JP2008218216A - 蛍光管駆動方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】広い範囲の入力電圧に対する蛍光管に流れる実効電流を安定化できる蛍光管駆動方法および装置を提供する。
【解決手段】交流商用電源の電圧値が変動すると、その交流商用電源の電圧値の変動に応じてインバータトランスＴ１の検出巻線Ｎｓからの出力電圧も変動する。このためシャント抵抗Ｒｓを流れる蛍光管３の総和電流Ｉｏを検出して蛍光管３に流れる実効電流を安定化させるだけでなく、検出巻線Ｎｓの出力を利用して交流商用電源の電圧値の変動を検出し、この交流商用電源の電圧値の変動に応じた補正処理を、前記蛍光管３の総和電流Ｉｏを検出し蛍光管３に流れる実効電流を安定化させる処理に施すことで、広い範囲の入力電圧の変動に対する蛍光管に流れる実効電流の安定化を実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力される電圧の変動に対し、蛍光管に流れる電流を安定化させ蛍光管を駆動する蛍光管駆動方法および装置に関する。

図６は、例えば冷陰極管（以下、ＣＣＦＴ：Ｃｏｌｄ Ｃａｔｈｏｄｅ Ｆｌｕｏｒｅｓｃｅｎｔ Ｔｕｂｅという）を駆動するためのインバータ回路が接続される電源ブロックの構成を示す回路図である。
大型ＬＣＤパネル用バックライトには複数本の蛍光管が使用されており、これら蛍光管を発光させるためインバータ回路では数１０ＫＨＺの高電圧の交流を発生している。
これら蛍光管として用いられるＣＣＦＴは負性抵抗特性を有しており、１個のインバータ回路（トランス）で複数の蛍光管を並列駆動させるには各蛍光管に流れる電流を、バランスコンデンサを用いてバランスさせる機能を必要とする。
なお、この複数の蛍光管を並列駆動させる場合の各蛍光管に流れる電流をバランスさせる機能としては、トランスを用いた方式や定電流回路を用いた方式などが提案されている。
バックライトユニット（ＢＬＵ）はセットで必要とする輝度を確保しその輝度を安定に保つ必要があり、インバータ回路では各蛍光管が必要とする電流の総和であるＩｏを一定に保つようコントロールする機能を有している。
図６に示す電源ブロックの構成からも明らかなように、インバータ回路への入力は、一般的には電源２次側の安定した直流か電源１次側のＰＦＣを介した安定した直流（高調波規制対応のための力率改善回路「ＰＦＣ」の出力、一般的にはＤＣ３８０ｖ程度）が用いられており入力電圧の変動に対する配慮は行われていない。
また、図６に示す電源ブロックから電力が供給されるような安定した電圧を入力としているインバータ回路では、輝度を一定に保つためＩｏを一定にコントロールしている。
ＣＣＦＴのインピーダンスは温度や電流によって変化するため、インバータ回路のスイッチ素子の導通時間を変化させるＰＷＭ制御（導通時間と非導通時間の比率を変化させる）や駆動周波数を変化させるＰＦＭ制御を行いインバータトランスＴ１の出力電圧Ｅｏを変化させＩｏを一定にコントロールしている。
ＣＣＦＴのインピーダンスの変化は比較的小さくＰＷＭ制御の変化幅もわずかであり、ＣＣＦＴに印加される電圧と電流の位相差によって決まる力率（仕事率）はＣＣＦＴのインピーダンスが多少変化しても大きな変化はなくＣＣＦＴに流れる実効電流の変化も実用上問題とならない範囲で収まっている（実効電流の変化量は数％程度）。

ところで液晶ＴＶは生産数量も増加し市場での価格競争も激化し原価低減は急務である。
また、セットの消費電力削減も大きな課題となってきている。
現状のインバータ回路は前述のように、図６に示すような電源ブロックから供給される安定した直流電圧で動作している。
図６に示す電源ブロックでは、商用電源を整流回路５１で整流しスイッチングレギュレーターを含む構成で直流電圧を生成してインバータ回路へ供給している。
すなわち、１次側の安定した直流がＰＦＣ出力であり、２次側の安定した出力が電源の直流出力となっている。
この図６に示す電源ブロックではトランジスタＱ１などで構成するＰＦＣ部５２とトランジスタＱ２などで構成する電源部５３で電圧変換を行なっており電力ロスも大きい。
インバータ回路の入力に、図６に示すＰＦＣ部５２や電源部５３からの出力に代えて商用電源を整流平滑しただけの変動の大きい直流出力を用いた場合、スイッチングレギュレーターで消費する電力の電圧変換が不要になり、インバータの入力を整流平滑部から取ることにより電源ブロックの電力は３分の１以下となり、インバータに入力する電力分が低減され、これによりインバータ回路の入力における電源コストと電力ロスを大幅に削減できることになる。
しかしながらインバータ回路の入力に商用電源を整流平滑した電圧を使う場合、この電圧は大きく変動することになる。
例えば、商用電源の電圧は日本でＡＣ１００Ｖ、北米では１１０〜１３５Ｖ、欧州などの２００Ｖ地域では２００〜２４０Ｖと各国で異なっている。さらに公称電圧に対し変動がありこの変動を１５％とするとそれを整流平滑した電圧はＤＣ１００〜３９０Ｖになる。１００Ｖ地域を倍電圧整流し２００Ｖ地域を全波整流してもＤＣ２００Ｖ〜４４０Ｖの入力電圧範囲に対応させる必要がある。このためにはインバータ回路のＰＷＭ制御の幅を大幅に広げる必要がある。
このような、インバータ回路への入力電圧の変動に対する蛍光管点灯電流の実効値の変動を抑制するものとして、蛍光管に電力を供給するインバータへの入力電圧を検知する入力電圧検知手段と、蛍光管を点灯する信号を発生する信号発生手段と、入力電圧検知手段で検出された電圧値に応じて信号発生手段で発生する信号の周波数を変化させる周波数調整手段とを有する蛍光灯インバータ回路がある（特許文献１参照）。
特開平１１−２１４１８５号公報

したがって、従来の蛍光管駆動方法および装置においては、ＰＷＭの制御範囲の幅を大きくすることはいろいろな分野で既に実績があり大きな問題ではないが、ＯＮ時間の短い領域（入力電圧が高い時）とＯＮ時間の長い時（入力電圧が低い）では力率が変化するためインバータトランスの出力電流Ｉｏを一定にコントロールしてもＣＣＦＴに流れる実効電流は大きく変化してしまうという課題があった。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、広い範囲の入力電圧に対する蛍光管に流れる実効電流を安定化できる蛍光管駆動方法および装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明の蛍光管駆動方法は、商用電源を直接整流した直流電源を入力とするインバータ回路により生成された交流駆動信号により蛍光管を駆動する蛍光管駆動方法であって、前記インバータ回路への入力電圧を電圧検出手段により検出するステップと、前記蛍光管を交流駆動信号により駆動するインバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出するステップと、前記電流検出手段により検出した前記インバータ回路の出力電流と、前記電圧検出手段により検出した前記インバータ回路への入力電圧とをもとに、制御部が前記インバータ回路により生成される交流駆動信号を制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制するステップとを備えることを特徴とする。

上記目的を達成するため、本発明のインバータ回路は、商用電源を直接整流した直流電源を入力として生成した交流駆動信号により蛍光管を駆動するインバータ回路であって、
前記直流電源をもとに前記交流駆動信号を生成する変換回路と、前記変換回路への入力電圧を検出する電圧検出手段と、前記蛍光管を交流駆動信号により駆動する前記変換回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した前記変換回路の出力電流と、前記電圧検出手段により検出した前記変換回路への入力電圧とをもとに、前記変換回路により生成される交流駆動信号を制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制する制御部とを備えることを特徴とする。

上記目的を達成するため、本発明の表示装置は、画像を表示する液晶パネルと、前記液晶パネルを照明するバックライト装置とを備える表示装置であって、前記バックライト装置は、蛍光管と、インバータ回路とを有し、前記インバータ回路は、商用電源を直接整流した直流電源をもとに前記蛍光管を駆動する交流駆動信号を生成する変換回路と、前記変換回路への入力電圧を検出する電圧検出手段と、前記蛍光管を交流駆動信号により駆動する前記変換回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した前記変換回路の出力電流と、前記電圧検出手段により検出した前記変換回路への入力電圧とをもとに、前記変換回路により生成される交流駆動信号を制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制する制御部とを備えることを特徴とする。

上記目的を達成するため、本発明のバックライト装置は、画像を表示する液晶パネルを照明するバックライト装置であって、蛍光管と、インバータ回路とを有し、前記インバータ回路は、商用電源を直接整流した直流電源をもとに前記蛍光管を駆動する交流駆動信号を生成する変換回路と、前記変換回路への入力電圧を検出する電圧検出手段と、前記蛍光管を交流駆動信号により駆動する前記変換回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出した前記変換回路の出力電流と、前記電圧検出手段により検出した前記変換回路への入力電圧とをもとに、前記変換回路により生成される交流駆動信号を制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制する制御部とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、入力電圧が広い範囲で変動することがあっても蛍光管に流れる実効電流を安定化させて駆動できる効果がある。

（第１の実施の形態）
次に、本発明の第１の実施の形態による蛍光管駆動方法および装置について図面を参照して説明する。
図１は、第１の実施の形態による蛍光管駆動方法が適用されるインバータ回路の構成を示す回路図である。
このインバータ回路は、商用電源から取り込んだ交流電力に含まれるノイズ成分を抑制するためのノイズフィルタ回路１、前記交流電力を直流に変換する整流回路２、平滑コンデンサ５、前記商用電源から供給された交流電圧を検出するための整流回路２の出力に接続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路（電圧検出手段）と、インバータトランスＴ１の1次側巻線Ｎ１をＰＷＭ制御により交互に駆動するスイッチトランジスタ（変換回路）Ｑ１、Ｑ２と、インバータトランスＴ１の1次側巻線Ｎ１に対し直列接続された直列コンデンサとを備えている。
また、インバータトランスＴ１の２次側巻線Ｎ２の出力端子間には並列コンデンサＣｒが接続されている。さらにまた、インバータトランスＴ１の２次側の出力電圧を検出するための抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との直列回路（電圧検出手段）と、複数の蛍光管３と、これら各蛍光管３に直列接続され、各蛍光管３に流れる電流Ｉａを均衡させるバランスコンデンサＺｃとが接続されている。
また、各蛍光管３の電流Ｉａが共通して流れる経路には、各蛍光管３を流れる電流Ｉａの総和電流Ｉｏを電圧降下量として検出するためのシャント抵抗（電流検出手段）Ｒｓが挿入されている。
また、各蛍光管３を流れる電流Ｉａの総和電流Ｉｏに応じてシャント抵抗Ｒｓの両端に発生する電圧降下量は、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ５との直列回路により直流電圧として検出されるように回路構成されている。
このため、シャント抵抗ＲｓのインバータトランスＴ１の２次側巻線Ｎ２側の検出点Ｅは、ダイオードＤ１と抵抗Ｒ５との直列回路を経由してＰＷＭ制御部４の入力へ接続されている。また、ＰＷＭ制御部４の入力には抵抗Ｒ１０を介してコンデンサＣ１と抵抗Ｒ９との並列回路が接続されている。
また、インバータトランスＴ１には１次側の交流入力電圧を検出するための検出巻線Ｎｓが設けられている。そして、この検出巻線ＮｓにはダイオードＤ３が接続されている。このダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣ２の一方の端子へ接続されており、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との直列回路に並列接続されている。
抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との接続点は、ダイオードＤ２を経由してコンデンサＣ１と抵抗Ｒ９との並列回路が接続されているＰＷＭ制御部４の入力へ接続されている。

なお、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ９との並列回路、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との直列回路、ダイオードＤ２を含むＰＷＭ制御部４は、請求項６以降の制御部に対応している。

ＰＷＭ制御部４では、検出巻線Ｎｓにより検出されたインバータトランスＴ１の１次側の交流入力電圧と、前記検出点Ｅから検出された各蛍光管３を流れる電流Ｉａの総和電流Ｉｏに応じた電圧降下量とをもとに、各蛍光管３を流れる電流Ｉａの総和電流ＩｏをインバータトランスＴ１の１次側の交流入力電圧に応じて一定に保持するためのＰＷＭ制御されたトランジスタ駆動信号を生成し、スイッチトランジスタＱ１、Ｑ２のベースへ供給し、スイッチトランジスタＱ１、Ｑ２のオン・オフおよびその期間を制御する。

次に動作について説明する。
このインバータ回路では、ノイズフィルタ１を介して供給された交流商用電源は整流回路２により直流へ変換されスイッチトランジスタＱ１、Ｑ２へ印加されている。
一方、ＰＷＭ制御部４では、シャント抵抗Ｒｓを流れる蛍光管３の総和電流Ｉｏに応じた検出点Ｅの電圧信号がダイオードＤ１と抵抗Ｒ５との直列回路を経由することで直流電圧に変換され、ＰＷＭ制御部４へ入力される。
この結果、ＰＷＭ制御部４は、シャント抵抗Ｒｓを流れる蛍光管３の総和電流Ｉｏが所定の電流値になるように、ＰＷＭ制御によるトランジスタ駆動信号を生成し、スイッチトランジスタＱ１、Ｑ２のベースへ供給し、スイッチトランジスタＱ１、Ｑ２のオン・オフおよびその期間を制御する。
そして、インバータトランスＴ１の１次側巻線Ｎ１にパルス状の交番電流を流すことでインバータトランスＴ１の１次側巻線Ｎ１を励起する。この結果、２次側巻線Ｎ２には２次側電圧Ｅｏが発生し、この２次側電圧Ｅｏは抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４との直列回路と、蛍光管３とバランスコンデンサＺｃとの直列回路へ印加され、蛍光管３を点灯させる。
このとき、それぞれの蛍光管３に流れる電流ＩａはバランスコンデンサＺｃにより均衡がとられ、各蛍光管３の点灯した状態ではバランスした状態、すなわち蛍光管３ごとの輝度にバラツキが生じていない状態になっている。
一方、シャント抵抗Ｒｓを流れる各蛍光管３の総和電流Ｉｏは、検出点Ｅの電圧降下量としてダイオードＤ１と抵抗Ｒ５との直列回路を経由することで直流電圧に変換され、ＰＷＭ制御部４へ入力される。
この状態で、交流商用電源の電圧値が変動し高くなると整流回路２から出力される直流電圧も上昇し、インバータトランスＴ１の２次側電圧Ｅｏも上昇し、蛍光管３に流れる電流Ｉａが増加し、蛍光管３の総和電流Ｉｏも前記所定の電流値より増加する。
このため、ＰＷＭ制御部４は、シャント抵抗Ｒｓを流れる蛍光管３の総和電流Ｉｏの増加分を抑制し、蛍光管３の総和電流Ｉｏが前記所定の電流値を維持するようにパルス幅が制御されたトランジスタ駆動信号を生成し、スイッチトランジスタＱ１、Ｑ２のベースへ供給し、スイッチトランジスタＱ１、Ｑ２のオン・オフおよびその期間を制御する。
また、交流商用電源の電圧値が変動し低くなると整流回路２から出力される直流電圧も下がり、インバータトランスＴ１の２次側電圧Ｅｏも下がり、蛍光管３に流れる電流Ｉａも減少し、蛍光管３の総和電流Ｉｏも前記所定の電流値より減少する。
このため、ＰＷＭ制御部４は、シャント抵抗Ｒｓを流れる蛍光管３の総和電流Ｉｏの減少分を補償し、蛍光管３の総和電流Ｉｏが前記所定の電流値を維持するようにパルス幅が制御されたトランジスタ駆動信号を生成し、スイッチトランジスタＱ１、Ｑ２のベースへ供給し、スイッチトランジスタＱ１、Ｑ２のオン・オフおよびその期間を制御する。

第１の実施の形態では、シャント抵抗Ｒｓを流れる蛍光管３の総和電流Ｉｏを検出し、入力電圧の変動に対しこの総和電流Ｉｏを所定の値に維持し蛍光管３に流れる実効電流を安定化させるだけではなく、検出巻線Ｎｓの出力を利用し、さらに広い範囲の入力電圧の変動に対する蛍光管３に流れる実効電流の安定化の実現、前記実効電流の安定化を図るＰＷＭ制御におけるリニヤリティを含む精度向上を図っている。

特に、交流商用電源の電圧値の変動が大きいときには、シャント抵抗Ｒｓを流れる蛍光管３の総和電流Ｉｏを検出し、総和電流Ｉｏを所定の値に維持するという制御だけでは交流商用電源の電圧値の変動に対応できず、実効電流の安定化を図るＰＷＭ制御におけるリニヤリティを含む精度を維持できない。
交流商用電源の電圧値が変動すると、その交流商用電源の電圧値の変動に応じて検出巻線Ｎｓからの出力電圧も変動する。
そこで、第１の実施の形態では、シャント抵抗Ｒｓを流れる蛍光管３の総和電流Ｉｏを検出して蛍光管３に流れる実効電流を安定化させるだけでなく、検出巻線Ｎｓの出力を利用して交流商用電源の電圧値の変動を検出し、この交流商用電源の電圧値の変動に応じた補正処理を、前記蛍光管３の総和電流Ｉｏを検出し蛍光管３に流れる実効電流を安定化させる処理に施すことで、広い範囲の入力電圧の変動に対する蛍光管に流れる実効電流の安定化を実現する。

検出巻線Ｎｓからの出力電圧はダイオードＤ３により整流され、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との直列回路と、この直列回路に並列接続されたコンデンサＣ２に供給される。
この結果、ダイオードＤ３により整流された検出巻線Ｎｓからの出力電圧は平滑化され直流電圧に変換され、この直流電圧は抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との直列回路により分圧される。
この分圧された直流電圧値は交流商用電源の電圧値の変動に比例して変動するため、ＰＷＭ制御部４の入力へ供給されるシャント抵抗Ｒｓを流れる蛍光管３の総和電流Ｉｏに応じた電圧信号に対し交流商用電源の電圧変動の補正量として作用する。

図２は、蛍光管３の総和電流Ｉｏを検出し、この総和電流Ｉｏをもとに蛍光管３に流れる実効電流を安定化させただけの場合と、さらに交流商用電源の電圧変動に対し検出巻線Ｎｓの出力を利用した補正処理を行なった場合とにおける蛍光管３の総和電流ＩｏおよびインバータトランスＴ１のトランス出力電流を示す特性図である。
そして、これら総和電流Ｉｏおよびトランス出力電流を示す特性図は、交流商用電源の電圧変動に対する総和電流Ｉｏおよびトランス出力電流の特性を示している。

符号４０１で示す特性は、総和電流Ｉｏをもとに蛍光管３に流れる実効電流を安定化させただけの場合における、並列コンデンサＣｒを２２ｐにしたときの交流商用電源の電圧変動に対する蛍光管３の総和電流Ｉｏの特性を示している。
また、符号４０２で示す特性は、総和電流Ｉｏをもとに蛍光管３に流れる実効電流を安定化させただけの場合における、並列コンデンサＣｒを１０ｐにしたときの交流商用電源の電圧変動に対する蛍光管３の総和電流Ｉｏの特性を示している。
また、符号４０３で示す特性は、総和電流Ｉｏをもとに蛍光管３に流れる実効電流を安定化させ、さらに交流商用電源の電圧変動に対し検出巻線Ｎｓの出力を利用した補正処理を行なった場合における、並列コンデンサＣｒを１０ｐにしたときの交流商用電源の電圧変動に対する蛍光管３の総和電流Ｉｏの特性を示している。

符号３０１で示す特性は、総和電流Ｉｏをもとに蛍光管３に流れる実効電流を安定化させただけの場合における、並列コンデンサＣｒを２２ｐにしたときの交流商用電源の電圧変動に対するインバータトランスＴ１の２次側巻線Ｎ２から出力されるトランス出力電流の特性を示している。
また、符号３０２で示す特性は、総和電流Ｉｏをもとに蛍光管３に流れる実効電流を安定化させただけの場合における、並列コンデンサＣｒを１０ｐにしたときの交流商用電源の電圧変動に対するトランス出力電流の特性を示している。
また、符号３０３で示す特性は、総和電流Ｉｏをもとに蛍光管３に流れる実効電流を安定化させ、さらに交流商用電源の電圧変動を検出巻線Ｎｓで検出し、検出巻線Ｎｓの出力を利用し、総和電流Ｉｏを検出することによる蛍光管３に流れる実効電流の安定化処理に対する補正処理を行なった場合における、並列コンデンサＣｒを１０ｐにしたときの交流商用電源の電圧変動に対するトランス出力電流の特性を示している。

図２の符号４０１および符号４０２により示される特性に対する符号４０３が示す特性、または符号３０１および符号３０２により示される特性に対する符号３０３が示す特性から明らかなように、総和電流Ｉｏをもとに蛍光管３に流れる実効電流を安定化させただけの場合に比べ、さらに交流商用電源の電圧変動を検出巻線Ｎｓで検出し、検出巻線Ｎｓの出力を利用した補正処理を行なった場合の方が、蛍光管３の総和電流Ｉｏ、トランス出力電流、共に交流商用電源の電圧変動に対する安定性およびその安定化制御におけるリニヤリティを含む精度向上が図られている。

なお、以上の説明においてこの蛍光管駆動方法および装置は冷陰極管、熱陰極管、外部電極管を含む蛍光管３に適用できる。

以上説明したように、第１の実施の形態によれば、蛍光管３に流れる実効電流の安定化を図るＰＷＭ制御においてリニヤリティを含む高い精度を維持できる充分な制御範囲が確保でき、広い範囲の入力電圧の変動に対する蛍光管３に流れる実効電流の安定化を実現でき、蛍光管３をバックライトに用いたときには輝度を安定に保てる効果がある。

（第２の実施の形態）
次に第２の実施の形態について説明する。
第１の実施の形態では、交流商用電源の電圧変動を検出巻線Ｎｓの出力を利用して検出するように構成したが、第２の実施の形態では、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路における抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点Ｃから交流商用電源の電圧変動を検出するように構成したものである。
この場合、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点Ｃから検出される直流電圧は、交流商用電源の電圧変動に応じた抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とにより分圧された直流電圧である。また、この接続点Ｃから検出される直流電圧は、例えばフォトカプラ回路などにより途中、絶縁して取り出し、ＰＷＭ制御部４へ入力する構成を適用できる。

このような第２の実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、蛍光管３に流れる実効電流の安定化を図るＰＷＭ制御においてリニヤリティを含む高い精度を維持できる充分な制御範囲を確保し、広い範囲の入力電圧の変動に対する蛍光管３に流れる実効電流の安定化を実現でき、蛍光管３をバックライトに用いたときには輝度を安定に保てる効果が奏される。

（第３の実施の形態）
次に第３の実施の形態について説明する。
図３は、第３の実施の形態による蛍光管駆動方法が適用されたインバータ回路の構成を示す回路図である。なお、図３において図１と同一または相当の部分については同一の符号を付し説明を省略する。
第３の実施の形態のインバータ回路では、交流商用電源の電圧が変動すると、蛍光管３の総和電流Ｉｏと、例えばインバータトランスＴ１の２次側電圧Ｅｏとの間の位相差も変動することに着目し、前記位相差を検出する。
そして、総和電流Ｉｏによる蛍光管３に流れる実効電流の安定化処理に対し前記位相差に応じた補正処理を行うことで、蛍光管３に流れる実効電流の安定化のためのＰＷＭ制御におけるリニヤリティを含む高い精度を維持できるようにして、広い範囲の入力電圧の変動に対する蛍光管３に流れる実効電流の安定化を実現する。
このため、第３の実施の形態のインバータ回路は、蛍光管３の総和電流Ｉｏの位相を検出するコンパレータ１２と、インバータトランスＴ１の２次側電圧Ｅｏの位相を検出するコンパレータ１１と、コンパレータ１２から出力される総和電流Ｉｏの位相信号と、コンパレータ１１から出力されるインバータトランスＴ１の２次側電圧Ｅｏの位相信号との位相差を検出し出力するＮＡＮＤ回路１３とを備えている。
ＮＡＮＤ回路１３の出力は、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との直列回路と、この直列回路に並列接続されたコンデンサＣ２とに接続されている。
なお、コンパレータ１１と、コンパレータ１２、ＮＡＮＤ回路１３、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ９との並列回路、抵抗Ｒ１０、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との直列回路、ダイオードＤ２を含むＰＷＭ制御部４は、請求項１０の制御部に対応している。

次に動作について説明する。
図４は、第３の実施の形態によるインバータ回路の特徴部の動作を示すタイミングチャートである。
このインバータ回路の特徴は、インバータトランスＴ１の出力電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１とコンパレータ１１により比較し、またインバータトランスＴ１の出力電流を基準電圧Ｖｒｅｆ２とコンパレータ１２により比較し、これらコンパレータ１１、１２から出力される比較結果をＮＡＮＤ回路１３により演算処理し、ＮＡＮＤ回路１３の出力を直流レベルに変換する。
このとき、前記直流レベルの信号は、交流商用電源の電圧変動に応じて変化するインバータトランスＴ１の出力電圧と出力電流との位相差に応じて変化するため、この直流レベルの信号に応じて、総和電流Ｉｏによる蛍光管３に流れる実効電流の安定化処理に対し補正を行う。
すなわち、前記総和電流Ｉｏによる蛍光管３に流れる実効電流の安定化処理に対するインバータトランスＴ１の出力電圧と出力電流との位相差に応じた補正処理を行う。

図４（ａ）は、入力電圧が低いときにおける図３に示す安定化回路のＡ点のインバータトランスＴ１の出力電圧波形と、Ｅ点の出力電流波形を示している。
同図（ｂ）は、入力電圧が低いときにおけるＡ点のインバータトランスＴ１の出力電圧をコンパレータ１１の非反転入力端子へ入力し、基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較したときのコンパレータ１１の出力信号波形を示している。
また、同図（ｃ）は、入力電圧が低いときにおけるＥ点のインバータトランスＴ１の出力電流Ｉｏをシャント抵抗Ｒｓで検出し、シャント抵抗Ｒｓに生じる出力電流Ｉｏに応じた電圧信号をコンパレータ１２の非反転入力端子へ入力し、基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較したときのコンパレータ１２の出力信号波形を示している。
また、同図（ｄ）はＮＡＮＤ回路１３の出力信号波形を示している。

また、図４（ｅ）は、入力電圧が高いときにおける図３に示す安定化回路のＡ点のインバータトランスＴ１の出力電圧波形と、Ｅ点の出力電流波形を示している。
同図（ｆ）は、入力電圧が高いときにおけるＡ点のインバータトランスＴ１の出力電圧をコンパレータ１１の非反転入力端子へ入力し、基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較したときのコンパレータ１１の出力信号波形を示している。
また、同図（ｇ）は、入力電圧が高いときにおけるＥ点のインバータトランスＴ１の出力電流Ｉｏをシャント抵抗Ｒｓで検出し、シャント抵抗Ｒｓに生じる出力電流Ｉｏに応じた電圧信号をコンパレータ１２の非反転入力端子へ入力し、基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較したときのコンパレータ１２の出力信号波形を示している。
また、同図（ｈ）はＮＡＮＤ回路１３の出力信号波形を示している。
図４（ｉ）は、ＮＡＮＤ回路１３の出力を、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７との直列回路と、この直列回路に並列接続されたコンデンサＣ２により平滑化し、直流電圧に変換したときの出力電圧（実効値）を示している。
図４（ｉ）に示す出力電圧を入力電圧が高いときの出力電圧Ｖ１と低いときの出力電圧Ｖ２とで比較すると、入力電圧が高いときの方が前記直流電圧に変換したときの出力電圧レベルが高いことが分かる。

したがって、総和電流Ｉｏによる蛍光管３に流れる実効電流の安定化処理に対し、インバータトランスＴ１の出力電圧と出力電流との位相差に応じた直流電圧Ｖにより補正を行うことで、前記第１の実施の形態と同様に、蛍光管３に流れる実効電流の安定化を図るＰＷＭ制御においてリニヤリティを含む高い精度を維持できる充分な制御範囲を確保し、広い範囲の入力電圧の変動に対する蛍光管３に流れる実効電流の安定化を実現でき、蛍光管３をバックライトに用いたときには輝度を安定に保てる効果が奏される。

（第４の実施の形態）
次に第４の実施の形態について説明する。
図５は、上述した各実施の形態におけるインバータ回路をバックライト装置に用いたときの表示装置の構成を示すブロック図である。
この表示装置２０は、バックライト装置２２と、液晶パネル２４と、信号処理部２６と、駆動部２８とを備えている。
バックライト装置２２は、複数の陰極管Ｌ３とインバータ回路３０を含んで構成されている。
各陰極管Ｌ３は、液晶パネル２４の背面に臨む箇所に配置されている。
インバータ回路３０は、上述した各実施の形態のインバータ回路で構成され、複数の陰極管Ｌ３を駆動して発光させる。

信号処理部２６は、この表示装置２０の外部、あるいは、内部に設けられた画像信号生成部から供給される画像信号に対して信号処理を行い、駆動部２８に供給するものである。
駆動部２８は、信号処理部２６から供給される前記画像信号に基づいて液晶パネル２４を駆動するための駆動信号を生成して液晶パネル２４に供給するものである。
液晶パネル２４は、２枚の透明なガラス基材と、それらガラス基材の間に挟まれた液晶層と、それらガラス基材の内面に設けられた透明電極と、カラーフィルターと、偏光板などを含んで構成されている。
バックライト装置２２により各陰極管Ｌ３からの照明光が液晶パネル２４を背面から照射した状態で、前記駆動信号が液晶パネル２４に供給され前記液晶層の液晶が駆動されることで画像が表示される。
このような表示装置２０によっても、バックライト装置２２を用いることにより、第２の実施の形態と同様に、複数の陰極管を均一な明るさで発光させることができる効果が奏される。

本発明の第１の実施の形態による蛍光管駆動方法が適用されたインバータ回路の構成を示す回路図である。 本発明の第１の実施の形態の蛍光管の総和電流ＩｏおよびインバータトランスＴ１のトランス出力電流を示す特性図である。 本発明の第３の実施の形態による蛍光管駆動方法が適用されたインバータ回路の構成を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態のインバータ回路の特徴部における動作を示すタイミングチャートである。 本発明の第４の実施の形態の表示装置の構成を示すブロック図である。 冷陰極管を駆動するためのインバータ回路が接続される電源ブロックの構成を示す回路図である。

符号の説明

３……蛍光管、４……ＰＷＭ制御部（制御部）、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４……抵抗（電圧検出手段）、Ｒｓ……シャント抵抗（電流検出手段）、Ｎｓ……検出巻線、Ｑ１、Ｑ２……スイッチトランジスタ（変換回路）、１１、１２……コンパレータ（制御部）、１３……ＮＡＮＤ回路（制御部）、２０……表示装置、２２……バックライト装置、２４……液晶パネル、３０……インバータ回路。

Claims (12)

1. 商用電源を直接整流した直流電源を入力とするインバータ回路により生成された交流駆動信号により蛍光管を駆動する蛍光管駆動方法であって、
   前記インバータ回路への入力電圧を電圧検出手段により検出するステップと、
   前記蛍光管を交流駆動信号により駆動するインバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出するステップと、
   前記電流検出手段により検出した前記インバータ回路の出力電流と、前記電圧検出手段により検出した前記インバータ回路への入力電圧とをもとに、制御部が前記インバータ回路により生成される交流駆動信号を制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制するステップと、
   を備えることを特徴とする蛍光管駆動方法。
2. 前記制御部が前記インバータ回路により生成される交流駆動信号を前記出力電流および前記入力電圧に応じて制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制するステップは、前記電流検出手段が前記インバータ回路の出力電流の変動を検出すると、前記制御部が前記インバータ回路により生成される交流駆動信号を前記出力電流の変動に応じて制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制するステップと、前記電圧検出手段が前記インバータ回路への入力電圧の変動を検出すると、前記制御部が前記出力電流の変動に応じて行う前記インバータ回路により生成される交流駆動信号の制御を前記入力電圧の変動に応じて補正するステップと、
   を備えることを特徴とする請求項１記載の蛍光管駆動方法。
3. 前記電圧検出手段は、前記インバータ回路が備えているインバータトランスの検出巻線に前記入力電圧に応じて誘起される検出巻線出力をもとに前記インバータ回路への入力電圧を検出する、
   ことを特徴とする請求項１記載の蛍光管駆動方法。
4. 前記電圧検出手段は、前記商用電源を直接整流した直流電源の出力に設けられた分圧回路が前記インバータ回路への入力電圧に応じて出力する分圧電圧をもとに前記インバータ回路への入力電圧を検出する、
   ことを特徴とする請求項１記載の蛍光管駆動方法。
5. 前記電圧検出手段は、前記インバータ回路への入力電圧を、前記インバータ回路が備えているインバータトランスの２次巻線に誘起される２次巻線出力電圧として検出し、前記制御部が前記インバータ回路により生成される交流駆動信号を前記出力電流および前記入力電圧に応じて制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制するステップは、前記電流検出手段が前記インバータ回路の出力電流の変動を検出すると、前記制御部が前記インバータ回路により生成される交流駆動信号を前記出力電流の変動に応じて制御して前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制するステップと、前記制御部が前記出力電流の変動に応じて行う前記インバータ回路により生成される交流駆動信号の制御を、前記電圧検出手段が検出したインバータトランスの２次巻線に誘起される２次巻線出力電圧と、前記電流検出手段が検出した前記インバータ回路の出力電流との位相差に応じて補正するステップとを備える、
   ことを特徴とする請求項１記載の蛍光管駆動方法。
6. 商用電源を直接整流した直流電源を入力として生成した交流駆動信号により蛍光管を駆動するインバータ回路であって、
   前記直流電源をもとに前記交流駆動信号を生成する変換回路と、
   前記変換回路への入力電圧を検出する電圧検出手段と、
   前記蛍光管を交流駆動信号により駆動する前記変換回路の出力電流を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出した前記変換回路の出力電流と、前記電圧検出手段により検出した前記変換回路への入力電圧とをもとに、前記変換回路により生成される交流駆動信号を制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制する制御部と、
   を備えることを特徴とするインバータ回路。
7. 前記制御部は、前記電流検出手段が前記変換回路の出力電流の変動を検出すると、前記変換回路により生成される交流駆動信号を前記出力電流の変動に応じて制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制し、前記電圧検出手段が前記変換回路への入力電圧の変動を検出すると、前記変換回路の出力電流の変動に応じた前記交流駆動信号の制御を前記入力電圧の変動に応じて補正する、
   ことを特徴とする請求項６記載のインバータ回路。
8. 前記電圧検出手段は、前記変換回路が備えているインバータトランスの検出巻線に前記入力電圧に応じて誘起される検出巻線出力をもとに前記変換回路への入力電圧を検出する、
   ことを特徴とする請求項６記載のインバータ回路。
9. 前記電圧検出手段は、前記商用電源を直接整流した直流電源の出力に設けられた分圧回路が前記変換回路への入力電圧に応じて出力する分圧電圧をもとに前記変換回路への入力電圧を検出する、
   ことを特徴とする請求項６記載のインバータ回路。
10. 前記電圧検出手段は、前記変換回路への入力電圧を、前記変換回路が備えているインバータトランスの２次巻線に誘起される２次巻線出力電圧として検出し、前記制御部は、前記電流検出手段が前記変換回路の出力電流の変動を検出すると、前記変換回路により生成される交流駆動信号を前記出力電流の変動に応じて制御して前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制し、前記出力電流の変動に応じた前記変換回路により生成される交流駆動信号の制御を、前記電圧検出手段が検出したインバータトランスの２次巻線に誘起される２次巻線出力電圧と、前記電流検出手段が検出した前記変換回路の出力電流との位相差に応じて補正する、
    ことを特徴とする請求項６記載のインバータ回路。
11. 画像を表示する液晶パネルと、前記液晶パネルを照明するバックライト装置とを備える表示装置であって、
    前記バックライト装置は、蛍光管と、インバータ回路とを有し、
    前記インバータ回路は、
    商用電源を直接整流した直流電源をもとに前記蛍光管を駆動する交流駆動信号を生成する変換回路と、
    前記変換回路への入力電圧を検出する電圧検出手段と、前記蛍光管を交流駆動信号により駆動する前記変換回路の出力電流を検出する電流検出手段と、
    前記電流検出手段により検出した前記変換回路の出力電流と、
    前記電圧検出手段により検出した前記変換回路への入力電圧とをもとに、前記変換回路により生成される交流駆動信号を制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制する制御部とを備える、
    ことを特徴とする表示装置。
12. 画像を表示する液晶パネルを照明するバックライト装置であって、
    蛍光管と、インバータ回路とを有し、
    前記インバータ回路は、
    商用電源を直接整流した直流電源をもとに前記蛍光管を駆動する交流駆動信号を生成する変換回路と、
    前記変換回路への入力電圧を検出する電圧検出手段と、
    前記蛍光管を交流駆動信号により駆動する前記変換回路の出力電流を検出する電流検出手段と、
    前記電流検出手段により検出した前記変換回路の出力電流と、前記電圧検出手段により検出した前記変換回路への入力電圧とをもとに、前記変換回路により生成される交流駆動信号を制御し、前記電流検出手段により検出した出力電流の変動を抑制する制御部とを備える、
    ことを特徴とするバックライト装置。

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