JP2008159545A - 冷陰極管蛍光灯インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流電源の電圧に変動があっても冷陰極管蛍光灯の明るさを一定に保ち、リップル電圧による冷陰極管蛍光灯のチラツキを改善する冷陰極管蛍光灯インバータ装置。
【解決手段】交流電源ＡＣの交流電圧を整流した直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とからなる直列回路と、Ｑ１とＱ２との接続点と直流電源の一端との間に接続され１次巻線Ｐ１とリアクトルＬｒ１とコンデンサＣ４からなる直列回路と、一端が２次巻線Ｓ１の一端に接続された冷陰極管蛍光灯２０と、一端が冷陰極管蛍光灯の他端に接続され他端が２次巻線の他端に接続され冷陰極管蛍光灯に流れる電流を検出する電流検出回路３０ａと、検出された電流値に基づきＱ１とＱ２を交互にオン／オフさせる制御手段１０とを備え、電流検出回路は、直流電源の電圧のリップル成分を検出しこのリップル成分により冷陰極管蛍光灯に流れる電流値を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、冷陰極管蛍光灯（ＣＣＦＬ：Cold Cathode Fluorescent Lamp）を駆動する冷陰極管蛍光灯インバータ装置に関し、特に冷陰極管蛍光灯の明るさの変動やチラツキを抑える技術に関する。

図５は、従来の冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成を示す図である。冷陰極管蛍光灯インバータ装置は、交流電源ＡＣの交流電圧をダイオードブリッジ回路ＤＢにより整流し、ダイオードブリッジ回路ＤＢの出力を平滑用のコンデンサＣｉｎで平滑することにより直流電源を生成している。直流電源は、ＭＯＳＦＥＴからなる第１スイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなる第２スイッチング素子Ｑ２とが直列に接続された直列回路に供給される。第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、制御回路１０から送られてくる制御信号によりオン／オフされる。

第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、電圧擬似共振用のコンデンサＣ６が接続されるとともに、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間のリーケージインダクタンスからなるリアクトルＬｒ１と電流共振用のコンデンサＣ４とが直列に接続された直列回路が接続されている。

なお、図５では、リアクトルＬｒ１は、トランスの１次側に記載した例としてＬｒ１ａ、２次側に記載した例としてＬｒ１ｂとしてそれぞれ破線で表されている、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間のリーケージインダクタンスからなり、共振動作を司るためのインダクタンスである。また、インダクタＬｒ１ａ、Ｌｒ１ｂは個別のインダクタであっても良く、１次側、２次側、あるいは両側に接続しても良い。トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の両端には、冷陰極管蛍光灯２０と電流検出回路３０が直列に接続されている。

このように構成される従来の冷陰極管蛍光灯インバータ装置の動作を以下に説明する。即ち、制御回路１０から送られてくる制御信号により、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２がスイッチング動作を開始する。第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、交互にオン・オフし、オフ期間を同時に有するように制御される。第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン・オフの制御は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）制御、位相制御又は周波数制御のいずれかによって行うことができる。

第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン・オフ動作により、直流電源からこれらに印加される直流電圧が断続され、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に交流電圧が印加される。これにより、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に交流電圧が発生し、冷陰極管蛍光灯２０及び電流検出回路３０を経由して交流電流が流れる。

電流検出回路３０は、冷陰極管蛍光灯２０に流れる電流を検出し、フィードバック信号として、１次側の制御回路１０に送る。電流検出回路３０の入出力端子Ｉａｃ１は冷陰極管蛍光灯２０に接続され、他の入出力端子Ｉａｃ２（ＧＮＤ）は、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に接続されている。また、電流検出回路３０の出力端子Ｖｃｏは、制御回路１０に接続されている。制御回路１０は、電流検出回路３０の出力端子Ｖｃｏから送られてくるフィードバック信号に応じて第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン／オフを制御し、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１に印加する交流電圧を制御する。これにより、冷陰極管蛍光灯２０に流れる電流が所定値になるように制御される。

図６は、電流検出回路３０の具体的な回路の構成例を示す図である。図６（ａ）に示す電流検出回路３０では、入出力端子Ｉａｃ１と入出力端子Ｉａｃ２との間に、ダイオードＤ５１とダイオードＤ５２とが逆極性になるように接続され、各ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、極性が反対の交流電流をそれぞれ通過させる。ダイオードＤ５１には、抵抗Ｒ５１が直列に接続されている。抵抗Ｒ５１には、ダイオードＤ５０を介してコンデンサＣ５１と抵抗Ｒ５０が並列に接続され、コンデンサＣ５１の一端（ダイオードＤ５０との接続点）が出力端子Ｖｃｏになっている。ダイオードＤ５１とダイオードＤ５０とを介して冷陰極管蛍光灯２０の電流がコンデンサＣ５１に流れて、冷陰極管蛍光灯２０の電流のピーク値がコンデンサＣ５１に充電される。また、抵抗Ｒ５０は、コンデンサＣ５１の放電抵抗として作用する。すなわち、図６（ａ）に示す電流検出回路３０は、ピーク値検出回路となっている。

図６（ｂ）に示す電流検出回路３０では、入出力端子Ｉａｃ１と入出力端子Ｉａｃ２との間に、ダイオードＤ５１とダイオードＤ５２とが逆極性になるように接続され、各ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、極性が反対の交流電流をそれぞれ通過させる。ダイオードＤ５１には、抵抗Ｒ５２と抵抗Ｒ５１との直列回路が直列に接続されている。抵抗Ｒ５１には、コンデンサＣ５１が並列に接続され、コンデンサＣ５１の一端（抵抗Ｒ５２と抵抗Ｒ５１との接続点）が出力端子Ｖｃｏになっている。ダイオードＤ５１と抵抗Ｒ５２とを介して冷陰極管蛍光灯２０の電流がコンデンサ５１に流れて、コンデンサＣ５１が充電される。従って、コンデンサＣ５１は、冷陰極管蛍光灯２０の電流の平均値、つまり抵抗Ｒ５１と抵抗Ｒ５２とで抵抗分割された電圧によって充放電される。すなわち、図６（ｂ）に示す電流検出回路３０は、平均値検出回路となっている。

図６（ｃ）に示す電流検出回路３０では、入出力端子Ｉａｃ１と入出力端子Ｉａｃ２との間に、ダイオードＤ５１とダイオードＤ５２とが逆極性になるように接続され、各ダイオードＤ５１，Ｄ５２は、極性が反対の交流電流をそれぞれ通過させる。ダイオードＤ５１には、抵抗Ｒ５１が直列に接続されている。ダイオードＤ５１と抵抗Ｒ５１との接続点は、抵抗Ｒ５２を介してオペアンプＯＰ５１の反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ５１の非反転入力端子には基準電圧Ｖｒ５１が供給される。オペアンプＯＰ５１の反転入力端子と出力端子との間にはコンデンサＣ５１が設けられ、積分回路が構成されている。オペアンプＯＰ５１の出力端子が電流検出回路３０の出力端子Ｖｃｏとなっている。図６（ｃ）に示す電流検出回路３０は、オペアンプを使用した平均値検出回路となっている。

なお、関連する技術として、特許文献１は、調光制御を行なう場合や周囲温度が低い場合でもランプ電流の包絡線のリップルの増加を抑制するチャージポンプ型の放電灯点灯装置を開示している。放電灯点灯装置は、平滑コンデンサの両端電圧を２個のスイッチング素子を備えたインバータ回路により高周波電力に変換する。インバータ回路の出力は共振回路を通して放電灯に与えられる。整流回路と共振回路との間にコンデンサが接続される。フィードバック回路は、電流検出部で検出したランプ電流のリップルを低減するように制御回路から出力される制御信号を許容範囲内で変調してスイッチング素子のオン・オフをフィードバック制御する。また、合成回路は、フィードバック回路に入力するランプ電流を調光信号に応じて補正することによって、調光によるランプ電流のリップルの増加を抑制する。
特開平１１−２６１７８号公報

上述した従来の冷陰極管蛍光灯インバータ装置では、幅広い交流入力電圧に対応するために、例えば、ＰＷＭ制御であれば、デューティを大きく変化させて制御する必要がある。デューティの変化は、冷陰極管蛍光灯２０に印加される電流波形の変化として現われる。

冷陰極管蛍光灯インバータ装置は、一般に、トランスに大きなリーケージインダクタンスを有しているので、このリーケージインダクタンスと浮遊容量との共振動作により、電源投入時の電流波形は、リーケージインダクタンスとコンデンサとの共振周波数に引っ張られて、正弦波化される。

一般の冷陰極管蛍光灯インバータ装置では、１次側に矩形波を投入する。ＰＷＭ制御では、デューティが最も広い５０％においては、最も正弦波に近づくことになる。冷陰極管蛍光灯２０への投入電力を一定とする場合には、入力電圧Ｖｉｎが大きいと、デューティが狭くなる。このため、負荷電流は正弦波から遠ざかり、実際には、三角波に近い波形となる。

このように、大きく変化するデューティに対しては、一般に、電流波形が歪む傾向にある。電流を検出する電流検出回路として実効値検出回路を用いればよいが、実効値検出回路は高価であることから、従来は図６（ａ）〜図６（ｃ）に示すような安価に構成できるピーク値検出回路や平均値検出回路が用いられている。このため、従来の冷陰極管蛍光灯インバータ装置では、交流電源から入力される電圧の変動によって、冷陰極管蛍光灯の電流が変化し、明るさが変化するという問題がある。また、交流電源を整流平滑した後のリップル電圧に起因して、冷陰極管蛍光灯のチラツキが発生するという問題がある。

本発明の課題は、交流電源からの電圧に変動があっても冷陰極管蛍光灯の明るさを一定に保つと同時に、交流電源を整流平滑した後のリップル電圧による冷陰極管蛍光灯のチラツキを改善することができる冷陰極管蛍光灯インバータ装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１の発明は、交流電源の交流電圧を整流した直流電源と、前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とからなる第１直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルとコンデンサからなる第２直列回路と、一端が前記トランスの２次巻線の一端に接続された１以上の冷陰極管蛍光灯と、一端が前記１以上の冷陰極管蛍光灯の他端に接続され、他端が前記トランスの２次巻線の他端に接続され、前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路で検出された電流値に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせて前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を所定値に制御する制御手段とを備え、前記電流検出回路と前記制御手段との少なくとも一方は、前記直流電源のリップル成分を検出し、検出されたリップル成分により、検出された前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流値を補正することを特徴とする。

請求項２の発明は、交流電源の交流電圧を整流した直流電源と、前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とからなる第１直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルとコンデンサからなる第２直列回路と、一端が前記トランスの２次巻線の一端に接続された１以上の冷陰極管蛍光灯と、一端が前記１以上の冷陰極管蛍光灯の他端に接続され、他端が前記トランスの２次巻線の他端に接続され、前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路で検出された電流値に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせて前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を所定値に制御する制御手段とを備え、前記電流検出回路と前記制御手段との少なくとも一方は、前記直流電源の直流電圧値を検出し、検出された直流電圧値により、検出された前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流値を補正することを特徴とする。

請求項３の発明は、交流電源の交流電圧を整流した直流電源と、前記直流電源が供給されるＤＣ−ＤＣコンバータと、前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とからなる第１直列回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルとコンデンサからなる第２直列回路と、一端が前記トランスの２次巻線の一端に接続された１以上の冷陰極管蛍光灯と、一端が前記１以上の冷陰極管蛍光灯の他端に接続され、他端が前記トランスの２次巻線の他端に接続され、前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路で検出された電流値に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせて前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を所定値に制御する制御手段とを備え、前記電流検出回路と前記制御手段との少なくとも一方は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を検出することにより前記直流電源の直流電圧値を検出し、検出された直流電圧値により、検出された前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流値を補正することを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の冷陰極管蛍光灯インバータ装置において、前記リアクトルは、前記トランスの１次巻線と２次巻線との間のリーケージインダクタンスであることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の冷陰極管蛍光灯インバータ装置において、前記リアクトルは、前記トランスの１次巻線もしくは２次巻線あるいは両巻線に直列に接続されたインダクタンスであることを特徴とする。

本発明によれば、電流検出回路は、直流電源のリップル成分又は直流電源の直流電圧値により、１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流値を補正するので、交流電源の交流電圧を整流した直流電源を入力電源としても、そのリップル電圧が冷陰極管蛍光灯の電流に与える影響を量小限に抑えることができる。従って、冷陰極管蛍光灯のチラツキを防止することができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下では、背景技術の欄で説明した従来の冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成要素と同一又は相当する構成要素には、背景技術の欄で使用した符号と同一の符号を付して説明する。

本発明の実施例１に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成は、電流検出回路３０ａの構成を除けば、図５に示した従来の冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成と同じである。従って、以下では、電流検出回路３０ａの詳細についてのみ説明する。

図１は、本発明の冷陰極管蛍光灯インバータ装置に適用される電流検出回路３０ａの回路構成を示す図である。この電流検出回路３０ａは、図６（ｃ）に示した従来のオペアンプを使用した平均値検出回路に、リップル電圧検出回路を付加するとともに、検出されたリップル電圧で電流検出値を補正するための回路を追加したことを特徴とする。

具体的には、図６（ｃ）に示した電流検出回路３０に対し、抵抗Ｒ５１に並列に、抵抗Ｒ５３とコンデンサＣ５２とが直列に接続されてなるローパスフィルタ（ＬＰＦ）が接続され、コンデンサＣ５２に並列にコンデンサＣ５３と抵抗Ｒ５４から成るリップル電圧検出回路が接続されている。

さらに、コンデンサＣ５３と抵抗Ｒ５４との接続点は、抵抗Ｒ５５を介してオペアンプＯＰ５２の非反転入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ５２の反転入力端子は、抵抗Ｒ５６を介して入出力端子Ｉａｃ２（ＧＮＤ）に接続されるとともに、抵抗Ｒ５７を介して自己の出力端子に接続されている。オペアンプＯＰ５２の出力端子は、抵抗Ｒ５８を介してオペアンプＯＰ５１の反転入力端子に接続されている。

上記のように構成される電流検出回路３０ａは、次のように動作する。即ち、抵抗Ｒ５１の両端に発生した電圧は、抵抗Ｒ５３とコンデンサＣ５２とからなるローパスフィルタにより高周波成分が除去された後に、コンデンサＣ５３によって直流成分が阻止され、抵抗Ｒ５４に印加される。これにより、抵抗Ｒ５４の両端に、リップル電圧の交流成分、つまりリップル成分Ｖ５４のみが発生される。

抵抗Ｒ５４の両端に発生されたリップル成分は、抵抗Ｒ５５、オペアンプＯＰ５２、抵抗Ｒ５６及び抵抗Ｒ５７からなる増幅回路で増幅される。増幅回路の出カ（オペアンプＯＰ５２の出力）は、抵抗Ｒ５８を介して、オペアンプＯＰ５１の反転入カ端子に送られ、図６（ｃ）に示した電流検出回路に対応する部分で検出された電流の補正が行われる。

より詳しく説明すると、図１では、抵抗Ｒ５１には、負荷電流を半波整流した電流が流れ、この電流により抵抗Ｒ５１の両端には電圧Ｖ５１が得られる。負荷電流は、入力電圧Ｖｉｎが大きい場合には、冷陰極管蛍光灯２０に所定電流を流すためにデューティを狭くするので、三角波に近づく。負荷電流は、入力電圧Ｖｉｎが小さい場合には、冷陰極管蛍光灯２０に所定電流を流すためにデューティを大きくするので、正弦波に近づく。

入力電圧Ｖｉｎが小さい場合と入力電圧Ｖｉｎが大きい場合とで正弦波と三角波と仮定し、それぞれの半波整流波形のピーク値をＩmsin、Ｉmtriとすると、半波正弦波の実効値は、Ｉmshs＝Ｉmsin／（２・√２）である。半波正弦波の平均値は、Ａ＝Imsin／πである。半波三角波の実効値は、Ｉmsht＝Ｉmtri／（２・√３）である。半波三角波の平均値は、Ａ＝Imtri／４である。このため、ＯＰ５１から積分器で得られる平均値Ａは、半波正弦波と半波三角波とで等しくなるように制御しているため、Imsin／π＝Imtri／４となる。

制御される平均値Ａは、半波正弦波では、Ａ＝Imsin／πであるため、Imsin＝Ａ・πとなる。これにより、実効値Ｉmshsは、Ｉmshs＝Ａ・π／（２・√２）となる。このため、
Ａ＝Ｉmshs・（２・√２）／π …（１）
となる。

一方、半波三角波では、Ａ＝Imtri／４であるので、Imtri＝Ａ・４である。これにより、実効値は、Ｉmsht＝Ａ・４／（２・√３）であるので、
Ａ＝Ｉmsht・（２・√３）／４ …（２）
式（１）＝式（２）より
Ｉmsht＝Ｉmshs・（２・√２）／π／（（２・√３）／４）
＝Ｉmshs×１．０４
となる。従って、半波正弦波に比べて、半波三角波では、１．０４倍大きな実効値電流となる。このことは、そのまま、入力電圧最低と最高の実効値電流のバラツキ比になる。また、入力電圧のリップル電圧による電流のバラツキは、これらと同様の原理で発生する。

図１の抵抗Ｒ５２とコンデンサＣ５１の積分時定数は、スイッチング周波数に対して十分大きな値である。抵抗Ｒ５３とコンデンサＣ５２によるローパスフィルタＬＰＦは、スイッチング周波数に対して十分大きな値であり、コンデンサＣ５３により直流成分を遮断する。

従って、電圧Ｖ５４は、０Ｖを中心の商用周波数（交流電源ＡＣの周波数）の正弦波成分が得られる。このため、オペアンプＯＰ５２の出力端子には、正弦波成分の増幅出力が現われ、この出力を抵抗Ｒ５８を介してオペアンプＯＰ５１の反転入力端子に入力する。従って、リップル電圧の山部では、コンデンサＣ５１と抵抗Ｒ５２との接続点における電圧に、抵抗Ｒ５８からの電圧が足される。これにより、負荷電流が三角波となり、実効値電流が増加するのを抑えることができる。リップル電圧の谷部では、リップル電圧の山部での動作とは逆の動作となり、実効値電流が増加する。

以上説明したように、本発明の実施例１に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置によれば、直流電源のリップル電圧による電流検出値の変化を補正し、電流のリップルを抑圧することが可能となる。その結果、交流電源ＡＣの交流電圧を整流した直流電源を入力電源としても、そのリップル電圧が冷陰極管蛍光灯の電流に与える影響を量小限に抑えることができるので、冷陰極管蛍光灯２０のチラツキを防止することができる。

実施例は変更が可能である。図１の実施例では、電流検出回路３０ａでリップル成分の検出を行ったが、交流電源ＡＣの交流電圧を整流した直流電源と制御回路１０間に設けたリップル検出部（図２の破線部参照）でリップル電流を検出して、制御回路１０に印加することにより冷陰極管蛍光灯２０に流れる電流値を補正しても良い。

リップル検出部は、直流成分を阻止するためのコンデンサと、このコンデンサで検出したリップル成分を制御回路１０に印加するための素子、例えば抵抗素子などの直列回路で構成しても良い。これにより、トランスＴ１の１次側と２次側とを絶縁することが容易になり、トランスＴ１の１次側と２次側とを絶縁する必要があるときはコスト及びスペースを低減できる。

図１に示した実施例１に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置では、電流検出回路３０ａで検出された電流に現れたリップル成分を検出し、リップル成分により、検出された電流を補正しているのに対し、実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置では、交流電源ＡＣを整流平滑して得られた直流電圧を検出し、検出した直流電圧により、電流検出回路３０ｂで検出された電流を補正する。

図２は、本発明の実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成を示す図である。冷陰極管蛍光灯インバータ装置は、直流電源の電圧、つまりコンデンサＣｉｎの両端電圧が電流検出回路３０ｂの入力端子Ｖｉｎに供給される点及び電流検出回路３０ｂの構成を除けば、従来の冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成と同一構成である。従って、以下では電流検出回路３０ｂの詳細についてのみ説明する。

図３は、実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置で使用される電流検出回路３０ｂの構成を示す回路図である。電流検出回路３０ｂは、図６（ｃ）に示した従来のオペアンプを使用した平均値検出回路に入力端子Ｖｉｎを設け、ツェナーダイオードＺＤ５１と抵抗Ｒ５９とからなる直列回路を入力端子ＶｉｎとオペアンプＯＰ５１の反転入力端子との間に追加して構成されている。

電流検出回路３０ｂでは、直流電源の直流電圧（コンデンサＣｉｎの両端電圧）を入力端子Ｖｉｎに入力して監視する。直流電圧がツェナー電圧より高くなると、ツェナーダイオードＺＤ５１と抵抗Ｒ５９とに大きい電流が流れて、オペアンプＯＰ５１の反転入力端子に供給され、電流検出値に対する補正が行われる。抵抗Ｒ５９は、ツェナーダイオードＺＤ５１と抵抗Ｒ５９とに流れる電流の補正量を調節する機能を有する。

なお、ツェナーダイオードＺＤ５１は省略することも可能であるが、ツェナーダイオードＺＤ５１は、直流電圧の電圧値に対して、補正を開始する電圧を決定する機能を有する。従って、ツェナーダイオードＺＤ５１を設けることにより変極点が生まれ、より理想的な補正が可能となる。

以上説明したように、本発明の実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置によれば、直流電源の電圧を検出し、検出した電圧により電流検出値に対して補正を行うので、直流電源のリップル電圧による直流電圧の変化に対しても電流検出値の補正が行われ、電流のリップルを抑圧することが可能になる。その結果、冷陰極管蛍光灯のチラツキを防止することが可能になる。

実施例は変更が可能である。図３の実施例では、電流検出回路３０ｂで直流電圧の検出を行ったが、替わりに、交流電源ＡＣの交流電圧を整流した直流電源と制御回路１０間に設けた直流電圧検出部（図２の破線部）で直流電圧を検出して、制御回路１０に印加することにより冷陰極管蛍光灯２０に流れる電流値を補正しても良い。

変更の一例としては、図３のツェナーダイオードＺＤ５１と抵抗Ｒ５９を削除して、替わりに、ツェナーダイオードＺＤ５１と抵抗Ｒ５９の直列回路を図２の直流電圧検出部（破線部）に設けることにより、検出した電圧を制御回路１０に印加する。これにより、トランスＴ１の１次側と２次側とを絶縁することが容易になり、トランスＴ１の１次側と２次側とを絶縁する必要があるときはコスト及びスペースを低減できる。

図２に示した実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置では、１次側の直流電源の電圧を、２次側の電流検出回路３０ｂで検出するように構成され、１次側と２次側とは非絶縁である。しかしながら、一般に、１次側と２次側とは絶縁されていることが要求され、なんらかの絶縁手段が必要になる。一般に、絶縁手段は、高価であるという欠点がある。実施例３に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置は、絶縁手段を安価に実現できるようにしたものである。

冷陰極管蛍光灯インバータ装置を搭載している電気製品としては、例えば液晶テレビジョン受像器（ＬＣＤ−ＴＶ）などがある。これらの電気製品には、冷陰極管蛍光灯インバータ装置以外にも多くの電子回路が搭載されている。その中には、常に動作している赤外線リモコン監視用の制御回路などが含まれ、その制御回路用の補助電源を備える。実施例３に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置では、これらの補助電源を利用し、１次側と２次側との絶縁を安価に実現して直流電源の電圧を２次側で監視する。

図４は、本発明の実施例３に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成を示す図である。この冷陰極管蛍光灯インバータ装置は、図２に示した実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置に対して、１次側と２次側を絶縁すると同時に、他の回路と共用される補助電源としてのＤＣ−ＤＣコンバータ３が追加されて構成されている。

なお、図４では、２個の冷陰極管蛍光灯２０ａ及び冷陰極管蛍光灯２０ｂを駆動する場合の例を示し、それに伴って、トランスＴ１は、２次巻線Ｓ１の他に、さらに、他の２次巻線Ｓ２を備える。冷陰極管蛍光灯インバータ装置の動作は、冷陰極管蛍光灯２０ａ及び冷陰極管蛍光灯２０ｂが同時に駆動される点を除けば、実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置の動作と同じである。

この構成によれば、２次巻線Ｓ１と他の２次巻線Ｓ２とを疎結合とすることにより、各々のリーケージインダクタンスＬｒ１及びＬｒ２によって、２つの冷陰極管蛍光灯２０ａ及び２０ｂの電流をバランスさせることが可能になる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、起動用の抵抗Ｒ３１、制御電源用の平滑コンデンサＣ３１、制御回路１１、主スイッチング素子Ｑ３１、主トランスＴ２、主トランスＴ２の１次巻線Ｐ、主トランスＴ２の制御電源用の補助巻線Ｃ、制御電源用の整流ダイオードＤ３１、主トランスＴ２の２次巻線Ｓ３、２次側の出力用の整流ダイオードＤ４１、２次側整流用の平滑コンデンサＣ４１、他の回路用の電源出力端子＋ＯＵＴ及び−ＯＵＴ、１次側と２次側との間に接続された電圧フィードバック用のフォトカプラＰＣ３１ならびに電圧検出回路３３を備えている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、上記の構成要素に、主トランスＴ２の他の２次巻線Ｓ４、整流ダイオードＤ４２、平滑コンデンサＣ４２及び放電用の抵抗Ｒ４１が追加されて構成されている。

また、主トランスＴ２の２次巻線Ｓ４の極性は、１次側のスイッチング素子Ｑ３１がオンした時に整流ダイオードＤ４２がオンする方向になっている。また、主トランスＴ２の２次巻線Ｓ３の極性は、１次側のスイッチング素子Ｑ３１がオフした時に整流ダイオードＤ４１がオンする方向になっている。即ち、フライバックコンバータとして動作するように構成されている。

このように構成されるＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、放電用の抵抗Ｒ４１の両端に、直流電源の電圧に比例した電圧を１次側と絶縁しながら、生成することが可能になる。抵抗Ｒ４１に発生された電圧を電流検出回路３０ｃの入力端子Ｖｉｎに供給することにより、実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置と同様の動作により、電流検出値を補正することが可能になる。

以上説明したように、本発明の実施例３に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置によれば、直流電源の電圧をＤＣ−ＤＣコンバータの２次側で検出し、検出した電圧により電流検出値に対して補正を行うので、直流電源のリップル電圧による直流電圧の変化に対しても電流検出値の補正が行われ、電流のリップルを抑圧することが可能になる。その結果、冷陰極管蛍光灯のチラツキを防止することが可能になる。

実施例はさらに変更が可能である。図４の実施例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランスＴ２の２次巻線Ｓ４、整流ダイオードＤ４２、平滑コンデンサＣ４２及び放電用の抵抗Ｒ４１が追加されて構成され、２次側で直流電圧を検出し、電流検出回路で補正を行ったが、替わりに、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のトランスＴ２の２次巻線Ｓ４、整流ダイオードＤ４２、平滑コンデンサＣ４２及び放電用の抵抗Ｒ４１を１次側に変更し、検出した直流電圧を制御回路１０に印加することにより冷陰極管蛍光灯２０に流れる電流値を補正しても良い。これにより、実施例３と同様な効果がある。

なお、上述した実施例３に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータとしてフライバックコンバータを用いるように構成したが、フォワードコンバータを用いるように構成することもできる。

また、図２に示した実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置及び図４に示した実施例３に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置では、直流電源として、交流電源ＡＣを単に整流平滑する回路の出力を用いたが、力率改善回路等を用い、力率改善回路等の出力を直流電源として用いるように構成することもできる。

本発明は、冷陰極管蛍光灯の明るさの変動やチラツキの発生を抑止することが要求される冷陰極管蛍光灯インバータ装置に利用可能である。

本発明の実施例１に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置に適用される電流検出回路の回路構成を示す図である。 本発明の実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成を示す図である。 本発明の実施例２に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置に適用される電流検出回路の構成を示す回路図である。 本発明の実施例３に係る冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成を示す図である。 従来の冷陰極管蛍光灯インバータ装置の構成を示す図である。 従来の冷陰極管蛍光灯インバータ装置に適用される電流検出回路の構成を示す回路図である。

符号の説明

ＡＣ 交流電源
ＤＢ ダイオードブリッジ回路
１０ 制御回路
２０，２０ａ，２０ｂ 冷陰極管蛍光灯
３０，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ 電流検出回路
３３ 電圧検出回路
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｑ３１ 主スイッチング素子
Ｔ１ トランス
Ｐ１ トランスの１次巻線
Ｓ１ トランスの２次巻線
Ｓ２ トランスの他の２次巻線
Ｔ２ 主トランス
Ｐ 主トランスの１次巻線
Ｓ３ 主トランスの２次巻線
Ｓ４ 主トランスの他の２次巻線
Ｃ 主トランスの補助巻線
Ｒ３１，Ｒ５１〜Ｒ５９ 抵抗
Ｃ４、Ｃ６、Ｃ５１〜Ｃ５３，Ｃｉｎ コンデンサ
Ｃ３１，Ｃ４１，Ｃ４２ 平滑コンデンサ
Ｄ５１，Ｄ５２ ダイオード
Ｄ３１，Ｄ４１，Ｄ４２ 整流ダイオード
ＺＤ５１ ツェナーダイオード
ＯＰ５１，ＯＰ５２ オペアンプ
ＰＣ３１ フォトカプラ
Ｉａｃ１，Ｉａｃ２ 入出力端子
Ｖｃｏ 出力端子
Ｖｉｎ 入力端子
＋ＯＵＴ，−ＯＵＴ 電源出力端子

Claims (5)

1. 交流電源の交流電圧を整流した直流電源と、
   前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とからなる第１直列回路と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルとコンデンサからなる第２直列回路と、
   一端が前記トランスの２次巻線の一端に接続された１以上の冷陰極管蛍光灯と、
   一端が前記１以上の冷陰極管蛍光灯の他端に接続され、他端が前記トランスの２次巻線の他端に接続され、前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路で検出された電流値に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせて前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を所定値に制御する制御手段とを備え、
   前記電流検出回路と前記制御手段との少なくとも一方は、
   前記直流電源のリップル成分を検出し、検出されたリップル成分により、検出された前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流値を補正することを特徴とする冷陰極管蛍光灯インバータ装置。
2. 交流電源の交流電圧を整流した直流電源と、
   前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とからなる第１直列回路と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルとコンデンサからなる第２直列回路と、
   一端が前記トランスの２次巻線の一端に接続された１以上の冷陰極管蛍光灯と、
   一端が前記１以上の冷陰極管蛍光灯の他端に接続され、他端が前記トランスの２次巻線の他端に接続され、前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路で検出された電流値に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせて前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を所定値に制御する制御手段とを備え、
   前記電流検出回路と前記制御手段との少なくとも一方は、
   前記直流電源の直流電圧値を検出し、検出された直流電圧値により、検出された前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流値を補正することを特徴とする冷陰極管蛍光灯インバータ装置。
3. 交流電源の交流電圧を整流した直流電源と、
   前記直流電源が供給されるＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記直流電源の両端に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とからなる第１直列回路と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と前記直流電源の一端との間に接続され、トランスの１次巻線とリアクトルとコンデンサからなる第２直列回路と、
   一端が前記トランスの２次巻線の一端に接続された１以上の冷陰極管蛍光灯と、
   一端が前記１以上の冷陰極管蛍光灯の他端に接続され、他端が前記トランスの２次巻線の他端に接続され、前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路で検出された電流値に基づき前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせて前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流を所定値に制御する制御手段とを備え、
   前記電流検出回路と前記制御手段との少なくとも一方は、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を検出することにより前記直流電源の直流電圧値を検出し、検出された直流電圧値により、検出された前記１以上の冷陰極管蛍光灯に流れる電流値を補正することを特徴とする冷陰極管蛍光灯インバータ装置。
4. 前記リアクトルは、前記トランスの１次巻線と２次巻線との間のリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の冷陰極管蛍光灯インバータ装置。
5. 前記リアクトルは、前記トランスの１次巻線もしくは２次巻線あるいはその両方に直列に接続されたインダクタンスであることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の冷陰極管蛍光灯インバータ装置。

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