JP3882156B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源のような比較的低周波の交流電源を高周波交流に電力変換し、放電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、商用電源のような比較的低周波の交流電源を高周波交流に電力変換して放電灯を高周波で点灯させるようにした放電灯点灯装置が提供されている。この種の放電灯点灯装置には、入力電流歪の増加を抑制しかつ入力力率を高力率に保つという技術的課題がある。この技術的課題を解決するために、昇圧形のチョッパ回路などを用いた力率改善回路により交流電源を直流電力に電力変換し、この直流電力をインバータ回路で高周波電力に変換する放電灯点灯装置が提案されている。すなわち、放電灯点灯装置として、ＡＣ／ＤＣ変換を行なうチョッパ回路とＤＣ／ＡＣ変換を行なうインバータ回路との２段階の電力変換手段を用いたものが各種提案されている。
【０００３】
しかしながら、チョッパ回路は部品点数が比較的多いから、放電灯点灯装置が大型化し、また部品コストが増加するという問題が生じる。そこで、チョッパ回路とインバータ回路とを個別に備える構成の放電灯点灯装置よりも部品点数を削減して小型化および低コスト化を図った各種構成が提案されている。
【０００４】
図２１に示すものは、特開平４−１９３０６７号公報に第６図として記載された放電灯点灯装置と等価な構成である。この構成では、交流電源ＡＣをダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢで全波整流し、整流回路ＤＢの直流出力端間に２個のダイオードＤ1 ，Ｄ2 と平滑コンデンサＣｅとの直列回路を接続することにより交流電源ＡＣを直流電源に変換している。また、平滑コンデンサＣｅの両端間に一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を接続し、さらに、一方のスイッチング素子Ｑ2 の両端間に直流カット用のコンデンサＣｃとインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路を接続し、コンデンサＣｒｓの両端間に負荷である放電灯Ｌｄを接続してある。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とコンデンサＣｃとはハーフブリッジ形のインバータ回路を構成し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図示しない制御回路からの制御信号によって交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフするようにスイッチングされる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはＭＯＳＦＥＴを用いている。このインバータ回路により、平滑コンデンサＣｅの両端電圧である直流電圧が高周波電力に変換され、コンデンサＣｒｓとインダクタＬｒｓとからなる共振回路を通して放電灯Ｌｄに高周波電力が供給される。ここに、共振回路と放電灯Ｌｄとにより負荷回路が構成される。この構成では、入力電流歪の増加を防止し入力力率を高力率に保つために、インバータ回路の出力（インダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの接続点）とダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点との間にコンデンサＣｉｎを接続してある。
【０００５】
図２１に示した回路の短時間内（スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの１サイクル程度の期間）の動作について考察する場合には、等価回路を図２２のように表すことができる。すなわち、ダイオードＤ1 のアノードに電圧（整流回路ＤＢの出力電圧）Ｖｇの電源を接続し、ダイオードＤ2 のカソードに電圧Ｖｄｃの直流電源を接続し、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点にコンデンサＣｉｎを介して電圧Ｖａの高周波電圧源を接続したことになる。ここで、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇは電圧Ｖａの１サイクル程度の期間では一定とみなすことができ、平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃも一定である。また、放電灯Ｌｄの印加電圧Ｖａの振幅はＶｐとする。
【０００６】
この等価回路の動作は図２３（ａ）〜（ｄ）に示す４状態に分けて考えることができる。図２３（ａ）は図２４に示す期間１ ＊ （以下、図面の丸付き数字を文中では数字の肩に＊を付けて表す）の動作状態であり、この期間１ ＊ は図２４（ｂ）のように電圧Ｖａが正のピーク電圧Ｖｐから低下する期間であって、ダイオードＤ１，Ｄ２がともにオフでありコンデンサＣｉｎは放電しないから（図２４（ｃ）にコンデンサＣｉｎの充放電電流Ｉｃを示す）、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは図２４（ｄ）のように一定電圧Ｖｃ．ｍｉｎに保たれる。この電圧Ｖｃ．ｍｉｎは、電圧Ｖａの１サイクル内での最小値であって、電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｐとの差に相当する。期間１ ＊ にはコンデンサＣｉｎの両端電圧が一定であるから、電圧Ｖａの低下とともに図２４（ａ）のようにダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂも低下する。期間１ ＊ はダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂが電圧Ｖｇに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍｉｎ＝Ｖｇ）まで継続する。
【０００７】
ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂが電圧Ｖｇに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍｉｎ＝Ｖｇ）と、図２３（ｂ）に示すように、ダイオードＤ１がオンになる期間２ ＊ になり、図２４（ｃ）のようにコンデンサＣｉｎに充電電流Ｉｃが流れる。交流電源ＡＣはインピーダンスが十分に小さいから（電流容量が十分に大きいから）、図２４（ａ）のようにダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位ＶｂはＶｇに保たれる。つまり、図２４（ｂ）のように電圧Ｖａが低下すると、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは図２４（ｄ）のように上昇する。電圧Ｖａが負のピーク電圧−Ｖｐに達すると、コンデンサＣｉｎへの充電電流Ｉｃが停止するから、ダイオードＤ１はオフになり期間２ ＊ は終了する。このとき、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは電圧Ｖａの１サイクル内での最大値Ｖｃ．ｍａｘになる。
【０００８】
次に、期間３ ＊ では電圧Ｖａは図２４（ｂ）のように負のピーク電圧−Ｖｐから上昇する。この期間３ ＊ には、図２３（ｃ）のようにダイオードＤ１，Ｄ２はともにオフであり図２４（ｃ）のようにコンデンサＣｉｎは放電しないから、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは図２４に（ｄ）のように一定に保たれる（このときの電圧は最大値Ｖｃ．ｍａｘである）。つまり、電圧Ｖａの上昇とともにダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂは図２４（ａ）のように上昇する。期間３ ＊ はダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂが、電圧Ｖｄｃに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍａｘ＝Ｖｄｃ）時点まで継続する。
【０００９】
ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂが電圧Ｖｄｃに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍａｘ＝Ｖｄｃ）と、図２３（ｄ）のように、ダイオードＤ２がオンになる期間４ ＊ になる。この期間４ ＊ では、図２４（ｃ）のようにコンデンサＣｉｎからダイオードＤ２ を通して放電電流Ｉｃが流れる。ここで、コンデンサＣｉｎはインピーダンスが十分に小さい（容量が十分に大きい）から図２４（ａ）のようにダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂは電圧Ｖｄｃに保たれる。つまり、図２４（ｂ）のように電圧Ｖａが上昇するに従って図２４（ｄ）のようにコンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは低下する。電圧Ｖａが正のピーク値Ｖｐに達すると、コンデンサＣｉｎの放電電流Ｉｃは停止するから、ダイオードＤ１がオフになり期間４ ＊ が終了する。期間４ ＊ が終了した時点でコンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは電圧Ｖａの１サイクル内での最小値Ｖｃ．ｍｉｎになり再び期間１ ＊ に戻る。
【００１０】
以上のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに伴って期間１ ＊ 〜４ ＊ が繰り返され、期間２ ＊ には交流電源ＡＣからの入力電流が流れる。したがって、交流電源ＡＣからはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに伴って高周波的に電流を流すことができ、交流電源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に高周波阻止フィルタを設けておけば、交流電源ＡＣから入力電流を連続的に流すことが可能になって入力電流歪の増加を抑制することができる。また、上述の動作説明から容易にわかるように、入力電圧Ｖｇの大きさによって、上述した各期間１ ＊ 〜４ ＊ の時間長が変化する。たとえば、入力電圧Ｖｇがピーク値である期間（つまりＶｇ＝Ｖｄｃの期間）には期間１ ＊ ，３ ＊ は生じないから、期間２ ＊ ，４ ＊ は電圧Ｖａの各半サイクルに相当する期間になり、期間２ ＊ ，４ ＊ の時間長が最大になる。このように、入力電圧Ｖｇの絶対値にほぼ比例して入力電流が流れるから、入力力率を高力率に維持することができる。なお、上記説明ではダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧降下は無視している。また、図２３における抵抗Ｒは図２１におけるインバータ回路および共振回路に相当する。
【００１１】
次に、図２１の回路構成におけるインバータ回路の負荷としての共振回路の動作について考察する。期間１ ＊ ，３ ＊ ではダイオードＤ１，Ｄ２がともにオフであるから、インバータ回路の負荷にはコンデンサＣｉｎが含まれず、図２５（ａ）のような等価回路になる。ここで、コンデンサＣｃは共振回路の共振周波数に関与しない程度に十分に大きく設定されているから、共振周波数はインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとによって決定される。一方、期間２ ＊ ，４ ＊ ではダイオードＤ１，Ｄ２の一方がオンになるから、コンデンサＣｉｎも共振に関与し、図２５（ｂ）のような等価回路になる。つまり、共振周波数はコンデンサＣｒｓ，Ｃｉｎの並列合成容量とインダクタＬｒｓとによって決定される。このように、電圧Ｖａの変化の１サイクルの間に共振回路の構成（以下では共振モードという）が変化し、しかも上述のように各期間１ ＊ 〜４ ＊ の時間長が入力電圧Ｖｇの瞬時値によって変化するから、交流電源ＡＣの電圧波形の１サイクル内で放電灯Ｌｄに流れるランプ電流の包絡線は入力電圧Ｖｇの瞬時値に応じて変化する。つまり、ランプ電流の包絡線に含まれるリップル・波高率が増加し、放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えたり、光出力が変動してちらつきなどが生じることになる。
【００１２】
この種の問題を解決するために、定常点灯時におけるランプ電流の波高率を抑制するようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数（動作周波数）やデューティ比を制御することが考えられている。ただし、定常点灯時にランプ電流の波高率を小さくするように設定しても、調光点灯時における波高率の増加を抑制することはできない。これは次の理由による。
図２６は上述した期間１ ＊ ，３ ＊ と期間２ ＊ ，４ ＊ とにおける各共振モードでの出力ゲインの特性を示す図であって、図中ａは調光状態での期間２ ＊ ，４ ＊ の特性、ｂは調光状態での期間１ ＊ ，３ ＊ の特性、ｃは定格点灯時の期間２ ＊ ，４ ＊ の特性、ｄは定格点灯時の期間１ ＊ ，３ ＊ の特性を示している。ここでは、定格点灯時における期間１ ＊ ，３ ＊ の特性ｄと期間２ ＊ ，４ ＊ の特性ｃとの交点付近の周波数ｆ０をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数として設定して放電灯Ｌｄを定常点灯させる。このような設定によって、共振モードの変化による出力電流の変化が防止できるから、定常点灯時におけるランプ電流のリップルの増加を抑制することができる。
【００１３】
上述した共振回路の設定に加えて、入力電圧に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を変化させるように制御（動作周波数を変化させる制御を周波数制御という）することも考えられている。周波数制御の際の制御信号の周波数の変化の幅（これを制御信号の変調幅という）は入力電圧の振幅に依存しており、入力電圧の振幅はほぼ一定であるから、変調幅もほぼ一定になる。上述のように共振回路を設定するとともにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を入力電圧に応じて周波数制御すれば、定常点灯におけるランプ電流のリップルを低減し波高率を小さくすることができる。
【００１４】
次に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を変化させる周波数制御によって調光制御を行なう場合について考察する。たとえば、動作周波数を定常点灯時よりも高周波側である周波数ｆ１に設定して調光制御を行なうと、調光状態では期間２ ＊ ，４ ＊ の出力ゲイン（図に□で示す）と、期間１ ＊ ，３ ＊ の出力ゲイン（図に■で示す）との差が大きくなり、入力電圧のゼロクロス点付近とピーク点付近とでの出力電流の差が大きくなる。また、入力電圧に応じた周波数制御を併用するとしても、調光度によらず変調幅がほぼ一定であるから、出力電流の波高率はあまり改善されず、調光点灯を行なうと放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えることになる。
【００１５】
一方、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数ではなくデューティ比を制御することにより調光する場合もある（この制御をデューティ制御という）。デューティ制御では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の比率を調節する。このとき動作周波数は一定であるが、放電灯Ｌｄの等価インピーダンスは変化するから、期間２ ＊ ，４ ＊ の出力ゲイン（図に△で示す）と、期間１ ＊ ，３ ＊ の出力ゲイン（図に▲で示す）との差が大きくなり、結局、入力電圧のゼロクロス点付近とピーク点付近とでの出力電流の差が大きくなる。この場合も入力電圧に応じた周波数制御を併用することができるが、調光度によらず変調幅がほぼ一定であるから、出力電流の波高率はあまり改善されず、周波数制御による調光制御の場合と同様に放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えることになる。
【００１６】
要するに、調光制御のために周波数制御を採用するかデューティ制御を採用するかにかかわらず、調光時にはランプ電流のリップルが増加し波高率が大きくなるから、調光制御を行なうと放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与える。
【００１７】
ところで、放電灯Ｌｄは周囲温度に応じて等価インピーダンスが変化し、低温時には等価インピーダンスが大きくなることが知られている。また、ランプ電流が比較的少ない調光時には出力が同じ状態でも等価インピーダンスが大きくなる。等価インピーダンスが大きくなると、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの１サイクル内での２つの共振モードのゲインの差が一層大きくなるから、放電灯Ｌｄに流れる電流の低周波リップルがさらに増加することになる。つまり、周囲温度が低い状態で調光すると放電が不安定になり、ちらつき、移動縞、立ち消えなど照明に適していない現象が生じやすくなる。このように調光制御を行なうと放電灯Ｌｄの寿命に悪影響があり、しかも低温時にはちらつきなどの現象が生じやすくなる。
【００１８】
図２７に示すものは別の構成例であって、図２１に示した構成では放電灯ＬｄとコンデンサＣｒｓとの一端を整流回路ＤＢの直流出力端の負極に接続していたが、この構成ではダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点に接続している。また、コンデンサＣｉｎに代えてダイオードＤ2 にコンデンサＣｉｍを並列接続することによって、入力電流歪の増加を抑制し入力力率を高力率に保つようにしてある。この回路を図２１に対する図２２の等価回路と同様な等価回路で示すと図２８のように表すことができる。この等価回路ではインバータ回路を振幅がほぼ一定の電流Ｉａを出力する高周波電流源とみなしている。
【００１９】
図２８の等価回路でも、図２２の等価回路と同様に動作を４状態に分けることができ、高周波電流源から出力される電流Ｉａの１サイクルの間でダイオードＤ1 が導通する期間が最大になるのは、電源Ｖｇのピーク時つまりＶｇ＝Ｖｄｃになるときであって、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの半サイクルの期間になる。
【００２０】
しかして、この回路構成では、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 がともにオフである期間には共振回路がＬｒｓとコンデンサＣｒｓとコンデンサＣｉｍとの直列回路になり、ダイオードＤ2 がオンになればコンデンサＣｉｍが短絡されるから、共振回路はＬｒｓとコンデンサＣｒｓとにより構成されることになる。結局、図２１に示した構成と同様にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の１サイクルの間に２つの共振モードがあるから、図２１の構成と同様の問題を生じる。つまり、放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線が入力電圧Ｖｇに応じて変化し、ランプ電流の包絡線のリップルが増加し波高率が大きくなって放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与える。
【００２１】
図２７の回路構成に加えてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を制御することによりランプ電流の波高率を低減することも考えられている（米国特許第５４０４０８２号、米国特許第５４１０２２１号）。つまり、入力電圧、出力電流、出力電圧などを検出し、出力電流であるランプ電流の波高率を低減させるように周波数制御を行なうのである。しかしながら、これらの構成も調光点灯時にはリップルが増加し波高率が大きくなるという問題がある。
【００２２】
つまり、米国特許第５４０４０８２号に記載のものは入力電圧を検出して周波数制御するものであって、図２６を用いて説明したように、調光度に応じてリップルや波高率が変化する。
【００２３】
一方、米国特許第５４１０２２号に記載されたものは、放電灯Ｌｄへの出力を検出してランプ電流の波高率を低減するように周波数制御するものである。この構成ではランプ電流の変動幅とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数の変調幅とが一定の比率になるように設定されている。
【００２４】
ところで、このような構成において放電灯Ｌｄを調光点灯させたとすると、ランプ電流のリップルが大きくなるのに対して、ランプ電流の絶対値が小さいからリップルを除去することができる程度に制御信号の変調幅を広くとることができなくなり、結局、調光点灯時にはランプ電流のリップルを除去する効果が不十分になり波高率が比較的大きくなる。つまり、放電等Ｌｄのランプ寿命に悪影響を与え、光出力が変動するなどの問題が生じる。
【００２５】
一方、図２９に示す放電灯点灯装置も提案されている（Wei Chen, Fred C. Lee and Tokushi Yamauchi, “An Improved “Charge Pump ”Electronic Ballast with Low THD and Low Creset Factor ”,IEEE APEC '96 Conference Procedings, pp.622-627, 1996）。この構成では、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢを備え、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ2 を介して平滑コンデンサＣｅが接続される。平滑コンデンサＣｅの両端間には一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続される。平滑コンデンサＣｅの負極側に接続されたスイッチング素子Ｑ2 の両端間にはインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路が接続され、コンデンサＣｒｓの両端間には直流カット用のコンデンサＣｃを介してインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 との直列回路が接続され、コンデンサＣ2 の両端間に放電灯Ｌｄが接続される。インダクタＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のアノードとの間にはコンデンサＣｉｎが接続される。さらに、インダクタＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のカソードとの間にはダイオードＤｃ1 が接続される。このダイオードＤｃ1 はダイオードＤ2 とカソードが共通に接続される。また、コンデンサＣｒｓには整流回路ＤＢの直流出力端の負極にアノードを接続したダイオードＤｃ2 が並列接続される。この構成によって、インダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとからなる共振回路と、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回路との２段の共振回路を持つ構成になる。
【００２６】
図２９に示すものは、軽負荷時（予熱期間や始動期間）に平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃが上昇するのを防止して構成部品への電圧ストレスを防止するものである。また、ダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 を設けることによって波高率の増加を抑制している。これらのダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 は、コンデンサＣｒｓの両端電圧のピーク−ピーク電圧を平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃにクランプしており、コンデンサＣｒｓの両端電圧は一定値でクランプされる。このことにより、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回路への入力電圧が一定振幅になるから、放電灯Ｌｄに供給される電流の包絡線はリップルが比較的少なく波高率が小さくなる。また、コンデンサＣｒｓの両端電圧のピーク−ピーク電圧は平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃに制限されるから、コンデンサＣｉｎに印加される電圧の包絡線は入力電圧に従う正弦波状となり、交流電源ＡＣからの入力電流の歪を少なくすることができる。図３０はダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 を用いない場合を示し、（ａ）はコンデンサＣｒｓの両端電圧、（ｂ）はコンデンサＣｉｎの両端電圧を示している。また、図３１はダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 を用いた場合を示し、（ａ）はコンデンサＣｒｓの両端電圧、（ｂ）はコンデンサＣｉｎの両端電圧を示している。両図中においてＶｄｃは平滑コンデンサＣｅの両端電圧、Ｖｇは整流回路ＤＢの出力電圧を示す。
【００２７】
上述したように、図２９に示した構成では、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御によらずにランプ電流の波高率の増加を抑制することができるが、デューティ制御により調光を行なうと次のような問題が生じる。ここで、デューティ制御では、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を１：１（デューティ比が５０％）にした状態が定常点灯状態であり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間の比率を変えることにより調光することができる。たとえば、動作周波数を変えずにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を７：３に設定すれば、コンデンサＣｒｓの両端電圧の振幅が小さくなるからコンデンサＣｉｎを通して交流電源ＡＣから流れ込む電流が減少する。つまり、交流電源ＡＣからの入力電力と放電灯Ｌｄへの出力電力とがともに減少して平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃはほぼ一定に保たれる。
【００２８】
しかしながら、調光点灯時にコンデンサＣｒｓの両端電圧が減少するのに対して、平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃが一定に保たれるから、コンデンサＣｒｓの両端電圧はクランプされないことになる。つまり、コンデンサＣｒｓの両端電圧がクランプされないから、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回路への入力電圧であるコンデンサＣｒｓの両端電圧の波高値が大きくなり、結果的に放電灯Ｌｄへのランプ電流の波高率が増加することになる。
【００２９】
一方、ランプ電流の波高率の増加を抑制するために、図３２に示すように、ランプ電流を検出する変流器よりなる電流検出部ＳＩを設け、検出したランプ電流に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を制御することが考えられる。つまり、電流検出部ＳＩで検出したランプ電流を抵抗Ｒｄにより電圧に変換し、抵抗ＲｌとダイオードＤａとコンデンサＣｄとからなる遅延回路によりランプ電流の包絡線のリップルを抽出して、フィードバック回路ＦＢに設けた誤差増幅器Ａｍｐで基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、前記リップルと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を制御回路ＣＮに与え、制御回路ＣＮから出力される制御信号の周波数を上記誤差が小さくなる方向に変化させるものである。この構成によって、放電灯Ｌｄの定格点灯時にはランプ電流の波高率を低減することができる。つまり、電流検出部ＳＩと抵抗Ｒｄと遅延回路とにより検出部が構成される。
【００３０】
ところが、図３３に示すように、制御回路ＣＮに対して外部から調光信号Ｄｉｍを与えて調光制御を行なおうとすると、ランプ電流の波高率が増大するという問題が生じる。これは、放電灯Ｌｄを調光点灯させるとランプ電流が減少し、フィードバック回路ＦＢに入力される電流が減少するからであって、上述したように調光時にはダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 によるコンデンサＣｒｓの両端電圧のクランプがあまり有効ではなく、ランプ電流が比較的大きく変動するにもかかわらず、フィードバック回路ＦＢの出力値が小さいことによってランプ電流の変動に対する制御信号の変調幅を規定の範囲で確保することができず、結局、調光時にはランプ電流の波高率を低減する効果を十分に得ることができないという問題が生じる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
上述した各従来構成のように、インバータ回路の出力側と平滑コンデンサＣｅへの充電経路との間にコンデンサＣｉｎ，Ｃｉｍを挿入した形式の放電灯点灯装置をチャージポンプ型と総称している。この種のチャージポンプ型の放電灯点灯装置では、ランプ電流のリップルを減少させ波高率を低減するための各種構成を採用しても、上述したように、調光点灯時にはランプ電流のリップルが増大し波高率が大きくなるという問題が生じてしまうのが現状である。また、上述のように周囲温度が低い場合にもランプ電流の変動が大きくなってちらつきなどが発生するという問題もある。
【００３２】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、チャージポンプ型の放電灯点灯装置において調光制御を行なう場合や周囲温度が低い場合でもランプ電流の包絡線のリップルの増加を抑制し波高率の増大を抑制することができるようにすることにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、高周波でオンオフされるスイッチング素子を用いて平滑コンデンサの両端電圧を高周波電力に変換するインバータ回路と、共振回路と放電灯とを含みインバータ回路の出力を共振回路を通して放電灯に与える負荷回路と、前記共振回路の一端に接続され共振回路に生じる高周波電圧または高周波電流の瞬時値の変化に応じて整流回路の出力端の電位を変化させるコンデンサと、前記スイッチング素子をオンオフさせるための制御信号を生成する制御手段とを備え、前記スイッチング素子の動作の１サイクル内で共振回路に前記コンデンサを含む共振モードと前記コンデンサを含まない共振モードとが生じるとともに、交流電源の電圧の瞬時値に応じて各共振モードの生じる時間長の比率が変化する放電灯点灯装置において、前記放電灯に流れるランプ電流の包絡線のリップルを低減するように前記制御信号を変調して前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容されている範囲内で変化させる変調信号を生成するリップル低減手段と、調光手段が発生する調光信号による調光の深さと温度センサで検出した周囲温度との少なくとも一方に呼応した条件信号を発生する条件信号発生手段とを具備し、前記リップル低減手段は負荷出力を検出する検出部を備えるとともに検出部での入出力倍率を前記条件信号に基づいて変化させて前記変調信号を補正することにより前記リップルの増加を抑制するように前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容されている範囲内で変化させる手段を含むものである。この構成によれば、放電灯のランプ電流の包絡線のリップルを増加させるように条件信号が変化すれば、その条件信号の変化に応じてインバータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのタイミングを変化させることが可能になり、結果的にランプ電流のリップルの増加を抑制し波高率の増大を抑制することができる。
【００３７】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記検出部が、ランプ電流、ランプ電圧、ランプ電力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷出力として検出するものである。
【００３９】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化させるものである。
【００４０】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて基準値を変化させるものである。
【００４１】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、放電灯を蛍光灯としたものである。
【００４２】
請求項２ないし請求項５の発明は望ましい実施態様である。
【００４３】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように、図２９に示した従来構成を調光制御に適した構成となるように改良したものである。この回路は、従来構成として説明したように、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢを備え、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ2 を介して平滑コンデンサＣｅが接続される。平滑コンデンサＣｅの両端間には一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続される。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 はＭＯＳＦＥＴよりなる。平滑コンデンサＣｅの負極側に接続されたスイッチング素子Ｑ2 の両端間にはインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路が接続され、コンデンサＣｒｓの両端間には直流カット用のコンデンサＣｃを介してインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 との直列回路が接続され、コンデンサＣ2 の両端間に放電灯Ｌｄが接続される。インダクタＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のアノードとの間にはコンデンサＣｉｎが接続される。さらに、インダクタＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のカソードとの間にはダイオードＤｃ1 が接続される。このダイオードＤｃ1 はダイオードＤ2 とカソードが共通に接続される。また、コンデンサＣｒｓには整流回路ＤＢの直流出力端の負極にアノードを接続したダイオードＤｃ2 が並列接続される。放電灯Ｌｄは蛍光灯、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのいずれでもよいが、以下では基本的に蛍光灯を想定している。
【００４４】
ところで、放電灯Ｌｄに流れるランプ電流は電流検出部ＳＩにより検出され、この電流値はフィードバック回路ＦＢを通して制御回路ＣＮにフィードバックされる。制御回路ＣＮはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンオフさせる制御信号を生成する回路であって、オンオフの動作周波数を決定する矩形波の基準信号を発生する発振回路と、基準信号から所定のオンデューティのデューティ信号を生成する信号生成回路と、デューティ信号のオン期間を一方のスイッチング素子Ｑ2 またはＱ1 のオン期間とし、デューティ信号のオフ期間を他方のスイッチング素子Ｑ1 またはＱ2 のオン期間とするように各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンオフさせる制御信号を生成する駆動回路とを備える。したがって、発振回路の出力周波数を変更すればスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの動作周波数を調節することができ、信号生成回路でオンデューティを変更すれば各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間の比率（以下ではオンデューティ比という）を調節することができる。また、デッドオフタイム（スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの切換時に両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を同時にオフに保つ期間）を調節する機能を持つように制御回路ＣＮを構成することも可能である。デッドオフタイムを変更する場合には、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間とデッドオフタイムとの加算値同士の比率がオンデューティ比になる。動作周波数とオンデューティ比とデッドオフタイムとは独立して制御することができる。
【００４５】
フィードバック回路ＦＢは、電流検出部ＳＩで検出した放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線のうちのリップルを抽出するとともに、抽出したリップルとあらかじめ設定した基準値との誤差を求める。つまり、フィードバック回路ＦＢと制御回路ＣＮとによってランプ電流の変動を抑制するようにフィードバック制御を行なうのであって、これらによりリップル低減手段が構成される。
【００４６】
また、本実施形態は放電灯Ｌｄを調光制御するものであり、制御回路ＣＮは条件信号発生手段としての調光手段から直流電圧信号である調光信号Ｄｉｍを受けて制御回路ＣＮから出力される制御信号の周波数、デューティ比、デッドオフタイムの少なくとも１つを制御するようになっている。ここまでの構成は図３２に示した従来構成と同様である。
【００４７】
本実施形態では調光信号Ｄｉｍを制御回路ＣＮに入力するだけではなく、調光信号Ｄｉｍで指示された調光度に応じて電流検出部ＳＩでの検出値の変動範囲を変化させる合成回路ＭＸにも与えている点が従来構成とは異なっている。合成回路ＭＸは、調光信号Ｄｉｍにより指示される調光度が深いほど（つまり、ランプ電流を小さくするするほど）、合成回路ＭＸから出力される信号値の振幅が大きくなるように構成されている。つまり、調光度が深いほど制御信号の変化の幅（変調幅）が広くなるように調光度と変調幅とを連動させる。これにより、出力電流の波高率が大幅に低減される。
【００４８】
図１に示した回路について、電流検出部ＳＩ、フィードバック回路ＦＢ、合成回路ＭＸの一例を具体的に示すと図２のような構成になる。電流検出部ＳＩは変流器を用いて構成されており、合成回路ＭＸは電流検出部ＳＩの出力電流を電圧に変換する抵抗Ｒｄにコレクタ−エミッタが並列接続されたトランジスタＱｃを備える。トランジスタＱｃのベースには抵抗Ｒｂを介して電圧信号である調光信号Ｄｉｍが入力され、調光信号Ｄｉｍのレベルが変化すればトランジスタＱｃの導通度（つまり、コレクタ−エミッタ間の等価抵抗）が変化し、抵抗Ｒｄの両端電圧を変化させる。つまり、調光信号Ｄｉｍの信号値が大きいほど（電圧が高いほど）トランジスタＱｃの等価抵抗が小さくなるから、抵抗Ｒｄの両端電圧が低下するのである。調光信号Ｄｉｍは調光度が深いほど電圧値を小さくするように設定されており、調光度が深いとトランジスタＱｃの等価抵抗が増大して抵抗Ｒｄの両端電圧の振幅が大きくなる。このようにして、電流検出部ＳＩで検出した電流を電圧に変換する際の変換倍率（つまり入出力倍率）を調光信号に応じて変化させる。
【００４９】
フィードバック回路ＦＢは、ランプ電流を電圧に変換する上記抵抗Ｒｄ、および抵抗ＲｌとダイオードＤａとコンデンサＣｄとからなる遅延回路を備え、誤差増幅器Ａｍｐによって遅延回路の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差を取り出すように構成されている。つまり、抵抗ＲｌとコンデンサＣｄとは、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数程度の高周波は阻止し交流電源ＡＣの電源周波数程度の低周波は通過させるように設計され、放電灯Ｌｄのランプ電流のうち低周波リップルを含んだ直流電圧信号を抽出して誤差増幅器Ａｍｐに入力する。
【００５０】
制御回路ＣＮは、調光信号Ｄｉｍにより制御信号のオンデューティ比を決定し、遅延回路から誤差増幅器Ａｍｐへの入力電圧が高いときには放電灯Ｌｄのランプ電流を小さくし、誤差増幅器Ａｍｐへの入力電圧が低いときには放電灯Ｌｄのランプ電流を大きくするようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を変化させる。つまり、誤差増幅器Ａｍｐの出力であるフィードバック回路ＦＢの出力電圧により動作周波数を変調する。このような制御によって、放電灯Ｌｄに流れる電流はほぼ一定になり波高率が低減される。なお、調光信号Ｄｉｍとフィードバック回路ＦＢの出力とによって制御する対象は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数とデューティ比とデッドオフタイムとの少なくとも１つの要素であればよい。
【００５１】
定格点灯時には、上述の制御によって、ランプ電流の波高率を十分に小さくすることができる場合でも、調光制御の際には従来例でも説明したように、上述の動作のみでは放電灯Ｌｄに流れる電流の波高率を十分に小さくするのが難しいから、出力電流の波高率をさらに小さくすることができるようにしなければならない。そこで、上述のように合成回路ＭＸを設けて抵抗ＲｄにトランジスタＱｃのコレクタ−エミッタを並列接続してある。
【００５２】
上述のように、調光度が深いほど調光信号Ｄｉｍの電圧値は低くなるから、トランジスタＱｃのベース電流が減少し、トランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が増加して、誤差増幅器Ａｍｐへの入力電圧の振幅が大きくなる。つまり誤差増幅器Ａｍｐの出力振幅が大きくなる。このことによって、調光時における制御信号の変調幅を規定範囲内に収めることができ、調光時の出力電流の波高率を大幅に低減することが可能になる。
【００５３】
本実施例ではランプ電流を変化させるためにトランジスタＱｃを用いたが、放電灯Ｌｄに流れる電流の検出値の増幅度を調光度に応じて調節することができる構成であれば同様の効果を得ることができる。またランプ電流を変流器により検出しダイオードＤａにより半波整流する構成としたが、ダイオードＤａに代えて全波整流回路を用いれば、コンデンサＣｄの両端電圧の高周波リップルをより少なくすることができる。制御回路ＣＮを構成する発振回路は外部から与えられる制御電圧により出力周波数を変化させるＶＣＯを用いるようにし、誤差増幅器Ａｍｐの出力により出力周波数を制御してもよい。
【００５４】
しかして、本実施形態のような合成回路ＭＸを用いていない場合には、放電灯Ｌｄのランプ電流は図３（ａ）のように包絡線成分に低周波リップルを含み、電流検出部ＳＩの出力は図３（ｂ）のようになる。これに対して、上述の構成を採用すれば、定格点灯時に対して調光時には合成回路ＭＸにより低周波リップルの振幅が大きくなるから、図３（ｃ）１ ＊ （図３（ｃ）２ ＊ は合成回路ＭＸを用いていない場合を示す）のように低周波リップルが強調され、結果的に図３（ｄ）のように放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線をほぼ一定に保つことが可能になる。このようにランプ電流のリップルが大幅に減少し波高率が大幅に低減されるから、ランプ寿命の向上につながるのである。
【００５５】
（実施形態２）
本実施形態は、図４に示すように、調光信号ＤｉｍをツェナーダイオードＺＤを介してＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチ素子Ｑ3 のゲートに印加し、スイッチ素子Ｑ3 の両端間には、抵抗Ｒ3 と直流電源Ｖｃｃとの直列回路を接続するとともに、フォトカプラＯＣの発光素子を接続してある。したがって、スイッチ素子Ｑ3 がオンのときにはフォトカプラＯＣの発光素子は消灯し、スイッチ素子Ｑ3 がオフになればフォトカプラＯＣの発光素子が点灯する。スイッチ素子Ｑ3 のゲートにはツェナーダイオードＺＤを介して調光信号Ｄｉｍが印加されるから、調光度が所定の深さになればツェナーダイオードＺＤがオフになってスイッチ素子Ｑ3 がオフになり、このときフォトカプラＯＣの発光素子が点灯する。
【００５６】
フォトカプラＯＣの受光素子には抵抗Ｒ2 と直流電源Ｖｃｃ’とが直列接続される。さらに、フォトカプラＯＣの受光素子はＭＯＳＦＥＴよりなる２個のスイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 を制御しており、両スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 は抵抗Ｒｇ’とともに直列接続され、スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 と抵抗Ｒｇ’との直列回路は誤差増幅器Ａｍｐの増幅率を決定する抵抗Ｒｇと並列接続されている。したがって、スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 がオンになれば、抵抗Ｒｇと抵抗Ｒｇ’とが並列接続されて合成抵抗が小さくなり増幅率が小さくなる。スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 がオンになるのは、フォトカプラＯＣの受光素子がオフのときであって、受光素子がオフになるのはスイッチ素子Ｑ3 がオンのときである。つまり、調光度が浅いときには誤差増幅器Ａｍｐの増幅率は小さく、調光度が所定値以上に深くなると誤差増幅器Ａｍｐの増幅率が大きくなる。
【００５７】
上述のような動作によって、調光度が深く放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線の低周波リップルが増加しようとするときには誤差増幅器Ａｍｐの増幅度を大きくすることで変調幅を大きくすることができ、実施形態１と同様に、放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線の低周波リップルを調光時においても低減することができる。なお、本実施形態では１個のツェナーダイオードＺＤを用いて調光レベルを２領域に分割し、各領域で誤差増幅器Ａｍｐの増幅度を２段階に切り換えているが、さらに多段階に増幅度を切り換える構成も容易に実現することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００５８】
（実施形態３）
本実施形態は、図５に示すように、誤差増幅器Ａｍｐにおける基準電圧Ｖｒｅｆを変化させることによって、実施形態１と同様の機能を実現しようとするものである。すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆを与える基準電源Ｖｃｃに基準抵抗Ｒｒｅｆを直列接続し、トランジスタＱｒｅｆのコレクタ−エミッタ間に基準電源Ｖｃｃと基準抵抗Ｒｒｅｆとの直列回路を接続してある。トランジスタＱｒｅｆのベースには抵抗Ｒｂ’を通して調光信号Ｄｉｍが入力されており、電圧信号である調光信号Ｄｉｍの信号値が変化すればトランジスタＱｒｅｆの導通度が変化するようになっている。トランジスタＱｒｅｆの導通度が変化すればトランジスタＱｒｅｆのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が変化するから、調光度に応じて誤差増幅器Ａｍｐの出力の変化幅つまり変調幅を調節することができる。つまり、調光度が深くなるとトランジスタＱｒｅｆに流れるベース電流が増加するから、コレクタ−エミッタ間の電位が低下し、誤差増幅器Ａｍｐに入力されている基準電圧Ｖｒｅｆが低下する。
【００５９】
いま、トランジスタＱｒｅｆを設けていない場合であって、基準電圧Ｖｒｅｆが比較的高く、誤差増幅器Ａｍｐに入力されるコンデンサＣｄの両端電圧（実線）との関係が図６（ａ）のような関係であるものとする。誤差増幅器Ａｍｐの出力電圧はコンデンサＣｄの両端電圧を反転して基準電圧Ｖｒｅｆ分のオフセット電圧を与えた形になるから、たとえば図６（ａ）の二点鎖線のようになる。一方、トランジスタＱｒｅｆを用いることにより調光信号Ｄｉｍの調光度を深くしたときに基準電圧Ｖｒｅｆを引き下げるようにした場合には、図６（ｂ）のように誤差増幅器Ａｍｐの出力が小さくなる。つまり、誤差増幅器Ａｍｐの出力電圧について、図６（ａ）に示す場合の直流成分をａとし、図６（ｂ）に示す場合の直流成分をａ’とし、リップルの変動幅（制御信号の変調幅に相当する）をＡとすれば、Ａ／ａ＜Ａ／ａ’になる。このように、基準電圧Ｖｒｅｆを調光信号Ｄｉｍに連動させて変化させることによって、誤差増幅器Ａｍｐの出力に含まれるリップルの割合を大きくすることができ、結果的に誤差増幅器Ａｍｐの出力におけるリップルを増幅したことになる。このことにより、調光度が深い状態でもランプ電流の包絡線の低周波リップルを低減することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００６０】
（実施形態４）
本実施形態は、図７に示すように、誤差増幅器Ａｍｐの基準電圧を調光信号Ｄｉｍで与えるようにしたものである。この構成では、調光信号Ｄｉｍの信号値が最小のときに放電灯Ｌｄへの出力電流が最小になり、調光信号Ｄｉｍの信号値が最大のときに放電灯Ｌｄへの出力電流が最大になるように設定してある。調光度が深くなれば調光信号Ｄｉｍの信号値が大きくなるから、実施形態３と同様に機能することになる。この構成は、制御回路ＣＮに調光信号を入力する必要がなく、簡単な回路構成ながら調光制御と調光度に応じた波高値の制御とが同時に達成できる。
【００６１】
実施形態１ないし実施形態４では、出力の低周波リップルを検出する構成として放電灯Ｌｄのランプ電流を変流器で検出する構成を示したが、放電灯Ｌｄの両端電圧や放電灯Ｌｄが接続されている共振回路の共振電流（インダクタＬ2 を流れる電流）、あるいはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れ込む電流などを検出するようにしても同様の動作が可能である。
【００６２】
（実施形態５）
本実施形態は、図８に示すように、整流回路ＤＢへの入力電圧ないし入力電流に基づいてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作をフィードフォワード制御するものである。この種の放電灯点灯装置の動作を大別すると、図９（ｂ）のような入力電圧（整流回路ＤＢの出力電圧）に対して、図９（ａ）のように放電灯Ｌｄに流れる電流の増減が入力電圧の増減とは反対になる傾向のものと、図１０（ｂ）のような入力電圧に対して、図１０（ａ）のように放電灯Ｌｄに流れる電流の増減が入力電流の増減に対応する傾向のものとがある。
【００６３】
このような傾向が顕著に現れる場合には放電灯Ｌｄに流れる電流の包絡線に低周波リップルが含まれるから、放電灯Ｌｄの光出力が変動してちらつきの原因になるとともに、波高率が大きいことによって放電灯Ｌｄの寿命が短くなるなどの悪影響が生じる。本実施形態は上述のようにフィードフォワード制御によって放電灯Ｌｄのランプ電流の波高値を小さくするものである。
【００６４】
すなわち、図８のように、整流回路ＤＢに印加される入力電圧を検出する検出部としての電圧検出部ＳＶと、電圧検出部ＳＶで検出した電圧と調光信号Ｄｉｍとを合成する合成回路ＭＸ’と、合成回路ＭＸ’の出力を受けて制御回路ＣＮに入力するフィードフォワード回路ＦＦとを備えている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のデューティ比（＝スイッチング素子Ｑ1 のオン期間／１周期）は５０％を上限値に設定し、フィードフォワード回路ＦＦの出力信号の信号値の増減に応じてデューティ比が増減する制御信号が制御回路ＣＮで生成される。したがって、フィードフォワード制御によって入力電源の変動に対するランプ電流の変動が低減されることになる。このようにフィードフォワード回路ＦＦと制御回路ＣＮとによりリップル低減手段が構成される。ただし、調光時にはランプ電流の変動が大きくなるから、調節範囲設定手段としての合成回路ＭＸ’において電圧検出部ＳＶで検出した電圧と調光信号Ｄｉｍとを合成し、調光信号Ｄｉｍにより指示された調光度が深いほど大きな合成信号が出力されるように合成回路ＭＸ’を構成しておく（実施形態１ないし実施形態４の合成回路ＭＸと同様の構成を採用すればよい）。このような構成によって、調光度が深くなると変調幅が広がり波高率が大幅に改善されるのである。
【００６５】
調光度が深くなると、図９（ａ）、図１０（ａ）のような電流が放電灯Ｌｄに流れる場合において、従来構成では整流回路ＤＢへの入力電圧が図９（ｂ）、図１０（ｂ）のようになっていたのに対して、本発明ではフィードフォワード回路ＦＦの出力が図９（ｃ）、図１０（ｃ）のようになるから、制御回路ＣＮに比較的大きな変調幅を持つ信号を入力することができる。その結果、図９（ｄ）１ ＊ 、図１０（ｄ）１ ＊ のようにそれぞれ同図に２ ＊ として示した合成回路ＭＸ’の存在しない場合の構成に比較して出力電流を大きく変化させることができ、図９（ｅ）、図１０（ｅ）のように放電灯Ｌｄに流れる電流をほぼ一定に保つことが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００６６】
（実施形態７）
本実施形態は、図１２に示すように、実施形態６と同構成のインバータ回路を用い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものである。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制することができる。他の構成および動作は実施形態５と同様である。
【００６７】
（実施形態８）
本実施形態は、図１３に示すように、図２７に示した従来構成に実施形態１で説明したフィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとを付加したものである。この構成では、放電灯Ｌｄに流れる電流の振幅を一定に保つようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を十分に制御することができるから、調光時においても波高率が増大するのを防止することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００６８】
（実施形態９）
本実施形態は、図１４に示すように、実施形態８と同構成のインバータ回路を用い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものである。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制することができる。他の構成および動作は実施形態５と同様である。
【００６９】
（実施形態１０）
本実施形態は、図１５に示すように、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ1 を介してコンデンサＣｉｋを接続し、平滑コンデンサＣｅの両端間に一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を接続し、ダイオードＤ1 のアノードとスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 同士の接続点との間にトランスＴ1 の１次巻線とインダクタＬｒｓとの直列回路を接続してある。平滑コンデンサＣｅの負極は整流回路ＤＢの直流出力端の負極に接続してある。また、トランスＴ1 の２次巻線にはコンデンサＣｒｓおよび放電灯Ｌｄを接続してある。この構成においてもスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオンオフされる１サイクルの間に放電灯Ｌｄに電力を供給するための共振回路が共振周波数を変化させる動作になる。また、コンデンサＣｉｋを設けていることによって入力電流歪の増加を抑制し入力力率を高力率に保つよう作用を有している。
【００７０】
本実施形態では、このインバータ回路に、実施形態１で説明したフィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとを付加してある。この構成では、放電灯Ｌｄに流れる電流の振幅を一定に保つようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を十分に制御ことができるから、調光時においても波高率が増大するのを防止することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
（実施形態１１）
本実施形態は、図１６に示すように、実施形態１０と同構成のインバータ回路を用い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものである。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制することができる。他の構成および動作は実施形態５と同様である。
【００７１】
（実施形態１２）
放電灯Ｌｄは周囲温度に応じてインピーダンスが変化することが知られている。とくに、放電灯Ｌｄに流れる電流が比較的少ない調光時には出力が同じ状態でも等価インピーダンスが大きくなる。等価インピーダンスが大きくなると、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の１サイクル内での２つの共振モードのゲインの差が一層大きくなるから、放電灯Ｌｄに流れる電流の低周波リップルがさらに増加することになる。
【００７２】
また、周囲温度が低い状態で調光すると、放電灯Ｌｄの放電が不安定になり、ちらつき、移動縞、立ち消えなど照明に適していない現象が生じやすくなる。このような現象は、放電灯Ｌｄのランプ電流に含まれる低周波リップルが多くかつランプ電流の振幅の最小値が小さいほど顕著になる。本実施形態は、低温時におけるこの種の現象の発生を低減するようにしたものである。
【００７３】
しかして、図１７に示すように、図１に示した実施形態１の構成において合成回路ＭＸに調光信号を入力するのではなく周囲温度を検出する温度センサＴＨの出力を合成回路ＭＸに入力している。具体的には、図１８に示すように、図２に示した合成回路ＭＸの抵抗Ｒｂ，ＲｄおよびトランジスタＱｃに代えて温度センサＴＨを接続してある。温度センサＴＨとしては負特性サーミスタ（以下、ＮＴＣという）を用いている。この温度センサＴＨは検出温度が低いほど抵抗値が増大するから、電流検出部ＳＩで検出される電流の変化幅が一定であるとすれば周囲温度が低いほうが温度センサＴＨの両端電圧の変化幅が大きくなる。つまり、電流検出部ＳＩで検出される電流の変化幅が一定であるとすれば、周囲温度が高いときよりも低いときのほうが誤差増幅器Ａｍｐに入力される電圧の変化幅が大きくなる。このことにより、低温時のほうが放電灯Ｌｄに流れる電流の変動に対して制御回路ＣＮから出力される制御信号を大きく変化させることができ、低温時においても放電灯Ｌｄに流れる電流の変動に追従することが可能になる。つまり、波高率を低減することが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００７４】
（実施形態１３）
低温時における波高率の増加を防止する構成としては、図１９に示す構成を採用してもよい。この構成は誤差増幅器Ａｍｐの増幅率を決める抵抗ＲｇをＮＴＣよりなる温度センサＴＨに置き換えたものである。この構成では、周囲温度が低下すれば誤差増幅器Ａｍｐの帰還量が低下して増幅率が高くなり、ランプ電流の変化幅に対する制御信号の変調幅が大きくなる。つまり、実施形態１２と同様に機能する。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
（実施形態１４）
本実施形態は、図２０に示すように、調光度と周囲温度とのどちらが変化してもランプ電流の変化幅に対する制御信号の変調幅を調節して波高率の増加を防止するものである。つまり、図２に示した実施形態１の回路構成において、トランジスタＱｃのベース抵抗ＲｂをＮＴＣよりなる温度センサＴＨに置き換えたものである。
【００７５】
この構成によれば、調光度が深くなれば実施形態１で説明したようにトランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が大きくなる。また同様に、低温時には温度センサＴＨの抵抗値が増大することによりトランジスタＱｃのベース電流が減少してトランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が大きくなる。トランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が大きくなれば実施形態１で説明したようにランプ電流の変化幅に対する制御信号の変調幅が大きくなるから、調光度が深いときや低温時でもランプ電流の波高率の増加を抑制することができるのである。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
本実施形態では実施形態１の構成に温度センサＴＨを付加することにより調光度と周囲温度とのどちらが変化してもランプ電流の波高率の増加を抑制しているが、実施形態２ないし実施形態１１の構成においても実施形態１２ないし実施形態１４の構成に準じて温度センサＴＨを付加すれば、調光度と周囲温度との両方の変化に対応してランプ電流の波高率の増加を抑制する構成を得ることができる。つまり、調光時のランプ電流の低周波リップルの増加防止と、低温時におけるランプ電流の波高率の光の質への悪影響の改善を同時に達成する効果を同様に得ることができる。
【００７６】
【発明の効果】
請求項１の発明の構成によれば、放電灯のランプ電流の包絡線のリップルを増加させるように条件信号が変化すれば、その条件信号の変化に応じてインバータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのタイミングを変化させることが可能になり、結果的にランプ電流のリップルの増加を抑制し波高率の増大を抑制することができるという利点がある。
【００７７】
すなわち、条件信号発生手段が条件信号として調光信号を発生する調光手段である場合は、調光点灯時にランプ電流が減少してもリップル低減手段では調光信号に基づいて調光度に応じた調節範囲が得られるように変調信号を生成するから、調光制御時に調光度に応じたランプ電流を保つことができる。
【００７８】
また、条件信号発生手段が周囲温度を検出する温度センサである場合は、周囲温度が低くランプ電流のリップルが増加しやすい場合でも、周囲温度に応じた調節範囲が得られるようにリップル低減手段で変調信号を生成することにより、周囲温度が低いときでもランプ電流のリップルの増加を抑制し波高率を小さくすることができる。
【００８０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記検出部が、ランプ電流、ランプ電圧、ランプ電力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷出力として検出するものである。
【００８２】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化させるものである。
【００８３】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて基準値を変化させるものである。
【００８５】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、放電灯を蛍光灯としたものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の要部を具体化した回路図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】実施形態２を示す回路図である。
【図５】実施形態３を示す回路図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】実施形態４を示す回路図である。
【図８】実施形態５を示す回路図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】実施形態６を示す回路図である。
【図１２】実施形態７を示す回路図である。
【図１３】実施形態８を示す回路図である。
【図１４】実施形態９を示す回路図である。
【図１５】実施形態１０を示す回路図である。
【図１６】実施形態１１を示す回路図である。
【図１７】実施形態１２を示す回路図である。
【図１８】同上の要部を具体化した回路図である。
【図１９】実施形態１３を示す回路図である。
【図２０】実施形態１４を示す回路図である。
【図２１】従来例を示す回路図である。
【図２２】同上の等価回路図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】同上の動作説明図である。
【図２５】同上の動作説明図である。
【図２６】他の従来例の動作説明図である。
【図２７】さらに他の従来例を示す回路図である。
【図２８】同上の等価回路図である。
【図２９】別の従来例を示す回路図である。
【図３０】同上の動作説明図である。
【図３１】同上の動作説明図である。
【図３２】他の従来例を示す回路図である。
【図３３】さらに他の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
Ａｍｐ 誤差増幅器
ＡＣ 交流電源
Ｃｃ コンデンサ
Ｃｅ 平滑コンデンサ
Ｃｉｎ コンデンサ
Ｃｒｓ コンデンサ
ＣＮ 制御回路
Ｄｉｍ 調光信号
ＤＢ 整流回路
ＦＢ フィードバック回路
ＦＦ フィードフォワード回路
Ｌｄ 放電灯
Ｌｒｓ インダクタ
ＭＸ 合成回路
ＭＸ’ 合成回路
Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子
ＳＩ 電流検出部
ＳＶ 電圧検出部
ＴＨ 温度センサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、商用電源のような比較的低周波の交流電源を高周波交流に電力変換し、放電灯を高周波で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、商用電源のような比較的低周波の交流電源を高周波交流に電力変換して放電灯を高周波で点灯させるようにした放電灯点灯装置が提供されている。この種の放電灯点灯装置には、入力電流歪の増加を抑制しかつ入力力率を高力率に保つという技術的課題がある。この技術的課題を解決するために、昇圧形のチョッパ回路などを用いた力率改善回路により交流電源を直流電力に電力変換し、この直流電力をインバータ回路で高周波電力に変換する放電灯点灯装置が提案されている。すなわち、放電灯点灯装置として、ＡＣ／ＤＣ変換を行なうチョッパ回路とＤＣ／ＡＣ変換を行なうインバータ回路との２段階の電力変換手段を用いたものが各種提案されている。
【０００３】
しかしながら、チョッパ回路は部品点数が比較的多いから、放電灯点灯装置が大型化し、また部品コストが増加するという問題が生じる。そこで、チョッパ回路とインバータ回路とを個別に備える構成の放電灯点灯装置よりも部品点数を削減して小型化および低コスト化を図った各種構成が提案されている。
【０００４】
図２１に示すものは、特開平４−１９３０６７号公報に第６図として記載された放電灯点灯装置と等価な構成である。この構成では、交流電源ＡＣをダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢで全波整流し、整流回路ＤＢの直流出力端間に２個のダイオードＤ1 ，Ｄ2 と平滑コンデンサＣｅとの直列回路を接続することにより交流電源ＡＣを直流電源に変換している。また、平滑コンデンサＣｅの両端間に一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を接続し、さらに、一方のスイッチング素子Ｑ2 の両端間に直流カット用のコンデンサＣｃとインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路を接続し、コンデンサＣｒｓの両端間に負荷である放電灯Ｌｄを接続してある。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とコンデンサＣｃとはハーフブリッジ形のインバータ回路を構成し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は図示しない制御回路からの制御信号によって交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフするようにスイッチングされる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはＭＯＳＦＥＴを用いている。このインバータ回路により、平滑コンデンサＣｅの両端電圧である直流電圧が高周波電力に変換され、コンデンサＣｒｓとインダクタＬｒｓとからなる共振回路を通して放電灯Ｌｄに高周波電力が供給される。ここに、共振回路と放電灯Ｌｄとにより負荷回路が構成される。この構成では、入力電流歪の増加を防止し入力力率を高力率に保つために、インバータ回路の出力（インダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの接続点）とダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点との間にコンデンサＣｉｎを接続してある。
【０００５】
図２１に示した回路の短時間内（スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの１サイクル程度の期間）の動作について考察する場合には、等価回路を図２２のように表すことができる。すなわち、ダイオードＤ1 のアノードに電圧（整流回路ＤＢの出力電圧）Ｖｇの電源を接続し、ダイオードＤ2 のカソードに電圧Ｖｄｃの直流電源を接続し、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点にコンデンサＣｉｎを介して電圧Ｖａの高周波電圧源を接続したことになる。ここで、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖｇは電圧Ｖａの１サイクル程度の期間では一定とみなすことができ、平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃも一定である。また、放電灯Ｌｄの印加電圧Ｖａの振幅はＶｐとする。
【０００６】
この等価回路の動作は図２３（ａ）〜（ｄ）に示す４状態に分けて考えることができる。図２３（ａ）は図２４に示す期間１ ＊ （以下、図面の丸付き数字を文中では数字の肩に＊を付けて表す）の動作状態であり、この期間１ ＊ は図２４（ｂ）のように電圧Ｖａが正のピーク電圧Ｖｐから低下する期間であって、ダイオードＤ１，Ｄ２がともにオフでありコンデンサＣｉｎは放電しないから（図２４（ｃ）にコンデンサＣｉｎの充放電電流Ｉｃを示す）、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは図２４（ｄ）のように一定電圧Ｖｃ．ｍｉｎに保たれる。この電圧Ｖｃ．ｍｉｎは、電圧Ｖａの１サイクル内での最小値であって、電圧Ｖｄｃと電圧Ｖｐとの差に相当する。期間１ ＊ にはコンデンサＣｉｎの両端電圧が一定であるから、電圧Ｖａの低下とともに図２４（ａ）のようにダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂも低下する。期間１ ＊ はダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂが電圧Ｖｇに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍｉｎ＝Ｖｇ）まで継続する。
【０００７】
ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂが電圧Ｖｇに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍｉｎ＝Ｖｇ）と、図２３（ｂ）に示すように、ダイオードＤ１がオンになる期間２ ＊ になり、図２４（ｃ）のようにコンデンサＣｉｎに充電電流Ｉｃが流れる。交流電源ＡＣはインピーダンスが十分に小さいから（電流容量が十分に大きいから）、図２４（ａ）のようにダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位ＶｂはＶｇに保たれる。つまり、図２４（ｂ）のように電圧Ｖａが低下すると、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは図２４（ｄ）のように上昇する。電圧Ｖａが負のピーク電圧−Ｖｐに達すると、コンデンサＣｉｎへの充電電流Ｉｃが停止するから、ダイオードＤ１はオフになり期間２ ＊ は終了する。このとき、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは電圧Ｖａの１サイクル内での最大値Ｖｃ．ｍａｘになる。
【０００８】
次に、期間３ ＊ では電圧Ｖａは図２４（ｂ）のように負のピーク電圧−Ｖｐから上昇する。この期間３ ＊ には、図２３（ｃ）のようにダイオードＤ１，Ｄ２はともにオフであり図２４（ｃ）のようにコンデンサＣｉｎは放電しないから、コンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは図２４に（ｄ）のように一定に保たれる（このときの電圧は最大値Ｖｃ．ｍａｘである）。つまり、電圧Ｖａの上昇とともにダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂは図２４（ａ）のように上昇する。期間３ ＊ はダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂが、電圧Ｖｄｃに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍａｘ＝Ｖｄｃ）時点まで継続する。
【０００９】
ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂが電圧Ｖｄｃに等しくなる（Ｖａ＋Ｖｃ．ｍａｘ＝Ｖｄｃ）と、図２３（ｄ）のように、ダイオードＤ２がオンになる期間４ ＊ になる。この期間４ ＊ では、図２４（ｃ）のようにコンデンサＣｉｎからダイオードＤ２ を通して放電電流Ｉｃが流れる。ここで、コンデンサＣｉｎはインピーダンスが十分に小さい（容量が十分に大きい）から図２４（ａ）のようにダイオードＤ１，Ｄ２の接続点の電位Ｖｂは電圧Ｖｄｃに保たれる。つまり、図２４（ｂ）のように電圧Ｖａが上昇するに従って図２４（ｄ）のようにコンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは低下する。電圧Ｖａが正のピーク値Ｖｐに達すると、コンデンサＣｉｎの放電電流Ｉｃは停止するから、ダイオードＤ１がオフになり期間４ ＊ が終了する。期間４ ＊ が終了した時点でコンデンサＣｉｎの両端電圧Ｖｃは電圧Ｖａの１サイクル内での最小値Ｖｃ．ｍｉｎになり再び期間１ ＊ に戻る。
【００１０】
以上のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに伴って期間１ ＊ 〜４ ＊ が繰り返され、期間２ ＊ には交流電源ＡＣからの入力電流が流れる。したがって、交流電源ＡＣからはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに伴って高周波的に電流を流すことができ、交流電源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に高周波阻止フィルタを設けておけば、交流電源ＡＣから入力電流を連続的に流すことが可能になって入力電流歪の増加を抑制することができる。また、上述の動作説明から容易にわかるように、入力電圧Ｖｇの大きさによって、上述した各期間１ ＊ 〜４ ＊ の時間長が変化する。たとえば、入力電圧Ｖｇがピーク値である期間（つまりＶｇ＝Ｖｄｃの期間）には期間１ ＊ ，３ ＊ は生じないから、期間２ ＊ ，４ ＊ は電圧Ｖａの各半サイクルに相当する期間になり、期間２ ＊ ，４ ＊ の時間長が最大になる。このように、入力電圧Ｖｇの絶対値にほぼ比例して入力電流が流れるから、入力力率を高力率に維持することができる。なお、上記説明ではダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧降下は無視している。また、図２３における抵抗Ｒは図２１におけるインバータ回路および共振回路に相当する。
【００１１】
次に、図２１の回路構成におけるインバータ回路の負荷としての共振回路の動作について考察する。期間１ ＊ ，３ ＊ ではダイオードＤ１，Ｄ２がともにオフであるから、インバータ回路の負荷にはコンデンサＣｉｎが含まれず、図２５（ａ）のような等価回路になる。ここで、コンデンサＣｃは共振回路の共振周波数に関与しない程度に十分に大きく設定されているから、共振周波数はインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとによって決定される。一方、期間２ ＊ ，４ ＊ ではダイオードＤ１，Ｄ２の一方がオンになるから、コンデンサＣｉｎも共振に関与し、図２５（ｂ）のような等価回路になる。つまり、共振周波数はコンデンサＣｒｓ，Ｃｉｎの並列合成容量とインダクタＬｒｓとによって決定される。このように、電圧Ｖａの変化の１サイクルの間に共振回路の構成（以下では共振モードという）が変化し、しかも上述のように各期間１ ＊ 〜４ ＊ の時間長が入力電圧Ｖｇの瞬時値によって変化するから、交流電源ＡＣの電圧波形の１サイクル内で放電灯Ｌｄに流れるランプ電流の包絡線は入力電圧Ｖｇの瞬時値に応じて変化する。つまり、ランプ電流の包絡線に含まれるリップル・波高率が増加し、放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えたり、光出力が変動してちらつきなどが生じることになる。
【００１２】
この種の問題を解決するために、定常点灯時におけるランプ電流の波高率を抑制するようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数（動作周波数）やデューティ比を制御することが考えられている。ただし、定常点灯時にランプ電流の波高率を小さくするように設定しても、調光点灯時における波高率の増加を抑制することはできない。これは次の理由による。
図２６は上述した期間１ ＊ ，３ ＊ と期間２ ＊ ，４ ＊ とにおける各共振モードでの出力ゲインの特性を示す図であって、図中ａは調光状態での期間２ ＊ ，４ ＊ の特性、ｂは調光状態での期間１ ＊ ，３ ＊ の特性、ｃは定格点灯時の期間２ ＊ ，４ ＊ の特性、ｄは定格点灯時の期間１ ＊ ，３ ＊ の特性を示している。ここでは、定格点灯時における期間１ ＊ ，３ ＊ の特性ｄと期間２ ＊ ，４ ＊ の特性ｃとの交点付近の周波数ｆ０をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数として設定して放電灯Ｌｄを定常点灯させる。このような設定によって、共振モードの変化による出力電流の変化が防止できるから、定常点灯時におけるランプ電流のリップルの増加を抑制することができる。
【００１３】
上述した共振回路の設定に加えて、入力電圧に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を変化させるように制御（動作周波数を変化させる制御を周波数制御という）することも考えられている。周波数制御の際の制御信号の周波数の変化の幅（これを制御信号の変調幅という）は入力電圧の振幅に依存しており、入力電圧の振幅はほぼ一定であるから、変調幅もほぼ一定になる。上述のように共振回路を設定するとともにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を入力電圧に応じて周波数制御すれば、定常点灯におけるランプ電流のリップルを低減し波高率を小さくすることができる。
【００１４】
次に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数を変化させる周波数制御によって調光制御を行なう場合について考察する。たとえば、動作周波数を定常点灯時よりも高周波側である周波数ｆ１に設定して調光制御を行なうと、調光状態では期間２ ＊ ，４ ＊ の出力ゲイン（図に□で示す）と、期間１ ＊ ，３ ＊ の出力ゲイン（図に■で示す）との差が大きくなり、入力電圧のゼロクロス点付近とピーク点付近とでの出力電流の差が大きくなる。また、入力電圧に応じた周波数制御を併用するとしても、調光度によらず変調幅がほぼ一定であるから、出力電流の波高率はあまり改善されず、調光点灯を行なうと放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えることになる。
【００１５】
一方、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の動作周波数ではなくデューティ比を制御することにより調光する場合もある（この制御をデューティ制御という）。デューティ制御では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の比率を調節する。このとき動作周波数は一定であるが、放電灯Ｌｄの等価インピーダンスは変化するから、期間２ ＊ ，４ ＊ の出力ゲイン（図に△で示す）と、期間１ ＊ ，３ ＊ の出力ゲイン（図に▲で示す）との差が大きくなり、結局、入力電圧のゼロクロス点付近とピーク点付近とでの出力電流の差が大きくなる。この場合も入力電圧に応じた周波数制御を併用することができるが、調光度によらず変調幅がほぼ一定であるから、出力電流の波高率はあまり改善されず、周波数制御による調光制御の場合と同様に放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与えることになる。
【００１６】
要するに、調光制御のために周波数制御を採用するかデューティ制御を採用するかにかかわらず、調光時にはランプ電流のリップルが増加し波高率が大きくなるから、調光制御を行なうと放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与える。
【００１７】
ところで、放電灯Ｌｄは周囲温度に応じて等価インピーダンスが変化し、低温時には等価インピーダンスが大きくなることが知られている。また、ランプ電流が比較的少ない調光時には出力が同じ状態でも等価インピーダンスが大きくなる。等価インピーダンスが大きくなると、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの１サイクル内での２つの共振モードのゲインの差が一層大きくなるから、放電灯Ｌｄに流れる電流の低周波リップルがさらに増加することになる。つまり、周囲温度が低い状態で調光すると放電が不安定になり、ちらつき、移動縞、立ち消えなど照明に適していない現象が生じやすくなる。このように調光制御を行なうと放電灯Ｌｄの寿命に悪影響があり、しかも低温時にはちらつきなどの現象が生じやすくなる。
【００１８】
図２７に示すものは別の構成例であって、図２１に示した構成では放電灯ＬｄとコンデンサＣｒｓとの一端を整流回路ＤＢの直流出力端の負極に接続していたが、この構成ではダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点に接続している。また、コンデンサＣｉｎに代えてダイオードＤ2 にコンデンサＣｉｍを並列接続することによって、入力電流歪の増加を抑制し入力力率を高力率に保つようにしてある。この回路を図２１に対する図２２の等価回路と同様な等価回路で示すと図２８のように表すことができる。この等価回路ではインバータ回路を振幅がほぼ一定の電流Ｉａを出力する高周波電流源とみなしている。
【００１９】
図２８の等価回路でも、図２２の等価回路と同様に動作を４状態に分けることができ、高周波電流源から出力される電流Ｉａの１サイクルの間でダイオードＤ1 が導通する期間が最大になるのは、電源Ｖｇのピーク時つまりＶｇ＝Ｖｄｃになるときであって、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの半サイクルの期間になる。
【００２０】
しかして、この回路構成では、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 がともにオフである期間には共振回路がＬｒｓとコンデンサＣｒｓとコンデンサＣｉｍとの直列回路になり、ダイオードＤ2 がオンになればコンデンサＣｉｍが短絡されるから、共振回路はＬｒｓとコンデンサＣｒｓとにより構成されることになる。結局、図２１に示した構成と同様にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の１サイクルの間に２つの共振モードがあるから、図２１の構成と同様の問題を生じる。つまり、放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線が入力電圧Ｖｇに応じて変化し、ランプ電流の包絡線のリップルが増加し波高率が大きくなって放電灯Ｌｄの寿命に悪影響を与える。
【００２１】
図２７の回路構成に加えてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を制御することによりランプ電流の波高率を低減することも考えられている（米国特許第５４０４０８２号、米国特許第５４１０２２１号）。つまり、入力電圧、出力電流、出力電圧などを検出し、出力電流であるランプ電流の波高率を低減させるように周波数制御を行なうのである。しかしながら、これらの構成も調光点灯時にはリップルが増加し波高率が大きくなるという問題がある。
【００２２】
つまり、米国特許第５４０４０８２号に記載のものは入力電圧を検出して周波数制御するものであって、図２６を用いて説明したように、調光度に応じてリップルや波高率が変化する。
【００２３】
一方、米国特許第５４１０２２号に記載されたものは、放電灯Ｌｄへの出力を検出してランプ電流の波高率を低減するように周波数制御するものである。この構成ではランプ電流の変動幅とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数の変調幅とが一定の比率になるように設定されている。
【００２４】
ところで、このような構成において放電灯Ｌｄを調光点灯させたとすると、ランプ電流のリップルが大きくなるのに対して、ランプ電流の絶対値が小さいからリップルを除去することができる程度に制御信号の変調幅を広くとることができなくなり、結局、調光点灯時にはランプ電流のリップルを除去する効果が不十分になり波高率が比較的大きくなる。つまり、放電等Ｌｄのランプ寿命に悪影響を与え、光出力が変動するなどの問題が生じる。
【００２５】
一方、図２９に示す放電灯点灯装置も提案されている（Wei Chen, Fred C. Lee and Tokushi Yamauchi, “An Improved “Charge Pump ”Electronic Ballast with Low THD and Low Creset Factor ”,IEEE APEC '96 Conference Procedings, pp.622-627, 1996）。この構成では、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢを備え、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ2 を介して平滑コンデンサＣｅが接続される。平滑コンデンサＣｅの両端間には一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続される。平滑コンデンサＣｅの負極側に接続されたスイッチング素子Ｑ2 の両端間にはインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路が接続され、コンデンサＣｒｓの両端間には直流カット用のコンデンサＣｃを介してインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 との直列回路が接続され、コンデンサＣ2 の両端間に放電灯Ｌｄが接続される。インダクタＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のアノードとの間にはコンデンサＣｉｎが接続される。さらに、インダクタＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のカソードとの間にはダイオードＤｃ1 が接続される。このダイオードＤｃ1 はダイオードＤ2 とカソードが共通に接続される。また、コンデンサＣｒｓには整流回路ＤＢの直流出力端の負極にアノードを接続したダイオードＤｃ2 が並列接続される。この構成によって、インダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとからなる共振回路と、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回路との２段の共振回路を持つ構成になる。
【００２６】
図２９に示すものは、軽負荷時（予熱期間や始動期間）に平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃが上昇するのを防止して構成部品への電圧ストレスを防止するものである。また、ダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 を設けることによって波高率の増加を抑制している。これらのダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 は、コンデンサＣｒｓの両端電圧のピーク−ピーク電圧を平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃにクランプしており、コンデンサＣｒｓの両端電圧は一定値でクランプされる。このことにより、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回路への入力電圧が一定振幅になるから、放電灯Ｌｄに供給される電流の包絡線はリップルが比較的少なく波高率が小さくなる。また、コンデンサＣｒｓの両端電圧のピーク−ピーク電圧は平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃに制限されるから、コンデンサＣｉｎに印加される電圧の包絡線は入力電圧に従う正弦波状となり、交流電源ＡＣからの入力電流の歪を少なくすることができる。図３０はダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 を用いない場合を示し、（ａ）はコンデンサＣｒｓの両端電圧、（ｂ）はコンデンサＣｉｎの両端電圧を示している。また、図３１はダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 を用いた場合を示し、（ａ）はコンデンサＣｒｓの両端電圧、（ｂ）はコンデンサＣｉｎの両端電圧を示している。両図中においてＶｄｃは平滑コンデンサＣｅの両端電圧、Ｖｇは整流回路ＤＢの出力電圧を示す。
【００２７】
上述したように、図２９に示した構成では、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御によらずにランプ電流の波高率の増加を抑制することができるが、デューティ制御により調光を行なうと次のような問題が生じる。ここで、デューティ制御では、両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を１：１（デューティ比が５０％）にした状態が定常点灯状態であり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間の比率を変えることにより調光することができる。たとえば、動作周波数を変えずにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を７：３に設定すれば、コンデンサＣｒｓの両端電圧の振幅が小さくなるからコンデンサＣｉｎを通して交流電源ＡＣから流れ込む電流が減少する。つまり、交流電源ＡＣからの入力電力と放電灯Ｌｄへの出力電力とがともに減少して平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃはほぼ一定に保たれる。
【００２８】
しかしながら、調光点灯時にコンデンサＣｒｓの両端電圧が減少するのに対して、平滑コンデンサＣｅの両端電圧Ｖｄｃが一定に保たれるから、コンデンサＣｒｓの両端電圧はクランプされないことになる。つまり、コンデンサＣｒｓの両端電圧がクランプされないから、インダクタＬ2 とコンデンサＣ2 とからなる共振回路への入力電圧であるコンデンサＣｒｓの両端電圧の波高値が大きくなり、結果的に放電灯Ｌｄへのランプ電流の波高率が増加することになる。
【００２９】
一方、ランプ電流の波高率の増加を抑制するために、図３２に示すように、ランプ電流を検出する変流器よりなる電流検出部ＳＩを設け、検出したランプ電流に応じてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を制御することが考えられる。つまり、電流検出部ＳＩで検出したランプ電流を抵抗Ｒｄにより電圧に変換し、抵抗ＲｌとダイオードＤａとコンデンサＣｄとからなる遅延回路によりランプ電流の包絡線のリップルを抽出して、フィードバック回路ＦＢに設けた誤差増幅器Ａｍｐで基準電圧Ｖｒｅｆと比較し、前記リップルと基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を制御回路ＣＮに与え、制御回路ＣＮから出力される制御信号の周波数を上記誤差が小さくなる方向に変化させるものである。この構成によって、放電灯Ｌｄの定格点灯時にはランプ電流の波高率を低減することができる。つまり、電流検出部ＳＩと抵抗Ｒｄと遅延回路とにより検出部が構成される。
【００３０】
ところが、図３３に示すように、制御回路ＣＮに対して外部から調光信号Ｄｉｍを与えて調光制御を行なおうとすると、ランプ電流の波高率が増大するという問題が生じる。これは、放電灯Ｌｄを調光点灯させるとランプ電流が減少し、フィードバック回路ＦＢに入力される電流が減少するからであって、上述したように調光時にはダイオードＤｃ1 ，Ｄｃ2 によるコンデンサＣｒｓの両端電圧のクランプがあまり有効ではなく、ランプ電流が比較的大きく変動するにもかかわらず、フィードバック回路ＦＢの出力値が小さいことによってランプ電流の変動に対する制御信号の変調幅を規定の範囲で確保することができず、結局、調光時にはランプ電流の波高率を低減する効果を十分に得ることができないという問題が生じる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
上述した各従来構成のように、インバータ回路の出力側と平滑コンデンサＣｅへの充電経路との間にコンデンサＣｉｎ，Ｃｉｍを挿入した形式の放電灯点灯装置をチャージポンプ型と総称している。この種のチャージポンプ型の放電灯点灯装置では、ランプ電流のリップルを減少させ波高率を低減するための各種構成を採用しても、上述したように、調光点灯時にはランプ電流のリップルが増大し波高率が大きくなるという問題が生じてしまうのが現状である。また、上述のように周囲温度が低い場合にもランプ電流の変動が大きくなってちらつきなどが発生するという問題もある。
【００３２】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、チャージポンプ型の放電灯点灯装置において調光制御を行なう場合や周囲温度が低い場合でもランプ電流の包絡線のリップルの増加を抑制し波高率の増大を抑制することができるようにすることにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、高周波でオンオフされるスイッチング素子を用いて平滑コンデンサの両端電圧を高周波電力に変換するインバータ回路と、共振回路と放電灯とを含みインバータ回路の出力を共振回路を通して放電灯に与える負荷回路と、前記共振回路の一端に接続され共振回路に生じる高周波電圧または高周波電流の瞬時値の変化に応じて整流回路の出力端の電位を変化させるコンデンサと、前記スイッチング素子をオンオフさせるための制御信号を生成する制御手段とを備え、前記スイッチング素子の動作の１サイクル内で共振回路に前記コンデンサを含む共振モードと前記コンデンサを含まない共振モードとが生じるとともに、交流電源の電圧の瞬時値に応じて各共振モードの生じる時間長の比率が変化する放電灯点灯装置において、前記放電灯に流れるランプ電流の包絡線のリップルを低減するように前記制御信号を変調して前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容されている範囲内で変化させる変調信号を生成するリップル低減手段と、調光手段が発生する調光信号による調光の深さと温度センサで検出した周囲温度との少なくとも一方に呼応した条件信号を発生する条件信号発生手段とを具備し、前記リップル低減手段は負荷出力を検出する検出部を備えるとともに検出部での入出力倍率を前記条件信号に基づいて変化させて前記変調信号を補正することにより前記リップルの増加を抑制するように前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容されている範囲内で変化させる手段を含むものである。この構成によれば、放電灯のランプ電流の包絡線のリップルを増加させるように条件信号が変化すれば、その条件信号の変化に応じてインバータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのタイミングを変化させることが可能になり、結果的にランプ電流のリップルの増加を抑制し波高率の増大を抑制することができる。
【００３７】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記検出部が、ランプ電流、ランプ電圧、ランプ電力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷出力として検出するものである。
【００３９】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化させるものである。
【００４０】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて基準値を変化させるものである。
【００４１】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、放電灯を蛍光灯としたものである。
【００４２】
請求項２ないし請求項５の発明は望ましい実施態様である。
【００４３】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示すように、図２９に示した従来構成を調光制御に適した構成となるように改良したものである。この回路は、従来構成として説明したように、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢを備え、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ2 を介して平滑コンデンサＣｅが接続される。平滑コンデンサＣｅの両端間には一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続される。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 はＭＯＳＦＥＴよりなる。平滑コンデンサＣｅの負極側に接続されたスイッチング素子Ｑ2 の両端間にはインダクタＬｒｓとコンデンサＣｒｓとの直列回路が接続され、コンデンサＣｒｓの両端間には直流カット用のコンデンサＣｃを介してインダクタＬ2 とコンデンサＣ2 との直列回路が接続され、コンデンサＣ2 の両端間に放電灯Ｌｄが接続される。インダクタＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のアノードとの間にはコンデンサＣｉｎが接続される。さらに、インダクタＬｒｓにおけるコンデンサＣｒｓ側の一端とダイオードＤ2 のカソードとの間にはダイオードＤｃ1 が接続される。このダイオードＤｃ1 はダイオードＤ2 とカソードが共通に接続される。また、コンデンサＣｒｓには整流回路ＤＢの直流出力端の負極にアノードを接続したダイオードＤｃ2 が並列接続される。放電灯Ｌｄは蛍光灯、メタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプなどのいずれでもよいが、以下では基本的に蛍光灯を想定している。
【００４４】
ところで、放電灯Ｌｄに流れるランプ電流は電流検出部ＳＩにより検出され、この電流値はフィードバック回路ＦＢを通して制御回路ＣＮにフィードバックされる。制御回路ＣＮはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンオフさせる制御信号を生成する回路であって、オンオフの動作周波数を決定する矩形波の基準信号を発生する発振回路と、基準信号から所定のオンデューティのデューティ信号を生成する信号生成回路と、デューティ信号のオン期間を一方のスイッチング素子Ｑ2 またはＱ1 のオン期間とし、デューティ信号のオフ期間を他方のスイッチング素子Ｑ1 またはＱ2 のオン期間とするように各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を交互にオンオフさせる制御信号を生成する駆動回路とを備える。したがって、発振回路の出力周波数を変更すればスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの動作周波数を調節することができ、信号生成回路でオンデューティを変更すれば各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間の比率（以下ではオンデューティ比という）を調節することができる。また、デッドオフタイム（スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフの切換時に両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を同時にオフに保つ期間）を調節する機能を持つように制御回路ＣＮを構成することも可能である。デッドオフタイムを変更する場合には、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間とデッドオフタイムとの加算値同士の比率がオンデューティ比になる。動作周波数とオンデューティ比とデッドオフタイムとは独立して制御することができる。
【００４５】
フィードバック回路ＦＢは、電流検出部ＳＩで検出した放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線のうちのリップルを抽出するとともに、抽出したリップルとあらかじめ設定した基準値との誤差を求める。つまり、フィードバック回路ＦＢと制御回路ＣＮとによってランプ電流の変動を抑制するようにフィードバック制御を行なうのであって、これらによりリップル低減手段が構成される。
【００４６】
また、本実施形態は放電灯Ｌｄを調光制御するものであり、制御回路ＣＮは条件信号発生手段としての調光手段から直流電圧信号である調光信号Ｄｉｍを受けて制御回路ＣＮから出力される制御信号の周波数、デューティ比、デッドオフタイムの少なくとも１つを制御するようになっている。ここまでの構成は図３２に示した従来構成と同様である。
【００４７】
本実施形態では調光信号Ｄｉｍを制御回路ＣＮに入力するだけではなく、調光信号Ｄｉｍで指示された調光度に応じて電流検出部ＳＩでの検出値の変動範囲を変化させる合成回路ＭＸにも与えている点が従来構成とは異なっている。合成回路ＭＸは、調光信号Ｄｉｍにより指示される調光度が深いほど（つまり、ランプ電流を小さくするするほど）、合成回路ＭＸから出力される信号値の振幅が大きくなるように構成されている。つまり、調光度が深いほど制御信号の変化の幅（変調幅）が広くなるように調光度と変調幅とを連動させる。これにより、出力電流の波高率が大幅に低減される。
【００４８】
図１に示した回路について、電流検出部ＳＩ、フィードバック回路ＦＢ、合成回路ＭＸの一例を具体的に示すと図２のような構成になる。電流検出部ＳＩは変流器を用いて構成されており、合成回路ＭＸは電流検出部ＳＩの出力電流を電圧に変換する抵抗Ｒｄにコレクタ−エミッタが並列接続されたトランジスタＱｃを備える。トランジスタＱｃのベースには抵抗Ｒｂを介して電圧信号である調光信号Ｄｉｍが入力され、調光信号Ｄｉｍのレベルが変化すればトランジスタＱｃの導通度（つまり、コレクタ−エミッタ間の等価抵抗）が変化し、抵抗Ｒｄの両端電圧を変化させる。つまり、調光信号Ｄｉｍの信号値が大きいほど（電圧が高いほど）トランジスタＱｃの等価抵抗が小さくなるから、抵抗Ｒｄの両端電圧が低下するのである。調光信号Ｄｉｍは調光度が深いほど電圧値を小さくするように設定されており、調光度が深いとトランジスタＱｃの等価抵抗が増大して抵抗Ｒｄの両端電圧の振幅が大きくなる。このようにして、電流検出部ＳＩで検出した電流を電圧に変換する際の変換倍率（つまり入出力倍率）を調光信号に応じて変化させる。
【００４９】
フィードバック回路ＦＢは、ランプ電流を電圧に変換する上記抵抗Ｒｄ、および抵抗ＲｌとダイオードＤａとコンデンサＣｄとからなる遅延回路を備え、誤差増幅器Ａｍｐによって遅延回路の出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差を取り出すように構成されている。つまり、抵抗ＲｌとコンデンサＣｄとは、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数程度の高周波は阻止し交流電源ＡＣの電源周波数程度の低周波は通過させるように設計され、放電灯Ｌｄのランプ電流のうち低周波リップルを含んだ直流電圧信号を抽出して誤差増幅器Ａｍｐに入力する。
【００５０】
制御回路ＣＮは、調光信号Ｄｉｍにより制御信号のオンデューティ比を決定し、遅延回路から誤差増幅器Ａｍｐへの入力電圧が高いときには放電灯Ｌｄのランプ電流を小さくし、誤差増幅器Ａｍｐへの入力電圧が低いときには放電灯Ｌｄのランプ電流を大きくするようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数を変化させる。つまり、誤差増幅器Ａｍｐの出力であるフィードバック回路ＦＢの出力電圧により動作周波数を変調する。このような制御によって、放電灯Ｌｄに流れる電流はほぼ一定になり波高率が低減される。なお、調光信号Ｄｉｍとフィードバック回路ＦＢの出力とによって制御する対象は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数とデューティ比とデッドオフタイムとの少なくとも１つの要素であればよい。
【００５１】
定格点灯時には、上述の制御によって、ランプ電流の波高率を十分に小さくすることができる場合でも、調光制御の際には従来例でも説明したように、上述の動作のみでは放電灯Ｌｄに流れる電流の波高率を十分に小さくするのが難しいから、出力電流の波高率をさらに小さくすることができるようにしなければならない。そこで、上述のように合成回路ＭＸを設けて抵抗ＲｄにトランジスタＱｃのコレクタ−エミッタを並列接続してある。
【００５２】
上述のように、調光度が深いほど調光信号Ｄｉｍの電圧値は低くなるから、トランジスタＱｃのベース電流が減少し、トランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が増加して、誤差増幅器Ａｍｐへの入力電圧の振幅が大きくなる。つまり誤差増幅器Ａｍｐの出力振幅が大きくなる。このことによって、調光時における制御信号の変調幅を規定範囲内に収めることができ、調光時の出力電流の波高率を大幅に低減することが可能になる。
【００５３】
本実施例ではランプ電流を変化させるためにトランジスタＱｃを用いたが、放電灯Ｌｄに流れる電流の検出値の増幅度を調光度に応じて調節することができる構成であれば同様の効果を得ることができる。またランプ電流を変流器により検出しダイオードＤａにより半波整流する構成としたが、ダイオードＤａに代えて全波整流回路を用いれば、コンデンサＣｄの両端電圧の高周波リップルをより少なくすることができる。制御回路ＣＮを構成する発振回路は外部から与えられる制御電圧により出力周波数を変化させるＶＣＯを用いるようにし、誤差増幅器Ａｍｐの出力により出力周波数を制御してもよい。
【００５４】
しかして、本実施形態のような合成回路ＭＸを用いていない場合には、放電灯Ｌｄのランプ電流は図３（ａ）のように包絡線成分に低周波リップルを含み、電流検出部ＳＩの出力は図３（ｂ）のようになる。これに対して、上述の構成を採用すれば、定格点灯時に対して調光時には合成回路ＭＸにより低周波リップルの振幅が大きくなるから、図３（ｃ）１ ＊ （図３（ｃ）２ ＊ は合成回路ＭＸを用いていない場合を示す）のように低周波リップルが強調され、結果的に図３（ｄ）のように放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線をほぼ一定に保つことが可能になる。このようにランプ電流のリップルが大幅に減少し波高率が大幅に低減されるから、ランプ寿命の向上につながるのである。
【００５５】
（実施形態２）
本実施形態は、図４に示すように、調光信号ＤｉｍをツェナーダイオードＺＤを介してＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチ素子Ｑ3 のゲートに印加し、スイッチ素子Ｑ3 の両端間には、抵抗Ｒ3 と直流電源Ｖｃｃとの直列回路を接続するとともに、フォトカプラＯＣの発光素子を接続してある。したがって、スイッチ素子Ｑ3 がオンのときにはフォトカプラＯＣの発光素子は消灯し、スイッチ素子Ｑ3 がオフになればフォトカプラＯＣの発光素子が点灯する。スイッチ素子Ｑ3 のゲートにはツェナーダイオードＺＤを介して調光信号Ｄｉｍが印加されるから、調光度が所定の深さになればツェナーダイオードＺＤがオフになってスイッチ素子Ｑ3 がオフになり、このときフォトカプラＯＣの発光素子が点灯する。
【００５６】
フォトカプラＯＣの受光素子には抵抗Ｒ2 と直流電源Ｖｃｃ’とが直列接続される。さらに、フォトカプラＯＣの受光素子はＭＯＳＦＥＴよりなる２個のスイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 を制御しており、両スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 は抵抗Ｒｇ’とともに直列接続され、スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 と抵抗Ｒｇ’との直列回路は誤差増幅器Ａｍｐの増幅率を決定する抵抗Ｒｇと並列接続されている。したがって、スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 がオンになれば、抵抗Ｒｇと抵抗Ｒｇ’とが並列接続されて合成抵抗が小さくなり増幅率が小さくなる。スイッチ素子Ｑ4 ，Ｑ5 がオンになるのは、フォトカプラＯＣの受光素子がオフのときであって、受光素子がオフになるのはスイッチ素子Ｑ3 がオンのときである。つまり、調光度が浅いときには誤差増幅器Ａｍｐの増幅率は小さく、調光度が所定値以上に深くなると誤差増幅器Ａｍｐの増幅率が大きくなる。
【００５７】
上述のような動作によって、調光度が深く放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線の低周波リップルが増加しようとするときには誤差増幅器Ａｍｐの増幅度を大きくすることで変調幅を大きくすることができ、実施形態１と同様に、放電灯Ｌｄのランプ電流の包絡線の低周波リップルを調光時においても低減することができる。なお、本実施形態では１個のツェナーダイオードＺＤを用いて調光レベルを２領域に分割し、各領域で誤差増幅器Ａｍｐの増幅度を２段階に切り換えているが、さらに多段階に増幅度を切り換える構成も容易に実現することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００５８】
（実施形態３）
本実施形態は、図５に示すように、誤差増幅器Ａｍｐにおける基準電圧Ｖｒｅｆを変化させることによって、実施形態１と同様の機能を実現しようとするものである。すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆを与える基準電源Ｖｃｃに基準抵抗Ｒｒｅｆを直列接続し、トランジスタＱｒｅｆのコレクタ−エミッタ間に基準電源Ｖｃｃと基準抵抗Ｒｒｅｆとの直列回路を接続してある。トランジスタＱｒｅｆのベースには抵抗Ｒｂ’を通して調光信号Ｄｉｍが入力されており、電圧信号である調光信号Ｄｉｍの信号値が変化すればトランジスタＱｒｅｆの導通度が変化するようになっている。トランジスタＱｒｅｆの導通度が変化すればトランジスタＱｒｅｆのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が変化するから、調光度に応じて誤差増幅器Ａｍｐの出力の変化幅つまり変調幅を調節することができる。つまり、調光度が深くなるとトランジスタＱｒｅｆに流れるベース電流が増加するから、コレクタ−エミッタ間の電位が低下し、誤差増幅器Ａｍｐに入力されている基準電圧Ｖｒｅｆが低下する。
【００５９】
いま、トランジスタＱｒｅｆを設けていない場合であって、基準電圧Ｖｒｅｆが比較的高く、誤差増幅器Ａｍｐに入力されるコンデンサＣｄの両端電圧（実線）との関係が図６（ａ）のような関係であるものとする。誤差増幅器Ａｍｐの出力電圧はコンデンサＣｄの両端電圧を反転して基準電圧Ｖｒｅｆ分のオフセット電圧を与えた形になるから、たとえば図６（ａ）の二点鎖線のようになる。一方、トランジスタＱｒｅｆを用いることにより調光信号Ｄｉｍの調光度を深くしたときに基準電圧Ｖｒｅｆを引き下げるようにした場合には、図６（ｂ）のように誤差増幅器Ａｍｐの出力が小さくなる。つまり、誤差増幅器Ａｍｐの出力電圧について、図６（ａ）に示す場合の直流成分をａとし、図６（ｂ）に示す場合の直流成分をａ’とし、リップルの変動幅（制御信号の変調幅に相当する）をＡとすれば、Ａ／ａ＜Ａ／ａ’になる。このように、基準電圧Ｖｒｅｆを調光信号Ｄｉｍに連動させて変化させることによって、誤差増幅器Ａｍｐの出力に含まれるリップルの割合を大きくすることができ、結果的に誤差増幅器Ａｍｐの出力におけるリップルを増幅したことになる。このことにより、調光度が深い状態でもランプ電流の包絡線の低周波リップルを低減することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００６０】
（実施形態４）
本実施形態は、図７に示すように、誤差増幅器Ａｍｐの基準電圧を調光信号Ｄｉｍで与えるようにしたものである。この構成では、調光信号Ｄｉｍの信号値が最小のときに放電灯Ｌｄへの出力電流が最小になり、調光信号Ｄｉｍの信号値が最大のときに放電灯Ｌｄへの出力電流が最大になるように設定してある。調光度が深くなれば調光信号Ｄｉｍの信号値が大きくなるから、実施形態３と同様に機能することになる。この構成は、制御回路ＣＮに調光信号を入力する必要がなく、簡単な回路構成ながら調光制御と調光度に応じた波高値の制御とが同時に達成できる。
【００６１】
実施形態１ないし実施形態４では、出力の低周波リップルを検出する構成として放電灯Ｌｄのランプ電流を変流器で検出する構成を示したが、放電灯Ｌｄの両端電圧や放電灯Ｌｄが接続されている共振回路の共振電流（インダクタＬ2 を流れる電流）、あるいはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れ込む電流などを検出するようにしても同様の動作が可能である。
【００６２】
（実施形態５）
本実施形態は、図８に示すように、整流回路ＤＢへの入力電圧ないし入力電流に基づいてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作をフィードフォワード制御するものである。この種の放電灯点灯装置の動作を大別すると、図９（ｂ）のような入力電圧（整流回路ＤＢの出力電圧）に対して、図９（ａ）のように放電灯Ｌｄに流れる電流の増減が入力電圧の増減とは反対になる傾向のものと、図１０（ｂ）のような入力電圧に対して、図１０（ａ）のように放電灯Ｌｄに流れる電流の増減が入力電流の増減に対応する傾向のものとがある。
【００６３】
このような傾向が顕著に現れる場合には放電灯Ｌｄに流れる電流の包絡線に低周波リップルが含まれるから、放電灯Ｌｄの光出力が変動してちらつきの原因になるとともに、波高率が大きいことによって放電灯Ｌｄの寿命が短くなるなどの悪影響が生じる。本実施形態は上述のようにフィードフォワード制御によって放電灯Ｌｄのランプ電流の波高値を小さくするものである。
【００６４】
すなわち、図８のように、整流回路ＤＢに印加される入力電圧を検出する検出部としての電圧検出部ＳＶと、電圧検出部ＳＶで検出した電圧と調光信号Ｄｉｍとを合成する合成回路ＭＸ’と、合成回路ＭＸ’の出力を受けて制御回路ＣＮに入力するフィードフォワード回路ＦＦとを備えている。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のデューティ比（＝スイッチング素子Ｑ1 のオン期間／１周期）は５０％を上限値に設定し、フィードフォワード回路ＦＦの出力信号の信号値の増減に応じてデューティ比が増減する制御信号が制御回路ＣＮで生成される。したがって、フィードフォワード制御によって入力電源の変動に対するランプ電流の変動が低減されることになる。このようにフィードフォワード回路ＦＦと制御回路ＣＮとによりリップル低減手段が構成される。ただし、調光時にはランプ電流の変動が大きくなるから、調節範囲設定手段としての合成回路ＭＸ’において電圧検出部ＳＶで検出した電圧と調光信号Ｄｉｍとを合成し、調光信号Ｄｉｍにより指示された調光度が深いほど大きな合成信号が出力されるように合成回路ＭＸ’を構成しておく（実施形態１ないし実施形態４の合成回路ＭＸと同様の構成を採用すればよい）。このような構成によって、調光度が深くなると変調幅が広がり波高率が大幅に改善されるのである。
【００６５】
調光度が深くなると、図９（ａ）、図１０（ａ）のような電流が放電灯Ｌｄに流れる場合において、従来構成では整流回路ＤＢへの入力電圧が図９（ｂ）、図１０（ｂ）のようになっていたのに対して、本発明ではフィードフォワード回路ＦＦの出力が図９（ｃ）、図１０（ｃ）のようになるから、制御回路ＣＮに比較的大きな変調幅を持つ信号を入力することができる。その結果、図９（ｄ）１ ＊ 、図１０（ｄ）１ ＊ のようにそれぞれ同図に２ ＊ として示した合成回路ＭＸ’の存在しない場合の構成に比較して出力電流を大きく変化させることができ、図９（ｅ）、図１０（ｅ）のように放電灯Ｌｄに流れる電流をほぼ一定に保つことが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００６６】
（実施形態７）
本実施形態は、図１２に示すように、実施形態６と同構成のインバータ回路を用い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものである。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制することができる。他の構成および動作は実施形態５と同様である。
【００６７】
（実施形態８）
本実施形態は、図１３に示すように、図２７に示した従来構成に実施形態１で説明したフィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとを付加したものである。この構成では、放電灯Ｌｄに流れる電流の振幅を一定に保つようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を十分に制御することができるから、調光時においても波高率が増大するのを防止することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００６８】
（実施形態９）
本実施形態は、図１４に示すように、実施形態８と同構成のインバータ回路を用い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものである。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制することができる。他の構成および動作は実施形態５と同様である。
【００６９】
（実施形態１０）
本実施形態は、図１５に示すように、整流回路ＤＢの直流出力端間にダイオードＤ1 を介してコンデンサＣｉｋを接続し、平滑コンデンサＣｅの両端間に一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を接続し、ダイオードＤ1 のアノードとスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 同士の接続点との間にトランスＴ1 の１次巻線とインダクタＬｒｓとの直列回路を接続してある。平滑コンデンサＣｅの負極は整流回路ＤＢの直流出力端の負極に接続してある。また、トランスＴ1 の２次巻線にはコンデンサＣｒｓおよび放電灯Ｌｄを接続してある。この構成においてもスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオンオフされる１サイクルの間に放電灯Ｌｄに電力を供給するための共振回路が共振周波数を変化させる動作になる。また、コンデンサＣｉｋを設けていることによって入力電流歪の増加を抑制し入力力率を高力率に保つよう作用を有している。
【００７０】
本実施形態では、このインバータ回路に、実施形態１で説明したフィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとを付加してある。この構成では、放電灯Ｌｄに流れる電流の振幅を一定に保つようにスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を十分に制御ことができるから、調光時においても波高率が増大するのを防止することができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
（実施形態１１）
本実施形態は、図１６に示すように、実施形態１０と同構成のインバータ回路を用い、フィードバック回路ＦＢと合成回路ＭＸと電流検出部ＳＩとに代えて入力電圧検出部ＳＶと合成回路ＭＸ’とフィードフォワード回路ＦＦとを付加したものである。この構成でも調光時の波高率の増加を抑制することができる。他の構成および動作は実施形態５と同様である。
【００７１】
（実施形態１２）
放電灯Ｌｄは周囲温度に応じてインピーダンスが変化することが知られている。とくに、放電灯Ｌｄに流れる電流が比較的少ない調光時には出力が同じ状態でも等価インピーダンスが大きくなる。等価インピーダンスが大きくなると、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の１サイクル内での２つの共振モードのゲインの差が一層大きくなるから、放電灯Ｌｄに流れる電流の低周波リップルがさらに増加することになる。
【００７２】
また、周囲温度が低い状態で調光すると、放電灯Ｌｄの放電が不安定になり、ちらつき、移動縞、立ち消えなど照明に適していない現象が生じやすくなる。このような現象は、放電灯Ｌｄのランプ電流に含まれる低周波リップルが多くかつランプ電流の振幅の最小値が小さいほど顕著になる。本実施形態は、低温時におけるこの種の現象の発生を低減するようにしたものである。
【００７３】
しかして、図１７に示すように、図１に示した実施形態１の構成において合成回路ＭＸに調光信号を入力するのではなく周囲温度を検出する温度センサＴＨの出力を合成回路ＭＸに入力している。具体的には、図１８に示すように、図２に示した合成回路ＭＸの抵抗Ｒｂ，ＲｄおよびトランジスタＱｃに代えて温度センサＴＨを接続してある。温度センサＴＨとしては負特性サーミスタ（以下、ＮＴＣという）を用いている。この温度センサＴＨは検出温度が低いほど抵抗値が増大するから、電流検出部ＳＩで検出される電流の変化幅が一定であるとすれば周囲温度が低いほうが温度センサＴＨの両端電圧の変化幅が大きくなる。つまり、電流検出部ＳＩで検出される電流の変化幅が一定であるとすれば、周囲温度が高いときよりも低いときのほうが誤差増幅器Ａｍｐに入力される電圧の変化幅が大きくなる。このことにより、低温時のほうが放電灯Ｌｄに流れる電流の変動に対して制御回路ＣＮから出力される制御信号を大きく変化させることができ、低温時においても放電灯Ｌｄに流れる電流の変動に追従することが可能になる。つまり、波高率を低減することが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００７４】
（実施形態１３）
低温時における波高率の増加を防止する構成としては、図１９に示す構成を採用してもよい。この構成は誤差増幅器Ａｍｐの増幅率を決める抵抗ＲｇをＮＴＣよりなる温度センサＴＨに置き換えたものである。この構成では、周囲温度が低下すれば誤差増幅器Ａｍｐの帰還量が低下して増幅率が高くなり、ランプ電流の変化幅に対する制御信号の変調幅が大きくなる。つまり、実施形態１２と同様に機能する。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
（実施形態１４）
本実施形態は、図２０に示すように、調光度と周囲温度とのどちらが変化してもランプ電流の変化幅に対する制御信号の変調幅を調節して波高率の増加を防止するものである。つまり、図２に示した実施形態１の回路構成において、トランジスタＱｃのベース抵抗ＲｂをＮＴＣよりなる温度センサＴＨに置き換えたものである。
【００７５】
この構成によれば、調光度が深くなれば実施形態１で説明したようにトランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が大きくなる。また同様に、低温時には温度センサＴＨの抵抗値が増大することによりトランジスタＱｃのベース電流が減少してトランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が大きくなる。トランジスタＱｃのコレクタ−エミッタ間の等価抵抗が大きくなれば実施形態１で説明したようにランプ電流の変化幅に対する制御信号の変調幅が大きくなるから、調光度が深いときや低温時でもランプ電流の波高率の増加を抑制することができるのである。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
本実施形態では実施形態１の構成に温度センサＴＨを付加することにより調光度と周囲温度とのどちらが変化してもランプ電流の波高率の増加を抑制しているが、実施形態２ないし実施形態１１の構成においても実施形態１２ないし実施形態１４の構成に準じて温度センサＴＨを付加すれば、調光度と周囲温度との両方の変化に対応してランプ電流の波高率の増加を抑制する構成を得ることができる。つまり、調光時のランプ電流の低周波リップルの増加防止と、低温時におけるランプ電流の波高率の光の質への悪影響の改善を同時に達成する効果を同様に得ることができる。
【００７６】
【発明の効果】
請求項１の発明の構成によれば、放電灯のランプ電流の包絡線のリップルを増加させるように条件信号が変化すれば、その条件信号の変化に応じてインバータ回路を構成するスイッチング素子のオンオフのタイミングを変化させることが可能になり、結果的にランプ電流のリップルの増加を抑制し波高率の増大を抑制することができるという利点がある。
【００７７】
すなわち、条件信号発生手段が条件信号として調光信号を発生する調光手段である場合は、調光点灯時にランプ電流が減少してもリップル低減手段では調光信号に基づいて調光度に応じた調節範囲が得られるように変調信号を生成するから、調光制御時に調光度に応じたランプ電流を保つことができる。
【００７８】
また、条件信号発生手段が周囲温度を検出する温度センサである場合は、周囲温度が低くランプ電流のリップルが増加しやすい場合でも、周囲温度に応じた調節範囲が得られるようにリップル低減手段で変調信号を生成することにより、周囲温度が低いときでもランプ電流のリップルの増加を抑制し波高率を小さくすることができる。
【００８０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記検出部が、ランプ電流、ランプ電圧、ランプ電力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷出力として検出するものである。
【００８２】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化させるものである。
【００８３】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、リップル低減手段がランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて基準値を変化させるものである。
【００８５】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、放電灯を蛍光灯としたものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の要部を具体化した回路図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】実施形態２を示す回路図である。
【図５】実施形態３を示す回路図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】実施形態４を示す回路図である。
【図８】実施形態５を示す回路図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】実施形態６を示す回路図である。
【図１２】実施形態７を示す回路図である。
【図１３】実施形態８を示す回路図である。
【図１４】実施形態９を示す回路図である。
【図１５】実施形態１０を示す回路図である。
【図１６】実施形態１１を示す回路図である。
【図１７】実施形態１２を示す回路図である。
【図１８】同上の要部を具体化した回路図である。
【図１９】実施形態１３を示す回路図である。
【図２０】実施形態１４を示す回路図である。
【図２１】従来例を示す回路図である。
【図２２】同上の等価回路図である。
【図２３】同上の動作説明図である。
【図２４】同上の動作説明図である。
【図２５】同上の動作説明図である。
【図２６】他の従来例の動作説明図である。
【図２７】さらに他の従来例を示す回路図である。
【図２８】同上の等価回路図である。
【図２９】別の従来例を示す回路図である。
【図３０】同上の動作説明図である。
【図３１】同上の動作説明図である。
【図３２】他の従来例を示す回路図である。
【図３３】さらに他の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
Ａｍｐ 誤差増幅器
ＡＣ 交流電源
Ｃｃ コンデンサ
Ｃｅ 平滑コンデンサ
Ｃｉｎ コンデンサ
Ｃｒｓ コンデンサ
ＣＮ 制御回路
Ｄｉｍ 調光信号
ＤＢ 整流回路
ＦＢ フィードバック回路
ＦＦ フィードフォワード回路
Ｌｄ 放電灯
Ｌｒｓ インダクタ
ＭＸ 合成回路
ＭＸ’ 合成回路
Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子
ＳＩ 電流検出部
ＳＶ 電圧検出部
ＴＨ 温度センサ
Claims (5)
- 交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑化する平滑コンデンサと、高周波でオンオフされるスイッチング素子を用いて平滑コンデンサの両端電圧を高周波電力に変換するインバータ回路と、共振回路と放電灯とを含みインバータ回路の出力を共振回路を通して放電灯に与える負荷回路と、前記共振回路の一端に接続され共振回路に生じる高周波電圧または高周波電流の瞬時値の変化に応じて整流回路の出力端の電位を変化させるコンデンサと、前記スイッチング素子をオンオフさせるための制御信号を生成する制御手段とを備え、前記スイッチング素子の動作の１サイクル内で共振回路に前記コンデンサを含む共振モードと前記コンデンサを含まない共振モードとが生じるとともに、交流電源の電圧の瞬時値に応じて各共振モードの生じる時間長の比率が変化する放電灯点灯装置において、前記放電灯に流れるランプ電流の包絡線のリップルを低減するように前記制御信号を変調して前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容されている範囲内で変化させる変調信号を生成するリップル低減手段と、調光手段が発生する調光信号による調光の深さと温度センサで検出した周囲温度との少なくとも一方に呼応した条件信号を発生する条件信号発生手段とを具備し、前記リップル低減手段は負荷出力を検出する検出部を備えるとともに検出部での入出力倍率を前記条件信号に基づいて変化させて前記変調信号を補正することにより前記リップルの増加を抑制するように前記スイッチング素子のオンオフのタイミングを制御手段に許容されている範囲内で変化させる手段を含むことを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記検出部は、ランプ電流、ランプ電圧、ランプ電力、共振回路電流の少なくとも１つを負荷出力として検出することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記リップル低減手段はランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて誤差増幅器の増幅率を変化させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 前記リップル低減手段はランプ電流の検出値と基準値との誤差を増幅する誤差増幅器を備えるとともに、条件信号を受けて基準値を変化させることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 放電灯は蛍光灯であることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
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