JP3427385B2 - 力率補正付き高周波数ａｃ／ａｃコンバータ - Google Patents

力率補正付き高周波数ａｃ／ａｃコンバータ

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JP3427385B2
JP3427385B2 JP52109495A JP52109495A JP3427385B2 JP 3427385 B2 JP3427385 B2 JP 3427385B2 JP 52109495 A JP52109495 A JP 52109495A JP 52109495 A JP52109495 A JP 52109495A JP 3427385 B2 JP3427385 B2 JP 3427385B2
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、低周波数のAC線路電圧を高周波数出力AC電
圧に変換する装置、特に放電ランプ点灯用の低コスト小
形電子安定器回路に関するものである。
従来の電子安定器回路においては、別個の力率補正回
路を用いて高い力率を達成している。図１は力率補正の
ためにブーストコンバータを使用する慣例の半波ブリッ
ジ電子安定器を示す。電磁干渉フィルタ（EMI）が低周
波数AC線路電圧、例えば50Hz又は60Hzの端子に結合さ
れ、このフィルタは電子安定器回路を構成する縦続配置
のブーストコンバータ及び半波ブリッジDC/ACインバー
タの高周波数動作により発生する高周波数雑音を除去す
るのに使用される。線路電圧が全波ブリッジ整流回路D1
−D4により整流され、パルス状DC電圧を発生する。この
整流回路の出力端子に結合されたブーストコンバータ段
において、制御回路CCAによりインダクタＬを流れる電
流が整流された線路電圧から発生された基準電流により
モニタされ、電流波形が整流された電圧波形と同一の波
形及び同一の位相に整形される。これは、MOSFETスイッ
チQ0のオンデューティレシオ及び／又は周波数を制御す
ることにより達成される。
ブーストコンバータはブリッジ整流器D1−D4からのパ
ルス状DC電圧を受信する。スイッチトランジスタＱがタ
ーンオンすると、電流が整流ブリッジからインダクタＬ
及びトランジスタＱを経て流れるため、電磁エネルギー
がインダクタに蓄積される。トランジスタＱがスイッチ
オフすると、電流がインダクタＬ及び阻止ダイオードＤ
を経て流れる結果としてインダクタ内の電磁エネルギー
が蓄積キャパシタCe1及びCe2に転送される。これが慣例
のブーストコンバータの動作モードである。
ブーストコンバータの出力は制御回路CCAにより粗調
整されたキャパシタCe1及びCe2の両端間のDC電圧であ
る。次いでこのDC電圧がこのブーストコンバータの出力
端子に結合された高周波数DC/ACインバータにより高周
波数AC電圧に変換され、調整された出力電力が負荷のた
めに得られる。ブーストコンバータの入力電力は低周波
数成分（100Hz又は120Hz）を有し、半波ブリッジDC/AC
インバータの出力電力は調整された高周波数電力である
ため、エネルギー蓄積キャパシタ（ここではキャパシタ
Ce1及びCe2）をブーストコンバータ段と半波ブリッジイ
ンバータ段との間に位置させて入力電力と出力電力とを
平衡させている。
インダクタＬを流れる電流の各スイッチング周期ごと
の制御のし方に応じて、ブーストコンバータの動作モー
ドは２つのカテゴリ、即ち連続導通モード（CCM）及び
不連続導通モード（DCM）に分類することができる。CCM
では、インダクタＬを流れる電流の高周波数リプルを小
さくしてEMIフィルタへのストレスを低減することがで
きる。しかし、この制御方法は、スイッチングMOSFET
Q0のデューティレシオを整流された線路電圧に応じて変
化させる必要があり、従って制御回路がかなり複雑にな
る欠点がある。DCMでは、MOSFETのオン時間を一定にす
ると、インダクタＬを流れる電流のピーク値が整流され
た線路電圧の波形に自動的に追従する。従って、制御回
路を極めて簡単にすることができる。低電力用では力率
補正用ブーストコンバータ段にDCMが通常採用されるの
は主としてこの利点のためである。
図１の電子安定器回路の重要な欠点は、別個の力率補
正（PFC）段及び別個のDC/ACコンバータ段を必要とする
ためにコスト及び安定器装置全体のサイズが大きくなる
点にある。回路の複雑度を低減する一つの従来の方法が
米国特許第4,564,897号（1/14/86）に記載されており、
この方法では平滑回路（即ち力率補正回路）とインバー
タ回路が共通のスイッチング素子及びその制御回路を共
有している。この米国特許は参考のためにここに含まれ
ており、これには比較的小さいインダクタを使用しなが
ら比較的高い力率を与える電源が開示している。その高
周波数AC出力電圧は比較的低い線路周波数リプル成分を
有し、放電ランプの点灯用に好適である。しかし、この
電源は入力AC電圧が変化する場合又は負荷要件が変化す
る場合にインバータ出力を所望の安定レベルに調整する
のが極めて困難であるという重大な問題を有する。
米国特許第5,182,702号（1/26/93）には、全システム
に対し簡単な制御回路を設け、これにより従来の欠点の
幾つかを解消するよう試みたインバータ装置が開示され
ている。このインバータ装置は入力AC電圧からパルス状
DC電圧を平滑回路（力率補正回路）に供給する全波整流
器を含んでいる。力率補正回路はインダクタ、平滑キャ
パシタ及びスイッチング素子を含み、スイッチング素子
でインダクタを流れるパルス状DC電圧をチョップしキャ
パシタで平滑DC電圧にする。インバータが設けられ、そ
のスイッチング素子は力率補正回路のスイッチング素子
と共通であり、DC電圧をスイッチングして高周波数電圧
を負荷、インダクタンス及びキャパシタを含み負荷回路
に供給する。このインダクタンス及びキャパシタは共振
回路を構成し、互いに逆方向に流れる第１及び第２電流
からなる振動電流を負荷に与える。振動電流は共振回路
の回路定数により決まる公称オン時間中流れる。コント
ローラが第２電流の終了を検出し、共通のスイッチング
素子をこれに依存する時間に駆動して第１電流を流し始
める。コントローラは第１電流を流す実際のオン時間を
公称オン時間以内に個別に制御するタイマを含んでい
る。これにより、共通のスイッチング素子の実際のオン
時間を制御することにより平滑キャパシタの蓄積DC電圧
を所望のレベルに調整することを可能にしている。この
回路には、更に、実際の用途においてその使用が制限さ
れる欠点もある。
従って、本発明の目的は、改善された動作特性を有
し、従来の制約を受けない低コストで小形の電子安定器
回路又は高周波数AC/ACコンバータを提供することにあ
る。
本発明の他の目的は、高い力率及び低い電流歪みを有
する簡単且つコンパクトな高周波数AC/ACコンバータ回
路を提供することにある。
本発明の更に他の目的は、ただ一つの制御回路及び図
１に示す電子安定器回路より少数のスイッチングトラン
ジスタを必要とする電子安定器回路を提供することにあ
る。
本発明の更に他の目的は、より正弦波状の波形を発生
し、電子安定器回路又は高周波数コンバータの入力側の
全波整流器のダイオードの両端間に発生する電圧スパイ
クのレベルが著しく減少する電子安定器回路又は高周波
数AC/ACコンバータを提供することにある。
本発明の更に他の目的は、共振LC回路を用い、回路の
性能を向上させるとともに回路の設計の自由度を大きく
した高周波数DC/ACインバータ部分を含む電子安定器回
路を提供することにある。
本発明の更に他の目的は、PFCブーストコンバータの
機能と高周波数DC/ACインバータの機能を組み合わせて
単一の入力力率補正付き組合せAC/ACコンバータにする
ことにある。
本発明の更に他の目的は、パルス幅変調（PWM）技術
を用いる電子安定器用の極めて簡単な制御回路を提供す
ることにある。
本発明の上述した目的及び他の目的並びに利点は、入
力PFCブーストコンバータの機能と高周波数DC/ACインバ
ータの機能を力率補正付き単段高周波数AC/ACインバー
タに組み合わせ、力率補正と高周波数DC/ACインバータ
動作特性を得ることにより達成される。
図１に示す従来のシステムでは２つの別個の段を有す
るため、２つの個別の制御回路（CCA）及び（CCB）を必
要とする。本発明の組合せ回路は力率補正段と高周波数
インバータ段を単一段に組み合わせるため、一方の力率
補正段及びその制御回路がもはや不要になり、回路コス
トが減少する。
本発明の高周波数コンバータ装置の一実施例では、 コンバータの供給電圧源に接続するための第１及び第
２入力端子と； コンバータにより駆動すべき負荷に接続するための共
振回路を含む出力手段と； 前記入力端子に結合されたインダクタ手段、整流素
子、及び第１半導体制御スイッチングデバイスを含む第
１回路とを具える。
本発明の高周波数コンバータ装置の好適実施例では、
60Hz AC線路電圧等に接続するための１対の入力端子を
具え、この入力端子対が更に電磁干渉フィルタ及びダイ
オードブリッジ整流回路を経て力率補正付き高周波数AC
/ACコンバータの１対の入力端子に接続されている。第
２入力端子が高周波数コンバータの共通線に接続されて
いる。好ましくは、第１スイッチング電界効果トランジ
スタ（FET）がダイオードと蓄積キャパシタとの第１接
続点と共通線との間に接続されている。第２スイッチン
グFETが蓄積キャパシタと絶縁キャパシタとの第２接続
点と共通線との間に接続されている。変成器の二次巻線
が負荷（例えば放電ランプ）に結合され、単一の制御回
路が負荷からの帰還信号を受信し、第１及び第２スイッ
チング電界効果トランジスタを高周波数で制御する。第
３キャパシタが変成器の二次巻線の両端間に結合され、
第２インダクタと共振回路を構成する。
本発明によれば２つの異なる制御技術を用いることが
できる。一方は一定デューティレシオ制御であり、他方
はデューティレシオスイープ制御である。これらの制御
技術は以下の図示の実施例の詳細な説明において詳細に
説明する。
本発明の上述した目的及び他の目的並びに利点は添付
図面に関連する下記の詳細な説明から更に明らかとな
る。
図１は慣例の入力PFC付き電子安定器回路のブロック
回路図であり、 図２は本発明の第１実施例のブロック回路図であり、 図３は一定デューティレシオ制御を使用する場合の正
規化した線路電流の半サイクル波形をを正規化したエネ
ルギー蓄積キャパシタ電圧（Gain）の関数として表すグ
ラフであり、 図４は一定デューティレシオ制御用の制御回路のブロ
ック回路図であり、 図５は図４の一定デューティレシオ制御回路内に発生
する信号の時間波形図であり、 図６は半ライン周期中のデューティレシオの変化を示
すグラフであり、 図７はデューティレシオスイープ制御における最大及
び最小デューティレシオの比を示すグラフであり、 図８はデューティレシオスイープ制御回路の一部分の
ブロック回路図であり、 図９は本発明の第２実施例のブロック回路図であり、 図10は共振回路がMOSFET Q1に接続された本発明の第
３実施例のブロック回路図であり、 図11は共振回路の半波ブリッジ接続を示す本発明の第
４実施例のブロック回路図である。
図１は慣例の入力PFC付き電子安定器回路を示す。こ
の回路は力率補正機能を有するブーストコンバータ１と
負荷（放電ランプ）３に高周波数附勢電流を供給する高
周波数半波ブリッジDC/ACインバータ２とからなる。第
１制御回路CCAはブーストコンバータ内のスイッチングF
ET Q0を制御し、第２制御回路CCBは高周波数インバー
タ内のスイッチングFET Q11及びQ21を制御する。この
慣例の回路は先に説明したのでこれ以上説明しない。別
個のPFC段及び別個のHF DC/ACインバータを必要とする
ため、図１に示す安定器システム全体のコスト及びサイ
ズが大きくなる。
図２につき説明すると、この図には本発明の第１実施
例による基本構成のブロック回路図が示されている。入
力端子対４、５が60Hz（50Hz）AC線路電圧を電磁干渉フ
ィルタ６に供給する。この電磁干渉フィルタの出力端子
は次いでブリッジ整流回路７の入力端子に接続され、こ
の整流回路がその出力端子８、９にパルス状DC電圧を発
生する。端子８が端子９に対し正である。
端子８及び９はPFCブーストコンバータ−高周波数DC/
ACインバータ組合せ回路10の入力線に接続する。力率補
正インダクタ11、阻止ダイオード12、エネルギー蓄積キ
ャパシタCe及びDC絶縁キャパシタCb、共振インダクタ13
及び出力変成器Ｔの一次巻線からなる直列回路を供給端
子８及び９間に接続する。
第１スイッチングMOSFET Q1を接続点14と共通線９と
の間に接続する。このスイッチング素子は組合せ回路10
のブーストコンバータ回路部分と高周波数インバータ回
路部分の両部分に共通である。HFインバータ回路部分の
一部のみを構成する第２スイッチングMOSFET Q2を接続
点15と共通線９との間に接続する。ダイオード16及び17
をそれぞれスイッチングトランジスタQ1及びQ2と並列に
接続する。小キャパシタをダイオード16及び17と並列に
接続する。これらのダイオード及びキャパシタはMOSFET
デバイス Q1及びQ2に固有の成分とすることができる。
変成器Ｔの二次巻線を抵抗RLとして示す負荷に接続す
る。本発明の一好適実施例では、負荷は一以上の放電ラ
ンプであり、このPFCコンバータ/HFインバータ組合せ回
路は放電ランプの電子安定器回路を構成する。共振キャ
パシタ20を変成器Ｔの二次巻線の両端間に接続するとと
もに負荷RLと並列に接続する。
電圧クランプダイオードD1をインダクタ11（Lin）と
ダイオード12（Din）との接続点と共通帰線９との間に
接続する。
単一の制御回路18はスイッチングトランジスタQ1及び
Q2の高周波数スイッチングの制御のためにそれぞれの制
御電極に結合された第１及び第２出力ラインを有する。
この制御回路自体は入力制御ライン19により供給される
負荷電圧の関数として制御される。
２つのMOSFET Q1及びQ2は制御回路18により固定のデ
ューティレシオＤで交互にオン及びオフされ、ここでデ
ューティレシオＤは１スイッチング周期に対するスイッ
チングデバイスQ1のオン時間の比、即ちＤ＝Ton/Tsであ
る。インダクタ11（Lin）、ダイオード12（Din）、MOSF
ET Q1、MOSFET Q2の基体ダイオード17、及びエネルギ
ー蓄積キャパシタCeが力率補正用のブーストコンバータ
を構成する。半波ブリッジDC/ACインバータはMOSFET Q
1,Q2、エネルギー蓄積キャパシタCe、DC絶縁キャパシタ
Cb、共振インダクタ13（Lr）、絶縁変成器Ｔ、及び共振
キャパシタ20（Cr）からなる。
組合せ回路のブーストコンバータ部分に対しては、出
力に大きな低周波数（120Hz又は100Hz）リプルが生ずる
のを避けるためにMOSFET Q1のデューティレシオが各ラ
イン周期中固定される。従って、ブーストコンバータの
動作モードはDCMが好ましい。ブーストコンバータの出
力電圧Vce（キャパシタCeの両端間に発生する）の調整
は、MOSFET Q1のデューティレシオを制御することによ
り達成される。この制御方法は一定デューティレシオ制
御と称され、この制御回路の動作を以下に詳細に説明す
る。トランジスタQ1がターンオンすると、整流された線
路電圧がインダクタ11（Lin）に供給される。従って、
その電流は次のように零から直線的に増大する。
ここで、|Vin|はトランジスタQ1のオン時間中のブリッ
ジ整流器出力端子８及び９の整流された線路電圧を示
す。電圧|Vin|は高周波数スイッチングサイクルでは一
定とみなせる。トランジスタQ1がオンのときエネルギー
がインダクタLinに蓄積される。ピーク電流は次のよう
に得られる。
ここで、Ｄはデューティレシオ及びTsはスイッチング周
期である。式（２）は、Ts及びＤがともに一定であるた
めインダクタ電流のiinのピーク値は|Vin|の波形に追従
することを示す。スイッチングトランジスタQ1がターン
オフすると、インダクタ電流iinはMOSFET Q2の基体ダ
イオード17を経て流れつづける。従って、インダクタL
inの両端間の電圧は次式で与えられる。
インダクタ電流がキャパシタCeを充電し、トランジスタ
Q1のオン時間中にLinに蓄積されたエネルギーがキャパ
シタCeに転送される。従って、インダクタ電流は次のよ
うに直線的に減少する。
ここで、toffはトランジスタQ1のターンオフ瞬時であ
る。電流が零に到達すると、電流はダイオード12の存在
のために理想的には零に留まる。インダクタ11の両端間
電圧は理想的には零になり、ダイオード12の両端間にV
ce−|Vin|の電圧を生ずる。しかし、逆方向回復電流及
びダイオード12の接合容量の存在のために不所望な振動
がダイオード12の電圧に現れる。この振動はダイオード
12（Din）に余分な電力損を生じさせるのみならず、こ
のダイオードに過度の電圧ストレスを与え、ダイオード
の寿命を短く恐れもある。このため、ダイオードD11を
インダクタ11とダイオード12との接続点と共通帰線９と
の間に付加して最大ダイオード電圧を蓄積キャパシタCe
の電圧Vceにクランプする。この方法は有効であるが、
最適ではなく、その理由はダイオード電圧がその定常状
態値Vce−|Vin|にクランプされないためである。従っ
て、若干の小振動が依然として残存する。インダクタ11
を流れる電流iinは三角波形を有する。１スイッチング
周期におけるその平均電流は解析により次のように得ら
れる。
高周波数高調波をEMIフィルタにより除去したならば、
線路電流はこの平均電流Iinに等しい。従って、整流を
考慮して|Vin|＝VmSinWTを式（５）に代入すると、線路
電流ilineは式（５）から次のように得られる。
ここで、 これから、デューティレシオＤが固定の場合には、電流
ilineは基本的には項 により導入される歪みを有する正弦波電流である。図３
は１ライン周期中の線路電流を示すものであり、 で正規化し、Mpをパラメータとしてグラフで示してあ
る。図３から、Mpが大きくなると、線路電流が正弦波に
近くなり、力率が高くなるとともにTHD（総合高調波歪
み）が低くなる。しかし、Mpが高くなるとVceが高くな
り、これはFET Q1及びQ2の電圧ストレスを増大する。
従って、FETのストレスとコンバータの性能との間には
トレードオフがある。
組合せ回路の半波ブリッジDC/ACインバータ部分で
は、トランジスタQ1及びQ2のスイッチング動作によりDC
成分のない矩形波電圧がインダクタ13（Lr）及びキャパ
シタ20（Cr）及び絶縁変成器Ｔからなる共振回路に供給
される。この共振回路は矩形波電圧Vabの基本高調波に
精密に同調するため、共振キャパシタ20（Cr）の電圧は
ほぼ高周波数正弦波になる。従って、高周波数電力が負
荷RLに供給される。
組合せ回路の高周波数DC/ACインバータ部分を、前記
共振回路の共振周波数をスイッチング周波数より低く設
計すると、スイッチングトランジスタQ1及びQ2のゲート
制御信号に小さなデッドタイムインターバルを与えるこ
とによりスイッチングトランジスタQ1及びQ2の零電圧ス
イッチングを得ることができる。デットタイムインター
バル中、両MOSFETがターンオフする。共振インダクタを
流れる電流は一方のトランジスタのドレイン−ソースキ
ャパシタを充電するとともに他方のトランジスタのドレ
イン−ソースキャパシタを放電する。従って、MOSFETの
ターンオフ後にドレイン−ソース電圧が徐々に増大し、
MOSFETがターンオンする前に零に落ちる。従って、回路
はトランジスタQ1及びQ2の零電圧スイッチングを提供す
る。
一定デューティレシオ制御回路のブロック図及び該制
御回路の信号のタイミング関係を図４及び図５に示す。
スイッチング周波数は図５に示すようなのこぎり波信号
Ｂを発生する発振器21により決定される。インバータ10
の出力電圧を絶縁変成器Ｔの一次側に、この変成器Ｔの
追加の巻線22を経て帰還し、次いで整流器23により整流
してDC電圧を得る。このDC電圧及びエネルギー蓄積キャ
パシタ電圧Vceをそれぞれ抵抗R1及びR2を経て誤差増幅
器24の反転入力端子（−）に供給する。帰還抵抗R3を誤
差増幅器の出力端子と入力端子との間に結合する。
これらの電圧を端子25から誤差増幅器の非反転入力端
子（＋）に供給される基準電圧Vrefと比較して、誤差電
圧信号Ａを誤差増幅器の出力端子に発生させる。厳密に
言うと、誤差増幅器は破線で示すボックス45内の全ての
素子を具える。信号Ａ及びＢ（図５）を電圧比較器26の
非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（−）に供給し
て図５に示す波形を有するPWM（パルス幅変調）出力信
号Ｃを発生させる。インバータ27を用いて信号Ｃの相補
出力波形DDを発生させる。
信号Ｃを電圧微分回路28にも供給して、２つの単安定
マルチバイブレータ29及び29Aをトリガするパルス信号
Ｅの系列を発生させる。マルチバイブレータ29は正縁で
トリガされる単安定マルチバイブレータである。マルチ
バイブレータ29Aは負縁でトリガされるマルチバイブレ
ータである。これらの単安定マルチバイブレータの反転
出力端子の信号Ｆ及びＧを図４に示すようにそれぞれAN
Dゲート30及び31により信号Ｃ及びDDと組み合わせるこ
とにより零スイッチング用のデットタイムインターバル
td（図５）を発生させる。図５に示されているように、
ANDゲート30及び31の出力Ｈ及びＩはスイッチングデバ
イスQ1及びQ2の所望の制御信号である。スイッチングデ
バイスQ2の制御信号Ｉは電圧レベルシフト回路34を必要
とする。駆動回路32及び33を用いてスイッチングデバイ
スQ1及びQ2を駆動するのに十分な電力を与える。
高線路電圧又は軽出力負荷の場合には、出力電圧V0及
びエネルギー蓄積キャパシタ電圧Vceが増大し、誤差増
幅器の出力信号Ａの減少を生ずる。図５から、信号Ａが
減少すると、制御信号Ｈのデューティレシオが減少する
ことがわかる。従って、出力電圧及びエネルギー蓄積キ
ャパシタ電圧が減少して出力電圧の増大を補償し、一定
の出力電圧を生ずる。低線路電圧又は重出力負荷の場合
には、出力電圧V0及びエネルギー蓄積キャパシタ電圧V
ceが減少する。このとき誤差増幅器の出力信号Ａが増大
し、制御信号Ｈのデューティレシオの増大を生ずる。従
って、V0及びVceが一定に維持される。
図４の制御回路は保護回路及びソフトスタート回路も
含んでいる。端子35の蓄積キャパシタ電圧Vceを比較器3
6の非反転入力端子（＋）に供給する。この比較器の反
転入力端子（−）は電圧制限基準電圧を供給する端子37
に接続する。端子38はスイッチングトランジスタQ1（図
２）の電流IQ1に比例する信号電圧を他の比較器39の非
反転入力端子（＋）に供給する。この比較器39の反転入
力端子（−）は電流制限基準電圧（トランジスタQ1に対
する）を供給する端子40に結合する。
比較器36及び39の出力端子をORゲート42を経てフリッ
プフロップ50のリセット入力端子に結合する。このフリ
ップフロップ50のＱ出力端子をANDゲート30及び31に結
合するとともに、反転Ｑ出力端子をソフトスタート回路
41に結合する。１対の直列接続抵抗R4及びR5を電源電圧
端子Vccと大地との間に接続する。FET43とキャパシタCs
の並列回路を抵抗R5の両端間に結合し、このトランジス
タのゲートをフリップフロップの反転Ｑ出力端子に結合
する。ダイオード44を誤差増幅器24の出力端子と抵抗R4
及びR5の接続点との間に接続する。
回路の最初のターンオン時に、ソフトスタートキャパ
シタCsが電圧源Vccにより抵抗R4,R5を経て零電圧からゆ
っくり充電される。このとき制御信号Ｈのデューティレ
シオも零からその定常状態値にゆっくり増大し、ソフト
スタート動作を生ずる。
エネルギー蓄積キャパシタ電圧Vce又はスイッチング
デバイス電流IQ1がその制限値を越えると、ORゲート42
の出力が高レベルになってフリップフロップ50をリセッ
トする。この場合にはANDゲート30及び31が閉じ、FET
Q1,Q2には何の信号も供給されない。電力コンバータは
遮断される。同時に、フリップフロップ50の反転Ｑ出力
が高レベルになり、電界効果トランジスタ43をターンオ
ンする。このときソフトスタートキャパシタCSの電圧が
抵抗を経て放電され、回路を次のソフトスタートのため
に準備させる。
一定デューティレシオ制御回路は比較的簡単であり、
高い力率（＞0.99）及び低いTHD（＜10％）を与える。
しかし、これらの特徴は高い蓄積キャパシタ電圧V
ce（パワーMOSFETに高い電圧ストレスを与える）の犠牲
に基づいて得られる。
この問題を克服するためには第２の制御方法、即ちデ
ューティレシオスイープ制御を導入することができる。
式（６）から明らかなように、デューティレシオを半ラ
イン周期に亘って次のようにスイープさせれば正弦波線
路電流ilineを得ることができる。
半ライン周期中のデューティレシオＤの変化を線路電圧
波形RLV（整流された線路電圧）とともに図６に示す。
デューティレシオは線路電圧がそのピーク値のとき最小
になる。
電流ストレスを低減するために、力率補正インダクタ11
のインダクタンスは、その電流がFET Q1のターンオン
直前に零になるように選択する必要がある。この場合に
は、電圧変換比はCCMブーストコンバータにおいては次
のように得られる。
従って、式（９）及び（10）から次式が得られる。
図７は最大及び最小デューティレシオをMpの関数として
示すグラフである。
式（８）に従うデューティレシオスイープ制御回路
は、デューティレシオに対し余分な関数を付加する点を
除いて一定デューティレシオ制御回路に類似する。この
スイープ関数は図８に示すように平方根計算段46とデュ
ーティレシオスイープ制御回路47とにより達成される。
図８において、端子48から整流された線路電圧|Vin|
が平方根計算回路46に供給されるとともに、抵抗Rf及び
キャパシタCfからなる低域通過フィルタに供給され、こ
のフィルタが整流された線路電圧Vinに比例する電圧を
出力する。蓄積キャパシタ電圧Vceに比例する電圧VR7も
電圧Vceを供給する端子49に結合された抵抗R6及びR7か
らなる抵抗分圧器により得られる。抵抗R7の電圧VR7を
除算器50において電圧Vmで除算してMPに比例する信号Ｋ
を得る。従って、平方根計算段の出力信号Ｌは式（８）
の右辺で表される平方根波形を示す。信号Ｌを抵抗R1を
経て図４の制御回路図内の誤差増幅器24の反転入力端子
に結合して制御信号Ｈのデューティレシオを制御する。
各ライン周期T1におるデューティレシオスイープ制御を
導入することにより、電圧Vceを低く維持してスイッチ
ストレスを低減しながら高い力率と低いTHDDを得ること
ができ。しかし、デューティレシオスイープ制御の使用
は出力電圧中の低周波数リプルの増大を生ずる。照明の
適用分野では、このような低周波数電圧リプルは出力電
圧のピーク値と実効値との比である波高率というパラメ
ータで表される。波高率の値が1.7以下である限り、出
力電圧中の低周波数リプルの存在は許容しうる。
上述したように、クランプダイオードD11を有する。
又は有しない図２のコンバータ回路は阻止ダイオード12
のダイオード電圧（VDin）に不所望な振動を含む。
この不所望な振動のより効果的な除去方法は図９に示
すようにダイオード電圧VDinをクランプするものであ
る。この実施例では、インダクタ11（Lin）を全波ブリ
ッジ整流器７の負端子９と接地線との間に接続し、電圧
クランプダイオードD11を端子９とスイッチングデバイ
スQ2のソース端子との間に接続する。図９に示す回路で
は、ダイオードDinのターンオフ後、ダイオード12の電
圧が零値から増大するとともにインダクタ電圧が負の値
から零値に増大する。インダクタ電圧VLinが零値に到達
し、正になるとき、MOSFET Q2がオンであり且つVLinの
正電圧がダイオードD11を正にバイアスするためクラン
プダイオードD11が導通する。従って、インダクタ電圧
が零値にクランプされ、これはiLin＝０のときの定常状
態である。この結果、ダイオード電圧VDinがVce−|V
in|、即ちオフ状態のときのその定常状態値に等しくな
る。従って、図９のコンバータ回路には不所望な振動は
生じない。この点を除いて図９のコンバータ回路は図２
のものと同様に動作する。
本発明の他の実施例を図10に示す。この回路は、Lr,C
b,Cr,T及びRLからなる共振回路がスイッチングMOSFET
Q1に接続されている点を除いて図２及び図９の回路に類
似する。図10でも、インダクタ11は図９と同様に帰線に
接続する。エネルギー蓄積キャパシタCeはキャパシタCb
及びインダクタ13（Lr）と直列にしないで、ダイオード
12（Din）のカソードとトランジスタQ2との間に接続す
る。クランプダイオードD11は図９と同様に接続する。
図11は本発明の更に他の実施例を示し、この実施例は
全コンバータ回路の共振回路の半波ブリッジ接続を具え
る。本例ではエネルギー蓄積キャパシタCeが２つの別個
の蓄積キャパシタCe1及びCe2からなる。これらの２つの
蓄積キャパシタはダイオード12（Din）のカソードとFET
Q2との間に直列に接続する。２つのエネルギー蓄積キ
ャパシタCe1及びCe2は分圧器としても作用する。
図２、図９、図10及び図11において、ＮチャンネルFE
T Q2をＰチャンネルFETと置き換え、そのソースを接地
することができる。この場合には、図４の制御回路内の
レベルシフト回路34を除去することができる。動作は同
一のままである。
絶縁の必要がない場合には、絶縁変成器を除去するこ
とができる。
本発明は、力率補正ブーストコンバータと高周波数DC
/ACインバータがスイッチングトランジスタと制御回路
とを共用する事実のために、少数の素子を必要とするだ
けであり、従って高い力率及び低い電流歪みを維持した
まま回路全体のコスト及びサイズを低減することができ
る。また、MOSFETの零電圧スイッチングはスイッチング
ロス及びEMI雑音を減少させる。PWM技術を用いて線路電
圧変化を調整することができ且つ力率補正はこの回路に
固有であるため、制御回路を極めて簡単にすることがで
きる。デューティレシオスイープ制御によりデューティ
レシオを入力電流波形がより一層正弦波になるよう変化
させるこができ、この点は本発明の他の特徴である。約
0.45のデューティレシオを選択することにより無効電力
が低く維持されるとともに、サイズ及び導通損の低減が
得られる。本発明によればあらゆる実用目的のためにダ
イオード電圧（VDin）の振動を著しく低減する、又は完
全に除去することもできる。
上述した実施例は本発明の原理の説明のために例示し
たものにすぎず、当業者であれば他の種々の変更を本発
明の範囲から逸脱することなく考えられる点に注意され
たい。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 グー ウェン−チャン アメリカ合衆国 ニューヨーク州 10520 クロトン―オン―ハドソン バ ルティック プレイス（番地なし) (56)参考文献 米国特許4564897（ＵＳ，Ａ) 米国特許5063490（ＵＳ，Ａ) 米国特許5182702（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H05B 41/282

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】コンバータ装置用の供給電圧源に接続する
    ための第１及び第２入力端子と、 コンバータ装置によって駆動する負荷に接続するため
    の、共振回路を含む出力手段と、 インダクタ、整流素子、及び第１半導体制御スイッチン
    グデバイスを含み、前記第１半導体制御スイッチングデ
    バイスが導通状態である際に、電流が、前記入力端子か
    ら前記整流素子を通って流れるように前記入力端子に結
    合した第１直列回路と、 前記整流素子に結合した蓄積キャパシタと、 前記出力手段に結合した絶縁キャパシタと、 前記蓄積キャパシタに結合した、前記第１半導体制御ス
    イッチングデバイスと同一種類の第２半導体制御スイッ
    チングデバイスと、 前記第１半導体制御スイッチングデバイスの両端に結合
    した第１ダイオードと、 前記第２半導体制御スイッチングデバイスの両端に結合
    した第２ダイオードと、 前記第１及び第２半導体制御スイッチングデバイスの制
    御電極に結合した出力手段を有する制御回路とを具えた
    高周波数コンバータ装置であって、前記制御回路が、少
    なくとも前記蓄積キャパシタの両端に生じる電圧に応答
    して、前記第１及び第２半導体制御スイッチングデバイ
    スを交互に、高い周波数で、互いに排他的な時間間隔の
    オン状態及びオフ状態にトリガして、前記第１半導体制
    御スイッチングデバイスが、前記コンバータ装置の力率
    補正コンバータ部分を形成すると共に、前記コンバータ
    装置の高周波数DC/ACインバータ部分も形成することを
    特徴とする高周波数コンバータ装置。
  2. 【請求項２】前記整流素子及び前記インダクタ手段の少
    なくとも一つに結合され、前記整流素子の電圧を定常状
    態値にクランプする電圧クランプ手段を具えていること
    を特徴とする請求の範囲１記載のコンバータ装置。
  3. 【請求項３】前記電圧クランプ手段は前記インダクタ手
    段と前記整流素子との接続点と前記入力端子の一方との
    間に結合されたダイオードを具えることを特徴とする請
    求の範囲２記載のコンバータ装置。
  4. 【請求項４】前記蓄積キャパシタ手段、前記絶縁キャパ
    シタ手段及び前記出力手段が第１半導体スイッチングデ
    バイスの両端間に第２直列回路として接続され、前記第
    ２半導体スイッチングデバイスが前記蓄積キャパシタ手
    段と前記絶縁キャパシタ手段との接続点に結合されてい
    ることを特徴とする請求の範囲１、２、又は３記載のコ
    ンバータ装置。
  5. 【請求項５】前記蓄積キャパシタ手段が第１及び第２キ
    ャパシタ手段に分割され、その第１キャパシタ手段、前
    記絶縁キャパシタ手段及び前記出力手段が第１半導体ス
    イッチングデバイスの両端間に第２直列回路として接続
    され、その第２キャパシタ手段がその第１キャパシタ手
    段と前記絶縁キャパシタ手段との接続点と前記第２半導
    体スイッチングデバイスとの間に結合されていることを
    特徴とする請求の範囲１又は２記載のコンバータ装置。
  6. 【請求項６】前記整流素子が前記第１入力端子に接続さ
    れ、前記インダクタ手段が前記第２入力端子に接続さ
    れ、 前記絶縁キャパシタ手段及び前記出力手段が前記整流素
    子と前記インダクタ手段との間に第２直列回路として接
    続され、 前記蓄積キャパシタ手段が前記整流素子と前記絶縁キャ
    パシタとの接続点と前記第２半導体スイッチングデバイ
    スとの間に接続されていることを特徴とする請求の範囲
    １又は２記載のコンバータ装置。
  7. 【請求項７】前記整流素子が前記第１入力端子に接続さ
    れ、前記インダクタ手段が前記第２入力端子に接続さ
    れ、更に、 前記第２半導体スイッチングデバイスの一主電極と前記
    第２入力端子との間に結合されたダイオードを具える電
    圧クランプ手段を具えていることを特徴とする請求の範
    囲２、５又は６記載のコンバータ装置。
  8. 【請求項８】前記出力手段が、 絶縁キャパシタ手段に直列に接続された第２インダクタ
    手段及び絶縁変成器の第１巻線と、 前記絶縁変成器の第２巻線に結合された他のキャパシタ
    とを具え、前記第２インダクタ及び前記他のキャパシタ
    が前記共振回路の一部を形成することを特徴とする請求
    の範囲１〜７のいずれかに記載のコンバータ装置。
  9. 【請求項９】前記制御回路が更に発振器を具えるととも
    に、該発振器及び少なくとも前記蓄積キャパシタ手段の
    電圧により制御され、第１及び第２スイッチング電圧を
    発生し当該制御回路の出力手段を経て前記第１及び第２
    半導体スイッチングデバイスのそれぞれの制御電極に供
    給して前記半導体スイッチングデバイスの零電圧スイッ
    チングを所定のデューティレシオで発生させる制御手段
    を具えていることを特徴とする請求の範囲１〜８のいず
    れかに記載のコンバータ装置。
  10. 【請求項１０】前記制御回路が、更に、 供給電圧により決まる電圧及び前記蓄積キャパシタ手段
    の電圧に応答するデューティレシオスイープレンジ制御
    回路と、 供給電圧により決まる電圧及び前記デューティレシオス
    イープレンジ制御回路の出力電圧により制御される平方
    根回路と、 発振器と、 前記発振器の出力信号及び前記平方根回路の出力信号に
    応答して第１及び第２スイッチング電圧を発生し当該制
    御回路の出力手段を経て前記第１及び第２半導体スイッ
    チングデバイスのそれぞれの制御電極に供給して前記第
    １及び第２半導体スイッチングデバイスを可変デューテ
    ィサイクルでスイッチングする手段とを具えていること
    を特徴とする請求の範囲１〜９のいずれかに記載のコン
    バータ装置。
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