JP2003530813A - 制御回路を有するエネルギー変換器 - Google Patents
制御回路を有するエネルギー変換器Info
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Abstract
(57)【要約】
本発明は、エネルギー源から負荷に電気エネルギーを供給するためのエネルギー変換器に関する。この変換器は一次側と二次側とを有する。この二次側は負荷に接続される。少なくとも第１及び第２の制御可能なスイッチは、この変圧器の一次側に交番電流を発生するために、互いに直列に配される。このエネルギー変換器は、第１及び第２のスイッチの開閉の制御信号を生成するための制御装置も有する。このエネルギー変換器は、容量性又は近容量性モードで動作するときに検出信号を発生するための検出器を有する。検出信号を発生するために、この検出器は、第１又は第２のスイッチが閉じるときに第１のスイッチと第２のスイッチとの間のノードに生ずる電圧ジャンプを検出する。
Description
【０００１】
本発明は、エネルギー源から負荷に電気エネルギーを供給するエネルギー変換
器であって、一次側と二次側とを有する変圧器であって、動作の際前記二次側が
前記負荷に接続される変圧器、前記変圧器の一次側に交番電流を発生するために
動作の際前記エネルギー源に接続される直列に配された少なくとも制御可能な第
１及び第２のスイッチ、前記第１及び第２のスイッチに反平行に配されるダイオ
ード、並びに前記第１及び第２のスイッチを開閉するための制御信号を発生する
制御装置であって、前記エネルギー変換器が容量性モード又は近容量性モードで
動作するとき検出信号を発生する検出手段を有する制御装置を有するエネルギー
変換器に関する。
器であって、一次側と二次側とを有する変圧器であって、動作の際前記二次側が
前記負荷に接続される変圧器、前記変圧器の一次側に交番電流を発生するために
動作の際前記エネルギー源に接続される直列に配された少なくとも制御可能な第
１及び第２のスイッチ、前記第１及び第２のスイッチに反平行に配されるダイオ
ード、並びに前記第１及び第２のスイッチを開閉するための制御信号を発生する
制御装置であって、前記エネルギー変換器が容量性モード又は近容量性モードで
動作するとき検出信号を発生する検出手段を有する制御装置を有するエネルギー
変換器に関する。
【０００２】
この型式のエネルギー変換器は、それ自体、とりわけ米国特許ＵＳ ５，０７
５，５９９号及びＵＳ ５，６９６，４３１号から既知である。この変換器では
、負荷はしばしば整流器であり、エネルギー源はＤＣ電圧源である。負荷と協働
して、このエネルギー変換器は、当該変換器の目的を果たすために、エネルギー
源のＤＣ入力電圧を負荷のＤＣ出力電圧に変換する。しかしながら、この負荷は
、交番電圧が供給される装置であって、整流器とは異なる装置を有していてもよ
い。従って、エネルギー変換器は、とりわけＤＣ／ＤＣ変換器及びＤＣ／ＡＣ変
換器から構成することができる。
５，５９９号及びＵＳ ５，６９６，４３１号から既知である。この変換器では
、負荷はしばしば整流器であり、エネルギー源はＤＣ電圧源である。負荷と協働
して、このエネルギー変換器は、当該変換器の目的を果たすために、エネルギー
源のＤＣ入力電圧を負荷のＤＣ出力電圧に変換する。しかしながら、この負荷は
、交番電圧が供給される装置であって、整流器とは異なる装置を有していてもよ
い。従って、エネルギー変換器は、とりわけＤＣ／ＤＣ変換器及びＤＣ／ＡＣ変
換器から構成することができる。
【０００３】
このエネルギー変換器の十分な動作のためには、交番電流を生成するためのス
イッチが、正確な時刻でオン／オフに切り換えられることが重要である。スイッ
チがオン／オフに切り換えられる周波数は、変換器の動作のモードを規定する。
この周波数が十分に高い場合、このエネルギー変換器は通常の誘導性モードで動
作する。このモードでは、変圧器の一次側を流れる電流の位相は、ノードにおけ
る電圧の位相よりも遅れる。電流が流れているスイッチが開いた後、且つ他のス
イッチのダイオードが電流を導通し始めた後、当該他のスイッチは開くことがで
きる。その場合、スイッチング損失はない。両方のスイッチが開いている時間間
隔は、非オーバラップ時間と呼ばれる。
イッチが、正確な時刻でオン／オフに切り換えられることが重要である。スイッ
チがオン／オフに切り換えられる周波数は、変換器の動作のモードを規定する。
この周波数が十分に高い場合、このエネルギー変換器は通常の誘導性モードで動
作する。このモードでは、変圧器の一次側を流れる電流の位相は、ノードにおけ
る電圧の位相よりも遅れる。電流が流れているスイッチが開いた後、且つ他のス
イッチのダイオードが電流を導通し始めた後、当該他のスイッチは開くことがで
きる。その場合、スイッチング損失はない。両方のスイッチが開いている時間間
隔は、非オーバラップ時間と呼ばれる。
【０００４】
スイッチのスイッチング周波数、故に変圧器を流れる交番電流の周波数が、交
番電流がノードにおける交番電流と少なくともほとんど同相であるポイントにま
で減少すると、変換器は近容量性モードで動作する。電流が流れているスイッチ
が開いた後、他のスイッチとは反平行に配されたダイオードが導通し始める前に
、変圧器の一次側を流れる電流の方向は逆転する。この場合に他のスイッチが閉
じてしまうと、ハードスイッチングが起こる。このことは、関連するスイッチの
両端に電位差が存在する瞬間にスイッチングが行われることを意味する。これは
スイッチング損失という結果をもたらす。
番電流がノードにおける交番電流と少なくともほとんど同相であるポイントにま
で減少すると、変換器は近容量性モードで動作する。電流が流れているスイッチ
が開いた後、他のスイッチとは反平行に配されたダイオードが導通し始める前に
、変圧器の一次側を流れる電流の方向は逆転する。この場合に他のスイッチが閉
じてしまうと、ハードスイッチングが起こる。このことは、関連するスイッチの
両端に電位差が存在する瞬間にスイッチングが行われることを意味する。これは
スイッチング損失という結果をもたらす。
【０００５】
スイッチが切り換えられる周波数が、更に、変圧器の一次側を流れる交番電流
がノードにおける電圧の位相と同相であるか又は位相が進むポイントにまで減少
すると、変換器は容量性モードで動作する。このモードでもスイッチング損失が
起こる。
がノードにおける電圧の位相と同相であるか又は位相が進むポイントにまで減少
すると、変換器は容量性モードで動作する。このモードでもスイッチング損失が
起こる。
【０００６】
一般には、エネルギー変換器は誘導性モードで動作することが望ましい。
【０００７】
エネルギー変換器が近容量性モード又は容量性モードで動作することを妨げる
ために既知の検出手段がしばしば用いられる。近容量性モードが検出される場合
、制御装置は、周波数を、変換器が誘導性モードで再び確実に動作し始めるよう
にスイッチが切り換えられる周波数に上げることができる。この周波数は、近容
量性モード又は容量性モードのいずれが検出されたのかに依存して、変換器の単
位サイクル当たりの小さな多数のステップ又は大きな１つのステップで高くする
ことができる。
ために既知の検出手段がしばしば用いられる。近容量性モードが検出される場合
、制御装置は、周波数を、変換器が誘導性モードで再び確実に動作し始めるよう
にスイッチが切り換えられる周波数に上げることができる。この周波数は、近容
量性モード又は容量性モードのいずれが検出されたのかに依存して、変換器の単
位サイクル当たりの小さな多数のステップ又は大きな１つのステップで高くする
ことができる。
【０００８】
最新技術によれば、（近）容量性モードを検出する２つの方法が知られている
。第１の方法として、検出手段が、非オーバラップ時間の間に変換器を流れる電
流を基準にして又は変換器の電流の極性を基準にしてこの変換器が近容量性モー
ドで動作しているのかどうかを決定することが知られている。この方法は、米国
特許５，０７５，５９９号から既知である。近容量性モードでは、当該電流は、
誘導性モードにおける当該電流と比較して小さい。容量性モードでは、電流の極
性は、誘導性モードにおける電流の極性とは反対である。従って、エネルギー変
換器が（近）容量性モードで動作しているのかどうかを決定するために、電流の
振幅は、非オーバラップ時間の間、基準値と比較される。
。第１の方法として、検出手段が、非オーバラップ時間の間に変換器を流れる電
流を基準にして又は変換器の電流の極性を基準にしてこの変換器が近容量性モー
ドで動作しているのかどうかを決定することが知られている。この方法は、米国
特許５，０７５，５９９号から既知である。近容量性モードでは、当該電流は、
誘導性モードにおける当該電流と比較して小さい。容量性モードでは、電流の極
性は、誘導性モードにおける電流の極性とは反対である。従って、エネルギー変
換器が（近）容量性モードで動作しているのかどうかを決定するために、電流の
振幅は、非オーバラップ時間の間、基準値と比較される。
【０００９】
第２の方法として、ノードと例えばエネルギー源の端子の一つとの間に組み込
まれたキャパシタを流れる電流ピークを検出することが知られている。この方法
は、米国特許５，６９６，４３１号から既知である。このような電流ピークが発
生する場合、これは、エネルギー変換器のスイッチングが難しい、従って（近）
容量性モードでの動作であることを表す。
まれたキャパシタを流れる電流ピークを検出することが知られている。この方法
は、米国特許５，６９６，４３１号から既知である。このような電流ピークが発
生する場合、これは、エネルギー変換器のスイッチングが難しい、従って（近）
容量性モードでの動作であることを表す。
【００１０】
これらの既知の技術は、変換器が容量性モードで動作しているのか又は近容量
性モードで動作しているのかを検出することが可能であるということを提供して
いる。確実にエネルギー変換器が（近）容量性モードで動作しないようにする最
も重要な理由の１つは、ハードスイッチングのためにスイッチで起こる損失であ
る。ハードスイッチングは、上記の既知の技術によって、確かに最小にすること
ができる。容量性又は近容量性モードの検出の場合、エネルギー変換器が誘導性
モードで再度動作するようにこの変換器の周波数が適合されるため、上記の既知
の技術によって、ハードスイッチングが起こることが防止できる。
性モードで動作しているのかを検出することが可能であるということを提供して
いる。確実にエネルギー変換器が（近）容量性モードで動作しないようにする最
も重要な理由の１つは、ハードスイッチングのためにスイッチで起こる損失であ
る。ハードスイッチングは、上記の既知の技術によって、確かに最小にすること
ができる。容量性又は近容量性モードの検出の場合、エネルギー変換器が誘導性
モードで再度動作するようにこの変換器の周波数が適合されるため、上記の既知
の技術によって、ハードスイッチングが起こることが防止できる。
【００１１】
非オーバラップ時間の間に、変換器を流れる電流又はこの変換器を流れる電流
の極性が決定される既知の方法の欠点は、エネルギー変換器が容量性モード又は
近容量性モードで動作していることを制御装置の検出手段が検出すると、エネル
ギー変換器が誘導性モードで十分に動作するように制御装置が周波数を適合させ
ることである。かかる点での十分な動作は、上記の周波数を、変換器を誘導性モ
ードで動作させるために必要な周波数以上に高くしてしまうことを意味する。更
に、このことは、負荷に供給することができる電力の範囲が必要以上に制限され
ることを意味する。
の極性が決定される既知の方法の欠点は、エネルギー変換器が容量性モード又は
近容量性モードで動作していることを制御装置の検出手段が検出すると、エネル
ギー変換器が誘導性モードで十分に動作するように制御装置が周波数を適合させ
ることである。かかる点での十分な動作は、上記の周波数を、変換器を誘導性モ
ードで動作させるために必要な周波数以上に高くしてしまうことを意味する。更
に、このことは、負荷に供給することができる電力の範囲が必要以上に制限され
ることを意味する。
【００１２】
電流ピークを検出する方法は、このようなハードスイッチングを検出するため
だけに適した方法である。この方法は、ハードスイッチングの振幅を求めること
はできない。実際、スイッチにまだ電位差が存在しない瞬間においてそのスイッ
チが閉じるときに、ハードスイッチングが起こる。この電位差は、ハードスイッ
チングの目安である。電位差が大きければ大きいほど、スイッチングが難しく、
スイッチでのスイッチング損失がより大きくなる。この理由のため、後者の方法
は、ハードスイッチングが検出されたとき変換器が再び誘導性モードで動作する
ように、周波数を適合するためだけに適している。必要以上に大きく周波数を増
加せずに変換器を誘導性モードにすることができる細かい制御の可能性はない。
だけに適した方法である。この方法は、ハードスイッチングの振幅を求めること
はできない。実際、スイッチにまだ電位差が存在しない瞬間においてそのスイッ
チが閉じるときに、ハードスイッチングが起こる。この電位差は、ハードスイッ
チングの目安である。電位差が大きければ大きいほど、スイッチングが難しく、
スイッチでのスイッチング損失がより大きくなる。この理由のため、後者の方法
は、ハードスイッチングが検出されたとき変換器が再び誘導性モードで動作する
ように、周波数を適合するためだけに適している。必要以上に大きく周波数を増
加せずに変換器を誘導性モードにすることができる細かい制御の可能性はない。
【００１３】
本発明の目的は、必要に応じて上記の欠点を軽減することができるエネルギー
変換器を提供することにある。
変換器を提供することにある。
【００１４】
本発明は、ハードスイッチングにおける振幅を規定することが可能な場合非常
に有利であるという認識にも基づく。上記のことは、スイッチが閉じる瞬間の直
前にスイッチの両端の電圧を求めることが望ましいことを意味する。この場合、
必要ならばこの情報に基づいて制御ループを作ることが可能となる。この制御ル
ープは、エネルギー変換器のスイッチが切り換えられる周波数を制御するために
、帰還回路の関連するスイッチの両端の電位差を利用する。言い換えると、制御
ループは、エネルギー変換器によって変圧器に発生する交番電流の周波数を制御
するために作られることができる。従って、エネルギー変換器の周波数は、スイ
ッチが切り換えられる瞬間におけるスイッチの両端には小さな電位差しか存在し
ないように制御することができ、この結果、誘導性モードでは、スイッチングが
近容量性モードの境界の近くで起きる。これによって、変換器の出力電力が最大
範囲を持つことが達成される。したがって、本発明は、検出信号を発生するため
に、前記検出手段が、前記第１又は第２のスイッチが閉じるとき前記第１のスイ
ッチと前記第２のスイッチとの間のノードに生じる電圧ジャンプを検出すること
を特徴とする。
に有利であるという認識にも基づく。上記のことは、スイッチが閉じる瞬間の直
前にスイッチの両端の電圧を求めることが望ましいことを意味する。この場合、
必要ならばこの情報に基づいて制御ループを作ることが可能となる。この制御ル
ープは、エネルギー変換器のスイッチが切り換えられる周波数を制御するために
、帰還回路の関連するスイッチの両端の電位差を利用する。言い換えると、制御
ループは、エネルギー変換器によって変圧器に発生する交番電流の周波数を制御
するために作られることができる。従って、エネルギー変換器の周波数は、スイ
ッチが切り換えられる瞬間におけるスイッチの両端には小さな電位差しか存在し
ないように制御することができ、この結果、誘導性モードでは、スイッチングが
近容量性モードの境界の近くで起きる。これによって、変換器の出力電力が最大
範囲を持つことが達成される。したがって、本発明は、検出信号を発生するため
に、前記検出手段が、前記第１又は第２のスイッチが閉じるとき前記第１のスイ
ッチと前記第２のスイッチとの間のノードに生じる電圧ジャンプを検出すること
を特徴とする。
【００１５】
本発明によれば電圧ジャンプが測定されるため、エネルギー変換器が容量性モ
ード又は（近）容量性モードでどれだけ動作しているのかを非常に正確に求める
ことができる。エネルギー変換器の動作しているモードが正確に知られるため、
エネルギー変換器の周波数は、それに応じて及び必要に応じて非常に正確に適合
されることができる。
ード又は（近）容量性モードでどれだけ動作しているのかを非常に正確に求める
ことができる。エネルギー変換器の動作しているモードが正確に知られるため、
エネルギー変換器の周波数は、それに応じて及び必要に応じて非常に正確に適合
されることができる。
【００１６】
とりわけ、検出信号の値は電圧ジャンプの測定の値に保たれる。
【００１７】
本発明の更なる詳細によれば、検出信号を発生する検出手段は、第１又は第２
のスイッチが閉じるとき第１のスイッチと第２のスイッチとの間のノードに生じ
る電圧ジャンプを検出するように保たれる。そして、検出信号は、電圧Ｖｄｉｖ
又は関連する量によって形成することができる。とりわけ、第１及び第２のスイ
ッチが切り換えられるスイッチング周波数が、制御装置によって検出信号に依存
して調整されるように保たれる。この調整により、この周波数は、誘導性モード
ではあるが近容量性モードに隣接する誘導性モードで動作することができる。そ
の場合、エネルギー変換器によって供給されることができる電力は、最大範囲を
持つ。この目的のために、特に制御装置は、動作の際、Ｖｄｉｖの値が選択され
た相対的に小さい値に到達するようにスイッチング周波数を調整する。
のスイッチが閉じるとき第１のスイッチと第２のスイッチとの間のノードに生じ
る電圧ジャンプを検出するように保たれる。そして、検出信号は、電圧Ｖｄｉｖ
又は関連する量によって形成することができる。とりわけ、第１及び第２のスイ
ッチが切り換えられるスイッチング周波数が、制御装置によって検出信号に依存
して調整されるように保たれる。この調整により、この周波数は、誘導性モード
ではあるが近容量性モードに隣接する誘導性モードで動作することができる。そ
の場合、エネルギー変換器によって供給されることができる電力は、最大範囲を
持つ。この目的のために、特に制御装置は、動作の際、Ｖｄｉｖの値が選択され
た相対的に小さい値に到達するようにスイッチング周波数を調整する。
【００１８】
動作の際、サンプルホールド回路が電圧Ｖｄｉｖを求めた後、制御装置は短絡
スイッチを再び開く。このサンプルホールド回路は、この電圧Ｖｄｉｖを、新し
いＶｄｉｖの値が決定されるまで保持することが好ましい。従って、検出信号は
、最新のＶｄｉｖの値に等しいことが好ましい。
スイッチを再び開く。このサンプルホールド回路は、この電圧Ｖｄｉｖを、新し
いＶｄｉｖの値が決定されるまで保持することが好ましい。従って、検出信号は
、最新のＶｄｉｖの値に等しいことが好ましい。
【００１９】
これらの及び他の態様は、以下に記載される実施例から明確であり、これらの
実施例を基準にして説明されるだろう。
実施例を基準にして説明されるだろう。
【００２０】
図１の符号１は、エネルギー変換器の実現可能な実施例を示す。このエネルギ
ー変換器は、本発明によるエネルギー変換器としては、最新技術によるエネルギ
ー変換器であろう。この最新技術によるエネルギー変換器の動作を、先ず述べる
。
ー変換器は、本発明によるエネルギー変換器としては、最新技術によるエネルギ
ー変換器であろう。この最新技術によるエネルギー変換器の動作を、先ず述べる
。
【００２１】
この実施例では、エネルギー変換器１は、共振半ブリッジ変換器として形成さ
れている。このエネルギー変換器１は、エネルギー源Ｖｓ（本実施例ではＤＣエ
ネルギー源）から負荷Ｚｌｏａｄ’に電気エネルギーを供給する。本実施例では
、このエネルギー源Ｖｓは、ＤＣ電圧Ｖｏを生成する。このエネルギー変換器は
、一次側Ｔｐ及び二次側Ｔｃを持つ変圧器Ｔを有する。更に、このエネルギー変
換器は、互いに直列に配された制御可能な第１の半導体スイッチＳｈ及び制御可
能な第２の半導体スイッチＳｌを有する。第１のスイッチＳｈ及び第２のスイッ
チＳｌは、ノードＫで相互接続されている。第１及び第２の半導体スイッチＳｈ
及びＳｌは、例えばトランジスタ、サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴ等とすることがで
きる。第１のスイッチＳｈはボディダイオードｄ１に逆平行に配されている。第
２のスイッチＳｌは、ボディダイオードｄ２に逆平行に配されている。ノードＫ
は、コイルＬ１を経由して変圧器Ｔの一次側Ｔｐに接続されている。エネルギー
変換器は更にキャパシタンスＣ１を有しており、コイルＬ１、一次側Ｔｐ及びキ
ャパシタンスＣ１は互いに直列に配されている。この実施例では、キャパシタン
スＣ１は、変圧器Ｔの一次側Ｔｐとグランドとの間に配されている。この実施例
では、電力供給源Ｖｓの一端もグランドに接続されている。しかしながら、代わ
りに、キャパシタンスＣ１を、電力供給源Ｖｓのグランドに接続されていない側
に接続することも可能である。
れている。このエネルギー変換器１は、エネルギー源Ｖｓ（本実施例ではＤＣエ
ネルギー源）から負荷Ｚｌｏａｄ’に電気エネルギーを供給する。本実施例では
、このエネルギー源Ｖｓは、ＤＣ電圧Ｖｏを生成する。このエネルギー変換器は
、一次側Ｔｐ及び二次側Ｔｃを持つ変圧器Ｔを有する。更に、このエネルギー変
換器は、互いに直列に配された制御可能な第１の半導体スイッチＳｈ及び制御可
能な第２の半導体スイッチＳｌを有する。第１のスイッチＳｈ及び第２のスイッ
チＳｌは、ノードＫで相互接続されている。第１及び第２の半導体スイッチＳｈ
及びＳｌは、例えばトランジスタ、サイリスタ、ＭＯＳＦＥＴ等とすることがで
きる。第１のスイッチＳｈはボディダイオードｄ１に逆平行に配されている。第
２のスイッチＳｌは、ボディダイオードｄ２に逆平行に配されている。ノードＫ
は、コイルＬ１を経由して変圧器Ｔの一次側Ｔｐに接続されている。エネルギー
変換器は更にキャパシタンスＣ１を有しており、コイルＬ１、一次側Ｔｐ及びキ
ャパシタンスＣ１は互いに直列に配されている。この実施例では、キャパシタン
スＣ１は、変圧器Ｔの一次側Ｔｐとグランドとの間に配されている。この実施例
では、電力供給源Ｖｓの一端もグランドに接続されている。しかしながら、代わ
りに、キャパシタンスＣ１を、電力供給源Ｖｓのグランドに接続されていない側
に接続することも可能である。
【００２２】
エネルギー変換器は、変圧器Ｔの二次側の負荷Ｚｌｏａｄ’に並列に配された
キャパシタンスＣ２’を更に有する。負荷Ｚｌｏａｄ’は、交流電圧で動作する
装置とすることができる。その結果、この装置は、例えば、ＤＣ電圧を得るため
の整流器とすることができる。
キャパシタンスＣ２’を更に有する。負荷Ｚｌｏａｄ’は、交流電圧で動作する
装置とすることができる。その結果、この装置は、例えば、ＤＣ電圧を得るため
の整流器とすることができる。
【００２３】
このエネルギー変換器は更にキャパシタンスＣｈｂを有する。このキャパシタ
ンスＣｈｂはノードＫにおける単位時間当たりの電圧の変化値を平滑化するよう
に配される。この実施例では、キャパシタンスＣｈｂは、ノードＫとグランドと
の間に配されている。しかしながら、この代わりに、キャパシタンスＣｈｂは、
ノードＫと電力供給源Ｖｓのグランドに接続されていない側との間に配されても
よい。あるいは、原理的にはキャパシタンスＣｈｂは、エネルギー変換器の素子
の寄生容量から構成することができる。
ンスＣｈｂはノードＫにおける単位時間当たりの電圧の変化値を平滑化するよう
に配される。この実施例では、キャパシタンスＣｈｂは、ノードＫとグランドと
の間に配されている。しかしながら、この代わりに、キャパシタンスＣｈｂは、
ノードＫと電力供給源Ｖｓのグランドに接続されていない側との間に配されても
よい。あるいは、原理的にはキャパシタンスＣｈｂは、エネルギー変換器の素子
の寄生容量から構成することができる。
【００２４】
このエネルギー変換器は、リード線ｌ２及びｌ３のそれぞれを経由して第１及
び第２のスイッチＳｈ，Ｓｌを制御するための制御装置Ｃｎｔが更に備えられて
いる。従って、この制御装置Ｃｎｔは、第１及び第２のスイッチＳｈ及びＳｌの
開閉の瞬間を規定する。この実施例では、制御装置の入力部は、リード線ｌ１を
経由してノードＫに接続されている。
び第２のスイッチＳｈ，Ｓｌを制御するための制御装置Ｃｎｔが更に備えられて
いる。従って、この制御装置Ｃｎｔは、第１及び第２のスイッチＳｈ及びＳｌの
開閉の瞬間を規定する。この実施例では、制御装置の入力部は、リード線ｌ１を
経由してノードＫに接続されている。
【００２５】
キャパシタンスＣ２’及び負荷Ｚｌｏａｄ’が既知のやり方で変圧器Ｔの一次
側に変換されるとき、図１のエネルギー変換器の等価回路図は、図２に示すよう
に得られる。変圧器ＴはコイルＬ２に置き換えられ、キャパシタンスＣ２’はキ
ャパシタンスＣ２に置き換えられ、負荷Ｚｌｏａｄ’はＺｌｏａｄに置き換えら
れている。
側に変換されるとき、図１のエネルギー変換器の等価回路図は、図２に示すよう
に得られる。変圧器ＴはコイルＬ２に置き換えられ、キャパシタンスＣ２’はキ
ャパシタンスＣ２に置き換えられ、負荷Ｚｌｏａｄ’はＺｌｏａｄに置き換えら
れている。
【００２６】
図２は、以下に説明される幾つかの電流及び電圧を示す。ノードＫにおける電
圧Ｖｈｂは、通常の使用では方形波である。伝達特性を計算するために、基本周
波数のみが考慮された１次高調波近似を用いることができる。高調波成分の周波
数はエネルギー変換器の共振周波数とはかなり離れているので、高調波は無視す
ることができる。さらに、これらの高調波の出力部（Ｚｌｏａｄ）への寄与が無
視できるということが保たれる。
圧Ｖｈｂは、通常の使用では方形波である。伝達特性を計算するために、基本周
波数のみが考慮された１次高調波近似を用いることができる。高調波成分の周波
数はエネルギー変換器の共振周波数とはかなり離れているので、高調波は無視す
ることができる。さらに、これらの高調波の出力部（Ｚｌｏａｄ）への寄与が無
視できるということが保たれる。
【００２７】
キャパシタＣ１が十分な値を有する場合、これによっても無視することができ
る。Ｚｌｏａｄが無限大のインピーダンスを持つ場合、以下の共振周波数が成り
立つ。
る。Ｚｌｏａｄが無限大のインピーダンスを持つ場合、以下の共振周波数が成り
立つ。
【数１】
ここで、Ｌｐは以下のようなコイルＬ１及びＬ２の並列回路に対するものであ
る。
る。
【数２】
しかしながら、実際は、Ｚｌｏａｄは有限のインピーダンスであり、このため
、共振周波数がシフトするという結果になる。
、共振周波数がシフトするという結果になる。
【００２８】
図３ａは、エネルギー変換器が誘導性モードで動作するときの波形を示す。こ
こで、ＨＳgateは、第１のスイッチＳｈに供給されるスイッチング信号である。
このスイッチング信号がハイのとき、スイッチＳｈが閉じる、すなわち導電状態
となる。信号ＨＳgateは、制御装置Ｃｎｔによって関連するスイッチに供給され
る。信号ＬＳgateは、制御装置Ｃｎｔによって第２のスイッチＳｌに供給される
制御信号である。このことから、両方のスイッチが決して同時に閉じないという
ことがわかる。もし同時に閉じるならば、短絡回路が形成されるであろう。他の
信号の意味は図３ａから、直に明らかである。誘導性モードでは、電流Ｉｉｎｄ
の位相は、半ブリッジ回路の電圧Ｖｈｂ、すなわちこの実施例においてノードＫ
における電圧（の基本波）よりも遅れる。電圧Ｖｈｂの基本波は、Ｉｉｎｄの線
図の中の破線によって示されている。導通しているスイッチ（例えば第１のスイ
ッチＳｈ）を時刻ｔ０で開いた後、電流ＩｉｎｄはキャパシタＣｈｂを充電する
。続いて、他のスイッチ（このスイッチは開いていないスイッチ）のボディダイ
オード（ｄ２）が導通し始めた後、当該他のスイッチＳｌは、時刻ｔ１で閉じる
ことができる。目に付くような電圧は当該スイッチには印加されていない。その
場合、スイッチング損失はない。ここでは、両方のスイッチが開いている期間ｔ
０−ｔ１を非オーバラップ時間と呼ぶ。この現象は、スイッチＳｌが時刻ｔ２で
開き、スイッチＳｈが時刻ｔ３で閉じるときに、逆電圧及び逆電流によって繰り
返され、一方、ボディダイオードｄ１は電流を流す。非オーバラップ時間は、期
間ｔ２−ｔ３である。
こで、ＨＳgateは、第１のスイッチＳｈに供給されるスイッチング信号である。
このスイッチング信号がハイのとき、スイッチＳｈが閉じる、すなわち導電状態
となる。信号ＨＳgateは、制御装置Ｃｎｔによって関連するスイッチに供給され
る。信号ＬＳgateは、制御装置Ｃｎｔによって第２のスイッチＳｌに供給される
制御信号である。このことから、両方のスイッチが決して同時に閉じないという
ことがわかる。もし同時に閉じるならば、短絡回路が形成されるであろう。他の
信号の意味は図３ａから、直に明らかである。誘導性モードでは、電流Ｉｉｎｄ
の位相は、半ブリッジ回路の電圧Ｖｈｂ、すなわちこの実施例においてノードＫ
における電圧（の基本波）よりも遅れる。電圧Ｖｈｂの基本波は、Ｉｉｎｄの線
図の中の破線によって示されている。導通しているスイッチ（例えば第１のスイ
ッチＳｈ）を時刻ｔ０で開いた後、電流ＩｉｎｄはキャパシタＣｈｂを充電する
。続いて、他のスイッチ（このスイッチは開いていないスイッチ）のボディダイ
オード（ｄ２）が導通し始めた後、当該他のスイッチＳｌは、時刻ｔ１で閉じる
ことができる。目に付くような電圧は当該スイッチには印加されていない。その
場合、スイッチング損失はない。ここでは、両方のスイッチが開いている期間ｔ
０−ｔ１を非オーバラップ時間と呼ぶ。この現象は、スイッチＳｌが時刻ｔ２で
開き、スイッチＳｈが時刻ｔ３で閉じるときに、逆電圧及び逆電流によって繰り
返され、一方、ボディダイオードｄ１は電流を流す。非オーバラップ時間は、期
間ｔ２−ｔ３である。
【００２９】
図３ａは、Ｈｓ／Ｌｓ Ｆｅｔ及びＬｓダイオードによって、Ｉｉｎｄが０よ
り大きい場合は、電流ＩｉｎｄがスイッチＳｈ、スイッチＳｌ又はこのスイッチ
Ｓｌに反平行に配されたダイオードｄ２を流れることを示す。同様に、Ｈｓ／Ｌ
ｓ Ｆｅｔ及びＨｓダイオードは、電流Ｉｉｎｄが０より小さいときは、この電
流が、スイッチＳｈ、スイッチＳｌ又はこのスイッチＳｈに反平行に配されたダ
イオードｄ１を流れることを示す。
り大きい場合は、電流ＩｉｎｄがスイッチＳｈ、スイッチＳｌ又はこのスイッチ
Ｓｌに反平行に配されたダイオードｄ２を流れることを示す。同様に、Ｈｓ／Ｌ
ｓ Ｆｅｔ及びＨｓダイオードは、電流Ｉｉｎｄが０より小さいときは、この電
流が、スイッチＳｈ、スイッチＳｌ又はこのスイッチＳｈに反平行に配されたダ
イオードｄ１を流れることを示す。
【００３０】
図３ｂは、エネルギー変換器のスイッチング周波数が、電流Ｉｉｎｄが電圧Ｖ
ｈｂ（の基本波）とほぼ同相であるポイントにまで減少しているが依然として誘
導性であるときの図３ａの線図を示す。導通しているスイッチＳｈ又はＳｌが開
いた後、電流ＩｉｎｄはキャパシタンスＣｈｂを充電し始めるが、もう一方のス
イッチのダイオード（ｄ１又はｄ２）が導通し始める前に、電流Ｉｉｎｄの方向
が反転する。電流Ｉｉｎｄの方向が反転した瞬間、Ｖｈｂの傾斜は０に等しい。
図３ｂから明らかにわかるように、ノードＫにおける電圧Ｖｈｂは、時刻ｔ１に
おいて、スイッチＳｈに供給される電力供給源Ｖｓよりも小さい。言い換えると
、スイッチＳｈの両端に電圧が存在する。続いてスイッチＳｈが時刻ｔ１におい
て閉じられると（ＨＳgateはハイになる）、スイッチング損失が発生するハード
スイッチングが起こる。スイッチＳｈの両端の電圧が瞬時に消え、ノードＫにお
ける電圧及び電圧Ｖｈｂが、電源の電源電圧Ｖｓの値にジャンプする。これによ
り、図３ｂに示すように、時刻ｔ１の後、Ｉｃｈｂの短時間継続する電流ピーク
が生じる。この現象は、スイッチＳｈが時刻ｔ２で開き、続いてスイッチＳｌが
時刻ｔ３で閉じ、非オーバラップ時間ｔ３−ｔ２が経過した後、繰り返される。
スイッチＳｌが閉じるとき、ハードスイッチングも起こる。図３ｂに記載されて
いるモードは、近容量性モードと呼ばれる。
ｈｂ（の基本波）とほぼ同相であるポイントにまで減少しているが依然として誘
導性であるときの図３ａの線図を示す。導通しているスイッチＳｈ又はＳｌが開
いた後、電流ＩｉｎｄはキャパシタンスＣｈｂを充電し始めるが、もう一方のス
イッチのダイオード（ｄ１又はｄ２）が導通し始める前に、電流Ｉｉｎｄの方向
が反転する。電流Ｉｉｎｄの方向が反転した瞬間、Ｖｈｂの傾斜は０に等しい。
図３ｂから明らかにわかるように、ノードＫにおける電圧Ｖｈｂは、時刻ｔ１に
おいて、スイッチＳｈに供給される電力供給源Ｖｓよりも小さい。言い換えると
、スイッチＳｈの両端に電圧が存在する。続いてスイッチＳｈが時刻ｔ１におい
て閉じられると（ＨＳgateはハイになる）、スイッチング損失が発生するハード
スイッチングが起こる。スイッチＳｈの両端の電圧が瞬時に消え、ノードＫにお
ける電圧及び電圧Ｖｈｂが、電源の電源電圧Ｖｓの値にジャンプする。これによ
り、図３ｂに示すように、時刻ｔ１の後、Ｉｃｈｂの短時間継続する電流ピーク
が生じる。この現象は、スイッチＳｈが時刻ｔ２で開き、続いてスイッチＳｌが
時刻ｔ３で閉じ、非オーバラップ時間ｔ３−ｔ２が経過した後、繰り返される。
スイッチＳｌが閉じるとき、ハードスイッチングも起こる。図３ｂに記載されて
いるモードは、近容量性モードと呼ばれる。
【００３１】
図３ｃに示される線図では、エネルギー変換器の周波数が、電流Ｉｉｎｄが半
ブリッジ電圧Ｖｈｂ（の基本波）と同相又は半ブリッジ電圧よりも位相が進むポ
イントにまで減少している。その場合、キャパシタＣｈｂは全く充電されない。
このことは図３ｃから明らかであり、電圧Ｖｈｂは、時刻ｔ０とｔ１との間にお
いて０に等しいままである。従って、スイッチＳｈが時刻ｔ１で閉じるとき、こ
のスイッチの両端には、電源電圧Ｖｏに等しい電位差が存在する。従って、スイ
ッチＳｈが閉じるとき、ハードスイッチング再び起こり、スイッチング損失が発
生する。
ブリッジ電圧Ｖｈｂ（の基本波）と同相又は半ブリッジ電圧よりも位相が進むポ
イントにまで減少している。その場合、キャパシタＣｈｂは全く充電されない。
このことは図３ｃから明らかであり、電圧Ｖｈｂは、時刻ｔ０とｔ１との間にお
いて０に等しいままである。従って、スイッチＳｈが時刻ｔ１で閉じるとき、こ
のスイッチの両端には、電源電圧Ｖｏに等しい電位差が存在する。従って、スイ
ッチＳｈが閉じるとき、ハードスイッチング再び起こり、スイッチング損失が発
生する。
【００３２】
エネルギー変換器が動作するときに要求されるモードは、図３ａによる、電流
ｌｉｎｄが誘導性でありスイッチング損失が最小であるモードである。
ｌｉｎｄが誘導性でありスイッチング損失が最小であるモードである。
【００３３】
この場合、エネルギー変換器の周波数は、エネルギー変換器を誘導性モードで
動作させるために必要以上に大きい値が選ばれないことが要求される。エネルギ
ー変換器によって負荷に供給することができる電力の範囲が、必要以上に制限さ
れるからである。従って、エネルギー変換器は、近容量性モードに隣接する誘導
性モードで動作することが好ましい。このような目的のために用いることができ
る制御装置Ｃｎｔは、図４を基準に記載される。この制御装置は、ノードＫと基
準電圧（本例ではグランド）との間に配される２つの直列に配されたキャパシタ
ンスＣｂ及びＣｓを有する。この制御装置は、キャパシタンスＣｂに並列に配さ
れる短絡スイッチＳ１も有する。この制御装置は、キャパシタンスＣｂの両端の
電圧Ｖｄｉｖを測定するためのサンプルホールド回路Ｓ＆Ｈを更に有する。この
サンプルホールド回路Ｓ＆Ｈの出力信号は、プロセッサＰ２に供給される。プロ
セッサＰ２は、リード線ｌ２及びｌ３に、スイッチＳｈ及びＳｌそれぞれの開閉
のための制御信号を発生する。プロセッサＰ２は、リード線ｌ４に、スイッチＳ
１を開閉するための制御信号も発生する。プロセッサＰ２は、リード線ｌ５に、
サンプルホールド回路Ｓ＆Ｈを制御するための制御信号も発生する。
動作させるために必要以上に大きい値が選ばれないことが要求される。エネルギ
ー変換器によって負荷に供給することができる電力の範囲が、必要以上に制限さ
れるからである。従って、エネルギー変換器は、近容量性モードに隣接する誘導
性モードで動作することが好ましい。このような目的のために用いることができ
る制御装置Ｃｎｔは、図４を基準に記載される。この制御装置は、ノードＫと基
準電圧（本例ではグランド）との間に配される２つの直列に配されたキャパシタ
ンスＣｂ及びＣｓを有する。この制御装置は、キャパシタンスＣｂに並列に配さ
れる短絡スイッチＳ１も有する。この制御装置は、キャパシタンスＣｂの両端の
電圧Ｖｄｉｖを測定するためのサンプルホールド回路Ｓ＆Ｈを更に有する。この
サンプルホールド回路Ｓ＆Ｈの出力信号は、プロセッサＰ２に供給される。プロ
セッサＰ２は、リード線ｌ２及びｌ３に、スイッチＳｈ及びＳｌそれぞれの開閉
のための制御信号を発生する。プロセッサＰ２は、リード線ｌ４に、スイッチＳ
１を開閉するための制御信号も発生する。プロセッサＰ２は、リード線ｌ５に、
サンプルホールド回路Ｓ＆Ｈを制御するための制御信号も発生する。
【００３４】
キャパシタンスＣｂ及びＣｓ、スイッチＳ１、サンプルホールド回路Ｓ＆Ｈ及
びプロセッサＰ２は、協働して、エネルギー変換器が容量性モード又は近容量性
モードで動作するときに検出信号（ここでは、サンプルホールド回路Ｓ＆Ｈの出
力信号）を生成するための検出手段を構成する。検出信号を生成するために、検
出手段は、第１及び第２のスイッチＳｌ及びＳｈが閉じるときにこの第１のスイ
ッチＳｌと第２のスイッチＳｈとの間のノードＫにおいて生じる電圧ジャンプを
検出する。本例では、検出信号の値は、電圧ジャンプの測定値である。検出手段
は、次のように動作する（図４及び図５参照）。この実施例では、検出装置の動
作は、Ｖｈｂの正の傾斜に対して記載される。しかしながら、この検出装置は、
Ｖｈｂの負の傾斜の場合において用いてもよい。
びプロセッサＰ２は、協働して、エネルギー変換器が容量性モード又は近容量性
モードで動作するときに検出信号（ここでは、サンプルホールド回路Ｓ＆Ｈの出
力信号）を生成するための検出手段を構成する。検出信号を生成するために、検
出手段は、第１及び第２のスイッチＳｌ及びＳｈが閉じるときにこの第１のスイ
ッチＳｌと第２のスイッチＳｈとの間のノードＫにおいて生じる電圧ジャンプを
検出する。本例では、検出信号の値は、電圧ジャンプの測定値である。検出手段
は、次のように動作する（図４及び図５参照）。この実施例では、検出装置の動
作は、Ｖｈｂの正の傾斜に対して記載される。しかしながら、この検出装置は、
Ｖｈｂの負の傾斜の場合において用いてもよい。
【００３５】
導通期間の終わりに、スイッチＳｌは時刻ｔ０において開く。次にスイッチＳ
１は閉じ、この結果キャパシタンスＣｂは充電されてない状態のままである。
１は閉じ、この結果キャパシタンスＣｂは充電されてない状態のままである。
【００３６】
誘導性モード又は近容量性モードでは、その時刻において、電流Ｉｉｎｄは負
である。その結果、キャパシタンスＣｈｂ及びＣｓは充電される。キャパシタン
スＣｈｂが電圧Ｖ０まで充電された後、ダイオードｄ１は導通し始め、時刻ｔ１
においてスイッチＳｈを閉じることができる。このスイッチは、プロセッサＰ２
によって既知のやり方で動作する。しかしながら、スイッチＳｈが閉じると、プ
ロセッサＰ２は本発明に係るスイッチＳ１も閉じる。誘導性モードでは、その時
刻においてノードＫにおける電圧が電力供給源のＶ０の電圧に少なくとも実質的
に等しいので、ハードスイッチングは起こらない。言い換えると、スイッチＳｈ
が閉じる瞬間、電圧変化ｄＶｈｂ／ｄｔは少なくとも実質的に０に等しい（図５
も参照）。そしてこのことは、キャパシタンスＣｂが充電されないことを意味す
る。
である。その結果、キャパシタンスＣｈｂ及びＣｓは充電される。キャパシタン
スＣｈｂが電圧Ｖ０まで充電された後、ダイオードｄ１は導通し始め、時刻ｔ１
においてスイッチＳｈを閉じることができる。このスイッチは、プロセッサＰ２
によって既知のやり方で動作する。しかしながら、スイッチＳｈが閉じると、プ
ロセッサＰ２は本発明に係るスイッチＳ１も閉じる。誘導性モードでは、その時
刻においてノードＫにおける電圧が電力供給源のＶ０の電圧に少なくとも実質的
に等しいので、ハードスイッチングは起こらない。言い換えると、スイッチＳｈ
が閉じる瞬間、電圧変化ｄＶｈｂ／ｄｔは少なくとも実質的に０に等しい（図５
も参照）。そしてこのことは、キャパシタンスＣｂが充電されないことを意味す
る。
【００３７】
近容量性モードでは、スイッチＳ１が閉じる瞬間（図３ｂも参照）、電流Ｉｉ
ｎｄは負である。しかしながら、電圧ＶｈｂがＶ０の値に到達する前に、電流Ｉ
ｉｎｄは正負が変化する。このモードでは、一般的にも電圧ＶｈｂはＶ０の値に
は到達せず、Ｖ０よりも小さい最大値の後、減少さえもするだろう。ｄＶｈｂ／
ｄｔが極値に到達する瞬間が制御装置Ｃｎｔによって既知のやり方で検出される
。例えば、第１及び第２のスイッチのスイッチング時刻を決定するために、第１
及び第２のスイッチのノードＫにおける単位時間当たりの電圧の変化の値に関連
する又は等しい量の値と、しきい値とを比較する手段を制御装置に備えることが
知られている。より詳しくは、他のスイッチ（ここではスイッチＳｌ）が閉じら
れなければならない時刻ｔ１が、エネルギー変換器のキャパシタンスを流れる電
流を測定することによって決定される。このキャパシタンスは、ノードにおける
単位時間当たりの電圧の変化の値を減少するように、エネルギー変換器に組み込
まれる。このスイッチは、この電流の値が減少し、相対的に小さな正のしきい値
に等しくなる瞬間に閉じる。実際に詳述すると、スイッチング時刻ｔ１は、電流
−検出抵抗の両端の電圧と基準電圧とを比較器で比較することによって求められ
る。この検出抵抗は当該キャパシタンスと直列に配されてもよく、容量型電流分
割器を介して交番電流経路に組み込まれてもよい。
ｎｄは負である。しかしながら、電圧ＶｈｂがＶ０の値に到達する前に、電流Ｉ
ｉｎｄは正負が変化する。このモードでは、一般的にも電圧ＶｈｂはＶ０の値に
は到達せず、Ｖ０よりも小さい最大値の後、減少さえもするだろう。ｄＶｈｂ／
ｄｔが極値に到達する瞬間が制御装置Ｃｎｔによって既知のやり方で検出される
。例えば、第１及び第２のスイッチのスイッチング時刻を決定するために、第１
及び第２のスイッチのノードＫにおける単位時間当たりの電圧の変化の値に関連
する又は等しい量の値と、しきい値とを比較する手段を制御装置に備えることが
知られている。より詳しくは、他のスイッチ（ここではスイッチＳｌ）が閉じら
れなければならない時刻ｔ１が、エネルギー変換器のキャパシタンスを流れる電
流を測定することによって決定される。このキャパシタンスは、ノードにおける
単位時間当たりの電圧の変化の値を減少するように、エネルギー変換器に組み込
まれる。このスイッチは、この電流の値が減少し、相対的に小さな正のしきい値
に等しくなる瞬間に閉じる。実際に詳述すると、スイッチング時刻ｔ１は、電流
−検出抵抗の両端の電圧と基準電圧とを比較器で比較することによって求められ
る。この検出抵抗は当該キャパシタンスと直列に配されてもよく、容量型電流分
割器を介して交番電流経路に組み込まれてもよい。
【００３８】
電流Ｉｉｎｄが逆に流れ、ｄＶｈｂ／ｄｔが極値に到達する瞬間を求める他の
方法も実行可能である。如何なる方法が用いられても、この時刻ｔ１において、
プロセッサＰ２はスイッチＳ１が開くようにこのスイッチＳｌを切り換える。プ
ロセッサＰ２は、スイッチＳｈが同時に閉じることも保証する。その結果として
、キャパシタンスＣｈｂと直列に配されたキャパシタンスＣｓ及びＣｂとが、ス
イッチＳｈを経由して電源電圧Ｖ０に充電される。その結果として、電圧Ｖｄｉ
ｖがキャパシタンスＣｂの両端に発生する。この電圧は、サンプルホールド回路
Ｓ＆Ｈによってサンプリングされる。このサンプルホールド回路Ｓ＆Ｈは、スイ
ッチＳｈが閉じた瞬間におけるこのスイッチＳｈの両端の電圧の直接的な測定値
である求められたばかりの電圧Ｖｄｉｖに等しい出力電圧Ｖｃａｐを発生する。
従って、Ｖｃａｐは、スイッチＳｈが閉じたときにノードＫに生じる電圧ジャン
プの測定値であり、それ故にこの電圧は（近）容量性モードの良好な指標である
。
方法も実行可能である。如何なる方法が用いられても、この時刻ｔ１において、
プロセッサＰ２はスイッチＳ１が開くようにこのスイッチＳｌを切り換える。プ
ロセッサＰ２は、スイッチＳｈが同時に閉じることも保証する。その結果として
、キャパシタンスＣｈｂと直列に配されたキャパシタンスＣｓ及びＣｂとが、ス
イッチＳｈを経由して電源電圧Ｖ０に充電される。その結果として、電圧Ｖｄｉ
ｖがキャパシタンスＣｂの両端に発生する。この電圧は、サンプルホールド回路
Ｓ＆Ｈによってサンプリングされる。このサンプルホールド回路Ｓ＆Ｈは、スイ
ッチＳｈが閉じた瞬間におけるこのスイッチＳｈの両端の電圧の直接的な測定値
である求められたばかりの電圧Ｖｄｉｖに等しい出力電圧Ｖｃａｐを発生する。
従って、Ｖｃａｐは、スイッチＳｈが閉じたときにノードＫに生じる電圧ジャン
プの測定値であり、それ故にこの電圧は（近）容量性モードの良好な指標である
。
【００３９】
ハードスイッチングでのノードＫにおける電圧ジャンプの値の測定値である上
記の検出信号を構成する電圧Ｖｃａｐは、プロセッサＰ２に供給される。このプ
ロセッサＰ２は、例えば、Ｖｃａｐを基準にしてエネルギー変換器が近容量性モ
ードに隣接する誘導性モードで動作するようなスイッチＳｈ及びＳｌのスイッチ
ング周波数、従って交番電流Ｉｉｎｄの周波数を制御するように構成することが
できる。この目的のため、プロセッサＰ２は、Ｖｃａｐ従ってＶｄｉｖが予め決
められた相対的に小さい正の値に制御されるように、スイッチＳｈ及びＳｌが切
り換えられる周波数を制御する。スイッチＳｈ及びＳ１、キャパシタンスＣｂ及
びＣｓ、スイッチＳ１、サンプルホールド回路Ｓ＆Ｈ及びプロセッサＰ２は、Ｖ
ｃａｐが正の値を有し且つできるだけゼロに近づくように周波数を制御する帰還
回路を構成する。この目的のため、本例では、Ｖｃａｐは上記の予め決められた
値に制御される。このこと全てが図５に示されている。図５は、（ハードスイッ
チングにおいて）Ｖｃａｐの値が、関連するスイッチの両端の電圧の値及びＶｄ
ｉｖの値にどのように関連するかを示す。この場合図５においてスイッチＳｈ及
びＳｌが切り換えられる周波数は、変換器が容量性モードと近容量性モードとの
間の境界で動作する周波数である。
記の検出信号を構成する電圧Ｖｃａｐは、プロセッサＰ２に供給される。このプ
ロセッサＰ２は、例えば、Ｖｃａｐを基準にしてエネルギー変換器が近容量性モ
ードに隣接する誘導性モードで動作するようなスイッチＳｈ及びＳｌのスイッチ
ング周波数、従って交番電流Ｉｉｎｄの周波数を制御するように構成することが
できる。この目的のため、プロセッサＰ２は、Ｖｃａｐ従ってＶｄｉｖが予め決
められた相対的に小さい正の値に制御されるように、スイッチＳｈ及びＳｌが切
り換えられる周波数を制御する。スイッチＳｈ及びＳ１、キャパシタンスＣｂ及
びＣｓ、スイッチＳ１、サンプルホールド回路Ｓ＆Ｈ及びプロセッサＰ２は、Ｖ
ｃａｐが正の値を有し且つできるだけゼロに近づくように周波数を制御する帰還
回路を構成する。この目的のため、本例では、Ｖｃａｐは上記の予め決められた
値に制御される。このこと全てが図５に示されている。図５は、（ハードスイッ
チングにおいて）Ｖｃａｐの値が、関連するスイッチの両端の電圧の値及びＶｄ
ｉｖの値にどのように関連するかを示す。この場合図５においてスイッチＳｈ及
びＳｌが切り換えられる周波数は、変換器が容量性モードと近容量性モードとの
間の境界で動作する周波数である。
【００４０】
本発明は、上に記載された実施例に決して限られない。例えば、周波数を、負
の傾斜ｄＶｈｂ／ｄｔに基づいて完全なアナログ方法で制御することができる。
この場合検出される電圧Ｖｄｉｖは負の数を持つだろう。Ｖｃａｐの値も負であ
ろう。この場合帰還ループは、確実にＶｃａｐが最小の絶対値を持たなければな
らないようにしなければならない。もちろん、Ｖｃａｐの正の値、Ｖｃａｐの負
の値において同時に制御することも可能である。その場合、Ｖｃａｐの絶対値が
最小になるように制御される。この制御は、全ブリッジ回路で使用することもで
きる。この場合、変換器は同時にペアで配される４つのスイッチを持つ。
の傾斜ｄＶｈｂ／ｄｔに基づいて完全なアナログ方法で制御することができる。
この場合検出される電圧Ｖｄｉｖは負の数を持つだろう。Ｖｃａｐの値も負であ
ろう。この場合帰還ループは、確実にＶｃａｐが最小の絶対値を持たなければな
らないようにしなければならない。もちろん、Ｖｃａｐの正の値、Ｖｃａｐの負
の値において同時に制御することも可能である。その場合、Ｖｃａｐの絶対値が
最小になるように制御される。この制御は、全ブリッジ回路で使用することもで
きる。この場合、変換器は同時にペアで配される４つのスイッチを持つ。
【００４１】
スイッチＳｈ及びＳｌを閉じなければならない瞬間は、上記のやり方とは異な
るやり方で求めることもできる。例えば、制御装置Ｃｎｔが、到達した所与の大
きさの最大値、本例ではキャパシタンスＣｈｂを流れる電流Ｉｃｈｂの値を求め
、一方ではこの求められた最大値に基づいて次にしきい値を求めるように構成す
ることも可能である。特に、しきい値はＩｃｈｂの最大値のＫ（Ｋは１と０との
間の値を持つ）倍に等しく選択することができる。この場合制御装置は、スイッ
チング時刻を求めるため、ノードＫにおける単位時間当たりの電圧の変化即ちｄ
Ｖｈｂ／ｄｔに関連する又は等しい量の値（本例では電流Ｉｃｈｂ）と、しきい
値とを比較する手段を備える。本例では、スイッチＳｈ及びＳｌが如何なる場合
でも閉じるスイッチング時刻が存在する。スイッチが開く瞬間は既知のやり方で
求めることができる。このような変形は本発明の範囲内であると考えられる。
るやり方で求めることもできる。例えば、制御装置Ｃｎｔが、到達した所与の大
きさの最大値、本例ではキャパシタンスＣｈｂを流れる電流Ｉｃｈｂの値を求め
、一方ではこの求められた最大値に基づいて次にしきい値を求めるように構成す
ることも可能である。特に、しきい値はＩｃｈｂの最大値のＫ（Ｋは１と０との
間の値を持つ）倍に等しく選択することができる。この場合制御装置は、スイッ
チング時刻を求めるため、ノードＫにおける単位時間当たりの電圧の変化即ちｄ
Ｖｈｂ／ｄｔに関連する又は等しい量の値（本例では電流Ｉｃｈｂ）と、しきい
値とを比較する手段を備える。本例では、スイッチＳｈ及びＳｌが如何なる場合
でも閉じるスイッチング時刻が存在する。スイッチが開く瞬間は既知のやり方で
求めることができる。このような変形は本発明の範囲内であると考えられる。
【図１】
エネルギー変換器の実現可能な実施例を示す。
【図２】
図１に示すエネルギー変換器において、エネルギー変換器の変圧器の二次側に
配された構成要素がこの変圧器の一次側に変換された場合の回路図である。
配された構成要素がこの変圧器の一次側に変換された場合の回路図である。
【図３ａ】
エネルギー変換器が誘導性モードで動作するときの、図１によるエネルギー変
換器の種々の電圧及び電流を示す。
換器の種々の電圧及び電流を示す。
【図３ｂ】
エネルギー変換器が近容量性モードで動作するときの、図１によるエネルギー
変換器の種々の電圧及び電流を示す。
変換器の種々の電圧及び電流を示す。
【図３ｃ】
エネルギー変換器が容量性モードで動作するときの、図１によるエネルギー変
換器の種々の電圧及び電流を示す。
換器の種々の電圧及び電流を示す。
【図４】
本発明によるエネルギー変換器の制御装置の一部分における実現可能な実施例
である。
である。
【図５】
エネルギー変換器が近容量性モードに近接する誘導性モードで動作するときの
、制御装置の動作を図示す種々の電圧及び電流を示す。
、制御装置の動作を図示す種々の電圧及び電流を示す。
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Ｆターム(参考） 5H007 CA02 CB04 CB17 CB25 CC32
DC05 EA09 FA08
Claims (9)
- 【請求項１】 エネルギー源から負荷に電気エネルギーを供給するエネルギ
ー変換器であって、前記エネルギー変換器が、 一次側と二次側とを有する変圧器であって、動作の際前記二次側が前記負荷に
接続される変圧器、 前記変圧器の前記一次側に交番電流を発生するために動作の際前記エネルギー
源に接続される直列に配された少なくとも制御可能な第１及び第２のスイッチ、 前記第１及び第２のスイッチに反平行に配されるダイオード、及び 前記第１及び第２のスイッチを開閉するための制御信号を発生する制御装置で
あって、前記エネルギー変換器が容量性モード又は近容量性モードで動作すると
き検出信号を発生する検出手段を有する制御装置であって、前記検出信号を発生
するために、前記検出手段が、前記第１又は第２のスイッチが閉じるとき前記第
１のスイッチと前記第２のスイッチとの間のノードに生じる電圧ジャンプを検出
する制御装置、 を有するエネルギー変換器。 - 【請求項２】 前記検出信号の値は、前記電圧ジャンプの測定の値であるこ
とを特徴とする請求項１に記載のエネルギー変換器。 - 【請求項３】 前記検出手段は、基準電圧と前記ノードとの間に、直列に配
される第１及び第２のキャパシタンスと、前記第２のキャパシタンスに並列に配
された短絡スイッチと、前記第２のキャパシタンスの両端の電圧Ｖｄｉｖを測定
するためのサンプルホールド回路とを有し、前記制御装置が、前記第１又は前記
第２のスイッチが閉じるとき前記短絡スイッチを開き、前記短絡スイッチが開く
とき前記サンプルホールド回路により前記第２のキャパシタンスの両端の電圧Ｖ
ｄｉｖを決定するように更に構成されたことを特徴とする請求項２に記載のエネ
ルギー変換器。 - 【請求項４】 前記検出信号は、前記電圧Ｖｄｉｖ又は前記電圧Ｖｄｉｖに
対応する量により形成されることを特徴とする請求項３に記載のエネルギー変換
器。 - 【請求項５】 前記第１及び第２のスイッチが切り換えられるスイッチング
周波数が前記制御装置によって前記検出信号に依存して調整されることを特徴と
する請求項１に記載のエネルギー変換器。 - 【請求項６】 動作の際、前記制御装置は、前記エネルギー変換器が前記近
容量性モードに隣接する誘導性モードで動作するように、前記電圧Ｖｄｉｖの値
に基づいて前記スイッチング周波数を調整することを特徴とする請求項４に記載
のエネルギー変換器。 - 【請求項７】 前記制御装置が、動作の際、前記電圧Ｖｄｉｖの値が予め決
められた相対的小さい値に制御されるように、前記スイッチング周波数を制御す
ることを特徴とする請求項６に記載のエネルギー変換器。 - 【請求項８】 動作の際、前記制御装置は、前記サンプルホールド回路が前
記電圧Ｖｄｉｖを求めた後に前記短絡スイッチを再び開くことを特徴とする請求
項３に記載のエネルギー変換器。 - 【請求項９】 前記サンプルホールド回路が新しい電圧Ｖｄｉｖの値が求め
られるまで、前記電圧Ｖｄｉｖを保持することを特徴とする請求項３に記載のエ
ネルギー変換器。
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