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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Detektion eines
Nicht-Nullspannungsschaltbetriebs eines Vorschaltgeräts für Leuchtstofflampen,
und ein zur Durchführung
dieses Verfahrens geeignetes Vorschaltgerät.
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Zum
besseren Verständnis
der nachfolgend erläuterten
Erfindung wird anhand der
1 und
2 zunächst der
grundsätzliche
Aufbau eines zur Ansteuerung einer Leuchtstofflampe dienenden elektronischen
Vorschaltgeräts
(EVG) und dessen Funktionsweise erläutert. Ein solches Vorschaltgerät ist beispielsweise
in der
EP 1 066 739
B1 , der
US 6,617,805
B2 oder dem Datenblatt Nr. PD 60182-I des integrierten
Baustein IR2156(S) von International Rectifier, Kalifornien, USA,
beschrieben.
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Ein
elektronisches Vorschaltgerät
weist eine Halbbrücke
mit zwei Halbleiterschaltelementen Q1, Q2 auf, deren Laststrecken
in Reihe zwischen Versorgungsklemmen K1, K2 geschaltet sind, zwischen denen
eine Gleichspannung Vb anliegt. Die Ansteuerung dieser beiden Halbleiterschaltelemente
S1, S2 erfolgt über
eine Ansteuerschaltung 20, die die beiden Halbleiterschaltelemente
S1, S2 jeweils getaktet ansteuert. Die beiden Halbleiterschalter
Q1, Q2 werden dabei abwechselnd angesteuert, um sicherzustellen,
dass die beiden Halbleiterschalter nie gleichzeitig leitend angesteuert
sind. An einem Ausgang K3 der Halbbrücke, der durch einen den Laststrecken der
Halbleiterschaltelemente gemeinsamen Knoten gebildet ist, steht
eine Spannung V2 zur Verfügung, die
einen im wesentlichen rechteckförmigen
Verlauf besitzt.
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Durch
diese Spannung V2 ist ein Resonanzschwingkreis mit einer Resonanzinduktivität L1 und einem
Resonanzkondensator C1 gespeist, wobei eine Leuchtstofflampe in
dem Beispiel parallel zu dem Resonanzkondensator C1 geschaltet ist.
Ein weiterer Kondensator C2, der in Reihe zu der Resonanzinduktivität L1 und
vor die Parallelschaltung der Leuchtstofflampe 10 und des
Resonanzkondensators C1 geschaltet ist, dient als Abblockkondensator, der
Gleichstromanteile abblockt.
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Parallel
zur Laststrecke des zweiten Halbleiterschaltelements Q2 liegt ein
Snubber-Kondensator C3, dessen Aufgabe es ist, die Schaltverluste
während
eines Nullspannungsschaltbetriebes (Zero Voltage Switching, ZVS)
der beiden Halbleiterschaltelemente Q1, Q2 zu verringern.
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Nicht
näher dargestellt
sind üblicherweise vorhandene
Messanschlüsse
der Ansteuerschaltung
20, über welche beispielsweise eine
Spannung über der
Leuchtstofflampe
10 oder ein Strom durch die Halbbrücke Q1,
Q2 ermittelt, und Versorgungsanschlüsse, über welche eine Spannungsversorgung der
Ansteuerschaltung
20 erfolgt. Die Gleichspannung Vb für das Vorschaltgerät wird beispielsweise durch
einen Schaltwandler mit Leistungsfaktorkorrekturfunktion (Power
Factor Controller, PFC) bereitgestellt. Diesbezüglich wird zum Beispiel auf
die oben erwähnten
EP 1 066 739 B1 und
US 6,617,805 B2 verwiesen.
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2 zeigt
für einen
störungsfreien
Betriebszustand nach Zünden
der Leuchtstofflampe den zeitlichen Verlauf der zwischen der Ausgangsklemme
K3 der Halbbrücke
Q1, Q2 und Bezugspotential GND anliegenden Ausgangsspannung V2 der Halbbrückenschaltung
Q1, Q2, des Stromes Iq2 durch das zweite Halbleiterschaltelement
Q2, des Stromes I1 in die an die Halbbrückenschaltung Q1, Q2 angeschlossene
Last, sowie der Ansteuersignale S1, S2 der Halbleiterschaltelemente
S1, S2.
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Die
Halbleiterschaltelemente Q1, Q2 werden durch die Ansteuerschaltung 20 über die
Ansteuersignale S1, S2 phasenverschoben jeweils für Einschaltdauern
Ton1, Ton2 leitend angesteuert, wobei die Ansteuerperioden Tp der
beiden Halbleiterschalter S1, S2 jeweils gleich sind. Die Ansteuerung
erfolgt beispielsweise derart, dass zwischen dem Ausschalten eines
der beiden Halbleiterschaltelemente und dem Einschalten des anderen
eine minimale Ausschaltzeit toff vorhanden ist. Die Einschaltdauern Ton1,
Ton2 sind normalerweise jeweils gleich lang, der Duty-Cycle, also
das Verhältnis
aus Einschaltdauer und Periodendauer beträgt beispielsweise etwa 45%.
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Bei
eingeschaltetem ersten Halbleiterschalter S1 und sperrendem zweiten
Halbleiterschalter S2 entspricht die Ausgangsspannung V2 der Halbbrückenschaltung
Q1, Q2 unter Vernachlässigung
des Einschaltwiderstandes des ersten Halbleiterschaltelements Q1
in etwa der zwischen den Klemmen K1, K2 anliegenden Gleichspannung
Vb. Aus dieser Spannung resultiert ein Lampenstrom I1, der entgegen
der in 1 eingezeichneten Richtung fließt und dessen
Betrag mit zunehmender Einschaltdauer des ersten Halbleiterschaltelements
S1 zunimmt. Nach Abschalten des ersten Halbleiterschaltelements
S1 wird dieser Strom bedingt durch die Induktivität L1 des
Reihenschwingkreises L1, C1 zunächst
noch aufrechterhalten und entlädt
dadurch den parallel zu dem zweiten Halbleiterschaltelement Q2 geschalteten
Snubber-Kondensator C3, wodurch die Spannung über der Laststrecke dieses
zweiten Halbleiterschaltelements Q2 zu Null wird. Nach Entladung
dieses Kondensators C3 übernimmt
die Body-Diode des als n-Kanal-MOSFET ausgebildeten zweiten Halbleiterschaltelements
Q2 den Lampenstrom I1, die in diesem Fall als Freilaufdiode wirkt.
Dieser Lampenstrom I1 ändert
im zeitlichen Verlauf nach Einschalten des zweiten Halbleiterschaltelements
S2 seine Polarität
und fließt
vor Sperren des zweiten Halbleiterschaltelements S2 in der in 1 eingezeichneten Richtung.
Nach dem Sperren des zweiten Halbleiterschaltelements Q2 wird der
Snubber-Kondensator C3 über
den durch die Induktivität
L1 fließenden Strom
auf den Wert der Gleichspannung Vb aufgeladen, wobei ein weiterer
Spannungsanstieg durch eine integrierte Body-Diode des als n-Kanal-MOSFET ausgebildeten
ersten Halbleiterschaltelements begrenzt wird. Das erste Halbleiterschaltelement
Q1 wird dabei erst eingeschaltet, nachdem die Spannung an dem Ausgang
K3 auf den Wert der Gleichspannung Vb angestiegen ist, und die Spannung über der
Laststrecke des ersten Halbleiterschaltelements Q1 somit Null ist.
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Der
Snubber-Kondensator C3 unterstützt
ein spannungsloses Schalten des ersten und zweiten Halbleiterschaltelements
Q1, Q2, ein Schalten dieser Halbleiterschaltelemente Q1, Q2 also
dann, wenn die Spannung über
deren Laststrecke gleich Null ist. Die Schalter Q1, Q2 können zwar
auch ohne den Snubber-Kondensator
C3 spannungslos eingeschaltet werden. Voraussetzung dafür ist lediglich,
dass der Strom über
die Laststrecke so lange mit der gleichen Polarität weiter
fließt,
bis der entsprechende Schalter Q1, Q2 eingeschaltet wird. Ohne Snubber-Kondensator
C3 würde
die Spannung nach Abschalten eines Schalters Q1, Q2 allerdings sehr
steil ansteigen und zu entsprechenden Abschaltverlusten führen. Der Snubber-Kondensator
C3 begrenzt diese Spannungsanstiegsgeschwindigkeit und reduziert
dadurch die Schaltverluste.
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Während des
Betriebs einer Leuchtstofflampe können allerdings Situationen
auftreten, bei denen ein solcher Nullspannungsschaltbetrieb nicht
erreicht werden kann. Der Snubber-Kondensator C3 wird dann nicht über den
in der Resonanzinduktivität L1
induzierten Strom sondern über
die beim Einschalten durch die Halbleiterschaltelemente fließenden Ströme umgeladen,
was mit erheblichen Verlusten verbunden ist. Solche Betriebszustände können beispielsweise
auftreten, wenn die Lampe aus der Fassung genommen oder beschädigt wird,
oder wenn während
des normalen Betriebs die Gleichspannung Vb für eine längere Zeitdauer absinkt.
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Um
eine Überlastung
de Halbleiterschaltelemente, die bei Dauerbelastung nur für den Nullspannungsschaltbetrieb
ausgelegt sind, bei einem Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb zu vermeiden,
ist es notwendig einen solchen Betriebszustand zu erkennen und die
Leuchtstofflampe durch Unterbrechung der Ansteuerung der Halbbrücke gegebenenfalls
abzuschalten, wenn dieser Betriebszustand länger als eine vorgegebenen
Zeitdauer anhält.
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Zur
Detektion eines solchen Nicht-Nullspannungsschaltbetriebes ist es
aus der
US 6,031,342
A der
US 6,331,755
B1 und der gattungsbildenden
US 5,973,943 A bekannt, einen Strom durch
den Low-Side-Schalter der Halbbrücke
zu erfassen und zum Zeitpunkt des Ein- und Ausschaltens des Schalters mit
einem Referenzwert zu bewerten. In der
EP 1 066 739 B1 ist vorgeschlagen,
den Strom durch die Lampe mittels eines Shunt-Widerstandes zu erfassen und
mit einem Referenzwert zu bewerten.
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Ziel
der vorliegenden Erfindung ist es, ein verbessertes Verfahren zur
Detektion eines Nicht-Nullspannungsschaltbetriebes eines Lampenvorschaltgeräts und ein
Vorschaltgerät
mit einer Detektorschaltung zur Detektion eines Nicht-Nullspannungsschaltbetriebs
zur Verfügung
zu stellen.
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Dieses
Ziel wird durch ein Verfahren gemäß den Merkmalen des Anspruchs
1 und ein Lampenvorschaltgerät
mit den Merkmalen des Anspruchs 16 gelöst. Ein Verfahren zum Betreiben
eines Lampenvorschaltgeräts
unter Verwendung eines erfindungsgemäßen Detektionsverfahrens ist
Gegenstand des Anspruchs 14. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung
sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Verfahren
zur Detektion eines Nicht-Nullspannungsschaltbetriebs eines Lampenvorschaltgeräts, das
eine Halbbrückenschaltung
mit einem ersten und zweiten Halbleiterschaltelement, einem an einen
Ausgang der Halbbrückenschaltung
angeschlossenen Resonanzschwingkreis und eine parallel zu einem
der Halbleiterschaltelemente geschaltete Snubber-Kapazität aufweist,
ist vorgesehen, ein von einer Spannung an dem Ausgang der Halbbrücke abhängiges Spannungsmesssignal
bereitzustellen und das Spannungsmesssignal jeweils vor Einschaltzeitpunkten wenigstens
eines der ersten und zweiten Halbleiterschaltelemente durch Vergleich
des Spannungsmesssignals mit einem Referenzwert auszuwerten.
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Ein
Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb wird bei diesem Verfahren dann
detektiert, wenn das Spannungsmesssignal vor dem Einschaltzeitpunkt des
ersten Halbleiterschaltelements den Pegel des Referenzwertes unterschreitet
und/oder, wenn das Spannungsmesssignal vor dem Einschaltzeitpunkt des
zweiten Halbleiterschaltelements den Pegel des Referenzwert übersteigt.
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Vorzugsweise
wird das Spannungsmesssignal jeweils vor Einschaltzeitpunkten des
ersten Halbleiterschaltelements und vor Einschaltzeitpunkten des
zweiten Halbleiterschaltelements mit dem Referenzwert verglichen,
wodurch eine Unterscheidung einzelner unterschiedlicher Nicht-Nullspannungsschaltbetriebsarten
möglich
ist.
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Das
Spannungsmesssignal wird bei einer Ausführungsform des Verfahrens mittels
eines resistiven Spannungsteilers aus der Spannung am Ausgang der
Halbbrücke
erzeugt und bei einer anderen Ausführungsform mittels eines kapazitiven
Spannungsteilers aus der Spannung am Ausgang der Halbbrücke erzeugt.
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Das
erfindungsgemäße Lampenvorschaltgerät weist
eine Halbbrückenschaltung
mit einem ersten und zweiten Halbleiterschaltelement, die von ersten
und zweiten Ansteuersignalen angesteuert sind, und mit einem Ausgang,
an dem eine Halbbrückenspannung
zur Verfügung
steht, sowie einen an den Ausgang der Halbbrückenschaltung angeschlossenen
Resonanzschwingkreis auf. Das Lampenvorschaltgerät umfasst außerdem eine
Detektorschaltung zur Detektion eines Nicht-Nullspannungsschaltbetriebes
mit folgenden Merkmalen:
- – einer an den Ausgang der
Halbbrückenschaltung
angeschlossenen Spannungsmessanordnung, die ein von der Halbbrückenspannung
abhängiges
Spannungsmesssignal bereitstellt,
- – einer
Auswerteschaltung, der das Spannungsmesssignal zugeführt ist
und die dazu ausgebildet ist, das Spannungsmesssignal jeweils vor
Einschaltzeitpunkten wenigstens eines der ersten und zweiten Halbleiterschaltelemente
durch Vergleich des Spannungsmesssignals mit einem Referenzwert
auszuwerten und abhängig
von dem Vergleich wenigstens ein Auswertesignal zu erzeugen.
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Zur
Vorgabe der Auswertezeitpunkte ist der Auswerteschaltung beispielsweise
wenigstens eines der ersten und zweiten Ansteuersignale zugeführt.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von Figuren näher erläutert.
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1 zeigt
den grundsätzlichen
Aufbau eines Lampenvorschaltgeräts
mit eingesetzter Leuchtstofflampe (Stand der Technik).
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2 zeigt
den zeitlichen Verlauf ausgewählter
Signale in dem Lampenvorschaltgerät gemäß 1 bei Nullspannungsschaltbetrieb
(Stand der Technik).
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3 zeigt
beispielhaft zeitliche Verläufe
der Ausgangsspannung einer Halbbrücke in einem Lampenvorschaltgerät (3a), den daraus resultierenden zeitlichen
Verlauf eines aus dieser Spannung abgeleiteten Spannungsmesssignals
(3b) sowie zeitliche Verläufe von
Ansteuersignalen der Halbbrückenschaltung
(3c und 3d)
für einen
Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb eines ersten Typs zur Erläuterung
des erfindungsgemäßen Detektionsverfahrens.
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4 zeigt
beispielhaft zeitliche Verläufe
der Ausgangsspannung einer Halbbrücke in einem Lampenvorschaltgerät (4a), den daraus resultierenden zeitlichen
Verlauf eines anhand dieser Spannung erzeugten Spannungsmesssignals
(4b) sowie zeitliche Verläufe von
Ansteuersignalen der Halbbrückenschaltung
(4c und 4d)
für einen
Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb eines zweiten Typs zur Erläuterung
des erfindungsgemäßen Detektionsverfahrens.
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5 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel einer
Detektorschaltung zur Detektion eines Nicht-Nullspannungsschaltbetriebs,
die einen resistiven Spannungsteiler zur Ermittlung eines Spannungsmesssignals
aufweist.
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6 zeigt
beispielhaft zeitliche Verläufe
der in der Detektorschaltung nach 5 vorkommenden Signale.
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7 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
Detektorschaltung mit resistiven Spannungsteiler.
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8 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Detektorschaltung
mit kapazitivem Spannungsteiler.
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9 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Detektorschaltung
mit kapazitivem Spannungsteiler zur Ermittlung des Spannungsmesssignals.
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10 zeigt
zeitliche Verläufe
ausgewählter, in
der Detektorschaltung gemäß 9 vorkommender
Signale für
einen Nullspannungsschaltbetrieb des Lampenvorschaltgeräts.
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11 zeigt
zeitliche Verläufe
ausgewählter, in
der Detektorschaltung gemäß 9 vorkommender
Signale für
einen Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb eines ersten Typs.
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12 zeigt
beispielhaft zeitliche Verläufe ausgewählter Signale
der Detektorschaltung gemäß 9 für einen
Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb eines zweiten Typs.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Schaltungskomponenten und Signale mit gleicher Bedeutung.
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3 zeigt
beispielhaft zeitliche Verläufe von
Ansteuersignalen S1, S2 für
Schaltelemente Q1, Q2 einer Halbbrücke in einem Lampenvorschaltgerät, beispielsweise
einem Lampenvorschaltgerät
gemäß 1,
das für
einen Nullspannungsschaltbetrieb ausgelegt ist und das einen an
eine Ausgangsklemme K3 der Halbbrücke Q1, Q2 angeschlossenen Snubber-Kondensator
C3 aufweist. Näher
betrachtet sei im Folgenden ein Zeitraum zwischen Zeitpunkten t1
und t4. Zu einem ersten Zeitpunkt t1 sperrt der erste Schalter Q1
der Halbbrücke
angesteuert durch das erste Ansteuersignal S1, zu einem Zeitpunkt
t2 leitet der zweite Schalter Q2 der Halbbrücke angesteuert durch das zweite
Absteuersignal S2, zu einem dritten Zeitpunkt t3 sperrt der zweite
Schalter S1 und zu einem vierten Zeitpunkt t4 leitet der erste Schalter.
Um zu verhindern, dass die beiden Schalter Q1, Q2 gleichzeitig leitend
angesteuert sind, ist zwischen dem ersten und zweiten Zeitpunkt
t1, t2 und zwischen dem dritten und vierten Zeitpunkt t3, t4 eine Totzeit
Toff vorgesehen, während
der keiner der beiden Schalter Q1, Q2 leiten soll. Bezugnehmend
auf die Ausführungen
zu 2 wird diese Totzeit zwischen dem Sperren des
ersten Schalter Q1 und dem Leiten des zweiten Schalters Q2 dazu
genutzt, um das Potential an der Ausgangsklemme K3 auf Null bzw.
Bezugs potential GND zu ziehen, und die Totzeit zwischen dem Sperren
des zweiten Schalters Q2 und dem Leiten des ersten Schalters Q1
wird dazu genutzt, um den Ausgang K3 auf das Versorgungspotential
Vb zu ziehen. Die Spannung über
den Schaltelementen Q1, Q2 beim Einschalten beträgt dann Null.
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Es
sei darauf hingewiesen, dass in den 3 und 4 aus
Gründen
der Übersichtlichkeit unvermeidliche
Verzögerungszeiten
zwischen den Flanken der Ansteuersignale S1, S2 und den Einschaltzeitpunkten
der Schalter S1, S2 nicht berücksichtigt
sind.
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3a zeigt den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung
V3 der Halbbrücke
eines Lampenvorschaltgerätes
für einen
Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb
eines ersten Typs. Hierbei sinkt die Ausgangsspannung V3 mit dem
Sperren des ersten Schalters S1 ab dem ersten Zeitpunkt t1 zwar
ab, die Totzeit Toff genügt
allerdings nicht, um die Ausgangsspannung V2 bis zum Einschalten
des zweiten Schalters T2 auf Null bzw. Bezugspotential GND zu ziehen, so
dass über
dem zweiten Schalter Q2 beim Einschalten eine Spannung ungleich
Null anliegt, was zu erhöhten
Schaltverlusten führt.
Entsprechend genügt während dieses
Betriebszustandes die Totzeit zwischen dem Sperren des zweiten Schalters
Q2 und dem Leiten des ersten Schalters Q1 nicht, um die Ausgangsspannung
V2 auf den Wert der Betriebsspannung Vb zu ziehen, wodurch zum Einschaltzeitpunkt
t4 des ersten Schalters S1 über
diesem eine Spannung ungleich Null anliegt, was zu erhöhten Schaltverlusten
führt.
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Zur
Detektion dieses Nicht-Nullspannungsschaltbetriebs ist bei dem erfindungsgemäßen Verfahren
vorgesehen, ein von der Ausgangsspannung V3 der Halbbrücke abhängiges Spannungsmesssignal
Vs zu erzeugen. Der zeitliche Verlauf eines solchen, in dem Beispiel
vom zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung abhängigen Signals Vs ist in 3b dargestellt. Des Weiteren ist vorgesehen,
einen Referenzwert Vref zu erzeugen und vor Einschaltzeitpunkten
des ersten und/oder zweiten Schal ters Q1, Q2 das Spannungsmesssignal
Vs mit dem Referenzwert Vref zu vergleichen, um den Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb
zu detektieren. In 3 ist ein erster zwischen dem
ersten und zweiten Zeitpunkt t2, t2 liegender erster Vergleichszeitpunkt
mit tm1, und ein zweiter zwischen dem dritten und vierten Zeitpunkt
t3, t4 liegender Zeitpunkt mit tm2 bezeichnet.
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Ein
Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren
dann detektiert, wenn das Spannungsmesssignal Vs zum ersten Vergleichszeitpunkt
tm1 vor dem Einschalten des zweiten Schalters Q2 (zum Zeitpunkt
t2) noch nicht unter den Referenzwert Vref abgesunken ist, und/oder,
wenn das Spannungsmesssignal Vs zum zweiten Vergleichszeitpunkt
tm2 vor dem Einschalten des zweiten Schalters Q2 (zum Zeitpunkt
t4) noch nicht über
den Referenzwert Vref angestiegen ist. Der zeitliche Abstand zwischen
den jeweiligen Vergleichszeitpunkten tm1, tm2 und den Einschaltzeitpunkten
t2, t4 sowie die Schwelle des Referenzwertes Vref ist so gewählt, dass
bei ordnungsgemäßem Nullspannungsschaltbetrieb
das Spannungsmesssignal Vs zum ersten Vergleichszeitpunkt tm1 bereits unter
dem Referenzwert Vref abgesunken ist, und zum zweiten Vergleichszeitpunkt
tm2 bereits über dem
Referenzwert Vref angestiegen ist.
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4 zeigt
abhängig
von den ersten und zweiten Ansteuersignalen S1, S2 (4c und 4d) den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung
V2 der Halbbrücke
Q1, Q2 für
einen Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb eines zweiten Typs, der beispielsweise bei
Zerschlagen der Leuchtstofflampe 10 während des Betriebs oder bei
Herausnehmen der Leuchtstofflampe auftreten kann. Nach Sperren des
ersten Schalters Q1 würde
bei diesem Betriebszustand die Ausgangsspannung der Halbbrückenschaltung
bedingt durch den in der Resonanzinduktivität L1 induzierten Strom ansteigen.
Bedingt durch eine in dem Schalter Q1, der beispielsweise als n-Kanal-MOSFET
ausgebildet ist, integrierte Freilaufdiode oder gegebenenfalls durch
eine parallel zu dem Schalter Q1 geschaltete Freilaufdiode wird das
Potential an dem Ausgang K3 jedoch annähernd auf Versorgungspotential
Vb gehalten, bis der zweite Schalter Q2 zum zweiten Zeitpunkt t2
einschaltet. Die während
des leitenden Zustands in der Freilaufdiode des ersten Schalters
Q1 gespeicherte Ladung muss beim Einschalten des zweiten Schalters
Q2 abgebaut werden, was in beiden Schaltern Q1, Q2 zu erheblichen Schaltverlusten
führt.
Nach dem Abschalten des zweiten Schalters Q2 bleibt das Potential
an dem Ausgang K3 bedingt durch die in dem zweiten Schalter Q2 integrierte
Freilaufdiode oder gegebenenfalls durch eine parallel zu diesem
Schalter geschaltete Freilaufdiode zunächst auf Bezugspotential, bis
zum Zeitpunkt t4 der erste Schalter Q1 einschaltet. Die in der Freilaufdiode
des zweiten Schalters Q2 gespeicherte Ladung muss dabei bei Einschalten
des ersten Schalters Q1 zunächst
abgebaut werden, was auch während
dieses Schaltvorgangs zu erheblichen Schaltverlusten in den beiden
Schaltern Q1, Q2 führt. Dieser
Betriebszustand muss aufgrund der erhöhten Schaltverluste detektiert
werden, um das Lampenvorschaltgerät gegebenenfalls abzuschalten
und vor Beschädigung
zu schützen.
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Auch
dieser Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb des zweiten Typs kann mittels
des erfindungsgemäßen Verfahrens
detektiert werden, indem das aus der Ausgangsspannung V2 abgeleitete
Spannungsmesssignal Vs, dessen zeitlicher Verlauf in 4b dargestellt ist, mit dem Referenzwert
Vref verglichen wird. Da ein Absinken des Spannungsmesssignals Vs
bei dem dargestellten Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb erst mit
Einschalten des zweiten Schalters S2 zum zweiten Zeitpunkt t2 erfolgt,
liegt das Spannungsmesssignal Vs zum ersten Vergleichszeitpunkt
tm1 sicher oberhalb des Referenzwertes Vref, und da das Ansteigen
des Spannungsmesssignals Vs erst zum vierten Zeitpunkt t4 mit Einschalten
des ersten Schalters Q1 erfolgt, liegt das Spannungsmesssignal Vs
zum zweiten Vergleichszeitpunkt tm2 sicher unterhalb des Referenzwerts
Vref.
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Der
Referenzwert Vref ist derart gewählt, dass
er zwischen dem maximal möglichen
Signalwert und dem minimal möglichen
Signalwert des Spannungsmesssignals Vs liegt, wobei der Referenzwert vorzugsweise
näher an
dem minimalen Wert als dem maximalen Wert liegt. Diese Werte sind
insbesondere abhängig
davon, auf welche Weise das Spannungsmesssignal Vs aus der Ausgangsspannung
V2 der Halbbrücke
Q1, Q2 gewonnen wird.
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5 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Detektorschaltung
zur Detektion eines Nicht-Nullspannungsschaltbetriebs. Zum
besseren Verständnis
sind in 5 auch weitere Komponenten des
Lampenvorschaltgerätes,
nämlich
die Halbbrücke
Q1, Q2, der Resonanzschwingkreis L1, C1 mit dem Abblockkondensator
C2, der Snubber-Kondensator C3, sowie eine in das Vorschaltgerät eingesetzte
Leuchtstofflampe 10 dargestellt.
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Die
Detektorschaltung umfasst als Spannungsmessanordnung zur Bereitstellung
eines von der Ausgangsspannung V2 der Halbbrücke Q1, Q2 abhängigen Spannungsmesssignals
Vs in dem Beispiel einen resistiven Spannungsteiler R1, R2, der zwischen
den Ausgang K3 der Halbbrücke
Q1, Q2 und Bezugspotential GND geschaltet ist und an dessen Mittenabgriff
das Spannungsmesssignal Vs zur Verfügung steht. Dieses Spannungsmesssignal
Vs ist einer Auswerteschaltung 30 zugeführt, die ein Statussignal S30
erzeugt, das bei Nullspannungsschaltbetrieb einen ersten Pegel und
bei Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb einen zweiten Pegel annimmt.
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Die
Auswerteschaltung 30 weist eine Referenzspannungsquelle 35 auf,
die den Referenzwert Vref bereitstellt. Der Referenzwert Vref und
das Spannungsmesssignal Vs sind einem Komparator 31 zugeführt, der
ein von dem Vergleich des Spannungsmesssignals Vs mit dem Referenzwert
Vref abhängiges
Vergleichssignal S31 erzeugt. Dieses Vergleichssignal S31 ist dem
Dateneingang D eines D-Flip-Flops 32 zugeführt, das
die Funktion einer Abtast- und Speichereinheit erfüllt. Die
Ab tastung des Vergleichssignals S31 erfolgt nach Maßgabe eines aus
dem zweiten Ansteuersignal S2 durch Invertieren mittels eines Inverters 33 abgeleiteten
Taktsignals S33, das einem Takteingang CLK des Flip-Flops 32 zugeführt ist.
Das Flip-Flop 32 ist
pegelgesteuert und übernimmt
während
eines High-Pegels
des Taktsignals jeweils den Momentanwert des Vergleichssignals S31
und behält
nach einer fallenden Flanke des Taktsignals S33 den zuletzt gespeicherten
Wert bei. Der in dem Flip-Flop 31 gespeicherte Wert steht an
dessen Ausgang zur Verfügung.
Dieses Ausgangssignal S32 des Flip-Flops 32 wird mittels
eines UND-Gatters 34 mit dem zweiten Ansteuersignal S2 verknüpft, um
das Statussignal S30 zu erzeugen.
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Die
Funktionsweise der in 5 dargestellten Detektorschaltung
wird anhand des zeitlichen Verlauf der in der Auswerteschaltung
gemäß 5 dargestellten
Signale in 6 deutlich. In 6 sind beispielhaft
die zeitlichen Verläufe
des ersten und zweiten Ansteuersignals S1, S2, des dem invertierten
zweiten Ansteuersignal S2 entsprechenden Taktsignals S33, des Vergleichssignals
S31 sowie die daraus resultierenden zeitlichen Verläufe des Flip-Flop-Ausgangssignals
S32 sowie des Statussignals S30 dargestellt.
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Eine
Auswertung des Vergleichssignals S31 erfolgt durch die Detektorschaltung
jeweils zu Einschaltschaltzeitpunkten des zweiten Schalters Q2, wobei
bezugnehmend auf die Ausführungen
zu den 4 und 5 ein Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb
dann angenommen wird, wenn das Spannungsmesssignal Vs im Auswertezeitpunkt
größer als
der Referenzwert Vref ist. Die Auswertezeitpunkte werden bei der
Detektorschaltung gemäß 5 jeweils durch
fallende Flanken des Taktsignals S33, das heißt steigende Flanken des zweiten
Ansteuersignals S2 vorgegeben. Man macht sich hierbei zunutze, dass
unvermeidlich eine zeitliche Verzögerung zwischen der steigenden
Flanke des zweiten Ansteuersignals S2 und dem tatsächlichen
Schalten des zweiten Schalters Q2 vorhanden ist, wobei diese Verzögerungszeit
den zeitlichen Abstand zwischen dem Vergleichszeitpunkt und dem
Einschaltzeitpunkt des zweiten Schalters Q2 vorgibt. Die Verzögerungszeit zwischen
der steigenden Flanke des zweiten Ansteuersignals S2 und dem Einschalten
des zweiten Schalters Q2 ist üblicherweise
wesentlich größer als die
Verarbeitungszeiten bzw. Gatterlaufzeiten in der Auswerteschaltung 30.
Die Verzögerungszeit
zwischen der steigenden Flanke des zweiten Ansteuersignals S2 und
dem Einschalten des zweiten Schalters Q2 wird maßgeblich bestimmt durch nicht
näher dargestellte
Treiberschaltungen, die die Logik-Ansteuersignale S1, S2 in zur
Ansteuerung der Schalter Q1, Q2 geeignete Pegel umsetzen. Optional
besteht die Möglichkeit,
den Ansteueranschlüssen
der Schalter Q1, Q2 Verzögerungsglieder
(nicht dargestellt) vorzuschalten, um dadurch eine weitere Verzögerung zwischen
der steigenden Flanke des zweiten Ansteuersignals S2 und dem Einschalten
des zweiten Schalters Q2 zu erreichen, wobei diese Verzögerungszeit
den anhand der 4 und 5 erläuterten
zeitlichen Abstand zwischen dem ersten Vergleichszeitpunkt tm1 und
dem Einschaltzeitpunkt t2 des zweiten Schalters Q2 mitbestimmt.
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Bezugnehmend
auf die zeitlichen Verläufe
in 6 wird das Lampenvorschaltgerät zunächst im Nullspannungsschaltbetrieb
betrieben, das heißt
zu einem Zeitpunkt t5 einer steigenden Flanke des zweiten Ansteuersignals
S2 ist das Spannungsmesssignal Vs bereits unter den Referenzwert
Vref abgesunken, woraus ein Low-Pegel des Vergleichssignals S31
resultiert. Während
des Nullspannungsschaltbetriebs liegt am Ausgang des Flip-Flops 32 bei
Einschalten des zweiten Schalters S2 ein Low-Pegel an, woraus ein
Low-Pegel des Statussignals S30 resultiert. Im weiteren Verlauf
der zeitlichen Darstellung in 6 tritt
ein Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb ein, wodurch das Vergleichssignal
S31 zu einem Zeitpunkt t6 einer steigenden Flanke des zweiten Ansteuersignals
S2 einen High-Pegel
annimmt, der durch das Flip-Flop 32 übernommen wird. Dieser High-Pegel
am Ausgang des Flip-Flops führt
in Verbindung mit dem High-Pegel des zweiten Ansteuersignals S2
zu einem High-Pegel des Statussignals S30, um einen Nicht- Nullspannungsschaltbetrieb
des Lampenvorschaltgeräts
anzuzeigen.
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Anstelle
des pegelgesteuerten Flip-Flops 32 könnte in der Auswerteschaltung 30 auch
ein flankengesteuertes Flip-Flop verwendet werden, das jeweils bei
einer positiven Flanke des zweiten Ansteuersignals S2 und damit
bei einer fallenden Flanke des Taktsignals S33 den Wert des Vergleichssignals
S31 speichert und als Ausgangssignal an seinem Ausgang zur Verfügung stellt.
Das Ausgangssignal dieses Flip-Flops könnte dann unmittelbar als Statussignal
S30 verwendet werden. Auf das UND-Gatter 34 könnte in
diesem Fall verzichtet werden.
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Die
anhand von 5 erläuterte Detektorschaltung kann
selbstverständlich
in einer zentralen Ansteuerschaltung, entsprechend der Ansteuerschaltung 20 in 1 integriert
sein. Die Widerstände
R1, R2 des resistiven Spannungsteils können in diesem Fall als externe
Bauelemente zu der üblicherweise
als integrierte Schaltung realisierten Ansteuerschaltung 20 vorgesehen
werden.
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7 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
der Detektorschaltung, die eine Integration der Widerstandselemente
R1, R2 des Spannungsteilers in einer integrierten Schaltung ermöglicht.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
umfasst die Spannungsmessanordnung neben den Widerstandselementen
R1, R2 des Spannungsteilers einen weiteren Widerstand R3 und eine
Diode, wobei der weitere Widerstand R3 in Reihe zu der Diode D1
zwischen ein Versorgungspotential Vcc und den Ausgang K3 der Halbbrücke geschaltet
ist. Der resistive Spannungsteiler R1, R2 liegt in diesem Ausführungsbeispiel
zwischen einem dem weiteren Widerstand R3 und der Diode D1 gemeinsamen
Knoten und Bezugspotential GND.
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Die
Diode D1 hält
dabei eine hohe Spannung von den Widerständen R1, R2 fern, der Widerstand R3
sorgt dafür,
dass an der Anode der Diode D1 ein definierter Spannungswert anliegt, wenn
die Diode sperrt. Wenn der zweite Schalter Q2 eingeschaltet ist,
entspricht die Spannung an der Anode der Diode D1 der Ausgangsspannung
V2 der Halbbrücke
Q1, Q2 plus der Diodenflussspannung der Diode. Wenn der erste Schalter
Q1 eingeschaltet ist, bilden der Widerstand R3 und die Widerstände R1 und
R2 einen Spannungsteiler, der die Spannung Vcc teilt. Mit dieser
Schaltungsanordnung wird detektiert, ob die Ausgangsspannung V2
kleiner ist als die Versorgungsspannung Vcc, abzüglich dem Spannungsabfall an dem
Widerstand R3 und der Schwellenspannung der Diode D1.
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Anstelle
eines resistiven Spannungsteilers kann zur Bereitstellung des Spannungsmesssignals Vs
aus der Ausgangsspannung V3 der Halbbrücke auch ein kapazitiver Spannungsteiler
C4, C5 verwendet werden. Ein Lampenvorschaltgerät mit einem solchen kapazitiven
Spannungsteiler ist in 8 dargestellt. Der kapazitive
Spannungsteiler umfasst zwei Kondensatoren C4, C5, die in Reihe
zwischen den Ausgang K3 der Halbbrückenschaltung und Bezugspotential
GND geschaltet sind und die einen Mittenabgriff aufweisen, an dem
das Spannungsmesssignal Vs abgreifbar ist. Dieses Spannungsmesssignal Vs
ist der Auswerteschaltung 30 zugeführt, die beispielsweise entsprechend
der Auswerteschaltung in der 5 realisiert
ist.
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Ein
kapazitiver Spannungsteiler besitzt gegenüber resistiven Spannungsteilern
den Vorteil, einer geringeren Signalverzögerung bei schnellen Schaltvorgängen und
eines geringeren Leistungsverbrauchs. Darüber hinaus können die
für den
kapazitiven Spannungsteiler erforderlichen Kondensatoren C4, C5
beispielsweise als Dickoxid-Kondensatoren mit einer Oxiddicke zwischen
2 und 3 μm
oder als Gateoxid-Kondensatoren mit einer Oxiddicke in der Größenordnung
zwischen 20 nm und 50 nm realisiert werden, so dass die Kondensatoren
C4, C5 des kapazitiven Spannungsteilers zusammen mit der Steuerschaltung 20 (in 8 gestrichelt
dargestellt) und der Auswerteschaltung 30 in einem gemeinsamen Halbleiterchip
realisiert werden können, wodurch
für den
Spannungsteiler keine zusätzlichen
externen Bauelemente erforderlich sind.
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Einer
der beiden Kondensatoren des Spannungsteilers C4, C5 kann insbesondere
Teil einer im Übringen
nicht näher
dargestellten Schaltungsanordnung sein, die das Vorhandensein einer
Leuchtstofflampe detektiert. Für
eine solche Lampenerkennungsschaltung wird neben dem Kondensator,
in dem Beispiel den an Bezugspotential GND angeschlossenen Kondensator
C5 ein Widerstand R5 benötigt,
der zwischen diesen Kondensator C5 und den der Lampenelektrode 12 und
dem Resonanzkondensator C1 gemeinsamen Anschluss geschaltet ist.
Der Kondensator C5 und der Widerstand R5 bilden ein Tiefpassfilter,
wobei eine nicht näher
dargestellte, an den dem Kondensator C5 und dem Widerstand R5 gemeinsamen
Knoten angeschlossene Lampenerkennungsschaltung dazu ausgebildet
ist, den Widerstand R5 und die Lampenwendel 12 mit einem
Teststrom zu beaufschlagen und den Spannungsabfall an dem Widerstand
R5 und der Lampenwendel 12 zu überwachen. Wenn keine Lampe
eingesetzt ist oder die Wendel defekt ist, steigt die Spannung an
dem Kondensator C5 aufgrund des Teststromes und des fehlenden Entladepfades
an. Im normalen Betrieb entsteht aufgrund des Brennstromes der Lampe
an der Wendel eine Wechselspannung hoher Amplitude. Der aus dem
Kondensator C5 und dem Widerstand R5 gebildete Tiefpass dient dazu,
diese Wechselspannung von den übrigen
in einer integrierten Schaltung realisierten Schaltungsteilen fern
zu halten.
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Bei
Vorhandensein einer solchen Lampenerkennungsschaltung ist zur Realisierung
der kapazitiven Halbbrücke
lediglich ein zusätzlicher
Kondensator C4 erforderlich, der zwischen den Kondensator C5 der
Lampenerkennungsschaltung und den Ausgang K3 der Halbbrücke geschaltet
ist.
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9 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
Auswerteschaltung 40, die insbesondere zur Auswertung eines
mittels eines kapazitiven Spannungsteiler C4, C5 gewonnenen Spannungsmesssignals
Vs geeignet ist.
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Diese
Auswerteschaltung 40 umfasst einen Komparator 41,
dessen einem Eingang das Spannungsmesssignal Vs und dessen anderem
Eingang der von einer Referenzspannungsquelle 45 erzeugte Referenzwert
Vref zugeführt
ist. Am Ausgang dieses Komparators 41 steht ein Vergleichssignal
S41 zur Verfügung,
das einem Dateneingang D eines ersten Flip-Flops 42 und
das einem invertierenden Dateneingang D eines zweiten Flip-Flops 43 zugeführt ist. Die
beiden Flip-Flops 42, 43 sind flankengetriggerte Flip-Flops,
die jeweils bei einer steigenden Flanke eines ihnen zugeführten Taktsignals
das jeweils am Dateneingang anliegende Signal übernehmen und speichern. Als
Taktsignal ist dem ersten Flip-Flop 42 das zweite Ansteuersignal
S2 und dem zweiten Flip-Flop 43 das erste Ansteuersignal
S1 zugeführt. An
einem Ausgang des ersten Flip-Flops 42 steht ein erstes
Statussignal S42 zur Verfügung,
und an einem Ausgang des zweiten Flip-Flops 43 steht ein
zweiten Statussignal S43 zur Verfügung, die dazu dienen einen
Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb anzuzeigen.
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Es
sei wieder angenommen, dass die Flanken des ersten und zweiten Ansteuersignals
S1, S2 aufgrund unvermeidlicher Schaltverzögerungen der Schalter Q1, Q2
jeweils vor den tatsächlichen
Schaltzeitpunkten der Schalter liegen. Über das erste durch das zweite
Ansteuersignal S2 angesteuerte Flip-Flop 42 erfolgt dann eine Auswertung
des Vergleichsignals S41 jeweils kurz vor einem Einschalten des zweiten
Schalters Q2, und über
das zweite durch das erste Ansteuersignal S1 angesteuerte Flip-Flop 43 erfolgt
dann eine Auswertung des Vergleichssignals S41 jeweils kurz vor
Einschalten des ersten Schalters Q1. Hierdurch lassen sich zwei
unterschiedliche Nicht-Nullspannungsschaltbetriebsarten unterscheiden,
wie nachfolgend anhand der 11 und 12 noch
erläutert
werden wird.
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Zwischen
den Mittenabgriff des kapazitiven Spannungsteilers C4, C5 ist in
dem Ausführungsbeispiel
optional ein weiterer Kondensator C6 geschaltet, der die Funktion
eines Koppelkondensators erfüllt,
und an dessen dem Mittenabgriff abgewandten Anschluss das Spannungsmesssignal
zur Verfügung steht.
Auf diesen Koppelkondensator C6 kann jedoch verzichtet werden, wenn
der Kondensator C5 des kapazitiven Spannungsteilers nicht Teil einer
Lampenerkennungsschaltung ist, wenn also kein ohmscher Widerstand
zwischen den Mittenabgriff des Spannungsteilers und die Lampenwendel
bzw. die Lampenelektrode 12 geschaltet ist.
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Die
Auswerteschaltung 40 umfasst weiterhin einen Schalter 44,
der zwischen den Eingang des Komparators 41, dem das Spannungsmesssignal
Vs zugeführt
ist, und Bezugspotential GND geschaltet ist. Dieser Schalter 44 ist
durch das zweite Ansteuersignal S2 angesteuert und leitet, wenn
das zweite Halbleiterschaltelement Q2 leitend angesteuert ist. Das
Spannungsmesssignal Vs wird mittels dieses Schalters 44 während der
Einschaltdauer des zweiten Schalters Q2 auf ein definiertes Potential
gesetzt, was dazu führt,
dass nach Sperren des zweiten Schalters Q2 und Leiten des ersten
Schalters Q1, wenn also die Ausgangsspannung V2 der Halbbrücke ansteigt,
das Spannungsmesssignal Vs der Ausgangsspannung V2 bezogen auf Bezugspotential GND
entsprechend dem Teilerverhältnis
des kapazitiven Spannungsteilers C4, C5 folgt. In dem Beispiel wird
davon ausgegangen, dass der Schalter 44 der Auswerteschaltung
gleichzeitig mit dem zweiten Schalter Q2 der Halbbrücke angesteuert
ist. Maßgeblich
für ein
ordnungsgemäßes Funktionieren
ist allerdings nur, dass Das Spannungsmesssignal Vs während der
Zeitdauer, während
der der zweite Schalter Q2 leitet, auf ein definiertes Potential
gesetzt wird. Der Schalter 44 kann hierfür auch erst nach
dem Schalter Q2 geschlossen werden und noch vor dem zweiten Schalter
Q2 wieder geöffnet
werden.
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Der
weitere Schalter 44 bewirkt zusammenfassend, dass die durch
einen kapazitiven Spannungsteiler üblicherweise nicht übertragene
Information über
den Gleichanteil der Spannung V2 zurückgewonnen wird, so dass das
Spannungsmesssignal Vs proportional zu der Ausgangsspannung V2 und auf
das selbe Bezugspotential GND bezogen ist.
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Die
Funktionsweise der Auswerteschaltung 40 gemäß 9 wird
nachfolgend anhand der 10, 11 und 12 erläutert, wobei 10 zeitliche
Verläufe
der in der Auswerteschaltung vorkommenden Signale für einen
Nullspannungsschaltbetrieb und die 11 und 12 zeitliche
Verläufe der
Signale für
Nicht-Nullspannungsschaltbetriebe eines ersten und zweiten Typs
zeigen.
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In
den 10a und 10b sind
die zeitlichen Verläufe
der ersten und zweiten Ansteuersignale S1, S2 und in 10c ist der aus diesen Ansteuersignalen
S1, S2 resultierende zeitliche Verlauf des Spannungsmesssignals
Vs, das proportional zu der Ausgangsspannung V2 ist, für einen
Nullspannungsschaltbetrieb der Halbbrückenschaltung dargestellt. Wie
ersichtlich ist, steigt das Spannungsmesssignal während der
Totzeiten zwischen dem Sperren des zweiten Schalters Q2 und dem
Leiten des ersten Schalters Q1 auf seinen Maximalwert an und fällt während der
Totzeiten zwischen dem Sperren des ersten Schalters Q1 und dem Leiten
des zweiten Schalters Q2 auf seinen Minimalwert ab. Zu Zeitpunkten
steigender Flanken des zweiten Ansteuersignals S2 ist das Spannungsmesssignal
Vs dabei jeweils bereits unter den Referenzwert Vref gesunken, so
dass das erste Statussignal S42 einen Low-Pegel annimmt. Zu Zeitpunkten
steigender Flanken des ersten Ansteuersignals S1 hat das Spannungsmesssignal
Vs den Referenzwert Vref bereits jeweils überstiegen, woraus zu diesen
Zeitpunkten High-Pegel des Vergleichsignals S41 resultieren, die
invertiert zu Low-Pegeln
des zweiten Statussignals S43 führen. Ein
Nullspannungsschaltbetrieb wird bei dieser Auswerteschaltung 40 somit
durch Low-Pegel beider Statussignale S42, S43 angezeigt.
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In 11c ist der zeitliche Verlauf des Spannungsmesssignals
Vs für
den bereits anhand von 3 erläuterten Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb des
ersten Typs abhängig
von dem ersten und zweiten Ansteuersignal (11b und 11a) dargestellt. Während dieses Betriebszustandes
ist bei einer steigenden Flanke des zweiten Ansteuersignals S2 das Spannungsmesssignal
Vs jeweils noch nicht unter den Referenzwert Vref abgesunken, so
dass das erste Flip-Flop 42 mit einer steigenden Flanke
des zweiten Ansteuersignals S2 einen High-Pegel übernimmt. Das erste Statussignal
S42 nimmt dann einen High-Pegel an, was in 11d dargestellt
ist.
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Bezugnehmend
auf 11e bleibt das zweite Statussignal
S43 auf einem Low-Pegel, da das Spannungsmesssignal Vs bei steigenden
Flanken des ersten Ansteuersignals S1 den Referenzwert Vref bereits
jeweils überstiegen
hat.
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12 zeigt
den zeitlichen Verlauf des Spannungsmesssignals Vs für den bereits
anhand von 4 erläuterten Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb
des zweiten Typs, bei welcher die Ausgangsspannung V2 und damit
das Spannungsmesssignal Vs jeweils erst mit einer steigenden Flanke
des ersten Ansteuersignals S1 ansteigt und jeweils erst nach einer
steigenden Flanke des zweiten Ansteuersignals S2 absinkt. Hieraus
resultiert ein High-Pegel des Vergleichssignals S41 bei einer steigenden
Flanke des zweiten Ansteuersignals S2, und damit ein High-Pegel
des ersten Statussignals S42. Das Vergleichssignal S41 nimmt bei
einer steigenden Flanke des ersten Ansteuersignals einen Low-Pegel
an, woraus ein High-Pegel des zweiten Statussignals S43 resultiert.
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Zusammenfassend
können
mittels der Auswerteschaltung 40 gemäß 9 zwei unterschiedliche
Nicht-Nullspannungsschaltbetriebe unterschieden werden, wobei bei
einem ersten Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb
lediglich das erste Statussignal S42 einen High-Pegel annimmt, während bei
einem zweiten Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb beide Statussignale
S42, S43 einen High-Pegel annehmen.
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Allgemein
gibt es bei dem anhand der 10 bis 12 erläuterten
Verfahren während
jeder Periode der Ansteuerung der Halbbrücke einen ersten und einen
zweiten Vergleichszeitpunkt, wobei der ersten Vergleichszeitpunkt
abhängig
von der zeitlichen Lage einer vorgegebenen Flanke – in dem
Beispiel der steigenden Flanke – des
ersten Ansteuersignals S1 gewählt
ist und wobei der zweite Vergleichzeitpunkt abhängig von der zeitlichen Lage
einer vorgegebenen Flanke – in
dem Beispiel der steigenden Flanke – des zweiten Ansteuersignals
S2 gewählt
ist. Ein Nicht-Nullspannungsbetrieb eines ersten Typs wird bei diesem
Verfahren dann detektiert, wenn das Spannungsmesssignal Vs zum ersten
Vergleichszeitpunkt und zum zweiten Vergleichszeitpunkt größer als
der Referenzwert Vref ist (vergleiche 11). Ein Nicht-Nullspannungsbetrieb
des zweiten Typs wird bei diesem Verfahren dann detektiert, wenn
das Spannungsmesssignal Vs zum ersten Vergleichszeitpunkt kleiner
als der Referenzwert Vref und zum zweiten Vergleichszeitpunkt größer als
der Referenzwert Vref ist (vergleiche 12).
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Der
Referenzwert Vref bei der Ermittlung des Betriebszustandes ist in
beiden Fällen
so gewählt, dass
er unsymmetrisch zwischen einem maximalen Pegel und einem minimalen
Pegel des Spannungsmesssignals Vs, und dabei vorzugsweise näher an dem
minimalen Pegel, liegt. Den minimalen Pegel nimmt das Spannungsmesssignal
Vs dabei dann an, wenn die Ausgangsspannung V2 der Halbbrücke Null
ist, und den maximalen Pegel nimmt das Spannungsmesssignal dann
an, wenn die Ausgangsspannung V2 den Wert der Versorgungsspannung
Vb annimmt.
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Die
zuvor erläuterten
unterschiedlichen Nicht-Nullspannungsschaltbetriebe führen zu
unterschiedlichen in der Halbbrückenschaltung
umgesetzten Verlustleistungen, wobei der anhand der 4 und 12 erläuterte Nullspannungsschaltbetrieb
zu höheren
Verlustleistungen als der anhand der 3 und 11 erläuterte Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb
führt.
Der Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb
des zweiten Typs darf somit nur für eine kürzere Zeitdauer als der Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb
des ersten Typs zugelassen werden, um eine Beschädigung des Vorschaltgeräts zu vermeiden.
Die durch die Auswerteschaltung 40 nach 9 gewonnene
Information darüber,
welcher Nicht-Nullspannungsschaltbetrieb vorliegt, kann daher in
der 9 nicht näher dargestellten
Steuerschaltung für
die Halbbrückenschaltung
Q1, Q2 genutzt werden, um die unterschiedlichen Nicht-Nullspannungsschaltbetriebe
für unterschiedlich
lange Zeitdauern zuzulassen, bevor die Ansteuerung der Halbbrückenschaltung
unterbrochen und das Lampenvorschaltgerät abgeschaltet wird, um eine
Beschädigung
durch Überhitzung
zu vermeiden.
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- 10
- Leuchtstofflampe
- 11,
12
- Lampenelektroden,
Lampenwendel
- 20
- Ansteuerschaltung
- 30,
40
- Auswerteschaltungen
- 31,
41
- Komparator
- 32
- Flip-Flop
- 33
- Inverter
- 34
- UND-Gatter
-
-
- 35,
45
- Referenzspannungsquelle
- 42,
43
- Flip-Flops
- 44
- Schalter
- C1
- Resonanzkapazität
- C3
- Snubber-Kapazität
- C4,
C5
- kapazitiver
Spannungsteiler
- C6
- Koppelkapazität
- D1
- Diode
- D2
- Abblockkapazität
- I1
- Laststrom
- Iq2
- Strom
durch ein Schaltelement
- K1,
K2
- Eingangsklemmen,
Versorgungsanschlüsse
- L1
- Resonanzinduktivität
- Q1,
Q2
- Schalter,
Halbleiterschaltelemente
- R1,
R2
- resistiver
Spannungsteiler
- R3
- Widerstand
- R5
- Widerstand
- S1,
S2
- Ansteuersignale
- S30
- Statussignal
- S31,
S41
- Vergleichssignal
- S32
- Flip-Flop-Ausgangssignal
- S33
- Taktsignal
- S42,
S43
- Flip-Flop-Ausgangssignale
- Toff
- Totzeit
- Ton1,
Ton2
- Einschaltdauer
- Tp
- Periodendauer
- V10
- Lampenspannung
- V2
- Ausgangsspannung
der Halbbrücke
- Vb
- Gleichspannung,
Versorgungsspannung
- Vcc
- Versorgungspotential
- Vs
- Spannungsmesssignal