置を更に含む請求項１記載の点灯制御装置。
25. 前記ＰＦＩＰＣの出力電圧の予め決められた一定の電圧出力値は、前記電圧供給源が予め決められた値より下である期間の間のみで増大される請求項２４記載の点灯制御装置。

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