JP2000012260A

JP2000012260A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2000012260A
Application number: JP19682398A
Authority: JP
Inventors: Tadahiro Kono; 忠博河野
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1998-06-25
Filing date: 1998-06-25
Publication date: 2000-01-14

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング素子のオンデューティの制御をし
つつカタホレシス現象の発生を抑制することができる放
電灯点灯装置を提供する。【解決手段】インバータ回路ＩＮＶは一対のスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を備える。スイッチング素
子Ｑ１の両端間に直流カット用のコンデンサＣ４を介し
て放電灯Ｌａを含む負荷回路が接続される。スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２は制御回路３からの制御信号Ｈ０，Ｌ
０により高周波で交互にオンオフされる。タイマ時間ご
とにタイマ出力を発生するタイマ回路８と、タイマ回路
８のタイマ出力を受けた時に上記一対の制御信号Ｈ０，
Ｌ０のオンデューティを他方の制御信号Ｌ０，Ｈ０のオ
ンデューティに切り換えさせる切換信号を出力するデュ
ーティ反転制御回路９とを設けてある。制御回路３とタ
イマ回路８とデューティ反転制御回路９とで反転手段を
構成している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯を高周波点
灯させる放電灯点灯装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来より、図１３および図１４に示すよ
うに、交流電源Ｖｓを高周波阻止用のフィルタ回路Ｆを
介してダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢで全波整
流した後に、整流器ＤＢの出力をインバータ回路ＩＮＶ
により高周波出力に変換することによって放電灯Ｌａを
点灯させる放電灯点灯装置が提供されている。

【０００３】（従来例１）図１３に示す放電灯点灯装置
では、インバータ回路ＩＮＶは、いわゆるハーフブリッ
ジ型であって、バイポーラトランジスタからなる一対の
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を備え、両スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路は整流器ＤＢの直流
出力端間に接続されている。また、両スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の直列回路には、平滑コンデンサＣ０が並列
接続されている。さらに、一方のスイッチング素子Ｑ１
の両端間には、直流カット用のコンデンサＣ４を介して
コンデンサＣ６とインダクタＬ１と放電灯Ｌａとからな
る負荷回路が接続してあり、コンデンサＣ６の両端間に
放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端子が接続されて
いる。また、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には回生電
流を流すためのダイオードＤ０１，Ｄ０２が逆並列に接
続されている。

【０００４】この放電灯点灯装置は、両スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２を制御回路３によって高周波で交互にオン
オフすることによって、放電灯Ｌａを高周波点灯するよ
うになっている。

【０００５】ここに、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は制
御回路３から入力される制御信号Ｈ０，Ｌ０によって交
互にオンオフされるが、制御信号Ｈ０，Ｌ０のオンデュ
ーティについては特に規定されていなかった。このた
め、オンデューティの制御は、両スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の一方のオン幅を略一定として、他方のオン幅
あるいは駆動周波数を変化させることによって製造段階
でインバータ回路ＩＮＶの出力を調整する場合や、整流
器ＤＢの出力電圧や平滑コンデンサＣ０の両端電圧を検
出してフィードバックあるいはフィードフォワードして
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを変化さ
せることにより、交流電源Ｖｓの電圧変動に対する補償
を行う場合や、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデュ
ーティを変えることで調光を行う場合、などに利用され
ている。このようなハーフブリッジ型のインバータ回路
ＩＮＶは放電灯Ｌａの安定器として制御性がよく、回路
部品数が少なく低コストで提供することができるので、
放電灯Ｌａの安定器として広く採用されている。

【０００６】（従来例２）図１４に示した放電灯点灯装
置は特開平９−１２１５５０号公報に開示されている。
図１４に示した放電灯点灯装置では、インバータ回路Ｉ
ＮＶは、ＭＯＳＦＥＴからなる一対のスイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２の直列回路を備え、両スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列回路はダイオードＤ２，Ｄ１の直列回路
を介して整流器ＤＢの直流出力端間に接続されている。
また、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路には、
インダクタＬ２と平滑用のコンデンサＣ３とダイオード
Ｄ４との直列回路が並列接続されるとともに、コンデン
サＣ５が並列接続されるている。また、コンデンサＣ３
とダイオードＤ４との接続点と両スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接続点との間には、ダイオードＤ３が接続さ
れている。

【０００７】また、ダイオードＤ２にはインピーダンス
素子としてのコンデンサＣ２が並列接続され、両スイッ
チング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と両ダイオードＤ２，Ｄ
１の接続点との間には、直流カット用のコンデンサＣ４
を介してリーケージトランスＬＴの一次巻線が接続して
あり、リーケージトランスＬＴの二次巻線には放電灯Ｌ
ａの両フィラメントの電源側端子が接続され、放電灯Ｌ
ａの両フィラメントの非電源側端子にはコンデンサＣ６
が接続されている。

【０００８】この放電灯点灯装置は、両スイッチング素
子Ｑ１，Ｑ２を制御回路３によって高周波で交互にオン
オフすることによって、放電灯Ｌａを高周波点灯するよ
うになっている。

【０００９】また、ダイオードＤ３，Ｄ４、インダクタ
Ｌ２、コンデンサＣ３からなる回路は、いわゆる部分平
滑回路を構成しており、ダイオードＤ４は平滑用のコン
デンサＣ３に充電電流を流す極性に接続され、ダイオー
ドＤ３はコンデンサＣ３の放電電流を流す極性に接続さ
れている。なお、この部分平滑回路は、降圧チョッパ回
路として動作する。

【００１０】以下に図１４の放電灯点灯装置の動作を簡
単に説明する。

【００１１】スイッチング素子Ｑ１がオンすると、交流
電源Ｖｓ→フィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング
素子Ｑ１→コンデンサＣ４→リーケージトランスＬＴ→
ダイオードＤ１→整流器ＤＢ→フィルタ回路Ｆ→交流電
源Ｖｓの経路で電流が流れる。

【００１２】その後、スイッチング素子Ｑ１がオフし、
スイッチング素子Ｑ２がオンすると、リーケージトラン
スＬＴ→コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２の内蔵
ダイオード→コンデンサＣ４→リーケージトランスＬＴ
の経路で電流が流れて、コンデンサＣ２が充電される。
この時、コンデンサＣ２の両端電圧と整流器ＤＢの出力
電圧（コンデンサＣ１の両端電圧）との和がコンデンサ
Ｃ５の両端電圧Ｖｃ５よりも大きくなると、コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の電荷がダイオードＤ１を介してコンデンサ
Ｃ５に充電される。その後、コンデンサＣ４を電源とし
てコンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサ
Ｃ２→リーケージトランスＬＴ→コンデンサＣ４の経路
で電流が流れ、コンデンサＣ２の充電電圧が０Ｖになる
と、ダイオードＤ２が導通する。

【００１３】その後、スイッチング素子Ｑ２がオフ、ス
イッチング素子Ｑ１がオンになると、リーケージトラン
スＬＴ→コンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ１の内蔵
ダイオード→コンデンサＣ５→ダイオードＤ２→リーケ
ージトランスＬＴの経路で電流が流れる。その後、コン
デンサＣ５→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ４→
リーケージトランスＬＴ→コンデンサＣ２→コンデンサ
Ｃ５の経路で電流が流れてコンデンサＣ２の充電が行わ
れ、コンデンサＣ１の両端電圧とコンデンサＣ２の両端
電圧との和がコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５よりも大
きくなると、コンデンサＣ１，Ｃ２の電荷によりコンデ
ンサＣ５が充電され、再び、交流電源Ｖｓ→フィルタ回
路Ｆ→整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサ
Ｃ４→リーケージトランスＬＴ→ダイオードＤ１→整流
器ＤＢ→フィルタ回路Ｆ→交流電源Ｖｓの経路で電流が
流れる。

【００１４】上述のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２のオンオフによりコンデンサＣ２が充放電を繰り返
し、コンデンサＣ２の両端電圧と整流器ＤＢの出力電圧
（コンデンサＣ１の両端電圧）との和と、コンデンサＣ
５の両端電圧Ｖｃ５との大小関係に応じてダイオードＤ
２がスイッチングすることによって、交流電源Ｖｓから
入力電流が供給される。

【００１５】また、スイッチング素子Ｑ２がオンする
と、交流電源Ｖｓ→フィルタ回路Ｆ→整流器ＤＢ→イン
ダクタＬ２→コンデンサＣ３→ダイオードＤ３→スイッ
チング素子Ｑ２→ダイオードＤ２→ダイオードＤ１→整
流器ＤＢ→フィルタ回路Ｆ→交流電源Ｖｓの経路で平滑
用のコンデンサＣ３に充電電流が流れ、コンデンサＣ３
が略一定電圧に充電される。ここで、コンデンサＣ３へ
の充電動作はコンデンサＣ３の両端電圧よりも整流器Ｄ
Ｂの出力電圧が高い期間のみ行われる。また、コンデン
サＣ３の放電は、コンデンサＣ３の両端電圧よりも整流
器ＤＢの出力電圧が低い期間に行われ、コンデンサＣ３
からダイオードＤ４を介してコンデンサＣ５に電荷が放
電され、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５を電源として
インバータ回路ＩＮＶが動作する。

【００１６】この放電灯点灯装置では、ダイオードＤ１
と、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２との並列回路によ
り、交流電源Ｖｓの１周期のほぼ全区間にわたり、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに応じて交流電源Ｖ
ｓからインバータ回路ＩＮＶを介して放電灯Ｌａへ電流
が供給されるので、入力力率が高くなり、また、入力電
流歪が小さくなるのである。

【００１７】図１８は図１４に示した回路の各部の動作
波形であり、（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧波形、（ｂ）
はコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５波形、（ｃ）は整流
器ＤＢの低電位側の電圧波形、（ｄ）は放電灯Ｌａのラ
ンプ電流波形を示す。図１８（ｂ）より明らかなよう
に、インバータ回路ＩＮＶの電源電圧は、整流器ＤＢの
出力電圧が高い期間（山部）では整流器ＤＢの出力電圧
になり、整流器ＤＢの出力電圧が低い期間（谷部）では
コンデンサＣ３の両端電圧になる。したがって、インバ
ータ回路ＩＮＶの電源電圧を図１８（ｂ）に示すような
部分平滑電圧とすることにより、放電灯Ｌａのランプ電
流波形は、図１８（ｄ）に示すように交流電源Ｖｓのピ
ーク近傍とゼロクロス近傍で各々最大値に近づくように
なり、放電灯Ｌａへの供給電流のクレストファクタが小
さくなるのであって、結果的に整流器ＤＢの出力電圧の
山部と谷部とにおける放電灯Ｌａの光出力の変動を少な
くすることができる。

【００１８】次に、制御回路３について説明する。制御
回路３は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する制御
信号Ｈ０，Ｌ０の周波数を制御する周波数制御回路５
と、制御信号Ｈ０，Ｌ０のオンデューティを制御するパ
ルス幅制御回路６と、周波数制御回路５及びパルス幅制
御回路６により決定された周波数及びオンデューティで
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するドライブ回路４
とから構成される。

【００１９】上述の周波数制御回路５は、制御信号Ｈ
０，Ｌ０の各オン幅を変えずに周波数を変化させる回路
であり、コンデンサＣ１とダイオードＤ１との接続点に
一端が接続された抵抗Ｒ５に流れる電流により整流器Ｄ
Ｂの低電位側の電圧を検出するようになっており、その
検出電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周
波数を変化させる。いま、周波数制御回路５を設けてい
ない場合の制御信号Ｈ０が図１５（ａ）に示すような信
号である場合、周波数制御回路５により制御信号Ｈ０の
周波数を図１５（ｂ）に示すように高くすることがで
き、結果的にオンデューティを大きくすることができ
る。

【００２０】上述のパルス幅制御回路６は、制御信号Ｈ
０，Ｌ０の周波数を変えずにパルス幅を変化させる回路
であり、抵抗Ｒ８に流れる電流により整流器ＤＢの高電
位側の電圧（つまりコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５）
を検出するようになっており、その検出電圧に応じてス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２の導通期間を制御するように
している。いま、パルス幅制御回路６を設けていない場
合の制御信号Ｈ０が図１６（ａ）に示すような信号であ
る場合、パルス幅制御回路６により制御信号Ｈ０のパル
ス幅を図１６（ｂ）に示すように広くすることができ、
結果的にオンデューティを大きくすることができる。

【００２１】したがって、周波数制御回路５およびパル
ス幅制御回路６を設けていない場合の制御信号Ｈ０が図
１７（ａ）に示すような信号である場合、周波数制御回
路５およびパルス幅制御回路６を設けることにより、制
御信号Ｈ０の周波数およびパルス幅を図１７（ｂ）に示
すように変化させることができ、結果的にさらにオンデ
ューティを大きくすることができる。

【００２２】次に、周波数制御回路５およびパルス幅制
御回路６の動作を上述の図１８を参照しながら説明す
る。

【００２３】図１４に示した回路では、図１８（ａ）に
示す交流電源Ｖｓの電源電圧に対して、整流器ＤＢの低
電位側の出力電圧は図１８（ｃ）に示すように交流電源
Ｖｓのゼロクロス近傍で最大となるので、周波数制御回
路５が、抵抗Ｒ５に流れる電流により整流器ＤＢの低電
位側の電圧を検出して制御信号Ｈ０の周波数を高くする
ことによって、つまり交流電源Ｖｓのゼロクロス近傍に
おけるインバータ回路ＩＮＶの動作周波数を高くするこ
とができるので、ランプ電流のピーク値を抑えることが
でき、交流電源Ｖｓのゼロクロス近傍でのランプ電流の
変動を抑制することができ、ランプ電流のクレストファ
クタを改善できるとともに、電源電圧変動の際にもラン
プ電流の変動を抑えることが可能となり、安定した光出
力が供給可能となる。

【００２４】パルス幅制御回路６は、抵抗Ｒ８に流れる
電流によりコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５を検出して
制御信号Ｈ０，Ｌ０のパルス幅を制御する（つまり、ス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ制御を行う）の
で、図１８（ｂ）に示すコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ
５が高くなったときに、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
の導通期間の差を大きくすることにより（アンバランス
度を大きくすることにより）、インバータ回路ＩＮＶか
ら放電灯Ｌａへの供給電力を低減することができる。し
たがって、コンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５の上昇、す
なわち交流電源Ｖｓの上昇に伴ってスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の導通期間のアンバランス度を小さくすること
により、図１８（ｄ）に示すランプ電流の変動を抑制す
ることができる。特にコンデンサＣ５の両端電圧Ｖｃ５
のピーク値近傍では図１８（ａ）に示す交流電源Ｖｓの
ピーク値近傍と相似の電圧波形となるので、交流電源Ｖ
ｓのピーク値近傍においてはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２のデューティ制御により、ランプ電流の変動を抑制す
ることが可能である。

【００２５】ところで、一般に電気機器は交流電源Ｖｓ
の定格電圧においてのみ正常に動作することになってい
るが、使用地域によっては電源環境の良好なところばか
りではないので、多少の電源電圧変動に対しても正常に
動作する必要がある。上記パルス幅制御回路６は、この
ような電源電圧変動に対して、放電灯Ｌａの安定した光
出力を補償するものであり、放電灯ＬａはコンデンサＣ
５の両端電圧Ｖｃ５をインバータ回路ＩＮＶの電源とし
て電力が供給されているため、交流電源Ｖｓの電圧が低
くなるほど光出力が減少するということを考慮すれば、
交流電源Ｖｓの電源電圧変動（許容変動範囲）の下限値
Ｅｍｉｎにて各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデュ
ーティを５０％に設定し、交流電源Ｖｓの電圧がＥｍｉ
ｎよりも大きくなるにつれて、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の導通期間のアンバランス度（オンデューティを５
０％からすらすほどアンバランス度が大きくなる）が大
きくなるようにすればよい。したがって、交流電源Ｖｓ
が定格電圧の場合は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオ
ンデューティはアンバランスになっている。

【００２６】図１９は、図１８（ａ）に示す交流電源Ｖ
ｓが定格電圧である場合の図１８（ｂ）に示すコンデン
サＣ５の両端電圧Ｖｃ５の波形におけるＡ点，Ｂ点，Ｃ
点，Ｄ点での制御信号Ｈ０を示す。ここに、図１９
（ａ）がＡ点、同図（ｂ）がＢ点、同図（ｃ）がＣ点、
（ｄ）がＤ点、それぞれでの制御信号Ｈ０を示してお
り、周波数制御が最も働くＣ点において最もオンデュー
ティがアンバランスになっている。

【００２７】

【発明が解決しようとする課題】一般に、蛍光灯のよう
な放電灯Ｌａを両フィラメント間に直流電圧を印加して
点灯させると、陽極となるフィラメントの付近で輝度が
低下する現象が知られている。この現象は、放電灯Ｌａ
内の水銀イオンが陽極側に集まることに起因しており、
電気泳動現象ないしカタホレシス現象と呼ばれている
（以下ではカタホレシス現象という）。

【００２８】従来、カタホレシス現象の発生を防止する
には、放電灯Ｌａのフィラメント間に交流電圧を印加す
るのが有効であると考えられてきた。ところが、インバ
ータ回路ＩＮＶを用いて放電灯Ｌａを高周波点灯させる
技術が普及した近年では、高周波交流電圧を放電灯Ｌａ
に印加した場合にも、カタホレシス現象が発生する場合
があることが判明し、また、このカタホレシス現象は放
電灯Ｌａを点灯させる環境温度が低いほど顕著になるこ
とが判明している。

【００２９】以下に、カタホレシス現象の発生する原因
を、簡単のために図２０に示す回路を用いて説明する。
なお、図１３に示した従来例１の回路と同様の構成要素
には同一の符号を付して説明を省略する。図２０に示す
例では、スイッチング素子Ｑ２の両端間に直流カット用
のコンデンサＣ４を介してコンデンサＣ６とインダクタ
Ｌ１と放電灯Ｌａとからなる負荷回路を接続してある。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示しない制御回路から
の制御信号Ｈ０，Ｌ０により交互にオンオフされる。

【００３０】まず、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン
デューティの比率を５０：５０に設定した場合の各部の
波形を図２１（ａ）〜（ｄ）に示す。ここで、図２１
（ａ）は制御回路からスイッチング素子Ｑ１への制御信
号Ｈ０の波形、同図（ｂ）は制御回路からスイッチング
素子Ｑ２への制御信号Ｌ０の波形、同図（ｃ）はランプ
電流波形、（ｄ）はランプ電圧波形、をそれぞれ示す。

【００３１】ここで、制御信号Ｈ０がハイレベルの区間
の時間幅をＴ１’、制御信号Ｌ０がハイレベルの区間の
時間幅をＴ２’、制御信号Ｈ０の立ち下がりから制御信
号Ｌ０の立ち上がりまでのデッドタイムをＤＴ１、制御
信号Ｌ０の立ち下がりから制御信号Ｈ０の立ち上がりま
でのデッドタイムをＤＴ２、ランプ電圧およびランプ電
流が正となるサイクルの時間幅をＴ１、ランプ電圧およ
びランプ電流が負となるサイクルの時間幅をＴ２、制御
信号Ｈ０の周期をＴとすると、Ｔ＝Ｔ１＋Ｔ２＝Ｔ１’＋ＤＴ１＋Ｔ２’＋ＤＴ２となる。

【００３２】図２１に示す例は、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２のオンデューティの比率が５０：５０なので、
Ｔ１’＝Ｔ２’である。したがって、ランプ電流におい
て正のサイクルの時間幅Ｔ１と負のサイクルの時間幅Ｔ
２とは同じ（Ｔ１＝Ｔ２）となり、そのピーク値も同じ
値となる。要するに、ランプ電流は図２１（ｃ）に示す
ようにゼロクロス点を中心として対称的な波形となり、
また、ランプ電圧も図２１（ｄ）に示すようにゼロクロ
ス点を中心として対称的な波形となるので、カタホレシ
ス現象は基本的には発生しない。

【００３３】次に、図２０の回路においてスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティの比率を５０：５０か
らずらして設定した場合、つまりオンデューティをアン
バランスにした場合の各部の波形を図２２（ａ）〜
（ｄ）に示す。ここで、図２２（ａ）は制御回路からス
イッチング素子Ｑ１への制御信号Ｈ０の波形、同図
（ｂ）は制御回路からスイッチング素子Ｑ２への制御信
号Ｌ０の波形、同図（ｃ）はランプ電流波形、（ｄ）は
ランプ電圧波形、をそれぞれ示す。

【００３４】ここで、制御信号Ｈ０がハイレベルの区間
の時間幅をＴ１’、制御信号Ｌ０がハイレベルの区間の
時間幅をＴ２’、制御信号Ｈ０の立ち下がりから制御信
号Ｌ０の立ち上がりまでのデッドタイムをＤＴ１、制御
信号Ｌ０の立ち下がりから制御信号Ｈ０の立ち上がりま
でのデッドタイムをＤＴ２、ランプ電圧およびランプ電
流が正となるサイクルの時間幅をＴ１、ランプ電圧およ
びランプ電流が負となるサイクルの時間幅をＴ２、制御
信号Ｈ０の周期をＴとする。図２２に示す例では、制御
信号Ｈ０のオンデューティを５０％よりも小さくし、制
御信号Ｌ０のオンデューティを５０％よりも大きく設定
してある。つまり、Ｔ１’＜Ｔ２’となる。この場合、
図２２（ｃ）に示すランプ電流は、正のサイクルの時間
幅Ｔ１よりも負のサイクルの時間幅Ｔ２の方が長くなり
（Ｔ１＜Ｔ２）、正のサイクルでのピーク値Ｉｐ１の方
が負のサイクルでのピーク値（−Ｉｐ２）の絶対値より
も大きくなる。要するうに、ランプ電流はゼロクロス点
を中心として非対称な波形となる。ただし、図２０に示
す回路は直流カット用のコンデンサＣ４を有しているの
で、ランプ電流が図２２（ｃ）に示すような非対称な波
形となっても直流カット用のコンデンサＣ４の働きによ
り、ランプ電流の正のサイクルの面積Ｓ１と負のサイク
ルの面積Ｓ２とは同じになる（つまり、正方向と負方向
でやりとりされる電荷の総量は同じになる）。

【００３５】一方、図２２（ｄ）に示すランプ電圧波形
について考えると、ランプ電圧の正のサイクルと負のサ
イクルとでは放電灯Ｌａの等価抵抗値が異なるので、正
のサイクルでのピーク値Ｖｐ１と負のサイクルでのピー
ク値（−Ｖｐ２）の絶対値とが異なる上に、ランプ電圧
の正のサイクルの面積Ｓ３と負のサイクルの面積Ｓ４と
も異なるので、ランプ電圧の平均値がゼロにはならな
い。ここで、平均値は放電灯Ｌａの両フィラメント間に
印加される直流電圧成分Ｖ_DCとなる。このように、スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２への制御信号Ｈ０，Ｌ０のオン
デューティをアンバランスにした（つまり、オンデュー
ティを５０：５０からずらした場合）には、放電灯Ｌａ
のランプ特性によって、ランプ電圧に直流電圧が重畳さ
れてしまいカタホレシス現象が発生してしまう。

【００３６】したがって、カタホレシス現象は、インバ
ータ回路ＩＮＶの一対のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が
アンバランスなオンデューティでドライブされランプ特
性によりランプ電圧に直流電圧が重畳されること、放電
灯Ｌａの周囲温度が低温になることによって水銀蒸気圧
が低下して有効水銀量（水銀蒸気として管内の発光に寄
与する水銀原子の量）も低下すること、の２つの要因が
重なって発生すると考えられる。このため、カタホレシ
ス現象の発生を抑制する対策としては、上記２つの要因
が揃わないようにすればい。

【００３７】ところで、インバータ照明器具を低温環境
で使用することは起こりうることであり、その場合、水
銀蒸気圧が低下することは基本的には避けられないと考
えられる。よってカタホレシス現象の発生を抑制するた
めには、インバータ回路ＩＮＶで発生し放電灯Ｌａに印
加される高周波交流が正負でアンバランスとならないよ
うにして放電灯Ｌａのフィラメント間に直流電圧が重畳
されないようにすればよいと考えられる。

【００３８】しかしながら、従来例１および従来例２で
説明したように、制御信号Ｈ０，Ｌ０のオンデューティ
をアンバランスにすることは、電源電圧変動補償あるい
はランプ電流のクレストファクタ改善、調光などを行う
ために有効な手段である。

【００３９】本発明は上記事由に鑑みて為されたもので
あり、その目的は、スイッチング素子のオンデューティ
の制御をしつつカタホレシス現象の発生を抑制すること
ができる放電灯点灯装置を提供することにある。

【００４０】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源を整流する整流器と、
一対のスイッチング素子の直列回路を具備し両スイッチ
ング素子を同時にオンにならないように高周波で交互に
オンオフすることによって整流器の出力を高周波出力に
変換し直流カット用のコンデンサを通して放電灯を含む
負荷回路へ供給するインバータ回路と、前記各スイッチ
ング素子のオンオフを制御する一対の制御信号を出力す
る制御回路とを備え、前記制御回路が前記両制御信号の
周波数を同一としてオンデューティを異ならせるように
した放電灯点灯装置であって、前記制御信号の周期より
も十分長い所定期間毎に前記各制御信号のオンデューテ
ィを他方の制御信号のオンデューティに切り換える反転
手段を設けてなることを特徴とするものであり、前記制
御回路が両制御信号の周波数を同一としてオンデューテ
ィを異ならせるようにしていることにより電源電圧変動
に対する補償や入力電流のクレストファクタの改善や放
電灯の調光を行うことができ、また、前記制御信号の周
期よりも十分長い所定期間毎に前記各制御信号のオンデ
ューティを他方の制御信号のオンデューティに切り換え
る反転手段を設けてあることにより、前記所定周期毎に
制御信号のオンデューティが５０％よりも大きくなった
り５０％よりも小さくなったりするので、放電灯の一対
のフィラメントの一方のみが高周波交流に重畳される直
流電圧成分の陽極として働くのを防止することができ、
カタホレシス現象の発生を抑制することができる。つま
り、スイッチング素子のオンデューティの制御を行うこ
とによりオンデューティ制御による効果を保持しつつカ
タホレシス現象の発生を抑制することができる。

【００４１】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記所定期間を、交流電源の周期の４分の１にした
ことを特徴とする。

【００４２】請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、前記所定期間を、交流電源の半周期にしたことを特
徴とする。

【００４３】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、前記所定期間を、交流電源の半周期の整数倍周期に
したことを特徴とする。

【００４４】請求項５の発明は、請求項１ないし請求項
４の発明において、前記反転手段は、前記整流器の出力
電圧を検出し検出電圧に応じて動作することを特徴とす
る。

【００４５】請求項６の発明は、交流電源を整流する整
流器と、一対のスイッチング素子の直列回路を具備し両
スイッチング素子を同時にオンにならないように高周波
で交互にオンオフすることによって整流器の出力を高周
波出力に変換して放電灯を含む負荷回路へ供給するイン
バータ回路と、前記スイッチング素子のオンオフを制御
する一対の制御信号を出力する制御回路とを備え、前記
制御回路は、交流電源の周期の１サイクル内において発
振周波数を可変とする周波数変調手段と、制御信号のオ
ン幅あるいはオフ幅を可変とするパルス幅変調手段とを
備え、交流電源の周期の１サイクルの中で最も発振周波
数が高くなるまたは低くなるポイント近傍においてオン
幅が最も狭くなるまたは広くなるような制御を行いオン
デューティの５０％からのずれを小さくすることを特徴
とするものであり、電源電圧変動に対する補償や入力電
流のクレストファクタの改善や放電灯の調光を行うこと
ができ、また、交流電源の周期の１サイクルの中で最も
発振周波数が高くなるまたは低くなるポイント近傍にお
いてオン幅が最も狭くなるまたは広くなるような制御を
行うことにより、オンデューティが５０％から極端にず
れるのを防ぐことができるので、放電灯の一対のフィラ
メント間に供給される高周波交流に重畳される直流電圧
成分を小さくすることができ、カタホレシス現象の発生
を抑制することができる。つまり、スイッチング素子の
オンデューティの制御を行うことによりオンデューティ
制御による効果を保持しつつカタホレシス現象の発生を
抑制することができる。

【００４６】請求項７の発明は、請求項１ないし請求項
５の発明において、前記制御回路は、交流電源の周期の
１サイクル内において発振周波数を可変とする周波数変
調手段と、制御信号のオン幅あるいはオフ幅を可変とす
るパルス幅変調手段とを備え、パルス幅変調手段により
前記反転手段を構成したことを特徴とする。

【００４７】

【発明の実施の形態】（実施形態１）本実施形態の放電
灯点灯装置の基本構成は従来例１と略同じであって、図
１に示すように、制御回路３の前段側に、あらかじめ設
定されたタイマ時間ごとにタイマ出力を発生するタイマ
回路８と、タイマ回路８のタイマ出力を受けた時に制御
回路３から出力される一対の制御信号Ｈ０，Ｌ０のオン
デューティを他方の制御信号Ｌ０，Ｈ０のオンデューテ
ィに切り換えさせる切換信号を出力するデューティ反転
制御回路９とを設けた点に特徴がある。ここに、本実施
形態では、制御回路３とタイマ回路８とデューティ反転
制御回路９とで反転手段を構成している。なお、図１３
に示した従来例１と同様の構成要素には同一の符号を付
して説明を省略する。

【００４８】制御回路３は、制御信号Ｈ０，Ｌ０それぞ
れについてオンデューティの異なる２通りの波形を出力
できるようになっており、デューティ反転制御回路９か
らの切換信号を受けるごとに各制御信号Ｈ０，Ｌ０のオ
ンデューティを切り換えるようになっている。

【００４９】一方のスイッチング素子Ｑ１へ出力される
制御信号Ｈ０について説明すると、図２（ａ）に示すよ
うにオンデューティが５０％よりも大きな波形と、図２
（ｂ）に示すようなオンデューティが５０％よりも小さ
な波形とを出力することができる。ここに、図２（ａ）
および図２（ｂ）では周波数は同じであって、オン幅
（ハイレベルの期間）が異なり、図２（ａ）に示す波形
のオンデューティをＯＤ１（％）、図２（ｂ）に示す波
形のオンデューティをＯＤ２（％）とすると、ＯＤ１と
ＯＤ２との間にはＯＤ２＝１００−ＯＤ１という関係式
が成り立つように各オンデューティＯＤ１，ＯＤ２が設
定されている。つまり、図２（ａ）に示す波形のオン幅
が図２（ｂ）に示す波形のオフ幅に等しく、逆に図２
（ａ）に示す波形のオフ幅が図２（ｂ）に示す波形のオ
ン幅に等しい。また、他方のスイッチング素子Ｑ２へ出
力される制御信号Ｌ０については図示していないが、制
御信号Ｈ０が図２（ａ）に示す波形の場合には図２
（ｂ）と同じ波形の信号となり、制御信号Ｈ０が図２
（ｂ）に示す波形の場合には図２（ａ）と同じ波形の信
号となる。要するに制御信号Ｈ０の１周期に等しい周期
においてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が同時にオンにな
らないように交互にオンオフされる。

【００５０】ところで、制御回路３から出力される制御
信号Ｈ０のオンデューティが５０％よりも大きく且つ制
御信号Ｌ０のオンデューティが５０％よりも小さな第１
の期間と、制御信号Ｈ０のオンデューティが５０％より
も小さく且つ制御信号Ｌ０のオンデューティが５０％よ
りも大きな第２の期間とタイマ回路８のタイマ出力に応
じて切り換わる。例えば、タイマ回路８が２種類のタイ
マ時間を交互に計時して各タイマ時間の計時終了時にタ
イマ出力を発生するように構成し、あらかじめ上記第１
の期間に一方のタイマ時間Ｈ１を、上記第２の期間に他
方のタイマ時間Ｈ２を対応づけて動作させた場合の各部
の波形を図３に示す。ここで、図３（ａ）はランプ電流
の波形を、同図（ｂ）はランプ電圧の波形を、同図
（ｃ）はランプ電圧の直流成分を、それぞれ示す。すな
わち、制御回路３からは、図２（ａ）に示す波形の制御
信号Ｈ０がタイマ時間Ｈ１の間継続して出力され図３
（ａ）に示すランプ電流および図３（ｂ）に示すランプ
電圧はそれぞれ直流成分を含みランプ電圧の直流成分電
圧は図３（ｃ）に示すように正の値となる。タイマ時間
Ｈ１が経過すると、タイマ回路８のタイマ出力によって
デューティ反転制御回路９が制御回路３を制御するの
で、図２（ｂ）に示す波形の制御信号Ｈ０がタイマ時間
Ｈ２の間継続して出力され図３（ａ）に示すランプ電流
および図３（ｂ）に示すランプ電圧はそれぞれ直流成分
を含みランプ電圧の直流成分電圧は図３（ｃ）に示すよ
うに負の値となる。タイマ時間Ｈ２が経過すると、タイ
マ回路８のタイマ出力によってデューティ反転制御回路
９が制御回路３を制御するので、図２（ａ）に示す波形
の制御信号Ｈ０がタイマ時間Ｈ１の間継続して出力され
図３（ａ）に示すランプ電流および図３（ｂ）に示すラ
ンプ電圧はそれぞれ直流成分を含みランプ電圧の直流成
分電圧は図３（ｃ）に示すように正の値となる。このよ
うな動作を繰り返すことにより、Ｈ１＋Ｈ２の全期間で
見ると、ランプ電圧の直流成分電圧が正になる期間と負
になる期間とがあるので、放電灯Ｌａ内の水銀イオンが
２つのフィラメントのどちらか一方側だけに集中するこ
とがなくなり、カタホレシス現象の発生を抑制すること
ができる。なお、ＯＤ２＝１００−ＯＤ１という関係を
満たすことにより放電灯Ｌａの出力はほぼ一定であり、
デューティ制御の効果を損ねることはない。

【００５１】また、各タイマ時間Ｈ１，Ｈ２の時間は特
に限定されるものではなく、各タイマ時間Ｈ１，Ｈ２を
異ならせる（Ｈ１≠Ｈ２）よりは同じ時間にする（Ｈ１
＝Ｈ２）方がカタホレシス現象の発生を抑制する効果は
高く、タイマ回路８の構成も簡単化することができる。

【００５２】なお、本実施形態では、スイッチング素子
Ｑ１，Ｑ２としてバイポーラトランジスタを用いている
が、ＭＯＳＦＥＴを用いてもよく、この場合は回生用の
ダイオードＤ０１，Ｄ０２を各ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイ
オードで代用することができ、部品点数を削減すること
ができる。

【００５３】（実施形態２）本実施形態の放電灯点灯装
置の基本構成は実施形態１と略同じであって、図４に示
すように、実施形態１におけるスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２をＭＯＳＦＥＴにより構成し、実施形態１における
各ダイオードＤ０１，Ｄ０２をそれぞれＭＯＳＦＥＴの
内蔵ダイオードで代用し、また、放電灯Ｌａを含む負荷
回路と直流カット用のコンデンサＣ４との直列回路をス
イッチング素子Ｑ２の両端間に接続した点が相違する。
なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付
して説明を省略する。

【００５４】また、本実施形態では、交流電源Ｖｓを整
流するダイオードブリッジよりなる第２の整流器ＤＢ２
を上記整流器ＤＢ（第１の整流器）とは別に設け、整流
器ＤＢ２の直流出力端間に、一対の抵抗Ｒ１，Ｒ２の直
列回路を接続し、両抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点の電位をタ
イマ回路８で検出（監視）している。したがって、交流
電源Ｖｓの周期に同期してタイマ出力を発生させること
ができるから整流器ＤＢ２を介して交流電源Ｖｓに同期
できるようになっている。このため、本実施形態では、
実施形態１におけるタイマ時間Ｈ１，Ｈ２を、Ｈ１＝Ｈ
２＝交流電源Ｖｓの１周期としている。図５はこのとき
の各部の動作波形であって、（ａ）は交流電源Ｖｓの電
圧を、（ｂ）は放電灯Ｌａのランプ電流を、（ｃ）はラ
ンプ電圧を、（ｄ）はランプ電圧の直流成分を、それぞ
れ示す。ここで、ランプ電圧の直流成分につていみる
と、正の電圧になる期間と負になる期間とが交流電源Ｖ
ｓの１周期毎に交互に現われる。しかして、本実施形態
も実施形態１と同様の効果が得られる。

【００５５】（実施形態３）本実施形態の放電灯点灯装
置の基本構成は実施形態２と略同じであって、タイマ回
路８においてＨ１＝Ｈ２＝交流電源Ｖｓの周期の４分の
１となるようにした点が相違する。図６はこのときの各
部の動作波形であって、（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧
を、（ｂ）は放電灯Ｌａのランプ電流を、（ｃ）はラン
プ電圧を、（ｄ）はランプ電圧の直流成分を、それぞれ
示す。ここで、ランプ電圧の直流成分につていみると、
正の電圧となる期間と負の電圧となる期間とが交流電源
Ｖｓの周期の４分の１毎に交互に現われる。しかして、
本実施形態も実施形態１と同様の効果が得られる。

【００５６】（実施形態４）本実施形態の放電灯点灯装
置の基本構成は実施形態２と略同じであって、タイマ回
路８においてＨ１＝Ｈ２＝交流電源Ｖｓの半周期となる
ようにした点が相違する。図７はこのときの各部の動作
波形であって、（ａ）は交流電源Ｖｓの電圧を、（ｂ）
は放電灯Ｌａのランプ電流を、（ｃ）はランプ電圧を、
（ｄ）はランプ電圧の直流成分を、それぞれ示す。ここ
で、ランプ電圧の直流成分につていみると、正の電圧と
なる期間と負の電圧となる期間とが交流電源Ｖｓの周期
の半周期毎に交互に現われる。しかして、本実施形態も
実施形態１と同様の効果が得られる。

【００５７】（実施形態５）本実施形態の放電灯点灯装
置の基本構成は実施形態２と略同じであって、タイマ回
路８においてＨ１＝Ｈ２＝交流電源Ｖｓの半周期のｎ倍
周期（ｎは２以上の整数）となるようにした点が相違す
る。図８はこのときの各部の動作波形であって、（ａ）
は交流電源Ｖｓの電圧を、（ｂ）は放電灯Ｌａのランプ
電流を、（ｃ）はランプ電圧を、（ｄ）はランプ電圧の
直流成分を、それぞれ示す。ここで、ランプ電圧の直流
成分につていみると、正の電圧となる期間と負の電圧と
なる期間とが交流電源Ｖｓの半周期のｎ倍周期（ｎは２
以上の整数）毎に交互に現われる。しかして、本実施形
態も実施形態１と同様の効果が得られる。（実施形態６）本実施形態の基本構成は従来例２と略同
じであり、図９に示すように、整流器ＤＢの出力電圧
（コンデンサＣ１の高電位側の電圧をＶ_Aを、低電位側
の電圧をＶ_Bとした時のＶ_AとＶ_Bとの差の絶対値｜Ｖ_A−
Ｖ_B｜）を検出する電圧検出回路７を設け、パルス幅制
御回路６が電圧検出回路７による検出電圧に基づいてド
ライブ回路４を制御する点が相違する。なお、従来例２
と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略す
る。

【００５８】図１０は各部の動作波形であって、（ａ）
は交流電源Ｖｓの電圧波形を、（ｂ）はコンデンサＣ５
の両端電圧Ｖｃ５（＝コンデンサＣ１の高電位側の電圧
Ｖ_A）波形を、（ｃ）はコンデンサＣ１の低電位側の電
圧Ｖ_B波形を、（ｄ）は｜Ｖ_A−Ｖ_B｜の波形を、それぞ
れ示す。また、図１１は図１０（ａ）の交流電源Ｖｓが
定格電圧である場合の図１０（ｂ）のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ点
それぞれでの制御信号Ｈ０の波形を示す。

【００５９】本実施形態では、周波数制御については従
来例２と同じであるが、パルス幅制御については図１０
（ｂ）のＣ点近傍において従来例２と異なってくる。

【００６０】つまり、Ｃ点近傍では、｜Ｖ_A−Ｖ_B｜は略
ゼロになるので、電圧検出回路７で検出される電圧がゼ
ロとなり、パルス幅制御は効かず、図１１に示すように
Ｂ点あるいはＤ点よりもオン幅が狭くなる。したがっ
て、Ｃ点にて周波数制御が効いて周波数が高くなっても
従来例２で説明した図１９（ｃ）のように極度のアンバ
ランスになることはなくなる。

【００６１】また、｜Ｖ_A−Ｖ_B｜はコンデンサＣ５の両
端電圧Ｖｃ５同様、交流電源Ｖｓの電源電圧変動に追従
するため、従来例２で述べたパルス幅制御の効果は保持
することができる。

【００６２】しかして、本実施形態では、従来例２に比
べてＣ点近傍でのオンデューティのアンバランス度を改
善でき、つまり、各制御信号Ｈ０，Ｌ０それぞれのオン
デューティの５０％からのずれを小さくすることがで
き、カタホレシス現象の発生を抑制することが可能であ
る。

【００６３】なお、図１１に示す例では、Ａ〜Ｄ点すべ
てオンデューティが５０％以上であるが、周波数制御と
パルス幅制御の効かせ方によっては、Ｃ点近傍のみオン
デューティを５０％以下にすることが可能であり、カタ
ホレシス対策としては、この方が抑制効果があるといえ
る。

【００６４】（実施形態７）本実施形態の基本構成は実
施形態６と略同じであって、図１２に示すように、実施
形態６の構成に実施形態２と同様のタイマ回路８および
デューティ反転制御回路９を付加したものである。

【００６５】タイマ回路８は、電圧検出回路７による検
出電圧に基づいてタイマ時間を設定できるようになって
いるので、実施形態２ないし実施形態５と同様にしてタ
イマ時間を決めることがきる。また、デューティ反転制
御回路９を備えていることにより、実施形態１と同様に
一対の制御信号Ｈ０，Ｌ０それぞれについて２種類ずつ
オンデューティを出力できるようにし、実施形態１ない
し実施形態５のようにタイマ時間毎にオンデューティを
切り換えることが可能である。しかして、本実施形態
は、実施形態１と同様の効果が得られる。

【００６６】

【発明の効果】請求項１ないし請求項５の発明は、交流
電源を整流する整流器と、一対のスイッチング素子の直
列回路を具備し両スイッチング素子を同時にオンになら
ないように高周波で交互にオンオフすることによって整
流器の出力を高周波出力に変換し直流カット用のコンデ
ンサを通して放電灯を含む負荷回路へ供給するインバー
タ回路と、前記各スイッチング素子のオンオフを制御す
る一対の制御信号を出力する制御回路とを備え、前記制
御回路が前記両制御信号の周波数を同一としてオンデュ
ーティを異ならせるようにした放電灯点灯装置であっ
て、前記制御信号の周期よりも十分長い所定期間毎に前
記各制御信号のオンデューティを他方の制御信号のオン
デューティに切り換える反転手段を設けてあるので、前
記制御回路が両制御信号の周波数を同一としてオンデュ
ーティを異ならせるようにしていることにより電源電圧
変動に対する補償や入力電流のクレストファクタの改善
や放電灯の調光を行うことができ、また、前記制御信号
の周期よりも十分長い所定期間毎に前記各制御信号のオ
ンデューティを他方の制御信号のオンデューティに切り
換える反転手段を設けてあることにより、前記所定周期
毎に制御信号のオンデューティが５０％よりも大きくな
ったり５０％よりも小さくなったりするから、放電灯の
一対のフィラメントの一方のみが高周波交流に重畳され
る直流電圧成分の陽極として働くのを防止することがで
き、カタホレシス現象の発生を抑制することができると
いう効果がある。つまり、スイッチング素子のオンデュ
ーティの制御を行うことによりオンデューティ制御によ
る効果を保持しつつカタホレシス現象の発生を抑制する
ことができるという効果がある。

【００６７】請求項６の発明は、交流電源を整流する整
流器と、一対のスイッチング素子の直列回路を具備し両
スイッチング素子を同時にオンにならないように高周波
で交互にオンオフすることによって整流器の出力を高周
波出力に変換して放電灯を含む負荷回路へ供給するイン
バータ回路と、前記スイッチング素子のオンオフを制御
する一対の制御信号を出力する制御回路とを備え、前記
制御回路は、交流電源の周期の１サイクル内において発
振周波数を可変とする周波数変調手段と、制御信号のオ
ン幅あるいはオフ幅を可変とするパルス幅変調手段とを
備え、交流電源の周期の１サイクルの中で最も発振周波
数が高くなるまたは低くなるポイント近傍においてオン
幅が最も狭くなるまたは広くなるような制御を行いオン
デューティの５０％からのずれを小さくするので、電源
電圧変動に対する補償や入力電流のクレストファクタの
改善や放電灯の調光を行うことができ、また、交流電源
の周期の１サイクルの中で最も発振周波数が高くなるま
たは低くなるポイント近傍においてオン幅が最も狭くな
るまたは広くなるような制御を行うことにより、オンデ
ューティが５０％から極端にずれるのを防ぐことができ
るから、放電灯の一対のフィラメント間に供給される高
周波交流に重畳される直流電圧成分を小さくすることが
でき、カタホレシス現象の発生を抑制することができる
という効果がある。つまり、スイッチング素子のオンデ
ューティの制御を行うことによりオンデューティ制御に
よる効果を保持しつつカタホレシス現象の発生を抑制す
ることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路図である。

【図２】同上の動作説明図である。

【図３】同上の動作説明図である。

【図４】実施形態２を示す回路図である。

【図５】同上の動作説明図である。

【図６】実施形態３の動作説明図である。

【図７】実施形態４の動作説明図である。

【図８】実施形態５の動作説明図である。

【図９】実施形態６を示す回路図である。

【図１０】同上の動作説明図である。

【図１１】同上の動作説明図である。

【図１２】実施形態７を示す回路図である。

【図１３】従来例１を示す回路図である。

【図１４】従来例２を示す回路図である。

【図１５】同上の動作説明図である。

【図１６】同上の動作説明図である。

【図１７】同上の動作説明図である。

【図１８】同上の動作説明図である。

【図１９】同上の動作説明図である。

【図２０】基本例を示す回路図である。

【図２１】同上の動作説明図である。

【図２２】同上の動作説明図である。

【符号の説明】

３制御回路８タイマ回路９デューティ反転制御回路Ｌａ放電灯Ｖｓ交流電源ＤＢ整流器ＩＮＶインバータ回路Ｃ０平滑コンデンサＣ４コンデンサＣ６コンデンサＤ０１ダイオードＤ０２ダイオードＬ１インダクタＱ１スイッチング素子Ｑ２スイッチング素子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する整流器と、一対のス
イッチング素子の直列回路を具備し両スイッチング素子
を同時にオンにならないように高周波で交互にオンオフ
することによって整流器の出力を高周波出力に変換し直
流カット用のコンデンサを通して放電灯を含む負荷回路
へ供給するインバータ回路と、前記各スイッチング素子
のオンオフを制御する一対の制御信号を出力する制御回
路とを備え、前記制御回路が前記両制御信号の周波数を
同一としてオンデューティを異ならせるようにした放電
灯点灯装置であって、前記制御信号の周期よりも十分長
い所定期間毎に前記各制御信号のオンデューティを他方
の制御信号のオンデューティに切り換える反転手段を設
けてなることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】前記所定期間は、交流電源の周期の４分
の１であることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯
装置。
【請求項３】前記所定期間は、交流電源の半周期であ
ることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】前記所定期間は、交流電源の半周期の整
数倍周期であることを特徴とする請求項１記載の放電灯
点灯装置。
【請求項５】前記反転手段は、前記整流器の出力電圧
を検出し検出電圧に応じて動作することを特徴とする請
求項１ないし請求項４のいずれかに記載の放電灯点灯装
置。
【請求項６】交流電源を整流する整流器と、一対のス
イッチング素子の直列回路を具備し両スイッチング素子
を同時にオンにならないように高周波で交互にオンオフ
することによって整流器の出力を高周波出力に変換して
放電灯を含む負荷回路へ供給するインバータ回路と、前
記スイッチング素子のオンオフを制御する一対の制御信
号を出力する制御回路とを備え、前記制御回路は、交流
電源の周期の１サイクル内において発振周波数を可変と
する周波数変調手段と、制御信号のオン幅あるいはオフ
幅を可変とするパルス幅変調手段とを備え、交流電源の
周期の１サイクルの中で最も発振周波数が高くなるまた
は低くなるポイント近傍においてオン幅が最も狭くなる
または広くなるような制御を行いオンデューティの５０
％からのずれを小さくすることを特徴とする放電灯点灯
装置。
【請求項７】前記制御回路は、交流電源の周期の１サ
イクル内において発振周波数を可変とする周波数変調手
段と、制御信号のオン幅あるいはオフ幅を可変とするパ
ルス幅変調手段とを備え、パルス幅変調手段により前記
反転手段を構成したことを特徴とする請求項１ないし請
求項５のいずれかに記載の放電灯点灯装置。