CN105207487A - 一种谐振变换器的控制方法、电路及谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

公开了一种谐振变换器的控制方法、电路及谐振变换器。该谐振变换器包括具有一对占空比相等的互补导通的开关管的逆变电路、谐振网络、具有原边绕组和副边绕组的隔离变压器以及为负载提供直流输出电压的整流滤波电路。该控制方法包括：检测流过变压器原边谐振电感的电流，产生电流检测信号；根据电流检测信号判断谐振变换器工作在容性工作模式还是感性工作模式；一旦进入容性工作模式，将频率设定电容的电压与N个上限阈值和N个下限阈值一一比较，以增大谐振变换器的工作频率。该控制方法动态响应快，能使谐振变换器快速从容性工作模式恢复到感性工作模式。

Description

一种谐振变换器的控制方法、电路及谐振变换器
技术领域
本发明涉及电子电路，具体但不仅限于涉及谐振变换器的控制方法、控制电路及使用该控制方法和控制电路的谐振变换器。
背景技术
半桥LLC谐振变换器因其软开关特性以及元器件数量少、效率高等特性广泛地运用于现代开关电源中。
图1为现有的半桥LLC谐振变换器50A的简化示意图。如图1所示，谐振变换器50A包括逆变电路501、谐振网络502、隔离变压器T、整流电路和负载。逆变电路501采用半桥结构，包括串联连接在直流电压源VIN两端的高侧开关管M1和低侧开关管M2，这两个开关管由一对占空比相等的互补的控制信号VG1和VG2控制，理想情况下，控制信号VG1和VG2的占空比恒定为0.5。通过交替驱动高侧开关管M1和低侧开关管M2，逆变电路501将直流电压VIN转换为方波电压VSW。
谐振网络502被示意为一个LLC谐振变换器，包括电感器Lr、电感器Lm和谐振电容Cr，其中电感器Lm与隔离变压器T的原边绕组并联。通常电感器Lm为隔离变压器T的励磁电感。谐振网络502将方波电压VSW转换为交流信号。
整流电路耦接在隔离变压器T的副边绕组与负载之间，通过变压器接收谐振网络502输出的交流信号，并将交流信号整流为半波直流信号并为负载提供直流输出电压VOUT。
谐振变换器50A还包括控制电路。控制电路包括电压检测电路、电流检测电路、模式判断电路和频率控制电路。
电压检测电路检测输出电压VOUT，并产生一个代表输出电压VOUT的反馈电压VFB。电流检测电路检测流过电感器Lr的电感电流Ir的值，并产生一个代表电感电流Ir的电流检测信号VCS。模式判断电路接收电流检测信号VCS，并根据电流检测信号VCS产生一个模式判断信号MC，用于判定谐振变换器50A工作在容性模式还是感性模式。频率控制电路接收电压反馈信号VFB和模式判断信号MC，并根据电压反馈信号VFB和模式判断信号MC产生高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2控制高侧开关管M1和低侧开关管M2的导通和关断频率。
电容器Cr与电感器Lr决定第一谐振频率fr1，电容器Cr与电感器Lr、电感器Lm决定第二谐振频率fr2，即：
f r 1 = 1 2 π L s C s , f r 2 = 1 2 π ( L s + L M ) C s
根据工作频率和负载的不同，采用LLC串并联谐振网络的谐振变换器100具有三种工作情况：(1)工作频率大于第一谐振频率fr1，谐振变换器300工作于感性区；(2)工作频率小于第一谐振频率fr1且大于第二谐振频率fr2，由负载决定谐振变换器100工作于感性区还是容性区；(3)工作频率小于第二谐振频率fr2，谐振变换器50A工作于容性区。
图2所示为谐振变换器50A工作于感性模式的关键波形50B的示意图。如图所示，t0-t1、t2-t3时刻为谐振变换器50A的死区时间。从图2可以看出，在高侧开关管M1导通时刻(t1)，电感电流Ir为负；当低侧开关管M2导通时刻(t3)，电感电流Ir为正，因此谐振变换器100工作在感性模式。在高侧开关管M1导通时刻(t1)和低侧开关管M2导通时刻(t3)，开关节点电压VSW的值分别为VIN-0.7V和-0.7V(其中0.7V为高侧开关管M1和低侧开关管M2的体二极管DM1、DM2的导通压降)，因此高侧开关管M1和低侧开关管M2均能实现零电压导通。
然而谐振变换器50A在启动、负载变化或负载短路等期间，常因为工作频率低而使得谐振变换器50A进入容性工作模式，导致不能实现高侧开关管M1和低侧开关管M2的零电压导通，高侧开关管M1和低侧开关管M2将被损坏。
通常，一旦谐振变换器50A进入容性工作模式，通常将通过频率控制电路增大谐振变换器50A的工作频率，使得谐振变换器50A从容性工作模式恢复至感性工作模式。
图3为现有的一个频率控制电路50C的简化示意图。如图3所示，频率控制电路50C接收模式判断信号MC和电压反馈信号VFB，并输出高侧开关M1的驱动信号VG1和低侧开关的驱动信号VG2。当谐振变换器50A进入容性模式后，模式判断信号MC将导通开关MSS，用于将软启动电容CSS放电，进而增大谐振变换器50A的工作频率。当谐振变换器50A的工作频率增大后，谐振变换器50A跳出容性工作模式返回感性工作模式。
由于软启动电容CSS的值很大，例如，通常为1uF，所以通过放电软启动电容CSS来增大谐振变换器50A的工作频率是一个缓慢的过程。
图4为现有的谐振变换器50A在容性工作模式和感性工作模式的驱动信号波形图50D。如图所示，频率设定电容CT的电压为VCT。感性工作模式下，电压VCT的波形如图中实线VCT-a所示，高侧开关驱动信号和低侧开关驱动信号如图中VG1_a和VG2_a所示。当谐振变换器50A进入容性模式，软启动电容CSS被放电，频率设定电容CT的充电电流Iset变大，此时电压VCT的波形如图中虚线VCT-b所示，高侧开关驱动信号和低侧开关驱动信号如图中VG1_b和VG2_b所示。从图4中可以看出，现有技术中，当谐振变换器50A进入容性模式后，其工作频率并不能快速变大使其从容性工作模式恢复。
因此，我们期望一种控制方法和电路，能使得谐振变换器具有一个更快的动态响应，快速从容性工作模式恢复感性工作模式。
发明内容
为了解决前面描述的一个问题或者多个问题，本发明提出与现有技术不同的用于谐振变换器的控制方法、电路和相应的谐振变换器。
本发明一方面提供了一种谐振变换器的控制方法。其中，谐振变换器包括至少具有一对以相同占空比互补导通和关断的高侧开关和低侧开关的逆变电路，通过改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率，将一输入电压转换为输出电压；谐振变换器还包括具有至少一个谐振电感和至少一个谐振电容的谐振网络；谐振变换器还包括一个频率设定电容，通过改变该频率设定电容的充电电流和放电电流进而改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率；其中，高侧开关和低侧开关具有一个公共端，谐振电感的一端和该公共端相连。所述控制方法，包括：检测流过谐振电感的电感电流，并产生一个代表电感电流的电流检测信号；根据电流检测信号判断谐振变换器工作在容性工作模式或感性工作模式；其中，谐振变换器包括N个上限阈值信号和N个下限阈值信号；N个上限阈值信号中的每一个一一对应N个下限阈值信号中的每一个；N个上限阈值信号中的每一个均大于对应的下限阈值信号，N为大于等于2的正整数；每一个上限阈值信号和对应的下限阈值信号作为一组阈值，分别与频率设定电容的电压比较，产生高侧开关控制信号和低侧开关控制信号分别用于控制高侧开关和低侧开关的导通和关断；高侧开关控制信号和低侧开关控制信号具有互补的第一逻辑状态和第二逻辑状态；当频率设定电容的电压大于上限阈值信号，高侧开关控制信号从第二逻辑状态变化至第一逻辑状态，低侧开关控制信号从第一逻辑状态变化至第二逻辑状态；当频率设定电容的电压小于下限阈值信号，高侧开关控制信号从第一逻辑状态变化至第二逻辑状态，低侧开关控制信号从第二逻辑状态变化至第一逻辑状态；其中，当谐振变换器工作在感性工作模式下，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号中最大的阈值信号和N个下限阈值信号中最小的阈值信号比较；以及当谐振变换器工作在容性工作模式下，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号一一比较，其中，改变N个上限阈值信号和N个下限阈值信号的值，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率。
本发明另一方面提供了一种用于谐振变换器的控制电路。其中，谐振变换器包括至少具有一对以相同占空比互补导通和关断的高侧开关和低侧开关的逆变电路，通过改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率，将一输入电压转换为输出电压；谐振变换器还包括具有至少一个谐振电感和至少一个谐振电容的谐振网络；其中，高侧开关和低侧开关具有一个公共端，谐振电感的一端和该公共端相连。所述控制电路包括：电压检测电路，耦接至谐振变换器的输出端检测其输出电压，并产生一个代表输出电压的反馈信号；电流检测电路，耦接至谐振网络，检测流过谐振电感的电感电流，并提供一个代表电感电流的电流检测信号；模式判断电路，接收电流检测信号，并根据电流检测信号产生一个模式判断信号，用于判断谐振变换器工作在容性工作模式或感性工作模式；以及频率控制电路，接收模式判断信号和反馈信号，并根据模式判断信号和反馈信号产生高侧开关控制信号和低侧开关控制信号，分别用于控制高侧开关和低侧开关的导通和关断；其中，频率控制电路包括一个频率设定电容，改变该频率设定电容的充电电流和放电电流，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率；其中，频率控制电路还包括N个上限阈值信号和N个下限阈值信号，N个上限阈值信号中的每一个一一对应N个下限阈值信号中的每一个；N个上限阈值信号中的每一个均大于对应的下限阈值信号，N为大于等于2的正整数；每一个上限阈值信号和对应的下限阈值信号作为一组阈值，分别与频率设定电容的电压比较，产生高侧开关控制信号和低侧开关控制信号分别用于控制高侧开关和低侧开关的导通和关断；高侧开关控制信号和低侧开关控制信号具有互补的第一逻辑状态和第二逻辑状态；当频率设定电容的电压大于上限阈值信号，高侧开关控制信号从第二逻辑状态变化至第一逻辑状态，低侧开关控制信号从第一逻辑状态变化至第二逻辑状态；当频率设定电容的电压小于下限阈值信号，高侧开关控制信号从第一逻辑状态变化至第二逻辑状态，低侧开关控制信号从第二逻辑状态变化至第一逻辑状态；其中，当谐振变换器工作在感性工作模式下，将该频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号中最大的阈值和N个下限阈值信号中最小的阈值信号比较；当谐振变换器工作在容性工作模式下，将该频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号一一比较，其中，改变N个上限阈值信号和N个下限阈值信号的值，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率。
本发明又一方面提供了一种谐振变换器，包括：逆变电路，至少包括一对以相同占空比互补导通和关断的高侧开关和低侧开关，通过改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率，将一输入电压转换为输出电压；谐振网络，包括第一电感器、第二电感器以及谐振电容，谐振网络用于将方波电压信号转换为交流电压信号，其中第二电感器与一隔离变压器的原边绕组并联；整流电路，耦接在隔离变压器的副边绕组和负载之间，用于将交流电压信号整流，并为负载提供直流输出电压信号；以及以上描述的控制电路。
根据本发明的实施例所提供的控制方法、电路和谐振变换器，具有电路简单、成本低、易于实现等优点。
附图说明
为了更好的理解本发明，将根据以下附图对本发明进行详细描述：
图1为现有的半桥LLC谐振变换器50A的简化示意图；
图2为现有的谐振变换器50A工作于感性模式的关键波形50B的示意图；
图3为现有的谐振变换器50A中频率控制电路50C的简化示意图；
图4为现有的谐振变换器50A在容性工作模式和感性工作模式的驱动信号波形50D示意图；
图5为根据本发明一实施例的频率控制电路100的电路原理图；
图6为根据图5所示实施例的频率控制电路100的主要参数波形200的示意图；
图7为根据本发明另一实施例的频率控制电路300的电路原理图；
图8为根据图7所示实施例的频率控制电路300的主要参数波形400示意图；
图9为根据本发明另一实施例的频率控制电路500的电路原理图；
图10为根据图9所示实施例的频率控制电路500的主要参数波形600的示意图；
图11为根据本发明一实施例的频率控制电路100和500中的下限可变阈值产生电路的原理图；
图12所示为根据本发明一实施例的频率控制电路300和500中的上限可变阈值产生电路的原理图；
图13所示为根据本发明一实施例的一个LLC谐振变换器700的电路原理图；
图14所示为根据本发明一实施例的谐振变换器的控制方法800的流程示意图。
下面将参考附图详细说明本发明的具体实施方式。贯穿所有附图相同的附图标记表示相同的或相似的部件或特征。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在下面对本发明的详细描述中，为了更好地理解本发明，描述了大量的细节。然而，本领域技术人员将理解，没有这些具体细节，本发明同样可以实施。为了清晰明了地阐述本发明，本文简化了一些具体结构和功能的详细描述。此外，在一些实施例中已经详细描述过的类似的结构和功能，在其它实施例中不再赘述。尽管本发明的各项术语是结合具体的示范实施例来一一描述的，但这些术语不应理解为局限于这里阐述的示范实施方式。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
图5所示为根据本发明一实施例的频率控制电路100的电路原理图。如图5所示，频率控制电路100具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。第一输入端接收一模式判断信号MC，第二输入端接收一反馈电压信号VFB代表谐振变换器的输出电压VOUT，其中模式判断信号MC为一个逻辑高低电平信号，具有第一逻辑状态(如逻辑高)表示谐振变换器处于容性工作模式和第二逻辑状态(如逻辑低)表示谐振变换器处于感性工作模式。频率控制电路100根据模式判断信号MC和电压反馈信号VFB产生一组频率可变的高侧驱动信号VG1和低侧驱动信号VG2用于导通和关断谐振变换器中的高侧开关和低侧开关，其中高侧驱动信号VG1和低侧驱动信号VG2为占空比相等、逻辑互补的高低电平信号，具有第一逻辑状态(如逻辑高)和第二逻辑状态(如逻辑低)。在理想情况下，高侧驱动信号VG1和低侧驱动信号VG2的占空比恒定为0.5。在一个实施例中，高侧驱动信号VG1具有第一逻辑状态(如逻辑高)时，高侧开关导通；具有第二逻辑状态(如逻辑低)时，高侧开关关断。在一个实施例中，低侧驱动信号VG2具有第一逻辑状态(如逻辑高)时，低侧开关导通；具有第二逻辑状态(如逻辑低)时，低侧开关关断。其中，当频率控制电路100进入容性工作模式(即：MC具有第一逻辑状态)，频率控制电路100增大高侧驱动信号VG1和低侧驱动信号VG2的工作频率。在一个实施例中，当电压反馈信号VFB低于一预设参考电压值，频率控制电路100减小高侧驱动信号VG1和低侧驱动信号VG2的工作频率；当电压反馈信号VFB高于一预设参考电压值，频率控制电路100增大高侧驱动信号VG1和低侧驱动信号VG2的工作频率。在一个实施例中，控制电路100包括频率设定模块10和驱动信号产生模块20。
在一个实施例中，频率设定模块10具有输入端和输出端。输入端接收电压反馈信号VFB，频率设定模块10根据电压反馈信号VFB产生一个充电电流和一个放电电流分别对一个频率设定电容CT进行充电和放电，以产生一个频率设定电压VCT。在一个实施例中，频率设定模块10包括第一电阻11、可变电阻12、第一镜像电流源13、第二镜像电流源14以及频率设定电容CT。在其他实施例中，频率设定电容CT作为单独的一个模块连接在整个频率控制电路100的外部。例如，在一个集成电路控制芯片中，频率设定模块10包括第一电阻11、可变电阻12、第一镜像电流源13和第二镜像电流源14，而频率设定电容CT连接在集成电路控制芯片的外部。
在图5所示实施例中，第一电阻11和可变电阻12串联连接在一内部直流电压VB和逻辑地之间，用于产生第一电流Iset。可变电阻12还包括一个控制端，用于接收电压反馈信号VFB，当谐振变换器的负载变化时，可变电阻12的值跟随变化，同时，第一电流Iset变化。例如，当谐振变换器的负载加重，输出电压VOUT被拉低，为了使输出电压VOUT维持在恒定值，谐振变换器的工作频率将变小。此时，可变电阻12的值变大，第一电流Iset变小(即频率设定电容CT的充电电流变小)，进而降低谐振变换器的的工作频率。在图5所示实施例中，可变电阻12被示意为一个光耦器件。在其他实施例中，可变电阻12也可以包括其他具有相同阻值变化功能的器件。
第一镜像电流源13为第一电流Iset的镜像，当频率设定电压VCT的值低于N个下限阈值信号(第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1和下限阈值信号VL)时，第一镜像电流源13用于给频率设定电容CT充电；第二镜像电流源14同样为第一电流Iset的镜像，当频率设定电容CT的值高于一个上限阈值信号VH时，第二镜像电流源14用于给频率设定电容CT放电，其中，频率设定电容CT的充电速率和放电速率相等。在图5所示实施例中，第一镜像电流源13与第二镜像电流源14的输入端相连形成一个公共端，频率设定电容CT连接在该公共端和地之间。其中，第一镜像电流源13的值为Iset，第二镜像电流源14的值为2*Iset。这样，频率设定电容CT将以相同的电流Iset充电和放电。
在一个实施例中，频率设定模块10还包括软启动电阻16、软启动电容17和软启放电开关18。软启动电阻16和软启动电容17串联连接，并与第一电阻11和可变电阻12并联连接在内部直流电压VB和逻辑地之间，共同产生第一电流Iset，用于在谐振变换器启动时，提供一个较大的第一电流Iset，进而使得系统在一个较高的工作频率下启动。软启放电开关18具有第一端、第二端和控制端。第一端和第二端分别连接在软启动电容17的两端，控制端接收模式判断信号MC。当谐振变换器进入容性模式阶段，软启放电开关18导通，软启动电容17通过软启放电开关18放电，第一电流Iset增大，系统工作频率升高，有利于快速恢复至感性工作模式。在其他实施例中，软启动电阻16和软启动电容17作为单独的一个模块连接在整个频率控制电路100的外部。例如，在一个集成电路控制芯片中，频率设定模块10包括软启放电开关18，而软启动电阻16和软启动电容17连接在集成电路控制芯片的外部。
在一个实施例中，驱动信号产生模块20具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。第一输入端接收模式判断信号MC，第二输入端接收频率设定电压VCT。驱动信号产生模块20根据模式判断信号MC产生N个可变的下限阈值信号：第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1和下限阈值信号VL，并将频率设定电压VCT与该N个可变的下限阈值信号(VL_1、VL_2、……、VL_N-1和VL)和上限阈值信号VH比较，产生高侧驱动信号VG1和低侧驱动信号VG2用于导通和关断谐振变换器的高侧开关和低侧开关。其中N为大于等于2的正整数。在一个实施例中，驱动信号产生模块20包括下限可变阈值产生电路21、第一比较电路22、第二比较电路23和逻辑电路24。
下限可变阈值产生电路21具有输入端和N个输出端。输入端接收模式判断信号MC，下限可变阈值产生电路21根据模式判断信号MC在N个输出端分别提供第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1和下限阈值信号VL。下限可变阈值产生电路21在每一个工作周期选通一个输出端有效，也即是每一个工作周期仅提供N个下限阈值信号中的一个。在一个实施例中，当模式判断信号MC为第二逻辑状态时(即：谐振变换器工作在感性工作模式)，下限可变阈值产生电路21只提供下限阈值信号VL。当模式判断信号MC为第一逻辑状态时(即：谐振变换器工作在容性工作模式)，下限可变阈值产生电路21按周期依次提供第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1和下限阈值信号VL。其中，上限阈值信号VH大于N个可变的下限阈值信号(VL_1、VL_2、……、VL_N-1和VL)。第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1和下限阈值信号VL的值依次变小，下限阈值信号VL的值最小。其中，改变上限阈值信号VH和N个下限阈值信号(VL_1、VL_2、……、VL_N-1和VL)的值，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率。
第一比较电路22具有第一输入端、第二输入端和输出端。第一输入端按周期依次接收N个下限阈值信号，第二输入端接收频率设定电压VCT。第一比较电路22将N个下限阈值信号分别与频率设定电压VCT比较，并在输出端提供第一比较信号CA1。在一个实施例中，第一比较电路22包括一个电压比较器，第一输入端为电压比较器的正向输入端，第二输入端为电压比较器的负向输入端。
第二比较电路23具有第一输入端、第二输入端和输出端。第一输入端接收频率设定电压VCT，第二输入端接收上限阈值信号VH。第二比较电路23将上限阈值信号VH与频率设定电压VCT比较，并在输出端提供第二比较信号CA2。在一个实施例中，第二比较电路23包括一个电压比较器，第一输入端为电压比较器的正向输入端，第二输入端为电压比较器的负向输入端。
逻辑电路24包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。第一输入端接收第一比较信号CA1，第二输入端接收第二比较信号CA2。逻辑电路24将第一比较信号CA1和第二比较信号CA2做逻辑运算，并在输出端提供高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2。在一个实施例中，逻辑电路24包括一个RS触发器，第一输入端为RS触发器的置位端，第二输入端为RS触发器的复位端。
当频率设定电压VCT大于上限阈值信号VH时，高侧开关控制信号VG1从第二逻辑状态(如逻辑低)变化至第一逻辑状态(如逻辑高)，低侧开关控制信号VG2从第一逻辑状态(如逻辑高)变化至第二逻辑状态(如逻辑低)；当频率设定电压VCT小于N个下限阈值信号中任意一个时，高侧开关控制信号VG1从第一逻辑状态(如逻辑高)变化至第二逻辑状态(如逻辑低)，低侧开关控制信号VG2从第二逻辑状态(如逻辑低)变化至第一逻辑状态(如逻辑高)。
此外，在图5所示的实施例中，第一比较信号CA1耦接至第一镜像电流源13的控制端，控制频率设定电容CT充电；第二比较信号CA2耦接第二镜像电流源14的控制端，控制频率设定电容CT放电。在又一个实施例中，第一比较电路22和第二比较电路23可以由一个滞环比较器代替。
图6所示为根据图5所示实施例的频率控制电路100的主要参数波形200的示意图。如图6所示，下限可变阈值产生电路21提供N个下限阈值信号：第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1以及下限阈值信号VL。在感性工作模式下，频率设定电压VCT将仅与下限阈值信号VL和上限阈值信号VH比较，产生高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2。在容性工作模式下，频率设定电压VCT将分别与N个下限阈值信号(第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1以及下限阈值信号VL)和上限阈值信号VH比较，产生高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2。从图6中可以看出，在容性模式下的高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2的工作频率显著增大，动态响应好。此外，需要说明的是，图6所示的波形图对应的实施例500中，并不包含软启动电阻16、软启动电容17和软启放电开关18。如果叠加软启电容17被放电的过程，相比图4中现有技术所示，高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2的工作频率更高，动态响应迅速。在一个实施例中，可以通过设置选择不同的第一下限阈值信号VL_1来改变容性模式下系统的动态响应速度。比如，第一下限阈值信号VL_1的值越大，其动态响应越快。选择合适的第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1的值有利于系统从容性工作模式平滑恢复到感性工作模式。
图7所示为根据本发明另一实施例的频率控制电路300的电路原理图。与图5所示频率控制电路100相比，频率控制电路300用驱动信号产生模块30代替了驱动信号产生模块20。
在一个实施例中，驱动信号产生模块30具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。第一输入端接收模式判断信号MC，第二输入端接收频率设定电压VCT。驱动信号产生模块30根据模式判断信号MC产生N个可变的上限阈值信号：第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及上限阈值信号VH，并将频率设定电压VCT与该N个可变的上限阈值信号VH_1、VH_2、……、VH_N-1、VH和下限阈值信号VL分别比较，产生高侧驱动信号VG1和低侧驱动信号VG2用于导通和关断谐振变换器中的高侧开关和低侧开关。其中N为大于等于2的正整数。在一个实施例中，驱动信号产生模块30包括上限可变阈值产生电路31、第一比较电路22、第二比较电路23以及逻辑电路24。
上限可变阈值产生电路31具有输入端和N个输出端。输入端接收模式判断信号MC，上限可变阈值产生电路31根据模式判断信号MC在N个输出端分别提供第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及上限阈值信号VH。上限可变阈值产生电路31在每一个工作周期选通一个输出端有效，也即是每一个工作周期仅提供N个上限阈值信号中的一个。在一个实施例中，当模式判断信号MC为第二逻辑状态时(即：谐振变换器工作在感性工作模式)，上限可变阈值产生电路31只提供上限阈值信号VH。当模式判断信号MC为第一逻辑状态时(即：谐振变换器工作在容性工作模式)，上限可变阈值产生电路31按周期依次提供第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1和上限阈值信号VH。其中，N个上限阈值信号(VH_1、VH_2、……、VH_N-1和VH)中的每一个大于下限阈值信号VL。第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1和上限阈值信号VH的值依次变大，上限阈值信号VH的值最大。其中，改变N个上限阈值信号(VH_1、VH_2、……、VH_N-1和VH)和下限阈值信号VL的值，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率。第一比较电路22具有第一输入端、第二输入端和输出端。第一输入端按周期依次接收下限阈值信号VL，第二输入端接收频率设定电压VCT。第一比较电路22将下限阈值信号VL与频率设定电压VCT比较，并在输出端提供第一比较信号CA1。在一个实施例中，第一比较电路22包括一个电压比较器，第一输入端为电压比较器的正向输入端，第二输入端为电压比较器的负向输入端。
第二比较电路23具有第一输入端、第二输入端和输出端。第一输入端接收频率设定电压VCT，第二输入端接收N个下限阈值信号。第一比较电路22将N个上限阈值信号分别与频率设定电压VCT比较，并在输出端提供第二比较信号CA2。在一个实施例中，第二比较电路23包括一个电压比较器，第一输入端为电压比较器的正向输入端，第二输入端为电压比较器的负向输入端。
逻辑电路24包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。第一输入端接收第一比较信号CA1，第二输入端接收第二比较信号CA2。逻辑电路24将第一比较信号CA1和第二比较信号CA2做逻辑运算，并在输出端提供高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2。在一个实施例中，逻辑电路24包括一个RS触发器，第一输入端为RS触发器的置位端，第二输入端为RS触发器的复位端。
当频率设定电压VCT大于N个上限阈值信号(第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1和上限阈值信号VH)中任意一个时，高侧开关控制信号VG1从第二逻辑状态(如逻辑低)变化至第一逻辑状态(如逻辑高)，低侧开关控制信号VG2从第一逻辑状态(如逻辑高)变化至第二逻辑状态(如逻辑低)；；当频率设定电压VCT小于下限阈值信号VL时，高侧开关控制信号VG1从第一逻辑状态(如逻辑高)变化至第二逻辑状态(如逻辑低)，低侧开关控制信号VG2从第二逻辑状态(如逻辑低)变化至第一逻辑状态(如逻辑高)。
此外，第一比较信号CA1耦接至第一镜像电流源13的控制端，控制频率设定电容CT充电；第二比较信号CA2耦接第二镜像电流源14的控制端，控制频率设定电容CT放电。在又一个实施例中，第一比较电路22和第二比较电路23可以由一个滞环比较器代替。
图8所示为根据图7所示实施例的频率控制电路300的主要参数波形400示意图。如图8所示，上限可变阈值产生电路31提供N个上限阈值信号：第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及上限阈值信号VH。在感性工作模式下，频率设定电压VCT将仅与下限阈值信号VL和上限阈值信号VH比较，产生高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2。在容性工作模式下，频率设定电压VCT将分别与N个上限阈值信号(第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_n-1以及上限阈值信号VH)和下限阈值信号VL比较，产生高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2。从图8中可以看出，在容性模式下的高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2的工作频率显著增大，动态响应好。此外，需要说明的是，图8所示的波形图对应的实施例7中，并不包含软启动电阻16、软启动电容17和软启放电开关18。如果叠加软启电容17被放电的过程，相比图4中现有技术所示，高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2的工作频率更高，动态响应迅速。在一个实施例中，可以通过设置选择不同的第一上限阈值信号VH_1来改变容性模式下系统的动态响应速度。比如，第一上限阈值信号VH_1的值越大，其动态响应越快。选择合适的第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1的值有利于系统从容性工作模式平滑恢复到感性工作模式。
图9所示为根据本发明另一实施例的频率控制电路500的电路原理图。与图5所示频率控制电路100相比，频率控制电路500用一个驱动信号产生模块40代替了驱动信号产生模块20。
在一个实施例中，驱动信号产生模块40具有第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。第一输入端接收模式判断信号MC，第二输入端接收频率设定电压VCT。驱动信号产生模块40根据模式判断信号MC产生N个可变的上限阈值信号(第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及上限阈值信号VH)和N个可变的下限阈值信号(第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1和下限阈值信号VL)。N个上限阈值信号中的每一个对应N个下限阈值中的每一个，比如，第一上限阈值信号VH_1对应第一下限阈值信号VL_1，第二上限阈值信号VH_2对应第二下限阈值信号VL_2，……，依次类推。驱动信号产生模块40将频率设定电压VCT与该N个可变的上限阈值信号和N个可变的下限阈值信号分别进行一一比较，以产生高侧驱动信号VG1和低侧驱动信号VG2用于导通和关断谐振变换器的高侧开关和低侧开关。其中N为大于等于2的正整数。例如，频率设定电压VCT分别与第一上限阈值信号VH_1和第一下限阈值信号VL_1比较，紧接着，频率设定电压VCT分别与第二上限阈值信号VH_2和第二下限阈值信号VL_2比较，……，依次类推。在一个实施例中，驱动信号产生模块40包括下限可变阈值产生电路21、上限可变阈值产生电路31、第一比较电路22、第二比较电路23和逻辑电路24。
下限可变阈值产生电路21具有输入端和N个输出端。输入端接收模式判断信号MC，下限可变阈值产生电路21根据模式判断信号MC在N个输出端提供分别第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1以及下限阈值信号VL。下限可变阈值产生电路21在每一个工作周期选通一个输出端有效，也即是每一个工作周期仅提供N个下限阈值信号中的一个。在一个实施例中，当模式判断信号MC为第二逻辑状态时(即：谐振变换器工作在感性工作模式)，下限可变阈值产生电路21只提供下限阈值信号VL。当模式判断信号MC为第一逻辑状态时(即：谐振变换器工作在容性工作模式)，下限可变阈值产生电路21按周期依次提供第一下限阈值信号VL_1，第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1和下限阈值信号VL。
上限可变阈值产生电路31具有输入端和N个输出端。输入端接收模式判断信号MC，上限可变阈值产生电路31根据模式判断信号MC在N个输出端提供第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及上限阈值信号VH。上限可变阈值产生电路31在每一个工作周期选通一个输出端有效，也即是每一个工作周期仅提供N个上限阈值信号中的一个。在一个实施例中，当模式判断信号MC为第二逻辑状态时(即：谐振变换器工作在感性工作模式)，上限可变阈值产生电路31只提供上限阈值信号VH。当模式判断信号MC为第一逻辑状态时(即：谐振变换器工作在容性工作模式)，上限可变阈值产生电路31按周期依次提供第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2，……、第N-1上限阈值信号VH_N-1和上限阈值信号VH。其中，N个上限阈值信号(VH_1、VH_2、……、VH_N-1和VH)大于N个可变的下限阈值信号(VL_1、VL_2、……、VL_N-1和VL)。第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1和下限阈值信号VL的值依次变小，下限阈值信号VL的值最小。第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1和上限阈值信号VH的值依次变大，上限阈值信号VH的值最大。其中，改变N个上限阈值信号和N个下限阈值信号的值，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率。
第一比较电路22具有第一输入端、第二输入端和输出端。第一输入端按周期依次接收N个下限阈值信号，第二输入端接收频率设定电压VCT。第一比较电路22将N个下限阈值信号分别与频率设定电压VCT比较，并在输出端提供第一比较信号CA1。在一个实施例中，第一比较电路22包括一个电压比较器，第一输入端为电压比较器的正向输入端，第二输入端为电压比较器的负向输入端。
第二比较电路23具有第一输入端、第二输入端和输出端。第一输入端接收频率设定电压VCT，第二输入端按周期依次接收N个下限阈值信号。第一比较电路22将N个上限阈值信号分别与频率设定电压VCT比较，并在输出端提供第二比较信号CA2。在一个实施例中，第二比较电路23包括一个电压比较器，第一输入端为电压比较器的正向输入端，第二输入端为电压比较器的负向输入端。
逻辑电路24包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端。第一输入端接收第一比较信号CA1，第二输入端接收第二比较信号CA2。逻辑电路24将第一比较信号CA1和第二比较信号CA2做逻辑运算，并在输出端提供高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2。在一个实施例中，逻辑电路24包括一个RS触发器，第一输入端为RS触发器的置位端，第二输入端为RS触发器的复位端。
当频率设定电压VCT大于N个上限阈值信号中任意一个，高侧开关控制信号VG1具有第一逻辑状态(如逻辑高)，低侧开关控制信号VG2具有第二逻辑状态(如逻辑低)；当频率设定电压VCT小于N个下限阈值信号中任意一个时，高侧开关控制信号VG1具有第二逻辑状态(如逻辑低)，低侧开关控制信号VG2具有第一逻辑状态(如逻辑高)。
此外，第一比较信号CA1耦接至第一镜像电流源13的控制端，控制频率设定电容CT充电；第二比较信号CA2耦接第二镜像电流源14的控制端，控制频率设定电容CT放电。在又一个实施例中，第一比较电路22和第二比较电路23可以由一个滞环比较器代替。
图10所示为根据图9所示实施例的频率控制电路500的主要参数波形600的示意图。如图10所示，下限可变阈值产生电路21提供N个下限阈值信号：第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1以及下限阈值信号VL。上限可变阈值产生电路31提供N个上限阈值信号：第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及上限阈值信号VH。在感性工作模式下，频率设定电压VCT将仅与下限阈值信号VL和上限阈值信号VH比较，产生高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2。在容性工作模式下，频率设定电压VCT将分别与N个上限阈值信号(第一上限阈值信号VH_1、第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及上限阈值信号VH)和N个下限阈值信号VL(第一下限阈值信号VL_1、第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1以及下限阈值信号VL)一一对应比较，产生高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2。从图10中可以看出，在容性工作模式下，相比于频率控制电路100和频率控制电路30中的高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2的工作频率，频率控制电路500中的高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2的工作频率更高，动态响应更好。此外，需要说明的是，图10所示的波形图600对应的实施例500中，并不包含软启动电阻16、软启动电容17和软启放电开关18，如果叠加软启电容17被放电的过程，相比图4中现有技术所示，高侧开关控制信号VG1和低侧开关控制信号VG2的工作频率更高，动态响应更迅速。在一个实施例中，可以通过设置选择不同的第一上限阈值信号VH_1和第一下限阈值信号VL_1来改变容性模式下系统的动态响应速度。比如，第一下限阈值信号VL_1的值越大，第一上限阈值信号VH_1的值越小，其动态响应越快。选择合适的第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1的值有利于系统从容性工作模式平滑恢复到感性工作模式。
图11所示为根据本发明一实施例的频率控制电路100和500中的下限可变阈值产生电路21的原理图。如图11所示实施例中，下限可变阈值产生电路21包括N个串联连接在内部供电电压VB和逻辑地之间的电阻、N个可控开关(3_1、3_2、……、3_N-1和3_N)、时钟信号发生器41以及反相器51。
时钟信号发生器41的输入端接收模式判断信号MC，当模式判断信号MC有效时(例如MC具有第一逻辑状态，即逻辑高状态，代表谐振变换器进入容性工作模式)，时钟信号发生器41在其N-1个输出端输出N-1个不同的时钟信号CLK_1、CLK_2、……、CLK_N-1。
N个可控开关(3_1、3_2、……、3_N-1和3_N)的每一个具有第一端、第二端以及控制端。其中，可控开关3_1、3_2、…、3_N-1中的任意一个的第一端连接在对应两个电阻的公共端，控制端接收分别对应的N-1个不同的时钟信号CLK_1、CLK_2、……、CLK_N-1中的一个，并在其第二端提供对应的下限阈值信号。例如，第一可控开关3_1的第一端连接在第一电阻R_1和第二电阻R_2之间，第一可控开关3_1的控制端接收第一时钟信号CLK_1，并在其第二端输出第一下限阈值信号VL_1。其他以此类推。可控开关3_N中的第一端连接在对应两个电阻R_N-1和R_N的公共端，控制端通过一个反相器51接收模式判断信号MC，并在其第二端提供下限阈值信号VL。
当模式判断信号MC有效时(例如MC具有第一逻辑状态，即逻辑高状态，代表谐振电路进入容性模式)，可控开关3_1、3_2、……、3_N-1中的每一个依次导通，可控开关3_N断开；当模式判断信号MC无效时(例如MC具有第二逻辑状态，即逻辑低状态，代表谐振电路位于感性模式)，可控开关3_1、3_2、……、3_N-1关断，可控开关3_N导通为谐振变换器提供一个不变的下限阈值信号VL。在图11所示实施例中，下限阈值信号VL的值最小，第一下限阈值信号VL_1的值最大。
图12所示为根据本发明一实施例的频率控制电路300和500中的上限可变阈值产生电路31的原理图。如图12所示实施例中，下限可变阈值产生电路31包括N个串联连接在内部供电电压VB和逻辑地之间的电阻、N个可控开关(3_1、3_2、……、3_N-1和3N)、时钟信号发生器41以及反相器51。
时钟信号发生器41的输入端接收模式判断信号MC，当模式判断信号MC有效时(例如MC具有第一逻辑状态，即逻辑高状态，代表谐振变换器进入容性工作模式)，在其N-1个输出端输出N-1个不同的时钟信号CLK_1、CLK_2、……、CLK_N-1。
N个可控开关(3_1、3_2、……、3_N-1和3_N)的每一个具有第一端、第二端以及控制端。其中，可控开关3_1、3_2、……、3_N-1中的任意一个的第一端连接在对应两个电阻的公共端，控制端接收对应的N-1个不同的时钟信号CLK_1、CLK_2、……、CLK_N-1中的一个，并在其第二端提供对应的上限阈值信号。例如，第一可控开关3_1的第一端连接在第一电阻R_1和第二电阻R_2之间，第一可控开关3_1的控制端接收第一时钟信号CLK_1，并在其第二端输出第一上限阈值信号VH_1。其他以此类推。可控开关3_N中的第一端连接在对应两个电阻R_N-1和R_N的公共端，控制端通过一个反相器51接收模式判断信号MC，并在其第二端提供上限阈值信号VH。
当模式判断信号MC有效时(例如MC具有第一逻辑状态，即逻辑高状态，代表谐振变换器进入容性工作模式)，可控开关3_1、3_2、……、3_N-1中的每一个依次导通，可控开关3_N断开；当模式判断信号MC无效时(例如MC具有第二逻辑状态，即逻辑低状态，代表谐振变换器位于感性工作模式)，可控开关3_1、3_2、……、3_N-1关断，可控开关3_N导通为谐振变换器提供一个不变的上限阈值信号VH。在图12所示实施例中，上限阈值信号VH的值最大，第一上限阈值信号VH_1的值最小。
图11、12所示的下限可变阈值产生电路21和上限可变阈值产生电路31的一个实施例。在其他实施例中，也可以通过多种电路结构产生多个可变的上限阈值信号和下限阈值信号。比如，在一个实施例中，可通过多个镜像电流源来产生多个不同的上限阈值信号和下限阈值信号。
图13所示为根据本发明一实施例的一个LLC谐振变换器700的电路原理图。如图所示，谐振变换器700包括逆变电路701、谐振网络702、隔离变压器T以及整流滤波电路703。逆变电路701采用半桥结构，包括串联连接在直流电压源VIN两端的高侧开关管M1和低侧开关管M2，这两个开关管由一对占空比相同的逻辑互补的控制信号VG1和VG2来控制。通过控制信号VG1和VG2控制高侧开关M1和低侧开关M2以相同占空比互补导通和关断，逆变电路701将直流电压VIN转换为方波电压VSW。在其示例中，逆变电路701可包括其他结构，比如全桥逆变电路等拓扑结构。
谐振网络702包括由第一电感器Lr、第二电感器Lm以及谐振电容Cr组成的LLC串并联谐振网络，其中第二电感器Lm与隔离变压器T的原边绕组并联。通常第二电感器Lm为隔离变压器T的励磁电感。谐振网络702将方波电压信号VSW转换为交流电压信号。
整流电路703耦接至隔离变压器T的副边绕组和负载之间，包括第一和第二整流二极管D1、D2和输出电容器Co，其中第一整流二极管D1的阳极耦接至副边绕组的第一端，第二整流管D2的阳极耦接至副边绕组的第二端。输出电容器Co具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第一整流二极管D1的阴极和第二整流二极管D2的阴极，第二端耦接至副边参考地。在其示例中，整流电路703可具有其他结构。整流电路703通过变压器接收谐振网络702输出的交流信号，并将交流电压信号整流为半波直流电压信号并为负载提供直流输出电压VOUT。
谐振变换器700还包括控制电路。控制电路包括电压检测电路704、电流检测电路705、模式判断电路706以及频率控制电路707。
电压检测电路704耦接至谐振变换器700的输出端，检测输出电压VOUT，并产生一个代表输出电压VOUT的反馈信号VFB。在图13所示实施例中，电压检测电路704包括分压电阻RA、RB和光耦器件OC。分压电阻RA和RB串联连接在输出电压VOUT和地之间，光耦器件一端耦接在分压电阻RA和RB的公共端，另一端藕节至频率控制电路。光耦器件OC接收分压电阻RA和RB公共端的电压，并产生一个代表输出电压VOUT的反馈信号VFB至变压器原边的频率控制电路，同时实现变压器原边和副边的隔离作用。反馈信号VFB包括电压信号、电流信号等合适的信号形式，用以反映输出电压VOUT的变化。
电流检测电路705，耦接至谐振网络702，检测高侧开关管M1和低侧开关管M2关断时刻的流过电感Lr的电感电流Ir的值，并产生一个代表电感电流Ir的电流检测信号VCS。在图13所示实施例中，电流检测电路705包括串联连接的采样电容Cs和采样电阻Rs。其中，采样电阻Rs的另一端接逻辑地，采样电容Cs的另一端连接至变压器原边和谐振电容Cr的公共端。采样电容Cs和采样电阻Rs的公共端作为电流检测电路705的输出端提供电流检测信号VCS。
模式判断电路706接收电流检测信号VCS，并根据电流检测信号VCS产生一个模式判断信号MC，用于判定谐振变换器700工作在容性工作模式还是感性工作模式。在一个实施例中，检测低侧开关管M2关断时刻电流检测信号VCS的值，当电流检测信号VCS的值为负，代表电感电流Ir为负，谐振变换器700工作在感性工作模式；如果电流检测信号VCS的值为正，代表电感电流Ir为正，谐振变换器700工作在容性工作模式。在一个实施例中，检测高侧开关管M1关断时刻电流检测信号VCS的值，电流检测信号VCS的值为正，代表电感电流Ir为正，谐振变换器700工作在感性工作模式；如果电流检测信号VCS的值为负，代表电感电流Ir为负，谐振变换器700工作在容性工作模式。
在一个实施例中，模式判断电路706包括第一下降沿触发电路71、第二下降沿触发电路72、第一过零比较器73、第二过零比较器74和逻辑门电路75。第一下降沿触发电路71接收电流检测信号VCS和高侧驱动信号VG1，用于在高侧驱动信号VG1的下降沿时刻检测电流检测信号VCS的值，并输出第一电流检测信号VCS1。第二下降沿触发电路72接收电流检测信号VCS和低侧驱动信号VG2，用于在低侧驱动信号VG2的下降沿时刻检测电流检测信号VCS的值，并输出第二电流检测信号VCS2。第一过零比较器73接收第一电流检测信号VCS1、并将第一电流检测信号VCS1与第一过零阈值信号VTH1比较，输出第一模式判断信号V1，当第一电流检测信号VCS1小于第一过零阈值信号VTH1时，第一模式判断信号V1有效(比如，逻辑低)。第二过零比较器74接收第二电流检测信号VCS2、并将第二电流检测信号VCS2与第二过零阈值信号VTH2比较，输出第二模式判断信号V2，当第二电流检测信号VCS2大于第二过零阈值信号VTH2时，第二模式判断信号V2有效(比如，逻辑低)。逻辑门电路75接收第一模式判断信号V1和第二模式判断信号V2，并将第一模式判断信号V1和第二模式判断信号V2做逻辑运算，并输出模式判断信号MC。当第一模式判断信号V1和第二模式判断信号V2任意一个有效时，模式判断信号MC有效(逻辑高)，代表谐振变换器700进入容性模式。在一个实施例中，第一阈值信号VTH1为略小于0的一个值，如-80mV。第二阈值信号VTH2为略大于0的一个值，如80mV。因此，例如在一个实施例中，在低侧开关管M2关断时刻，电流检测信号VCS小于-80mV代表谐振变换器700工作在感性工作模式，大于80mV代表谐振变换器700工作在容性工作模式；在高侧开关管M1关断时刻，电流检测信号VCS大于80mV代表谐振变换器700工作在感性工作模式，小于-80mV代表谐振变换器700工作在容性工作模式。
频率控制电路包括图5中的频率控制电路100、图7中的频率控制电路300以及图9中的频率控制电路500中的任意一个。具体结构参见前面的描述，将不再累述。
图14所示为根据本发明一实施例的谐振变换器的控制方法800的流程示意图。图14所涉及的谐振变换器包括至少具有一对占空比相等互补导通和关断的高侧开关M1和低侧开关M2的逆变电路701，通过改变高侧开关M1和低侧开关M2的导通和关断频率，将一输入电压VIN转换为输出电压VOUT；谐振变换器还包括具有至少一个谐振电感Lr和至少一个谐振电容Cr的谐振网络702；谐振变换器还包括一个频率设定电容CT，通过改变该频率设定电容CT的充电电流和放电电流进而改变高侧开关M1和低侧开关M2的导通和关断频率；其中，高侧开关M1和低侧开关M2具有一个公共端，谐振电感Lr的一端和该公共端相连。如图14所示，控制方法800包括步骤810-830。
步骤810，检测流过变压器原边谐振电感Lr的电感电流Ir，并产生一个代表电感电流Ir的电流检测信号VCS。
步骤820，根据电流检测信号VCS判断谐振变换器是否进入容性工作模式。在一个实施例中，步骤820包括将电流检测信号VCS与过零阈值信号VTH比较。如果谐振变换器未进入容性工作模式，转至步骤840；如果谐振变换器进入容性工作模式，转至步骤830。
步骤830，将频率设定电容CT的电压值VCT分别与N个上限阈值和N个下限阈值比较，产生频率增大的高侧开关M1和低侧开关M2的驱动信号VG1和VG2。其中，N个上限阈值一一对应N个下限阈值；每一个上限阈值均大于对应的下限阈值，N为大于等于2的自然数。改变N个上限阈值和N个下限阈值的值，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率。
步骤840，将频率设定电容CT的电压VCT分别与N个上限阈值中最大的阈值VH和N个下限阈值中最小的阈值VL比较，产生高侧开关M1和低侧开关M2的驱动信号VG1和VG2用于控制高侧开关M1和低侧开关M2的导通和关断。
在一个实施例中，步骤820中判断谐振变换器是否进入容性工作模式包括步骤821：判定高侧开关M1关断时刻，谐振电感的电流Ir是否大于过零阈值(在一个实施例中，过零阈值为一个滞环信号，包括第一阈值和第二阈值，例如80mV和-80mV)，如果谐振电感的电流Ir大于过零阈值(例如80mV)，则谐振变换器工作于感性工作模式；如果谐振电感的电流Ir小于过零阈值(例如-80mV)，则谐振变换器工作于容性工作模式。在一个实施例中，步骤820中判断谐振变换器是否进入容性工作模式包括步骤822：判定低侧开关M2关断时刻，谐振电感的电流Ir是否小于过零阈值(在一个实施例中，过零阈值为一个滞环信号，包括第一阈值和第二阈值，例如80mV和-80mV)，如果谐振电感的电流Ir大于过零阈值(例如80mV)，则谐振变换器工作于容性工作模式；如果谐振电感的电流Ir小于过零阈值(例如-80mV)，则谐振变换器工作于感性工作模式。
在一个实施例中，步骤830中将频率设定电容CT的电压值VCT分别与N个上限阈值和N个下限阈值比较包括步骤831：将频率设定电容的电压值VCT与固定上限阈值VH和N个可变下限阈值(第一下限阈值信号VL_1，第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1以及下限阈值信号VL)一一比较。
在一个实施例中，步骤830中将频率设定电容CT的电压值VCT分别与N个上限阈值和N个下限阈值比较包括步骤832：将频率设定电容的电压值VCT与固定下限阈值VL和N个可变上限阈值(第一上限阈值信号VH_1，第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及上限阈值信号VH)一一比较。
在一个实施例中，步骤830中将频率设定电容CT的电压值VCT分别与N个上限阈值和N个下限阈值比较包括步骤833：将频率设定电容的电压值VCT与N个可变下限阈值(第一下限阈值信号VL_1，第二下限阈值信号VL_2、……、第N-1下限阈值信号VL_N-1以及下限阈值信号VL)和N个可变上限阈值(第一上限阈值信号VH_1，第二上限阈值信号VH_2、……、第N-1上限阈值信号VH_N-1以及上限阈值信号VH)一一比较。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (15)

1.一种用于谐振变换器的控制方法，其中，谐振变换器包括至少具有一对以相同占空比互补导通和关断的高侧开关和低侧开关的逆变电路，通过改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率，将一输入电压转换为输出电压；谐振变换器还包括具有至少一个谐振电感和至少一个谐振电容的谐振网络；谐振变换器还包括一个频率设定电容，通过改变该频率设定电容的充电电流和放电电流进而改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率；其中，高侧开关和低侧开关具有一个公共端，谐振电感的一端和该公共端相连；所述控制方法，包括：
检测流过谐振电感的电感电流，并产生一个代表电感电流的电流检测信号；
根据电流检测信号判断谐振变换器工作在容性工作模式或感性工作模式；
其中，谐振变换器包括N个上限阈值信号和N个下限阈值信号；N个上限阈值信号中的每一个一一对应N个下限阈值信号中的每一个；N个上限阈值信号中的每一个均大于对应的下限阈值信号，N为大于等于2的正整数；每一个上限阈值信号和对应的下限阈值信号作为一组阈值，分别与频率设定电容的电压比较，产生高侧开关控制信号和低侧开关控制信号分别用于控制高侧开关和低侧开关的导通和关断；高侧开关控制信号和低侧开关控制信号具有互补的第一逻辑状态和第二逻辑状态；当频率设定电容的电压大于上限阈值信号，高侧开关控制信号从第二逻辑状态变化至第一逻辑状态，低侧开关控制信号从第一逻辑状态变化至第二逻辑状态；当频率设定电容的电压小于下限阈值信号，高侧开关控制信号从第一逻辑状态变化至第二逻辑状态，低侧开关控制信号从第二逻辑状态变化至第一逻辑状态；其中
当谐振变换器工作在感性工作模式下，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号中最大的阈值信号和N个下限阈值信号中最小的阈值信号比较；以及
当谐振变换器工作在容性工作模式下，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号一一比较，其中，改变N个上限阈值信号和N个下限阈值信号的值，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率。
2.如权利要求1所述的控制方法，其中，根据电流检测信号判断谐振变换器工作在容性工作模式或感性工作模式的步骤包括：
判定高侧开关关断时刻，电感电流是否大于过零阈值，其中，如果电感电流大于过零阈值，则谐振变换器工作于感性工作模式；如果电感电流小于过零阈值，则谐振变换器工作于容性工作模式；以及
判定低侧开关关断时刻，电感电流是否大于过零阈值，其中，如果电感电流大于过零阈值，则谐振变换器工作于容性工作模式；如果电感电流小于过零阈值，则谐振变换器工作于感性工作模式。
3.如权利要求2所述的控制方法，其中，过零阈值为一个滞环信号，包括第一阈值和第二阈值，其中，第一阈值大于零，第二阈值小于零；其中
判定高侧开关关断时刻，电感电流是否大于第一阈值，其中，如果电感电流大于第一阈值，则谐振变换器工作于感性工作模式；如果电感电流小于第二阈值，则谐振变换器工作于容性工作模式；以及
判定低侧开关关断时刻，电感电流是否小于第二阈值，其中，如果电感电流大于第一阈值，则谐振变换器工作于容性工作模式；如果电感电流小于第二阈值，则谐振变换器工作于感性工作模式。
4.如权利要求1所述的控制方法，其中，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号比较的步骤包括：
将频率设定电容的电压值分别与N个相同的上限阈值信号和N个可变下限阈值信号一一对比。
5.如权利要求1所述的控制方法，其中，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号比较的步骤包括：
将频率设定电容的电压值分别与N个相同的下限阈值信号和N个可变上限阈值信号一一对比。
6.如权利要求1所述的控制方法，其中，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号比较的步骤包括：
将频率设定电容的电压值分别与N个可变下限阈值信号和N个可变上限阈值信号一一对比，其中，N个可变的上限阈值信号一一对应N个可变的下限阈值信号，N个可变的上限阈值信号中的每一个均大于对应的下限阈值信号。
7.一种用于谐振变换器的控制电路，其中，谐振变换器包括至少具有一对以相同占空比互补导通和关断的高侧开关和低侧开关的逆变电路，通过改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率，将一输入电压转换为输出电压；谐振变换器还包括具有至少一个谐振电感和至少一个谐振电容的谐振网络；其中，高侧开关和低侧开关具有一个公共端，谐振电感的一端和该公共端相连；所述控制电路，包括：
电压检测电路，耦接至谐振变换器的输出端检测其输出电压，并产生一个代表输出电压的反馈信号；
电流检测电路，耦接至谐振网络，检测流过谐振电感的电感电流，并提供一个代表电感电流的电流检测信号；
模式判断电路，接收电流检测信号，并根据电流检测信号产生一个模式判断信号，用于判断谐振变换器工作在容性工作模式或感性工作模式；以及
频率控制电路，接收模式判断信号和反馈信号，并根据模式判断信号和反馈信号产生高侧开关控制信号和低侧开关控制信号，分别用于控制高侧开关和低侧开关的导通和关断；其中，
频率控制电路包括一个频率设定电容，改变该频率设定电容的充电电流和放电电流，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率；其中，频率控制电路还包括N个上限阈值信号和N个下限阈值信号，N个上限阈值信号中的每一个一一对应N个下限阈值信号中的每一个；N个上限阈值信号中的每一个均大于对应的下限阈值信号，N为大于等于2的正整数；每一个上限阈值信号和对应的下限阈值信号作为一组阈值，分别与频率设定电容的电压比较，产生高侧开关控制信号和低侧开关控制信号分别用于控制高侧开关和低侧开关的导通和关断；高侧开关控制信号和低侧开关控制信号具有互补的第一逻辑状态和第二逻辑状态；当频率设定电容的电压大于上限阈值信号，高侧开关控制信号从第二逻辑状态变化至第一逻辑状态，低侧开关控制信号从第一逻辑状态变化至第二逻辑状态；当频率设定电容的电压小于下限阈值信号，高侧开关控制信号从第一逻辑状态变化至第二逻辑状态，低侧开关控制信号从第二逻辑状态变化至第一逻辑状态；其中，
当谐振变换器工作在感性工作模式下，将该频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号中最大的阈值和N个下限阈值信号中最小的阈值信号比较；
当谐振变换器工作在容性工作模式下，将该频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号一一比较，其中，改变N个上限阈值信号和N个下限阈值信号的值，可改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率。
8.如权利要求7所述的控制电路，其中，所述频率控制电路包括：
频率设定模块，接收反馈信号，并根据反馈信号产生一个充电电流和放电电流对频率设定电容进行充电和放电，并提供一个频率设定电压信号代表频率设定电容的电压；其中，当频率设定电容的电压信号小于N个下限阈值信号中的任意一个时，对频率设定电容充电；当频率设定电容的电压信号大于N个上限阈值信号中的任意一个时，对频率设定电容放电；其中，充电电流和放电电流相等；以及
驱动信号产生模块，包括N个上限阈值信号和N个下限阈值信号，该驱动信号产生模块接收频率设定电压信号和模式判断信号，其中，
当模式判断信号表征谐振变换器工作在感性工作模式下，驱动信号产生模块将该频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号中最大的阈值信号和N个下限阈值信号中最小的阈值信号比较；
当模式判断信号表征谐振变换器工作在容性工作模式下，驱动信号产生模块将该频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号一一比较，以产生频率变高的高侧开关控制信号和低侧开关控制信号。
9.如权利要求8所述的控制电路，其中，当谐振变换器工作在容性工作模式下，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号比较包括：将频率设定电容的电压值分别与N个相同的上限阈值信号以及N个可变下限阈值信号一一对比。
10.如权利要求8所述的控制电路，其中，在容性工作模式下，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号比较包括：将频率设定电容的电压值分别与N个相同的下限阈值信号以及N个可变上限阈值信号一一对比。
11.如权利要求8所述的控制电路，其中，在容性工作模式下，将频率设定电容的电压分别与N个上限阈值信号和N个下限阈值信号比较包括：将频率设定电容的电压值分别与N个可变下限阈值信号以及N个可变上限阈值信号一一对比。
12.如权利要求9所述的控制电路，其中，
所述频率设定模块包括：第一电阻、可变电阻、第一镜像电流源、第二镜像电流源和频率设定电容，其中，
第一电阻与可变电阻串联连接在一内部直流电压和逻辑地之间，用于产生第一电流信号；反馈信号耦接至可变电阻的控制端，用于在负载变化时改变可变电阻的值，进而改变第一电流信号；第一镜像电流源与第二镜像电流源相连形成一个公共端，频率设定电容连接在该公共端和地之间；其中，第一镜像电流源作为第一电流信号的镜像，用于为频率设定电容充电；第二镜像电流源作为第一电流信号的两倍镜像，用于为频率设定电容放电；
所述驱动信号产生模块包括：上限阈值信号、下限可变阈值产生电路、第一比较电路、第二比较电路和逻辑电路，其中，
下限可变阈值产生电路具有输入端和N个输出端，其输入端接收模式判断信号，下限可变阈值产生电路根据模式判断信号在N个输出端分别提供第一下限阈值信号、第二下限阈值信号、……、第N-1下限阈值信号和下限阈值信号，下限可变阈值产生电路在每一个工作周期选通一个输出端有效提供N个下限阈值信号中的一个；
第一比较电路具有第一输入端、第二输入端和输出端，第一输入端按工作周期依次接收N个下限阈值信号，第二输入端接收频率设定电压，第一比较电路将N个下限阈值信号分别与频率设定电压比较，并在输出端提供第一比较信号；
第二比较电路具有第一输入端、第二输入端和输出端，第一输入端接收频率设定电压，第二输入端接收上限阈值信号，第二比较电路将上限阈值信号与频率设定电压比较，并在输出端提供第二比较信号；
逻辑电路包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，第一输入端接收第一比较信号，第二输入端接收第二比较信号，逻辑电路将第一比较信号和第二比较信号做逻辑运算，并在输出端提供高侧开关控制信号和低侧开关控制信号；其中，
第一比较信号耦接至第一镜像电流源的控制端，控制频率设定电容充电；第二比较信号耦接第二镜像电流源的控制端，控制频率设定电容放电。
13.如权利要求10所述的控制电路，其中，所述频率设定模块包括：第一电阻、可变电阻、第一镜像电流源、第二镜像电流源和频率设定电容，其中，
第一电阻与可变电阻串联连接在一内部直流电压和逻辑地之间，用于产生第一电流信号；反馈信号耦接至可变电阻的控制端，用于在负载变化时改变可变电阻的值，进而改变第一电流信号；第一镜像电流源与第二镜像电流源相连形成一个公共端，频率设定电容连接在该公共端和地之间；其中，第一镜像电流源作为第一电流信号的镜像，用于为频率设定电容充电；第二镜像电流源作为第一电流信号的两倍镜像，用于为频率设定电容放电；以及
所述驱动信号产生模块包括：下限阈值信号、上限可变阈值产生电路、第一比较电路、第二比较电路和逻辑电路，其中，
上限可变阈值产生电路具有输入端和N个输出端，其输入端接收模式判断信号，上限可变阈值产生电路根据模式判断信号在N个输出端分别提供第一上限阈值信号、第二上限阈值信号、……、第N-1上限阈值信号和上限阈值信号，上限可变阈值产生电路在每一个工作周期选通一个输出端有效提供N个上限阈值信号中的一个；
第一比较电路具有第一输入端、第二输入端和输出端，第一输入端接收下限阈值信号，第二输入端接收频率设定电压，第一比较电路将下限阈值信号与频率设定电压比较，并在输出端提供第一比较信号；
第二比较电路具有第一输入端、第二输入端和输出端，第一输入端接收频率设定电压，第二输入端按工作周期依次接收N个上限阈值信号，第二比较电路将N个上限阈值信号分别与频率设定电压比较，并在输出端提供第二比较信号；以及
逻辑电路包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，第一输入端接收第一比较信号，第二输入端接收第二比较信号，逻辑电路将第一比较信号和第二比较信号做逻辑运算，并在输出端提供高侧开关控制信号和低侧开关控制信号；其中，
第一比较信号耦接至第一镜像电流源的控制端，控制频率设定电容充电；第二比较信号耦接第二镜像电流源的控制端，控制频率设定电容放电。
14.如权利要求11所述的控制电路，其中，所述频率设定模块包括：第一电阻、可变电阻、第一镜像电流源、第二镜像电流源和频率设定电容，其中，
第一电阻与可变电阻串联连接在一内部直流电压和逻辑地之间，用于产生第一电流信号；反馈信号耦接至可变电阻的控制端，用于在负载变化时改变可变电阻的值，进而改变第一电流信号；第一镜像电流源与第二镜像电流源相连形成一个公共端，频率设定电容连接在该公共端和地之间；其中，第一镜像电流源作为第一电流信号的镜像，用于为频率设定电容充电；第二镜像电流源作为第一电流信号的两倍镜像，用于为频率设定电容放电；以及
所述驱动信号产生模块包括：上限可变阈值产生电路、下限可变阈值产生电路、第一比较电路、第二比较电路和逻辑电路，其中，
上限可变阈值产生电路具有输入端和N个输出端，其输入端接收模式判断信号，上限可变阈值产生电路根据模式判断信号在N个输出端分别提供第一上限阈值信号、第二上限阈值信号、……、第N-1上限阈值信号和上限阈值信号，上限可变阈值产生电路在每一个工作周期选通一个输出端有效提供N个上限阈值信号中的一个；
下限可变阈值产生电路具有输入端和N个输出端，其输入端接收模式判断信号，下限可变阈值产生电路根据模式判断信号在N个输出端分别提供第一下限阈值信号、第二下限阈值信号、……、第N-1下限阈值信号和下限阈值信号，下限可变阈值产生电路在每一个工作周期选通一个输出端有效提供N个下限阈值信号中的一个；
第一比较电路具有第一输入端、第二输入端和输出端，第一输入端按工作周期依次接收N个下限阈值信号，第二输入端接收频率设定电压，第一比较电路将N个下限阈值信号分别与频率设定电压比较，并在输出端提供第一比较信号；
第二比较电路具有第一输入端、第二输入端和输出端，第一输入端接收频率设定电压，第二输入端按工作周期依次接收N个上限阈值信号，第二比较电路将N个上限阈值信号分别与频率设定电压比较，并在输出端提供第二比较信号；以及
逻辑电路包括第一输入端、第二输入端、第一输出端和第二输出端，第一输入端接收第一比较信号，第二输入端接收第二比较信号，逻辑电路将第一比较信号和第二比较信号做逻辑运算，并在输出端提供高侧开关控制信号和低侧开关控制信号；其中，
第一比较信号耦接至第一镜像电流源的控制端，控制频率设定电容充电；第二比较信号耦接第二镜像电流源的控制端，控制频率设定电容放电。
15.一种谐振变换器，包括：
逆变电路，至少包括一对以相同占空比互补导通和关断的高侧开关和低侧开关，通过改变高侧开关和低侧开关的导通和关断频率，将一输入电压转换为输出电压；
谐振网络，包括第一电感器、第二电感器以及谐振电容，谐振网络用于将方波电压信号转换为交流电压信号，其中第二电感器与一隔离变压器的原边绕组并联；
整流电路，耦接在隔离变压器的副边绕组和负载之间，用于将交流电压信号整流，并为负载提供直流输出电压信号；以及
如权利要求7～14所述的控制电路。
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