JPH11136952A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】いわゆる高周波充電方式のインバータ回路にお
いて、負荷電流のリップル分を低減しながら入力高調波
歪みを改善する。また、スイッチング素子のストレスを
増大させることなく電源電圧変動や負荷変動による出力
変動を低減する。 【解決手段】インバータ回路の高周波出力の一部を帰還
して整流器に交流電源のほぼ全域にわたって高周波的に
電流を流して入力高調波歪みを低減する高周波充電方式
のインバータ装置において、平滑コンデンサの両端電圧
に応じてインバータのスイッチング周波数を変化させ、
負荷電流の瞬時値に応じてオンデューティ比を変化させ
る。特に、平滑コンデンサの両端電圧が増加すると出力
が減少するようにインバータのスイッチング周波数を上
げる制御と、負荷電流の瞬時値が増加すると出力が減少
するようにオンデューティ比を変化させる制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータ回路の
高周波出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全
域にわたって高周波的に電流を流して入力高調波歪みを
低減するインバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のインバータ装置の回路図を図１８
に示す。この従来例は、インバータ回路ＩＮＶの高周波
出力の一部を帰還して整流器ＤＢに交流電源Ｖｓのほぼ
全域にわたって高周波的に電流を流して入力力率を改善
し、更に周波数制御により出力を略一定とするものであ
る（特開平６−７８５５３号）。

【０００３】このインバータ装置は、交流電源Ｖｓを整
流する整流器としてのダイオードブリッジＤＢと、ダイ
オードブリッジＤＢの出力を平滑する平滑コンデンサＣ
１と、振動系（以下、この振動系を「第１の共振系」と
呼ぶ）を含み、平滑コンデンサＣ１の両端電圧を高周波
電圧に変換するインバータ回路ＩＮＶと、上記ダイオー
ドブリッジＤＢの出力端にインピーダンス素子としての
コンデンサＣ４を介してインバータ回路ＩＮＶの高周波
出力の一部を帰還してダイオードブリッジＤＢに交流電
源Ｖｓのほぼ全域にわたって高周波的に電流を流す入力
力率改善回路、交流電源Ｖｓの電源電圧Ｖｉｎを検出す
る電源電圧検出部３１と、検出された電源電圧に応じて
インバータ回路ＩＮＶの発振周波数ｆを調整する周波数
制御部４、並びにスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動部
６とを備えている。

【０００４】インバータ回路ＩＮＶは、平滑コンデンサ
Ｃ１の両端にＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２を直列接続し、スイッチング素子Ｑ２の両端に
直流カット用のコンデンサＣ３及びインダクタＬ１を介
して負荷としての放電灯Ｌａを接続し、負荷Ｌａと並列
にコンデンサＣ２を接続してある。なお、コンデンサＣ
２はインダクタＬ１と共に第１の振動系を構成してい
る。

【０００５】このインバータ回路ＩＮＶでは、スイッチ
ング素子Ｑ１、Ｑ２を高周波的に交互にオン、オフさせ
ることにより、平滑コンデンサＣ１の両端電圧を高周波
電圧に変換し、放電灯Ｌａを高周波点灯する。つまり、
スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、コンデンサＣ１、
スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ
３、放電灯Ｌａの経路で、放電灯Ｌａに電流を流し、こ
のときコンデンサＣ３に蓄積された電荷を電源として、
スイッチング素子Ｑ２がオンのとき、コンデンサＣ３、
インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ２、放電灯Ｌａの
経路でそれまでと逆方向の電流を放電灯Ｌａに流して、
放電灯Ｌａを高周波点灯する。

【０００６】次に、入力力率改善回路は、コンデンサＣ
３と放電灯Ｌａとの接続点とダイオードブリッジＤＢの
正極側の出力端との間に接続されたインピーダンス素子
としてのコンデンサＣ４と、ダイオードブリッジＤＢの
出力とコンデンサＣ１との間に接続されたダイオードＤ
３とで構成してある。この入力力率改善回路では、スイ
ッチング素子Ｑ２のオン時に、ダイオードブリッジＤ
Ｂ、コンデンサＣ４、コンデンサＣ３、インダクタＬ
１、スイッチング素子Ｑ２の経路で電流が流れると共
に、コンデンサＣ４とインダクタＬ１からなる振動系の
作用により、主に、コンデンサＣ４、ダイオードＤ３、
スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ
３を通る経路で反転電流が流れる。

【０００７】このようにコンデンサＣ４を介して交流電
源Ｖｓの全域にわたってダイオードブリッジＤＢに高周
波的に電流を流すようにすれば、入力力率を改善するこ
とができる。しかも、コンデンサＣ４とダイオードＤ３
とを追加するだけの簡単な構成で、入力力率を改善する
ことができる。なお、交流電源Ｖｓとダイオードブリッ
ジＤＢとの間には高周波カットフィルタＦを挿入し、高
周波成分が交流電源Ｖｓ側に漏れることを防止してあ
る。

【０００８】ところで、上述の構成のインバータ装置で
は、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ
２のスイッチング周波数が変化すると、図１９（ｂ）〜
（ｄ）に破線で示す包絡線波形が変化する。つまり、出
力電圧Ｖｏｕｔのリップルが大きくなり、負荷の動作に
悪影響を及ぼすという問題があった。例えば、放電灯点
灯装置の場合に放電灯Ｌａを調光点灯させると、放電灯
Ｌａにちらつきを生じるという問題が起こる。

【０００９】この包絡線波形が変化する原因について以
下に説明する。インバータ装置に設けられたコンデンサ
Ｃ４の充電は、上述したようにダイオードブリッジＤ
Ｂ、コンデンサＣ４、コンデンサＣ３、インダクタＬ
１、スイッチング素子Ｑ２の経路で行われ、コンデンサ
Ｃ４の放電は、主に、コンデンサＣ４、ダイオードＤ
３、スイッチング素子Ｑ１、インダクタＬ１、コンデン
サＣ３の経路で行われ、このときコンデンサＣ４の両端
電圧は低下する。ここで、上記コンデンサＣ４の充放電
のタイミングはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン、オ
フと同時に開始されるわけではなく、このコンデンサＣ
４の両端電圧ＶＣ４と、電源電圧Ｖｉｎ、インダクタＬ
１の両端電圧Ｖ_L1、コンデンサＣ３の両端電圧Ｖ_C3との
電圧関係で決まる。いま、上記コンデンサＣ４が充放電
されていない場合には、図１８の回路は図２０に示す構
成になっていると考えてよい。また、コンデンサＣ４が
充放電されている場合には図２１の構成となっていると
考えてよい。つまり、上記図２０と図２１の回路の切り
換わりによる、その出力差により上記リップルが発生す
るのである。

【００１０】そこで、本従来例では、交流電源Ｖｓの電
源電圧Ｖｉｎを電源電圧検出部３１で検出し、周波数制
御部４がその電源電圧Ｖｉｎに応じてインバータ回路Ｉ
ＮＶの発振周波数ｆを変化させるようにしてある。つま
り、電源電圧Ｖｉｎが高くなると、それに応じてインバ
ータ回路の発振周波数を低くし、逆に電源電圧Ｖｉｎが
低くなると、インバータ回路の発振周波数を高くするも
のである。

【００１１】一方、交流電源Ｖｓの電源電圧Ｖｉｎを検
出してスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティ比
を変化させることにより負荷電流の包絡線波形のリップ
ル分を低減する方法もある。しかしながら、オンデュー
ティ比で出力を制御できる範囲が狭いため、例えば負荷
変動や電源電圧変動により出力が大きく変動するという
問題、或いはオンデューティ比がきわめて小さくなり、
スイッチング素子にストレスを生じさせるという問題が
ある。この問題に対して、特願平７−２７９５１４号に
示されるように交流電源Ｖｓのゼロクロス付近で周波数
制御を併用して負荷変動や電源電圧変動に対応するもの
がある。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで入力電流はイ
ンバータの駆動周波数に比例するため、交流電源Ｖｓの
瞬時値に応じて或いは交流電源Ｖｓの特定の位相におい
て周波数を変化させると、入力電流波形が歪んで、入力
高調波歪みが増大する。インバータ機器の入力高調波歪
みを低減するためにはフィルタ回路が大型化するという
問題がある。

【００１３】本発明はこのような問題を解決するために
なされたものであり、その目的とするところは、高周波
出力の一部を帰還して整流器に交流電源のほぼ全域にわ
たって高周波的に電流を流して入力力率を改善する、い
わゆる高周波充電方式のインバータ回路において、負荷
電流のリップル分を低減しながら入力高調波歪みを改善
することにある。また、本発明の更なる目的は、スイッ
チング素子のストレスを増大させることなく電源電圧変
動や負荷変動による出力変動を低減することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
にあっては、上記の課題を解決するために、交流電源を
整流する整流手段と、整流手段の出力電圧を平滑する平
滑コンデンサと、平滑コンデンサを電源として高周波電
圧を負荷に出力するインバータと、インバータの高周波
出力の一部からなる帰還電源と、帰還電源の出力をイン
バータの入力側に帰還するとともに前記負荷の変動に応
じて帰還電源の電圧を増・減することにより平滑コンデ
ンサの両端電圧の上昇を抑制するように帰還電源からの
帰還量を増・減させる高周波帰還手段と、インバータの
制御手段とを備え、インバータは第１の共振回路を含
み、高周波帰還手段は第１の共振回路の共振周波数とは
異なる共振周波数を有した第２の共振回路を含む電源装
置において、制御手段は平滑コンデンサの両端電圧値に
応じてインバータのスイッチング周波数を変化させ、負
荷電流の瞬時値に応じてオンデューティ比を変化させる
ことを特徴とするものである。

【００１５】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例に適用する
主回路の基本構成を説明する。以下の回路構成は、従来
例と比べて始動時等の軽負荷時に平滑コンデンサＣ１の
電圧Ｖｄｃが上昇しないようにすることに特徴があり、
さらに全負荷時からスイッチング周波数を上げていく
と、負荷出力が絞られ、かつ、平滑コンデンサＣ１の電
圧Ｖｄｃが低減するように動作するものである。

【００１６】（主回路構成１）本発明の主回路構成１を
図１に示す。本回路は図１８の帰還用のコンデンサＣ４
をコンデンサＣｉｎ１とインダクタＬｉｎの並列回路と
コンデンサＣｉｎとの直列回路により構成される共振回
路（以下Ｚ１とする）とし、この共振回路Ｚ１に図２に
示す特性を有する共振（以下、「第２共振系」と呼ぶ）
を生じさせる。この第２共振系では、

【数１】 の周波数では、インダクタＬｉｎとコンデンサＣｉｎ１
による共振でインピーダンスが極めて高くなる。その結
果、第２共振回路Ｚ１の容量成分は減少する。従って、
軽負荷時の動作周波数が周波数ｆｒ２付近に設定されれ
ば、第２共振回路Ｚ１を通して流れる電流が制限され、
入力電力が減少し、結果としてコンデンサＣ１の両端電
圧Ｖｄｃを低減することができる。軽負荷時におけるイ
ンバータ回路の駆動周波数は図２の斜線内に設定する。
第２共振回路Ｚ１の等価インピーダンスは、コンデンサ
Ｃｉｎ、インダクタＬｉｎ、コンデンサＣｉｎ１により
設定されるため、インダクタＬ１、コンデンサＣ２によ
り設定されるインバータ回路の共振回路とはほぼ独立し
て設定できる。従って、図３に示す周波数制御により予
熱・始動・定常点灯の各制御を行う放電灯点灯用インバ
ータ回路の通常の共振特性の予熱周波数付近に周波数ｆ
ｒ２を設定することにより、予熱時のコンデンサＣ１の
両端電圧Ｖｄｃの上昇を軽減することができるものであ
る。更に、周波数ｆｒ１からｆｒ２の間では周波数が高
くなるに従って、第２共振回路Ｚ１の等価インピーダン
スが高くなるため、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃが
低減するように動作する。

【００１７】（主回路構成２）本発明の主回路構成２を
図４に示す。本回路は、軽負荷時の駆動周波数で第２共
振回路Ｚ１の容量成分を変化させる他の回路例であり、
第２共振回路Ｚ１の特性を図５に示す。本回路構成で
は、インダクタＬｉｎとコンデンサＣｉｎの直列回路に
コンデンサＣｉｎ１を並列接続してなる第２共振回路Ｚ
１を備えている。この第２共振回路Ｚ１を用いた回路の
動作原理は、図５の主回路構成１と同様であり、第２共
振回路Ｚ１により入力電流が制限され、入力電力が減少
する。この共振回路では、

【数２】 であり、図２と同様、軽負荷時にはスイッチング周波数
は図５の斜線部の範囲内に設定される。

【００１８】（主回路構成３）本発明の主回路構成３を
図６に示す。上述の主回路構成１，２において、第２共
振回路Ｚ１を介して流れる入力電流Ｉｉｎは、図１、図
４の点Ａの電位ＶＡのピーク値Ｖｐを低減させれば減少
させることができ、結果的にコンデンサＣ１の電圧Ｖｄ
ｃを低減できる。しかし、点Ａの電位ＶＡは一般に軽負
荷時の方が全負荷時よりも高くなる。このように相反し
た動作を両立させるため、本発明の主回路構成３では、
図６に示すように、コンデンサＣ１の両端に、インダク
タＬ２、コンデンサＣ５、放電灯負荷ＦＬより成る第２
共振回路を接続する。主回路構成３のインバータ回路部
の等価回路の概略構成を図７に示す。

【００１９】ここで、Ｃａは点Ａから見た等価容量であ
り、抵抗Ｒｌａは放電灯ＦＬの抵抗成分を示す。図８
（ａ），（ｂ）に軽負荷時（破線）及び全負荷時（実
線）の点Ａの電圧ＶＡのピーク電圧Ｖｐと、負荷電圧Ｖ
ｌａとをそれぞれ正規化した周波数特性を示す。なお、

【数３】 である。軽負荷時の条件では周波数ｆｒ２でインダクタ
Ｌ２とコンデンサＣ５とによる共振が生じるから、点Ａ
の電圧ＶＡの振幅Ｖｐはほぼゼロになる（図８（ａ）参
照）。これによって、コンデンサＣｉｎを通して流れる
入力電流は大幅に減少する。従って、軽負荷時のコンデ
ンサＣ１の電圧Ｖｄｃを下げることができる。また、イ
ンダクタＬ２、コンデンサＣ５の共振により、図９に示
すように負荷電圧Ｖｌａ（破線）は振幅Ｖｐ（実線）よ
りも高い状態に保つことができる。従って、予熱周波数
付近にｆｒ２を設定することにより予熱時のコンデンサ
Ｃ１の電圧Ｖｄｃの上昇を軽減することができるもので
ある。更に、周波数ｆｒ２からｆｒ１の間では、周波数
が高くなるにつれて共振回路Ｚ１の等価インピーダンス
が高くなるため、基本的にコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃ
が低減するように動作する。

【００２０】軽負荷時にコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃの
上昇を抑制する他の方法として、図６に示す主回路構成
３において、第２共振周波数ｆｒ２を第１共振周波数ｆ
ｒ０に近づける方法がある。これは、図９に示す共振方
法では、第２共振周波数ｆｒ２は第１共振周波数ｆｒ０
よりもかなり高く設定されるため、第２共振周波数ｆｒ
２付近では、放電灯ＦＬを始動し、点灯を維持するのに
必要な高い電圧ゲインは得られないため、始動周波数は
第２共振周波数ｆｒ２よりも充分低くなければならな
い。従って、始動時のコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃは上
昇してしまう。そこで、インダクタＬ２の値を比較的大
きくして、第２共振周波数ｆｒ２を低下させて第１共振
周波数ｆｒ０に近づけて適切に設計することにより、図
１０（ａ），（ｂ）に示すような特性とする。図１０
（ａ），（ｂ）は、点Ａの電位ＶＡのピーク電圧Ｖｐ
と、負荷電圧Ｖｌａとをそれぞれ正規化した周波数特性
を示している。図中、破線は軽負荷時、実線は全負荷時
の特性を示す。図１０の斜線部の範囲内で動作させると
軽負荷時の点Ａの電位ＶＡの振幅Ｖｐは全負荷時よりも
常に低く、負荷電圧Ｖｌａは軽負荷時よりも全負荷時の
方が高くなるため、始動時においてもコンデンサＣ１の
電圧Ｖｄｃの上昇を比較的抑えることが可能となる。更
に第２共振周波数ｆｒ２がより低周波側に設定されるた
め、周波数が高くなるにつれてコンデンサＣ１の電圧Ｖ
ｄｃが低減するように動作する範囲が広くなる。

【００２１】

【実施例】

（実施例１）本発明の実施例１の回路構成を図１１に示
す。以下、その回路構成について説明する。交流電源Ｖ
ｓはフィルタ回路Ｆを介してダイオードブリッジＤＢの
交流入力端子に接続されている。ダイオードブリッジＤ
Ｂの直流出力端子の正極にはダイオードＤ３のアノード
・カソード間を介して平滑コンデンサＣ１の正極が接続
されている。平滑コンデンサＣ１の負極はアースに接地
されると共に、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子
の負極に接続されている。平滑コンデンサＣ１の両端に
は、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２
の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の接続点ｂ及び制御電極ａ，ｃは、駆動部６の出力
端子ｂ，ａ，ｃにそれぞれ接続されており、スイッチン
グ素子Ｑ１、Ｑ２が所定の周波数、所定のオンデューテ
ィ比で交互にオン・オフされるように制御されるもので
ある。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点ｂにはイン
ダクタＬ１の一端が接続されており、インダクタＬ１の
他端は、コンデンサＣｉｎを介してダイオードブリッジ
ＤＢの直流出力端子の正極に接続されると共に、コンデ
ンサＣ２を介してダイオードブリッジＤＢの直流出力端
子の負極に接続されている。コンデンサＣ２の両端に
は、直流成分カット用のコンデンサＣ３を介して、イン
ダクタＬ２とコンデンサＣ５の直列共振回路が接続され
ている。コンデンサＣ５には放電灯ＦＬが並列に接続さ
れている。なお、この実施例では、コンデンサＣ５は放
電灯ＦＬのフィラメントの非電源側端子間に接続されて
おり、予熱電流通電経路を兼ねている。インバータ回路
ＩＮＶに流れる負荷電流Ｉｚは、負荷電流検出部１のカ
レントトランスにより検出されている。また、平滑コン
デンサＣ１の電圧Ｖｄｃは平滑電圧検出部３により検出
されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の周波数は、
平滑電圧検出部３の検出値に応じて周波数制御部４によ
り制御され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデュー
ティ比は、周波数制御部４により設定された１周期内
で、負荷電流検出部１の検出値に応じてオンデューティ
比制御部５により制御される。

【００２２】すなわち、図１５に示す回路構成は、上述
の図１０に示した主回路構成３に、平滑電圧検出部３及
び負荷電流検出部１を設け、平滑電圧検出部３の出力に
よりスイッチング周波数を設定する周波数制御部４、負
荷電流検出部１の出力により周波数制御部４により設定
された１周期内でパルスのオンデューティを制御するオ
ンデューティ比制御部５を設け、オンデューティ比制御
部５の出力によりスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動す
る駆動部６を設けたものである。

【００２３】主回路の動作は前述の通りであるので、検
出・制御回路の動作について説明する。本制御回路によ
れば、平滑コンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが高くなると、
周波数制御部４の出力するパルスの周波数が高くなる。
また、負荷電流が少ないときには出力を増大させるよう
に、周波数制御部４の出力するパルスの周期を５０％の
オンデューティのパルスに変換して、反対に負荷電流が
大きくなると、出力を絞るように上記オンデューティの
比率を５０％よりも小さく或いは大きくする。駆動部６
はオンデューティ比制御部５の出力がハイレベルにある
ときにスイッチング素子Ｑ１或いはＱ２の一方のスイッ
チング素子のみをオンし、ローレベルにあるときにはも
う一方のスイッチング素子のみをオンする。従って、ス
イッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動周波数はコンデンサＣ
１の電圧Ｖｄｃにより制御され、オンデューティ比は負
荷電流Ｉｚにより制御される。

【００２４】本実施例は以下のように作用する。交流の
周期で変動する負荷電流リップル分を検出してスイッチ
ング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティ比を制御すること
により負荷電流のクレストファクタを改善する。一方、
電源電圧が上昇すると平滑電圧Ｖｄｃが上昇する。これ
を検出すると、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチ
ング周波数を上げて、出力の増大を抑制する。また本回
路構成では、全負荷の状態からスイッチング周波数を上
げると、出力は絞られるが、平滑電圧Ｖｄｃが低減する
ように設計されているため、スイッチング周波数は電源
電圧が上昇する前よりも高い周波数で安定し、平滑電圧
Ｖｄｃ及び出力もほぼ一定に保つことができる。反対に
電源電圧が低減した場合には、スイッチング周波数が低
減し、平滑電圧Ｖｄｃ及び出力がほぼ一定に保たれる。

【００２５】更に放電灯負荷においては、周囲温度変化
等によりランプインピーダンスが変化する。特に管径１
６ｍｍのいわゆるＴ５ランプ等の細管ランプにおいて
は、ランプインピーダンスが大きく、インピーダンスの
変化量も大きくなる傾向にある。例えば低温時にはラン
プインピーダンスが小さくなり、ランプ電流は増加する
にもかかわらず出力は低下するようなことが起こる。こ
の場合、軽負荷となるためコンデンサＣ１の平滑電圧Ｖ
ｄｃは上昇する。従ってスイッチング周波数は高くな
り、ランプ電流を絞り、コンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃの
上昇も抑制される。

【００２６】なお、以上の平滑電圧Ｖｄｃを検出しての
周波数制御では、入力電圧の瞬時変化に応じてではなく
平均電圧を検出しているから、商用交流周期でスイッチ
ング周波数が変化しないため、入力高調波歪みは増大し
ない。一方、負荷電流Ｉｚの平均値は周波数制御により
一定に保たれるため、商用交流周期での負荷電流の変動
は小さく保たれ、スイッチング素子にかかるストレスが
小さい状態でオンデューティ比制御により負荷電流のク
レストファクタ改善が可能となる。以上のように本実施
例は入力高調波歪みを小さく保ったまま負荷電流の変動
を抑え、クレストファクタを改善する効果がある。

【００２７】なお、図１１に示す回路構成では、主回路
構成３を例にして制御回路構成を示したものであるが、
主回路構成１、２であっても同様の効果がある。すなわ
ち、上述の主回路構成１〜３に示すように、全負荷時に
駆動周波数を高くすることにより負荷出力電力を低減す
ると同時に平滑電圧Ｖｄｃを低下できるタイプのインバ
ータ回路において、交流電源Ｖｓの平滑電圧Ｖｄｃの検
出値に応じて周波数制御を行い、負荷電流Ｉｚの瞬時値
に応じてオンデューティ比の制御を行う点が本実施例の
趣旨である。また、負荷は放電灯負荷でなくても同様の
効果がある。また、放電灯負荷を用いる場合でも、コン
デンサＣ５を放電灯ＦＬのフィラメントを介して接続す
ることにより予熱をする方式に限らず、フィラメント両
端間に別途電流供給回路を設けた構成であっても構わな
い。

【００２８】（実施例２）本発明の実施例２の回路構成
を図１２に示す。本実施例の回路構成は、図１１に示す
実施例１の平滑電圧検出部３の代わりにランプ電流の平
均値を検出する平均値検出部１２を設け、その出力によ
り周波数制御部４が動作するものである。他は実施例１
と同様であるため、同じ動作部分の説明は省略する。

【００２９】本実施例は上述の実施例１が平滑コンデン
サＣ１の電圧Ｖｄｃを検出して周波数制御を行うもので
あったのに対して、負荷電流Ｉｚの平均値により周波数
制御を行うものである。実施例１でも示したように、電
源電圧が変動して上昇すると、平滑コンデンサＣ１の電
圧Ｖｄｃが上昇し、ランプ電流の平均値は増大する。ラ
ンプ電流の平均値が増大するとスイッチング周波数を上
げてコンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃ及び出力をほぼ一定に
保つ制御をする。負荷電流のリップル分はオンデューテ
ィ比制御によりほぼ一定に保つため、実施例１と同様、
商用交流の周期でスイッチング周波数が変化することは
なく、スイッチング周波数の制御による入力高調波歪み
は増大しない。

【００３０】本実施例では、負荷電流の平均値を検出し
てスイッチング周波数を制御したが、負荷電力の平均値
を検出しても構わない。また、図１２に示す回路構成は
主回路構成３を例に制御回路構成を示したものである
が、主回路構成１、２であっても同様の効果がある。ま
た、負荷は放電灯負荷でなくても同様の効果がある。

【００３１】（実施例３）本発明の実施例３の回路構成
を図１３に示す。本実施例の回路構成は、図１２に示し
た負荷電流検出部１に代えて、負荷電圧検出部２を設け
たものである。すなわち、上述の実施例２では負荷電流
の瞬時値検出部１１の出力に応じてオンデューティ制御
を行い、平均値検出部１２の出力により周波数制御を行
うものであったのに対して、本発明の実施例３は抵抗負
荷に関して、図１７に示すように負荷電圧を検出し、負
荷電圧の瞬時値検出部２１の出力に応じてオンデューテ
ィ制御を行い、平均値検出部２２の出力により周波数制
御を行うものである。

【００３２】抵抗負荷では負荷電圧は負荷電流に比例す
るため、電流検出を行うためのカレントトランスやシャ
ント抵抗を用いずに負荷の両端電圧を直接検出すること
ができ、簡単な回路で実施例１及び２と同様な動作が可
能となる。また、負荷電圧だけでなく、負荷電流と負荷
電圧を組み合わせて検出制御できることは言うまでもな
い。なお、図１３に示す回路構成は主回路構成３を例に
制御回路構成を示したものであるが、主回路構成１、２
であっても同様の効果がある。

【００３３】（実施例４）本発明の実施例４の回路構成
を図１４に示す。本実施例は実施例１〜３において軽負
荷時には負荷電流を検出してリップル分を減少するよう
に、負荷電流の検出値に応じて周波数制御あるいは周波
数制御とオンデューティ比制御の組み合わせを行うもの
である。例えば放電灯負荷の調光時等の軽負荷時には出
力を絞るため、商用交流周期の全般にわたって全負荷時
よりもスイッチング周波数を上げる制御を行う。全負荷
時には負荷電流のリップル分を低減するため、図２０の
状態と図２１の状態で出力がほぼ同じとなるように共振
回路を設計すると、軽負荷時にはスイッチング周波数が
大きく変化するため、図２０の状態と図２１の状態とで
出力が変わってしまい、出力差が大きく、クレストファ
クタが悪くなる。このような大きな出力差をオンデュー
ティ比のみで制御すると、ある位相ではオンデューティ
比がきわめて小さくなり、スイッチング素子にストレス
を生じさせるという問題がある。

【００３４】そこで、本実施例では軽負荷時には負荷電
流を検出して、周波数制御によりクレストファクタを改
善するように制御回路を切り替えるものである。このよ
うな制御をすることにより、スイッチング素子のストレ
スを増大させることなく、商用交流周期で大きく変動す
る負荷電流を一定化することができる。

【００３５】一方、商用交流周期で周波数が変化するた
め入力高調波歪みは増大する。しかし、軽負荷時である
ため、入力電流の絶対値が減少するので、その高調波成
分の絶対値も少なく、許容可能な範囲とすることができ
る。

【００３６】さらに、クレストファクタを改善する制御
のために周波数制御とオンデューティ比制御を併用する
（例えば瞬時出力を低減するときには周波数を上げると
同時にオンデューティ比を小さくする）と、周波数のみ
の制御を行う場合に比べて、周波数の変化幅は小さくな
るため、入力高調波歪みの増大は低く抑えることができ
る。

【００３７】また、全負荷時と同様にコンデンサＣ１の
電圧Ｖｄｃを検出して商用交流周期と同期しない周波数
制御を組み合わせることにより、電源電圧変動等に対応
することも可能である。

【００３８】本実施例は全負荷時よりも商用交流周期で
の出力変動が大きくなる軽負荷時において、スイッチン
グ素子のストレスを増大することなくリップル分を低減
する効果がある。なお、図１４に示す回路構成は主回路
構成３を例に制御回路構成を示したものであるが、主回
路構成１、２であっても同様の効果がある。

【００３９】（実施例５）本発明の実施例５の回路構成
を図１５に示す。本実施例は、上述の実施例４で周波数
制御とオンデューティ比制御を併用する制御において、
連続的に出力を変化させる場合に、軽負荷になるに従っ
てオンデューティ比制御に比べて周波数制御の比率を増
大させるものである。このような制御により入力電流の
絶対値が大きいときには入力高調波歪みの絶対値を低く
抑え、負荷出力が小さく商用交流周期での出力変動が大
きい時にはリップル分を低減する効果を強くするもので
ある。なお、図１５に示す回路構成は主回路構成３を例
に制御回路構成を示したものであるが、主回路構成１、
２であっても同様の効果がある。

【００４０】（実施例６）本発明の実施例６の回路構成
を図１６に示す。本実施例は放電灯負荷が多灯並列点灯
される放電灯点灯装置に関わり、ランプＦＬａ、ＦＬｂ
及びフィラメント予熱用と共振用を兼ねたコンデンサＣ
５ａ、Ｃ５ｂがバランサＢＬを介して並列接続されてい
る。この回路において、１灯外して１灯のみで点灯する
（いわゆる１灯外しモード）では、２灯並列点灯時と比
べて比べて軽負荷となるため、出力を絞る必要がある。
このような状態において実施例４、５と同様の制御を行
うものである。なお、図１７に示すようにバランサより
電源側に共振用コンデンサＣ５を配置し、フィラメント
の予熱は別電源（例えば図１７のフィラメント予熱用ト
ランスＴ）を設けて予熱する方式であっても同様の効果
がある。

【００４１】

【発明の効果】請求項１〜４の発明によれば、平滑電圧
或いは負荷出力の平均値を検出して周波数制御を行い、
負荷出力の瞬時値を検出してオンデューティ比制御を行
うため、入力高調波歪みを小さく保ったまま電源変動及
び負荷インピーダンス変動による負荷出力の変動を抑
え、クレストファクタを改善する効果がある。

【００４２】請求項５及び６の発明によれば、全負荷時
よりも商用交流周期での出力変動が大きくなる軽負荷時
においてスイッチ素子のストレスを増大することなく負
荷出力のリップル分を低減する効果がある。

【００４３】請求項７及び８の発明によれば、複数個あ
る負荷の一部が外れてもスイッチング素子のストレスを
増大することなく負荷出力のリップル分を低減する効果
がある。

【００４４】請求項９及び１０の発明によれば、放電灯
負荷を安定点灯するインバータ装置において、入力高調
波歪みを小さく保ったままランプ出力の変動及びランプ
ちらつきを抑える効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用されるインバータ装置の基本回路
構成を示す回路図である。

【図２】図１のインバータ装置に用いる第２共振回路の
インピーダンスの周波数特性を示す図である。

【図３】図１のインバータ装置による放電灯点灯のため
の周波数制御を説明するための説明図である。

【図４】本発明を適用されるインバータ装置の他の基本
回路構成を示す回路図である。

【図５】図４のインバータ装置に用いる第２共振回路の
インピーダンスの周波数特性を示す図である。

【図６】本発明を適用されるインバータ装置の別の基本
回路構成を示す回路図である。

【図７】図６のインバータ装置の共振系と放電灯負荷の
等価回路図である。

【図８】本発明の動作説明のための第１の周波数特性図
である。

【図９】本発明の動作説明のための第２の周波数特性図
である。

【図１０】本発明の動作説明のための第３の周波数特性
図である。

【図１１】本発明の実施例１の回路図である。

【図１２】本発明の実施例２の回路図である。

【図１３】本発明の実施例３の回路図である。

【図１４】本発明の実施例４の回路図である。

【図１５】本発明の実施例５の回路図である。

【図１６】本発明の実施例６の回路図である。

【図１７】本発明の実施例６の一変形例の回路図であ
る。

【図１８】従来例の回路図である。

【図１９】従来例の動作説明のための波形図である。

【図２０】従来例の動作説明のための第１の等価回路図
である。

【図２１】従来例の動作説明のための第２の等価回路図
である。

【符号の説明】

Ｖｓ 交流電源 ＦＬ 放電灯 ＤＢ 整流器（ダイオードブリッジ） Ｑ１ スイッチング素子 Ｑ２ スイッチング素子 Ｃ１ 平滑コンデンサ Ｃ２ 共振及び予熱用コンデンサ Ｌ１ 共振用インダクタ Ｚ１ 第２共振回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を整流する整流手段と、整流
   手段の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コン
   デンサを電源として高周波電圧を負荷に出力するインバ
   ータと、インバータの高周波出力の一部からなる帰還電
   源と、帰還電源の出力をインバータの入力側に帰還する
   とともに前記負荷の変動に応じて帰還電源の電圧を増・
   減することにより平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑
   制するように帰還電源からの帰還量を増・減させる高周
   波帰還手段と、インバータの制御手段とを備え、インバ
   ータは第１の共振回路を含み、高周波帰還手段は第１の
   共振回路の共振周波数とは異なる共振周波数を有した第
   ２の共振回路を含む電源装置において、制御手段は平滑
   コンデンサの両端電圧に応じてインバータのスイッチン
   グ周波数を変化させ、負荷電流の瞬時値に応じてオンデ
   ューティ比を変化させることを特徴とするインバータ装
   置。
2. 【請求項２】 制御手段は平滑コンデンサの両端電圧
   が増加すると出力が減少するようにインバータのスイッ
   チング周波数を上げる制御と、負荷電流の瞬時値が増加
   すると出力が減少するようにオンデューティ比を変化さ
   せる制御を行う手段であることを特徴とする請求項１に
   記載のインバータ装置。
3. 【請求項３】 制御手段は負荷出力の平均値に応じて
   インバータのスイッチング周波数を変化させることを特
   徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
4. 【請求項４】 制御手段は負荷電圧の瞬時値に応じて
   インバータのスイッチングのオンデューティ比を変化さ
   せることを特徴とする請求項１又は２に記載のインバー
   タ装置。
5. 【請求項５】 制御手段は軽負荷時に負荷出力の瞬時
   値に応じてインバータのスイッチング周波数及びオンデ
   ューティ比を変化させることを特徴とする請求項１に記
   載のインバータ装置。
6. 【請求項６】 制御手段は負荷出力が軽くなるにつれ
   てスイッチングのオンデューティ比制御の割合と比べて
   周波数制御の割合を大きくすることを特徴とする請求項
   ５に記載のインバータ装置。
7. 【請求項７】 負荷は２個以上並列接続され、一部の
   負荷が外れると負荷出力の瞬時値に応じてインバータの
   スイッチング周波数びオンデューティ比を変化させるこ
   とを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
8. 【請求項８】 負荷は２個以上並列接続され、一部の
   負荷が外れると負荷出力が軽くなるにつれてスイッチン
   グのオンデューティ比制御の割合と比べて周波数制御の
   割合を大きくすることを特徴とする請求項７に記載のイ
   ンバータ装置。
9. 【請求項９】 負荷が放電灯であることを特徴とする
   請求項１乃至８のいずれかに記載のインバータ装置。
10. 【請求項１０】 負荷は管外径が２０ｍｍ以下の蛍光
    灯であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに
    記載のインバータ装置。