CN101803164A - 避免电容性模式的半桥谐振转换器的控制 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种改进的方法，该方法通过阻止或限制电容性模式操作来防止谐振开关模式功率转换器(1)中的MOSFET损坏。使用响应动作的组合(分别地，延迟MOSFET接通、调整切换相位、强制接通以及提高频率)。在优选实施例中，监控半桥节点(5)处的电压倾斜，在备选实施例中，通过监控不同的信号来触发相同或相似的响应动作集合，这些不同的信号包括：在断开时或在非重叠时间之后的谐振电流极性；“即将接通的”开关的电压；以及“刚刚断开的”的开关的电压。

Description

避免电容性模式的半桥谐振转换器的控制
技术领域
本发明涉及能量转换器。本发明所涉及的一种特别重要类型的能量转换器是开关电源(SMPS)。
背景技术
SMPS典型地将(例如，来自干线供电的)交流电压转换成诸如电视等电气和电子设备内部的电路所需的稳定的直流电(DC)电压。谐振电源是一种对于100瓦及以上的功率电平具有效率和成本方面的优点的SMPS拓扑。
在谐振电源中，通过对转换器的切换频率进行调制来控制输出功率。切换频率确定了在转换器的输入与输出之间存在的谐振电路(包括一个或更多个电感器和电容器)的阻抗。
谐振转换器可实现的高效率某种程度上是转换器中开关(典型地，MOSFET)的零电压切换(ZVS)的结果。零电压切换指的是仅在MOSFET上没有电压时才将MOSFET接通的事实。零电压切换还指的是软切换。在非常动态地变化的功率需求的情况下或在错误情况下，可以失去零电压切换条件：即，在MOSFET上有电压时可以将MOSFET接通。
可以区分两个严重性级别：首先，在互补MOSFET的体二极管不导通的情况下可能发生硬切换。在这种较不严重的情况下MOSFET开关将是硬切换式的，这降低了MOSFET的效率，并且在转换器中产生的损耗还可以在一段时间之后引起过热。其次，在互补MOSFET的体二极管仍然导通时可能发生硬切换。这种类型的硬切换被称作反向恢复切换，并且是失去零电压切换条件的更严重的可能结果：MOSFET针对该条件具有非常有限的鲁棒性，并且可以被非常快速地破坏。
因此，对谐振转换器提供保护以免受这种有害的反向恢复切换是有用的。这种保护也被称作电容性模式保护。这种保护提高了电源的可靠性。显著地降低了由于未预见到的条件而引起失效的机会。这种保护还简化了电源的评估和设计，这是由于该电源将对错误和应力测试具有更高的鲁棒性。
现在将关于典型的谐振电源来描述提供这种保护的传统方法。
图1示出了谐振电源。半桥控制器1在半桥配置中驱动两个MOSFET开关Mhs和Mls2和3。即，交替地关闭开关，在一个开关开启之后并在另一开关关闭之前，存在两个开关都开启的短时间：这被称作非重叠时间。半桥控制器使用输出电压Voutput的信息来确定切换频率。将来自半桥的切换电压(VHB)馈送至空腔谐振器4。典型的空腔谐振器包括两个电感器和一个电容器，从而被称作LLC空腔谐振器。该空腔谐振器的特性与半桥节点的幅度和频率一起确定了传递至输出的功率。
在图2中描述了这种LLC谐振功率的工作范围。在给定的输入电压(Vinput)处，输出功率(Poutput)随工作频率(fHB)而变化。随着频率增大，输出功率达到峰值并然后降至零。针对两个输入电压条件，即，针对曲线21所示的低输入电压以及针对曲线22所示的高输入电压，示出了输出功率随电压的变化。对于中间输入电压，工作曲线将位于这两个极限之间，并且将具有广义对应到反演抛物线中的类似轮廓。在23处示出了针对低输入电压曲线的最大功率点，即，输出功率的峰值，在24处示出了针对高输入电压曲线的最大功率点。如图所示，与最大功率点相对应的频率与输入电压有关。
空腔谐振器是半桥的负载。由于空腔谐振器包括电感器和电容器，因此总阻抗可以是电感性的或电容性的。对于高频率，即，至图中最大功率点右侧，电感器主导并且总阻抗是电感性的。该工作区域被称作电感性模式区域。电感性模式下工作是优选的，因为半桥上的电感性负载实现高效率的零电压切换。对于低频率，即，至图中最大功率点的左侧，电容主导并且总阻抗是电容性的。该工作区域被称作电容性模式区域。在电容性阻抗的情况下，不存在零电压切换。反向恢复切换可以发生，并且在该条件下MOSFET容易损坏。因此，电容性操作模式不是优选的模式。电容性和电感性阻抗的边界接近曲线顶部，所述曲线顶部与所负载的LLC空腔的谐振频率相对应。优选的是，接近与最大功率点相对应的曲线顶部(但始终在曲线右侧)进行操作。通常，效率在此处接近最大(尽管效率与输出功率之间的关系是复杂的)。
现在将参考图3针对每个电容性和电感性阻抗情况来描述半桥点处的电压与MOSFET的切换之间的关系。图3示出了分别针对图1的高侧MOSFET(2)和低侧MOSFET(3)的典型切换序列31和32。在高侧MOSFET的接通时间(on-time)与低侧MOSFET 3的接通时间之间引入了小的非重叠时间33(还称作死时间(dead time))。在低侧MOSFET 3的接通时间段(on-period)与高侧MOSFET 2的接通时间段之间存在类似的死时间段33’针对电容性阻抗的情况半桥点的电压被示为迹线34，以及针对电感性阻抗的情况被示为迹线35。分别针对电容性和电感性阻抗由迹线36和37示出了空腔谐振器中的电流(Iresonant)。
当在电感性模式下工作时，一旦高侧MOSFET 2断开，则主谐振电流(Iresonant)将半桥的电容从输入电压放电至地电压，如迹线35所示。在该放电之后，低侧MOSFET 3的体二极管开始导通。低侧MOSFET 3上的电压现在是零，并且可以在没有切换损耗的情况下接通该MOSFET。类似地，在断开低侧MOSFET 3之后，主谐振电流对半桥点进行充电，使得可以在没有切换损耗的情况下能够接通高侧MOSFET 2。
在电容性模式下(其中切换频率在谐振频率以下)，迹线36所示的电流对于零电压切换具有错误极性。并非在半桥点处进行电压转换，而是断开的高侧MOSFET的体二极管继续传导电流。当低侧MOSFET在非重叠时间之后接通时，高侧MOSFET中的该体二极管仍然导通。低侧MOSFET的接通在半桥点处产生快速电压阶跃(即，不存在零电压切换)。现在强制高侧开关中的体二极管快速地截至。然而，由于MOSFET的反向恢复特性，体二极管将不会立即截至并且反向电流将流动。这种高反向电流能够触发断开的高侧MOSFET的双极晶体管，导致缺乏输入电压短路以及MOSFET之一或另一个或两者都发生故障。
因此，需要防止或限制谐振能量转换器中的反向恢复切换。提供这种保护的传统方法包括对信号进行监控以及在需要时提高设备的工作频率。例如，可以监控谐振电流的幅度，如果幅度超过预定级别，则逐步提高或逐渐提高工作频率。该原理通常用在谐振电源中。这种类型的过电流/功率保护限制了与移动至频率/功率曲线左上方并且在预定的电流/功率值以上相对应的进一步频率降低。该解决方案在许多情况下但并不总是防止电容性模式操作。在输出处高负载阶段或短路期间，仍然可以出现具有反向恢复切换的电容性模式操作。
另一种限制电容性模式操作的方法是监控空腔谐振器电流的电流极性；如果在接通时刻错误极性明显，则调整工作频率。该保护方法用在例如针对照明镇流器(如，NXP Semiconductors提供的器件UBA2021)的控制器中。如果电流具有错误的极性，则将提高频率。该方法将防止转换器进入电容性模式操作，而仅对于相对缓慢的变化条件起作用。对于快速变化，有时仍会出现电容性模式操作。另一缺点是，并未完全防止电容性模式下有害的反向恢复切换；仅限制了会发生反向恢复切换的持续时间。由于反向恢复切换会使MOSFET快速失效，所以这不是一种失效保护解决方案。
另一传统的保护方法是监控半桥节点处电压的倾斜；如果电压在相关MOSFET断开之后短时间内没有开始倾斜，则提高工作频率。该保护方法也用在针对照明镇流器(如，NXP Semiconductors的UBA2014)的控制器中。在优选的电感性模式下，在断开MOSFET之后立即开始电压倾斜。如果在预定的(短)时间内没有开始倾斜，则强制另一MOSFET接通，并将切换频率提高到高值。这种保护方法通过返回进入电感性模式来快速地结束电容性模式操作。一个缺点是，有害的反向恢复切换周期仍然会出现至少一次。第二缺点是，在提高了频率之后，以正常切换频率返回正常操作需要(长)时间。
在专利申请公开WO 01/78468中公开了限制电容性操作模式的另一方法。在该方法中，监控在半桥点处的、在接通MOSFET时出现的电压阶跃；将工作频率提高一定量，提高的量依赖于硬切换的幅度。在优选的电感性模式下将存在零电压切换条件并且根本不会发生电压阶跃。然而在电容性模式或接近电容性模式下，失去零电压切换条件，并且将会出现具有电压阶跃的硬切换。测量该电压阶跃的幅度，电压阶跃的值确定了频率的提高。该方法将防止转换器进入电容性模式频率范围，但是仅对于相对缓慢的变化条件起作用。对于快速变化，电容性模式操作可以仍然短时间段出现。因此，并未完全防止电容性模式切换：仅限制了电容性模式切换的持续时间。
用于防止或限制电容性模式切换的另一方法是监控即将接通的开关上的电压。如果开关上的电压高于预定的固定值，则使MOSFET的接通时刻延迟并提高频率。对于低侧开关，开关上的电压与半桥电压相对应；对于高侧开关，电压是输入电压与半桥电压的差值。在零电压切换条件下(即，在电感性模式下)，在MOSFET接通的时刻MOSFET上的电压低。可以添加电路以测量MOSFET上的电压，从而只要MOSFET上的电压不在预定值以下，就防止MOSFET的接通。这种保护方案在防止电容性模式中的反向恢复切换方面始终是有效的，从而有效地保护MOSFET免受这种故障机制。然而，由于检测与绝对固定电压电平相关，所以这种检测仅会针对有限输入电压范围来进行。此外，保护与半桥控制器无关地进行。
发明内容
本发明的目的是提供一种能量转换器中的改进的保护方案，该保护方案提供防止由于电容性模式操作而引起的MOSFET的故障的保护。
根据本发明的第一方面，提供了一种控制能量转换器的方法，所述能量转换器具有切换频率和切换相位、第一开关、第二开关以及在所述第一开关和第二开关之间的半桥节点，
所述方法包括：
当开启第二开关时开启第一开关，
监控指示能量转换器的状态的参数，以及
响应于在开启第一开关时呈现第一特性的所述参数，来(a)延迟关闭第二开关并且(b)推迟切换相位。
优选地，该方法还包括步骤(c)：响应于在整个开启第一开关之后立即开始的第一预定时间段期间呈现第一特性的所述参数，在所述第一预定时间段的结束处关闭第二开关。有利地，超时功能确保了在某些条件下设备的继续操作。
有利地，该方法还包括步骤(d)：响应于在整个开启第一开关之后立即开始的第二预定时间段期间呈现第一特性的所述参数，提高切换频率。从而可以确保移至电感性模式操作。
优选地，所述步骤(a)还包括步骤(e)：响应于在开启第一开关之后立即开始的第三预定时间段内呈现第二特性的所述参数，关闭第二开关。从而例如可以使用电压倾斜结束的检测来触发第二开关的切换。
有利地，能量转换器还可以包括振荡器，推迟第一开关和第二开关的切换相位的步骤包括中断振荡器的振荡。有利地，中断或保持振荡器在一些情况下不需要提高频率。
可选地，所述第一特性是在半桥节点处不存在非零电压倾斜的开始。所述第二特性是在半桥节点处不存在非零电压倾斜的结束。有利地，电压倾斜的开始和结束对于测量来说是尤其方便的参数。
作为备选选项，所述第一特性是谐振电路中电流的不期望的极性，所述第二特性是谐振电路中电流的相反极性。在这种情况下，优选地，所述不期望的极性是倾向于分别在开启高侧开关或低侧开关时阻止半桥节点放电或充电的极性。
第二预定时间段可以具有零持续时间。
作为另一备选选项，所述能量转换器具有输入电压，所述参数是所述第二开关上的电压，所述第一特性是所述第二开关上不小于所述输入电压的二分之一的电压，所述第二特性是所述第二开关上小于所述输入电压的二分之一的电压。备选地，所述参数可以是所述第一开关上的电压，所述第一特性是所述第一开关上不大于所述输入电压的二分之一的电压，所述第二特性是所述第一开关上大于所述输入电压的二分之一的电压。有利地，使用由输入电压来确定的可变电压，避免了与依赖于独立固定的参考电压的现有能量转换器相关联的问题。然而，本发明扩展至使用独立固定的电压或参考电压。
根据本发明的另一方面，提供了一种能量转换器，具有切换频率和切换相位、第一开关和第二开关以及在所述第一开关和第二开关之间的半桥节点，所述能量转换器适于由上述根据本发明第一方面的方法的方法来控制。能量转换器可以形成开关电源的一部分。
参考以下描述的示例实施例，本发明的这些和其他方面将变得显而易见并得以阐明。
附图说明
现在将参考附图以示例的方式来描述本发明的实施例，在附图中：
图1示出了现有的谐振电路能量转换器的组件；
图2示出了在输入电压半桥频率与输出功率之间的关系；
图3示出了工作在电感性模式和电容性模式下的谐振电路电源的半桥节点处的电压；
图4示出了根据本发明一个实施例来操作的谐振电路电源的半桥节点电压和谐振电流；
图5示出了根据本发明一个实施例的方法的实现方式，以及
图6示出了根据本发明另一实施例的方法的实现方式。
具体实施方式
本发明的第一优选实施例包括图1示意性所示类型的谐振电路电源。如上所述，高侧和低侧MOSFET 2和3由半桥控制器1来控制。高侧和低侧MOSFET之间的半桥节点供应空腔谐振器4。典型地，空腔谐振器包括LLC电路。输出电压Voutput用作半桥控制器的反馈，如同在半桥节点处的电压。在本实施了中，监控半桥节点处的电压以及具体地监控电压倾斜。如以下将描述的，根据电压和电压倾斜的状态，可以采取以下四个响应动作中的一个或更多个：
第一，延迟相关MOSFET的接通时刻；
第二，通过保持振荡器来调整控制器的切换相位；
第三，强制相关MOSFET的接通；以及
第四，提高工作频率。
现在将描述用于确定是否进行这些响应以及进行哪个响应的标准。这些响应动作出现的年月日顺序可以不对应于以上给出的响应动作列表，然而为了清楚起见，下文将根据这些响应动作在上述列表中的位置(动作1、动作2、等等)来引用这些响应动作。
首先，如果在MOSFET断开之后没有立即检测到半桥节点处的电压倾斜，则执行两个响应：(a)通过保持振荡器来调整控制器的切换相位(“动作2”)。这具有的效果是：仅推迟振荡器的相位，从而尽管相位延长了，然而该特定的周期并没有对基础工作频率造成影响；(b)另一响应操作是：开始定时器，所述定时器将在预定的“超时”时间段之后尚未发生正确的电压倾斜的情况下强制相关MOSFET的接通(“动作3”)。这确保了能量转换器的连续操作。
继续监控电压和电压倾斜；注意，在本实施例中，使用电容器(未示出)对半桥节点5处的电压进行差分，以产生电流。该得到的电流(从而是电压倾斜的度量)用在检测电路中。因此，在本实施例中，仅使用电压倾斜信息。相反，在其他实施例中，电压信息本身用在比较器电路中。
如果在断开MOSFET之后的预定短时间之内没有开始电压倾斜，则执行另一响应动作。该响应动作包括提高设备的工作频率。(“动作4”)。典型地，该预定的短时间相对于能量转换器的切换时间段而言将是小的，然而可以是切换时间段的有效部分。此外，可以在断开MOSFET之后立即执行该动作，使得该预定的短时间具有零持续时间。
如果可以采用硬件或软件来实现的监控装置在断开MOSFET之后没有检测到半桥节点处的电压倾斜结束，则执行以下动作：延迟相关MOSFET的接通时刻。这是一种适当的响应的原因在于，为了检测到倾斜的结束，倾斜必须首先已经开始。因此，半桥节点必须已经被放电(在高侧MOSFET断开的情况下)或充电(在低侧MOSFET是断开的MOSFET的情况下)：“动作1”。
尽管已知产生响应动作4(提高转换器频率)或响应动作1(延迟接通时刻)的控制电路，然而发明人已经认识到，提供一种将延迟接通时刻与调整切换相位相结合的控制是尤其有益的。已发现将这种控制与感测电压倾斜相结合是类似地有益的。具体地，该方法可以方便地集成到IC(集成电路)中，并且增强了行为可预测性。
如图4中概略地示出的，现在将描述根据本实施例的能量转换器的操作。图4分别在31和32处示出了高侧MOSFET(2)和低侧MOSFET(3)的接通和断开状态。图4还示出了半桥点5处的电压以及主谐振电流(Iresonant)42和振荡器电压43。
在第一非重叠时间44期间，从高侧接通到低侧接通，示出了正常零电压切换操作。非重叠时间可以是固定的时间，或者可以依赖于半桥电压倾斜。在后一种情况下，在半桥电压结束时监控该非重叠时间，其中，所述半桥电压结束指示现在可以接通MOSET。“半桥倾斜相关非重叠时间”(还可以称作自适应非重叠时间)本身是已知的，并且已经用在例如由NXP Semiconductors提供的UBA 2014之类的照明控制器中。
在下一个非重叠时间45的开始45a处，从低侧接通到高侧接通，示出了根据本发明该实施例的防止破坏性反向恢复切换的保护。当断开低侧MOSFET 3时，谐振电路中的电流具有错误的极性(即，在本实例中，是正极性)，这是由于转换器正工作在电容性模式下。低侧MOSFET 32的体二极管传导谐振电流，从而在半桥节点处不存在上升的电压倾斜。因此，执行上述两个响应动作：
1.不接通高侧MOSFET。这保护低侧MOSFET 32免受破坏性的反向恢复切换(“动作1”)。
2.延迟振荡器。振荡器确定谐振转换器的频率。通常，振荡器连续地运行。在半桥倾斜开始之前，例如通过减小充电电流来中断或保持振荡器。以这种方式，调整控制器的切换相位。
应注意，以这种方式来延迟振荡器并不直接改变能量转换器的工作频率，而仅推迟相位。因此，该动作本身并不将操作模式从电容性变成电感性。(“动作2”)。
在延长的非重叠时间段45期间，电流继续谐振并将在一段时间之后变成正确的极性(在本情况下是负极性)。低侧MOSFET 32中的体二极管将停止导通，并且反向恢复切换的风险将消除。在图4的47处示出了该时刻。此后，如以48来示出的，电流开始对半桥节点进行充电，并且这一操作被检测到。由于振荡器将以其正常(充电)速度来继续进行，因此振荡器延迟被终止。当半桥节点处的电压倾斜已经结束时，接通高侧MOSFET 31。这完成了上述动作“动作1”。
为了接通高侧MOSFET，必须检测到半桥节点电压倾斜的结束。因此，如果没有检测到倾斜结束，则不接通MOSFET，并且转换器停止运行。为了防止这一点并确保MOSFET将是始终接通的，提供了超时功能。即使没有检测到半桥电压节点电压倾斜，也会在该超时之后接通MOSFET。该超时还可以由延迟的振荡器来实现。当振荡器电容器被完全充电时，强制MOSFET接通。从而，由于通常将在振荡器电容器被完全充电之前接通MOSFET，所以提供了安全措施。(“动作3”)。
如上所述，MOSFET控制防止了在谐振转换器工作于电容性模式下的情况下破坏性的反向恢复切换。然而，该MOSFET控制并未使转换器回到电感性模式。因此，需要另外的测量。这提高了工作频率(“动作4”)。由于提高频率是相对缓慢的动作，因此能量转换器不会立即从电容性模式转变到电感性模式。然而，上述控制方法确保了谐振转换器将在中间时间段期间安全地在电容性模式下操作。因此，始终保护MOSFET免受反向恢复切换。
为了确定是否正在发生电容性模式操作，执行对在MOSFET断开时刻之后短时间内半桥节点电压倾斜的开始的监控。如果转换器正工作在电容性模式下，则半桥节点电压倾斜在该时间段内不会开始，然后该信息将用于提高频率。以这种方式，将提高频率直到恢复电感性模式操作为止。
在谐振频率周围，在电容性和电感性模式之间的边缘或边界处，幅度可能过于小以至于无法对半桥节点电压进行完全充电(或相应地，放电)。对于监控半桥节点电压电平的算法，可以存在保护将由于输入电压过低而不起作用的情况，或者存在保护在不必要时执行动作的情况。根据本发明实施例的使用半桥电压节点倾斜的上述保护方法避免了这些缺点。
根据第二实施例，控制算法基于对半桥节点处的电压倾斜进行监控，但是不依赖于倾斜监控的结束。在本实施例中，原则标准是电压倾斜是否在一个MOSFET断开之后立即开始。如果没有检测到电压倾斜，则确定系统处于电容性模式，并执行以下三个响应动作：
1.延迟相关的另一MOSFET的接通时刻。这防止了该周期上该MOSFET的硬切换。
2.通过保持振荡器来推迟控制器的切换相位。如上所述，这并未直接改变工作频率，但是提供了一个时间段，在该时间段期间谐振电流可以改变极性并且在半桥节点处的电压开始得到正确的倾斜。
3、在超时之后没有出现正确的电压倾斜的情况下强制接通相关的另一MOSFET。
如果在切断之后的短时间内半桥节点尚未得到正确的电压倾斜，则执行另外的响应：提高工作频率。
因此，该第二实施例是上述第一优选实施例的简化。在反向恢复切换的风险消除后(即，在半桥节点电压倾斜的开始处)立即将另一MOSFET接通。相反，上述第一实施例等待开关上的电压的最小幅度(与半桥节点电压倾斜的结束相对应)，并从而使切换损耗最小化。
根据本发明的第三实施例，对主谐振电路中的电流极性进行监控，而不是半桥节点处的电压倾斜。从图3可以看出，在非重叠时间段33和33’期间，主谐振电流(Iresonant)的极性与半桥节点处的电压倾斜之间存在关系。在电容性模式操作中，在断开高侧MOSFET 2之后，如果谐振电流的频率是负的，则防止半桥节点电压(Vinput)崩溃。类似地，在接通低侧MOSFET 3之后，如果谐振电流具有正极性，则防止半桥节点处的电压上升。然而，如图4所示，在断开低侧MOSFET 2之后的非重叠时间期间，谐振电流应当下降到零以下并从而得到负极性(如47所示)，半桥节点将开始被充电(如48所示)。因此，可以使用在断开时刻以及在重叠时间的结束处的谐振电流的极性，而不是在半桥节点处的电压倾斜，以提供以上第一实施例中描述的大多数功能。
现在将描述本实施例的控制方法。如果谐振电路的电流在断开时刻具有错误的极性，则执行以下动作：
1.只要电流具有错误的极性，就延迟另一MOSFET的接通时刻；
2.通过保持振荡器来推迟控制器的切换相位；
3.如果在预定的超时时间段之后没有出现正确的电流极性，则强制相关的另一MOSFET接通；以及
4.提高工作频率。
采用与上述第三实施例相类似的方式来实现本发明的第四实施例，但是在这种情况下，所监控的参数是即将接通的开关上的电压。(即，当刚刚断开了高侧MOSFET 31时，如朝向图4左侧所示的，监控低侧MOSFET上的电压)。在这种情况下，用于触发响应动作的特性或标准是相关MOSTET上的大于输入电压二分之一(即，＞Vinput/2)的电压。因此，当刚刚断开高侧MOSFET时，标准是：
VHB＞Vinput/2
类似地，当刚刚断开低侧MOSFET时，标准是：
VHB＜Vinput/2
如果满足该标准，则采用与第三实施例中相同的四个响应动作：
1.只要(相关MOSFET上的)电压过高，就延迟相关MOSFET的接通时刻；
2.通过保持振荡器来推迟控制器的切换相位；
3.如果在预定的超时时间段之后没有出现正确的电压，则强制相关MOSFET接通；以及
4.提高工作频率。
在本实施例中，使用输入相关电压解决了与使用独立固定参考电压的现有方法相关联的有限输入电压范围的缺点。
第五实施例与第四实施例非常相似，区别之处在于，在第五实施例中监控另一开关(MOSFET)上的电压。所使用的标准可以是：电压在独立固定电压以下，或电压小于输入电压的二分之一。该方法的操作直接类似于第四实施例的方法的操作。
图5示意性地描述了根据上述第一优选实施例来实现控制算法的电路的框图。图1所示的能量转换器被描述为具有半桥控制器(如统一由1示出的)，所述半桥控制器控制高侧开关2(典型地为MOSFET)以及低侧开关3的(典型地为MOSFET)，在开关2与开关3之间存在半桥节点5。谐振腔(LLC)4位于半桥节点和输出之间。半桥控制器1包括MOSFET驱动器56，MOSFET驱动器56包括断开控制56’和接通控制56”；半桥节点连接至倾斜感测装置57，倾斜感测装置57包括结束检测感测装置57’和开始检测感测装置57”；结束检测感测装置57’向驱动器56提供反馈。开始检测感测装置57”连接至振荡器控制58以及连接至倾斜开始超时单元59。
如下实现响应动作：
为了延迟MOSFET的接通时刻，在57处感测半桥电压倾斜，并在57’处确定倾斜的结束。利用该信息，将MOSFET接通。(这在图中被示为“动作1”)。
为了通过保持转换器来调整控制器的切换相位，在57”处检测半桥电压倾斜的开始。在检测到倾斜开始之前，始终由小电流(Islow)来为振荡器电容器(COSC)充电。只要没有检测到半桥电压倾斜的开始，就利用该小电流继续为振荡器电容器充电。在相对长的时间段之后，电容器将被充电至高切换电平，开关将被强制接通。因此，如在123处所示的，实现通过保持振荡器来调整控制器的切换相位的第二动作(“动作2”)以及在超时之后没有发生正确的电压倾斜时强制开关接通的第三动作(“动作3”)。
如在104处描述的第四动作(“动作4”)是提高频率：如果在MOSFET断开时刻之后的短时间内没有开始半桥节点电压倾斜，则通过对电容器Cfreq进行缓慢充电来提高频率。(注意，这里所示的“倾斜开始超时”59并不是以上参照在超时之后强制接通以便防止转换器完全停机或停止而描述的倾斜开始超时59)。该电容器Cfreq上的电压与来自输出电压的信息一起确定了振荡器频率：Cfreq处的电压越高，则振荡器频率越高。
在图6中示出了示意性地描述了实现控制算法以实现第二实施例的方法的电路的框图。图6的框图非常类似于图5的框图。然而，在该实例中，倾斜感测装置57被替换成电流极性检测装置67，并且不需要倾斜开始超时装置59。与图5的控制电路的操作类似地，电流极性检测装置67用于控制接通56”以及实现第一响应动作(201)。电流极性检测装置67还与振荡器控制58一起实现了第二和第三响应动作(223)。如前述实例中一样，第四响应动作(204)是通过对电容器Cfreq进行充电来实现的。
通过阅读本公开，其他变型和修改对于本领域技术人员来说将是显而易见的。这样的变型和修改可以包括等同的和其他的特征，这些特征是能量转换器领域已知的，并且可以取代这里已经描述的特征或与这里已经描述的特征一起来使用。例如，在上述第一实施例中，作为对连续监控电压和电压倾斜的备选方案，可以使用间歇性、高频轮询(polling)，或者使用差分器来直接确定电压倾斜而无需记录或监控电压的绝对值。此外，用于实现本发明的开关不限于MOSFET，而可以包括其他功率半导体器件，例如IGBT(绝缘栅极双极晶体管)。
此外，不必连续地监控电压和/或电压倾斜(或电流，根据情况而定)。唯一重要的是，在周期的临界部分期间监控相关参数(如，电压、电压倾斜或电流)，在这期间开关之一因此而被接通。
此外，应有目的地阅读对诸如“非零电压倾斜的开始[或结束]”之类的短语的引用，从而包括例如使用滤波来避免因噪声等引起的干扰，或包含较低阈值，在所述阈值以下倾斜将被忽略。根据需要，短语“非零倾斜”还可以被限制为正确符号(正或负)的倾斜。
这里所使用的词语“特性”具有其正常含义，并且可以指示与该词语相关联的参数的任何显著特征；因此，当参数是曲线时，特性可以指的是例如曲线的倾斜的开始、或曲线中的拐点(斜率的变化)、或曲线的极性的改变。
尽管所附权利要求针对特征的特定组合，然而将理解，本发明公开的范围还包括任何新颖特征或此处显式或隐式地公开的特征的任何新颖组合，而不管其与任何权利要求中当前要求保护的发明是否是相同的发明，也不管其是否解决了与本发明所解决的任何或全部相同技术问题。
可以在单个实施例中以组合的方式提供在分离的实施例中描述的特征。反之，也可以分离地或以任何合适的子组合的形式来提供为了简明而以单个实施例的形式来描述的各个特征。
因此，申请人声明，在本申请或从本申请得到的任何其他申请的审查过程中，可以将新的权利要求表达为这样的特征和/或这样的特征的组合。
为了完整，还声明，术语“包括”并不排除其他元件或步骤，术语“一”并不排除多个，单个处理器或其他单元可以实现权利要求中引述的若干装置的功能，并且权利要求中的参考标记不应被解释为限制权利要求的范围。

Claims (20)

1.一种控制能量转换器的方法，所述能量转换器具有切换频率和切换相位、第一开关、第二开关以及在所述第一开关和第二开关之间的半桥节点，
所述方法包括：
当开启第二开关时开启第一开关，
监控指示能量转换器的状态的参数，
以及响应于在开启第一开关时呈现第一特性的所述参数，来进行以下操作：
(a)延迟关闭第二开关，以及
(b)推迟切换相位。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括步骤(c)：响应于在整个开启第一开关之后立即开始的第一预定时间段期间呈现第一特性的所述参数，在所述第一预定时间段的结束处关闭第二开关。
3.根据权利要求1或2所述的方法，还包括步骤(d)：响应于在整个开启第一开关之后立即开始的第二预定时间段期间呈现第一特性的所述参数，提高切换频率。
4.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述能量转换器还包括振荡器，所述推迟切换相位的步骤包括中断振荡器的振荡。
5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，所述步骤(a)还包括步骤(e)：响应于在开启第一开关之后立即开始的第三预定时间段内呈现第二特性的所述参数，关闭第二开关。
6.根据权利要求4所述的方法，其中，所述第三预定时间段等于所述第一预定时间段。
7.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，所述第一特性是在半桥节点处不存在非零电压倾斜的开始。
8.根据权利要求5或6所述的方法，其中，所述第一特性是在半桥节点处不存在非零电压倾斜的开始，所述第二特性是在半桥节点处的非零电压倾斜的结束。
9.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，所述第一特性是谐振电路中电流的不期望极性。
10.根据权利要求5或6所述的方法，其中，所述第一特性是谐振电路中电流的不期望极性，所述第二特性是谐振电路中电流的相反极性。
11.根据权利要求9或10所述的方法，其中，所述不期望极性是倾向于在所述第一开关是高侧开关的情况下阻止半桥节点放电以及在所述第一开关是低侧开关的情况下阻止半桥节点充电的极性。
12.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，所述能量转换器具有输入电压，所述参数是所述第二开关上的电压，所述第一特性是所述第二开关上不小于所述输入电压的二分之一的电压。
13.根据权利要求5或6所述的方法，其中，所述能量转换器具有输入电压，所述参数是所述第二开关上的电压，所述第一特性是所述第二开关上不小于所述输入电压的二分之一的电压，所述第二特性是所述第二开关上小于所述输入电压的二分之一的电压。
14.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，所述能量转换器具有输入电压，所述参数是所述第一开关上的电压，所述第一特性是所述第一开关上不大于所述输入电压的二分之一的电压。
15.根据权利要求5或6所述的方法，其中，所述能量转换器具有输入电压，所述参数是所述第一开关上的电压，所述第一特性是所述第一开关上不大于所述输入电压的二分之一的电压，所述第二特性是所述第一开关上大于所述输入电压的二分之一的电压。
16.根据权利要求1至4中任一项所述的方法，其中，所述能量转换器具有输入电压，所述参数是所述第一开关上的电压，所述第一特性是所述第一开关上不大于预定固定电压的电压。
17.根据权利要求5或6所述的方法，其中，所述能量转换器具有输入电压，所述参数是所述第一开关上的电压，所述第一特性是所述第一开关上不大于预定固定电压的电压，所述第二特性是所述第一开关上大于所述预定固定电压的电压。
18.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中，高侧开关在与切换频率相对应的周期时间的第一部分期间是第一开关，并且在所述周期的其余部分期间是第二开关，低侧开关在所述周期的第一部分期间是第二开关，并且在所述周期的其余部分期间是第一开关。
19.一种能量转换器，具有切换频率和切换相位、第一开关和第二开关以及在所述第一开关和第二开关之间的半桥节点，所述能量转换器适于由根据前述权利要求中任一项所述的方法来控制。
20.一种开关电源，包括根据权利要求19所述的能量转换器。
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