CN110752750B - 谐振变换器及其控制电路和控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了谐振变换器及其控制电路和控制方法。谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中开关电路具有耦接在输入电压与开关节点之间的上侧开关管以及耦接在开关节点与参考地之间的下侧开关管，谐振电路具有耦接至开关节点的谐振电容器与谐振电感器，控制电路包括：计算模块，根据根据上侧开关管关断时刻谐振电容器两端的电压和校正信号得到输出电流计算值，其中校正信号和开关频率成正比；比较模块，将输出电流计算值和间歇模式阈值相比较，并根据比较结果产生间歇模式控制信号；以及开关控制模块，根据间歇模式控制信号切换谐振变换器工作于间歇模式或正常模式。

Description

谐振变换器及其控制电路和控制方法
技术领域
本发明涉及电子电路，特别地，涉及谐振变换器及其控制电路和控制方法。
背景技术
谐振变换器中，开关电路将直流电压转换为方波电压并提供至谐振电路。谐振变换器工作在轻载状态时，为了提高效率，减小开关损耗，需要改变谐振变换器的工作模式，例如控制谐振变换器工作在间歇(Burst)模式，即控制开关电路在一段时长内被高频脉冲信号驱动，在相邻的另一段时长内保持截止状态，这两种状态循环交替。从而等效开关频率降低，轻载效率提高。
然而，现有的技术中根据代表了输出电压的反馈信号Vfb判断是否进入间歇模式时，通常会因为电路参数的变化导致进入间歇模式时对应的负载电流不确定，这种不确定性进一步会带来音频噪声等问题。
发明内容
本发明的目的在于解决现有技术中的上述问题，提出一种谐振变换器及其控制电路和控制方法。
依据本发明实施例的一种用于谐振变换器的控制电路，该谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中开关电路具有耦接在输入电压与开关节点之间的上侧开关管以及耦接在开关节点与参考地之间的下侧开关管，谐振电路具有耦接至开关节点的谐振电容器与谐振电感器，该控制电路包括：计算模块，根据上侧开关管关断时刻谐振电容器两端的电压和校正信号得到输出电流计算值，所述校正信号和开关电路的开关频率成正比；比较模块，将输出电流计算值与间歇模式阈值相比较，并根据比较结果产生间歇模式控制信号；以及开关控制模块，接收间歇模式控制信号，并根据间歇模式控制信号切换谐振变换器工作于间歇模式或正常模式；其中所述谐振变换器工作在间歇模式期间，所述开关控制模块控制上侧开关管和下侧开关管在第一时长内被交替的脉冲信号驱动，在相邻的第二时长内控制上侧开关管和下侧开关管保持截止；以及所述谐振变换器工作在正常模式期间，所述开关控制模块控制上侧开关管和下侧开关管被交替的脉冲信号驱动。
依据本发明实施例的一种谐振变换器，包括：如前所述的控制电路；电压采样电路，采样谐振电容器两端的电压，产生电压采样信号；以及输出反馈电路，根据谐振变换器的输出电压产生反馈信号。
依据本发明实施例的一种用于谐振变换器的控制方法，该谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中开关电路具有耦接在输入电压与开关节点之间的上侧开关管以及耦接在开关节点与参考地之间的下侧开关管，谐振电路具有耦接至开关节点的谐振电容器与谐振电感器，该控制方法包括：采样代表了谐振变换器的输出电压的反馈信号或反馈补偿信号，其中反馈补偿信号等于反馈信号减去一偏置电压；根据反馈信号或反馈补偿信号和开关电路的开关频率得到输出电流计算值；根据输出电流计算值控制谐振变换器工作于间歇模式或正常模式；其中谐振变换器工作在间歇模式期间，上侧开关管和下侧开关管在第一时长内被交替的脉冲信号驱动，在相邻的第二时长内上侧开关管和下侧开关管保持截止；以及谐振变换器工作在正常模式期间，上侧开关管和下侧开关管被交替的脉冲信号驱动。
在本发明的实施例中，根据反馈信号和校正信号得到的输出电流计算值被用于和间歇模式阈值相比较以决定何时进入间歇模式，可以减小电路参数变化对进入间歇模式的影响，消除音频噪声。
附图说明
图1示出了谐振变换器根据输出电压的反馈信号工作在不同模式的示意图；
图2示出了根据本发明实施例的谐振变换器100的原理性框图；
图3示出了根据本发明实施例的谐振变换器100的电路结构示意图。
图4示出了根据本发明实施例的谐振变换器100的波形图；
图5示出了根据本发明实施例的谐振变换器100中计算模块11的电路框图；
图6示出了根据本发明实施例的谐振变换器100中比较模块12的电路框图；
图7示出了根据本发明实施例的谐振变换器100根据输出电流计算值工作在不同模式的示意图；
图8示出了根据本发明实施例的用于谐振变换器的控制方法的流程图；以及
图9示出了根据本发明又一实施例的用于谐振变换器的控制方法的流程图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制。应当理解，当称元件“连接到”或“耦接到”另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
图1为谐振变换器根据输出电压的反馈信号Vfb工作在不同模式的示意图。如图1所示，当代表了谐振变换器的输出电压的反馈信号Vfb小于阈值Vth时，谐振变换器进入间歇模式，以及当反馈信号Vfb大于阈值Vth时，谐振变换器退出间歇模式。如图1所示，当谐振变换器仅根据反馈信号Vfb进入或退出间歇模式时，由于开关频率，电感值、电容值等电路参数的变化，例如开关频率从参数A变化至参数B，同样的反馈信号Vfb将对应于不同的负载电流Io。当直接根据反馈信号Vfb来决定谐振变换器何时进入间歇模式时，间歇模式下的负载电流Io具有一定的不确定性。
图2为根据本发明实施例的谐振变换器100的原理性框图，包括开关电路101、谐振电路102、变压器T、整流滤波电路103、电压采样电路104、输出反馈电路105、以及控制电路106。开关电路101包括耦接在输入电压Vin与开关节点SW之间的上侧开关管HS以及耦接在开关节点SW与参考地之间的下侧开关管LS。谐振电路102耦接至开关节点SW，包括由电容器Cr以及电感器Ls、Lm组成的LLC电路，其中电感器Lm一般由变压器T的励磁电感构成，也可以采用独立的电感元件。
变压器T的原边绕组耦接至谐振电路102。整流滤波电路103包括二极管D1、D2和电容器Cout，对变压器T副边绕组两端的电压进行整流和滤波，以提供输出电压Vout至负载。尽管图2示出的实施例中，整流滤波电路103采用了二极管D1和D2构成的全波整流电路以及电容器Cout构成的滤波电路，但本领域技术人员可以理解，具有其它结构的整流电路(例如半波整流、全桥整流)和滤波电路也同样适用。
电压采样电路104采样谐振电容器Cr两端的电压，产生电压采样信号VC。图2中的电压采样电路104包括电容器C1、C2。电容器C1具有第一端和第二端，其中第一端耦接至谐振电容器Cr，第二端提供电压采样信号VC。电容器C2并联耦接在电容器C1的第二端与参考地之间。图2所示实施例中，电容器C1作为隔直电容，隔离了直流电信号，而只允许交流电信号通过，因而电压采样信号VC不再具有直流分量，而基本呈纯交流的准正弦波形。
输出反馈电路105根据输出电压Vout产生反馈信号Vfb。在一些实施例中，输出反馈电路105包括耦接至输出电压Vout的分压电路、以及将分压产生的信号与参考电压之间的误差进行比例积分的误差放大电路。在另一些实施例中，输出反馈电路105采用传统的三端稳压器叠加阻抗网络的方式来获取反馈信号Vfb。在变压器原边和副边彼此电隔离而采用不同参考地的应用场合，输出反馈电路105还可能需要包含诸如光电耦合器之类的隔离器件。
控制电路106耦接至电压采样电路104与输出反馈电路105，根据反馈信号Vfb以及电压采样信号VC，产生分别控制上侧开关管HS与下侧开关管LS的上侧控制信号HG与下侧控制信号LG。控制电路106包括计算模块11、比较模块12、以及开关控制模块13。
计算模块11根据电压采样信号VC和校正信号Vcal产生输出电流计算值Io_cal。在一个实施例中，校正信号Vcal和开关电路101的开关频率fs成正比。在另一个实施例中，校正信号Vcal进一步和输入电压Vin成正比。例如校正信号Vcal代表了开关频率fs或开关频率fs和输入电压Vin的乘积fs×Vin。
在一个实施例中，计算模块11根据以下公式(1)得到输出电流计算值Io_cal，其中K为常数，Voffset为偏置电压，例如设置为0.5V。
Io_cal＝K×Cr×(Vfb-Voffset)×Vcal (1)
在一个实施例中，上侧开关管HS关断时刻对应的谐振电容器Cr两端的电压等于反馈信号Vfb与偏置电压Voffset之差Vfb-Voffset，计算模块11可以根据上侧开关管HS关断时刻对应的谐振电容器Cr两端的电压Vcr和校正信号Vcal的乘积得到输出电流计算值Io_cal，例如根据以下公式(2)得到输出电流计算值Io_cal，其中VC1对应于上侧开关管HS关断时采样得到的电压采样信号，Vdelay是因采样等延迟导致的采样误差。
Io_cal＝K×Cr×Vcr×Vcal＝K×Cr×(VC1-Vdelay)×Vcal (2)
比较模块12将输出电流计算值Io_cal和间歇模式阈值Th1相比较，并根据比较结果产生间歇模式控制信号Burst_en。在一个实施例中，当电流计算值Io_cal小于间歇模式阈值Th1时，间歇模式控制信号Burst_en指示需要控制谐振变换器100工作在间歇模式，以及当电流计算值Io_cal大于间歇模式阈值Th1时，间歇模式控制信号Burst_en指示需要控制谐振变换器100工作在正常模式。
开关控制模块13根据间歇模式控制信号Burst_en、反馈信号Vfb、电压采样信号VC产生上侧控制信号HG与下侧控制信号LG。开关控制模块13根据间歇模式控制信号Burst_en切换谐振变换器100工作于间歇模式或正常模式。谐振变换器100工作在间歇模式期间，开关控制模块13控制上侧开关管HS和下侧开关管LS在第一时长内被交替的脉冲信号驱动，在相邻的第二时长内控制上侧开关管HS和下侧开关管LS保持截止。谐振变换器100工作在正常模式期间，开关控制模块13控制上侧开关管HS和下侧开关管LS被交替的脉冲信号驱动。在图2所示的实施例中，开关控制模块13包括正常模式控制单元131、以及间歇模式控制单元132。间歇模式控制单元132接收间歇模式控制信号Burst_en、反馈信号Vfb，并提供模式指示信号Burst。在一个实施例中，当间歇模式控制信号Burst_en指示需要控制谐振变换器100工作在间歇模式时，间歇模式控制单元132根据反馈信号Vfb分别和阈值Th2、阈值Th3相比较的结果提供模式指示信号Burst。正常模式控制单元131接收模式指示信号Burst、反馈信号Vfb、以及电压采样信号VC，并根据模式指示信号Burst、反馈信号Vfb、以及电压采样信号VC产生上侧控制信号HG与下侧控制信号LG。
图2所示的实施例，可以在不需要直接检测输出电流Io的情况下，根据电压采样信号VC和校正信号Vcal得到的输出电流计算值Io_cal被用于和间歇模式阈值Th1相比较以决定何时进入间歇模式，从而控制谐振变换器100进入间歇模式的负载电流基本保持恒定，减小电路参数变化的影响。
图3示出了根据本发明实施例的谐振变换器100的电路结构示意图。
在图3所示的实施例中，输出反馈电路105包括光电耦合器152、三端稳压器153、电阻器R2～R5以及电容器C3，基于输出电压Vout产生流过光电耦合器152中光敏元件的电流Ifb。该电流Ifb随后通过电阻器R2被转化为反馈信号Vfb。
在图3所示的实施例中，间歇模式控制单元132包括比较电路1321、以及与门电路1322。当间歇模式控制信号Burst_en指示需要控制谐振变换器100工作在间歇模式时，比较电路1321将反馈信号Vfb分别与阈值Th2、阈值Th3相比较，并根据比较结果产生比较信号CM1。与门电路1322的第一输入端接收间歇模式控制信号Burst_en，第二输入端耦接至比较电路1321以接收比较信号CM1，输出端根据间歇模式控制信号Burst_en和比较信号CM1产生模式指示信号Burst。当模式指示信号Burst处于第一状态时，例如为低电平，上侧开关管HS和下侧开关管LS被交替的脉冲信号驱动；当模式指示信号Burst处于第二状态时，例如为高电平，上侧开关管HS和下侧开关管LS均保持关断。
在图3所示的实施例中，正常模式控制单元131包括比较电路108、逻辑电路171、导通时长跟随电路106、模式控制电路154、驱动电路155、以及驱动电路156。比较电路108耦接至电压采样电路104与输出反馈电路105，将电压采样信号VC与反馈信号Vfb进行比较，以产生上侧关断信号HGOFF。在一些实施例中，为了维持系统稳定工作，一斜率补偿信号VRAMP被叠加至电压采样信号VC或从反馈信号Vfb之中减去。在一些实施例中，为了抵消光电耦合器152中光敏元件的饱和电压造成的影响，一偏置电压Voffset被叠加至电压采样信号VC或从反馈信号Vfb之中减去。图3所示的实施例中，比较电路108包括比较器152，比较器152的同相输入端接收电压采样信号VC，比较器152的反相输入端接收反馈信号Vfb减去斜率补偿信号VRAMP、以及偏置电压Voffset，即Vfb-VRAMP-Voffset，比较器152的输出端产生上侧关断信号HGOFF。
根据上侧关断信号HGOFF，可以通过导通时长跟随电路106、逻辑电路107、产生分别控制上侧开关管HS与下侧开关管LS的上侧控制信号HG1与下侧控制信号LG1。理想情况下，在模式指示信号Burst处于第一状态时，开关管HS与LS交替互补导通。上侧关断信号HGOFF决定了上侧开关管HS何时关断及下侧开关管LS何时导通。模式指示信号Burst处于第一状态时，谐振变换器100检测上侧开关管HS的导通时长，并在下侧开关管LS的导通时长到达与检测到的上侧开关管HS的导通时长相等时，关断下侧开关管LS并导通上侧开关管HS。导通时长跟随电路106接收上侧控制信号HG1与下侧控制信号LG1，基于上侧控制信号HG1检测上侧开关管HS的导通时长，并根据下侧控制信号LG1与检测到的上侧开关管HS的导通时长产生下侧关断信号LGOFF。逻辑电路107耦接至比较电路108与导通时长跟随电路106，根据上侧关断信号HGOFF与下侧关断信号LGOFF产生上侧控制信号HG1与下侧控制信号LG1。模式控制电路154根据上侧控制信号HG1、下侧控制信号LG1、以及模式指示信号Burst，产生上侧控制信号HG和下侧控制信号LG。当模式指示信号Burst处于第一状态时，模式控制电路154根据上侧控制信号HG1产生上侧控制信号HG，根据下侧控制信号LG1产生下侧控制信号LG；以及当模式指示信号Burst处于第二状态时，模式控制电路154输出低电平的上侧控制信号HG以控制上侧开关管HS保持关断，以及输出低电平的下侧控制信号LG以控制下侧开关管LS保持关断。在一个实施例中，模式控制电路154包括D触发器541、与门542、以及与门543。D触发器541的数据输入端D接收模式指示信号Burst、时钟输入端Clk接收下侧控制信号LG1，复位端R接收模式指示信号Burst，反向输出端/Q输出选择信号Sel。在一个实施例中，时钟输入端Clk在下侧控制信号LG1的下降沿有效，复位端R低有效。与门542的一个输入端耦接至D触发器541的输出端以接收选择信号Sel，与门542的另一个输入端耦接至逻辑电路171以接收下侧控制信号LG1，与门542的输出端输出下侧控制信号LG。与门543的一个输入端耦接至D触发器541的输出端以接收选择信号Sel，与门543的另一个输入端耦接至逻辑电路171以接收上侧控制信号HG1，与门543的输出端输出上侧控制信号HG。
在图3所示实施例中，上侧开关管HS和下侧开关管LS均为NMOS晶体管，上侧控制信号HG和下侧控制信号LG分别通过驱动电路155和驱动电路156耦接至开关管HS和LS的栅极。
虽然前述实施例中，开关电路均以半桥电路为例，但本领域技术人员可以理解，开关电路也可以采用由四个开关管组成的全桥电路。其内部的开关管除了MOSFET，也可以采用其它可控半导体晶体管。类似地，虽然前述实施例中谐振电路以LLC电路为例，但其它的谐振电路，例如LCC电路等，也同样适用于本发明。
图4示出了根据本发明实施例的谐振变换器100的波形图。其中Ir为流过电容器Cr的电流，Im为流过电感器Lm的电流，Vcr为电容器Cr两端的电压，Id1为流过二极管D1的电流，Id2为流过二极管D2的电流。图4所示t0～t4为开关电路101的一个开关周期Ts。在t0时刻，作为一个开关周期Ts的开始，上侧控制信号HG和下侧控制信号LG均保持低电平。在t1～t2，上侧控制信号HG为高电平，控制上侧开关管HS导通，下侧控制信号LG为低电平，控制下侧开关管LS关断。在t2时刻，上侧控制信号HG变为低电平，以关断上侧开关管HS，理想情况下，此时的电压采样信号VC等于反馈信号Vfb和偏置电压Voffset之差Vfb-Voffset。然而由于电路的延迟，实际得到的电压采样信号VC1减去延迟电压Vdelay才等于反馈信号Vfb和偏置电压Voffset之差。在t3～t4，上侧控制信号HG为低电平，控制上侧开关管HS关断，下侧控制信号LG为高电平，控制下侧开关管LS导通。理想情况下，开关管HS与LS交替互补导通。实际应用中，为了有效避免上下侧开关管直通并帮助实现上下侧开关管的软开关，会在上下侧开关管中一开关管关断至另一开关管导通之间设置一时间间隔，这个时间间隔通常被称为“死区时间”。该死区时间可以恒定，也可以根据电路运行情况进行自适应调节。图4所示的实施例中，t0～t1、以及t2～t3之间的时长td为死区时间。
根据图4所示的波形及图2-3所示谐振变换器100的原理图，得到以下公式(3)～(5)。
Figure BDA0002232355250000081
Figure BDA0002232355250000082
ΔVcr＝2(VC1-Vdelay)×(C1+C2)/C1 (5)
其中，N是变压器T原边和副边之间的匝比，Ir是流过电容器Cr的电流，Im是流过电感器Lm的电流。ΔVcr是从t0时刻和t3时刻之间，电容器Cr两端的电压变化量。
当死区时间td趋近于零时，根据公式(3)～(5)，得到以下公式(6)。
Figure BDA0002232355250000091
前述公式(1)可根据公式(6)得到，其中校正信号Vcal等于开关频率fs。
在一个实施例中，如图4所示t2时刻，上侧控制信号HG控制上侧开关管HS关断时，电压采样信号VC等于反馈信号Vfb减去偏置电压Voffset。因此在上侧开关管HS的关断时刻根据公式(6)，得到以下公式(7)。
Figure BDA0002232355250000092
前述公式(2)可根据公式(7)得到，其校正信号Vcal等于开关频率fs。
在一个实施例中，当谐振变换器100的输入电压Vin变化范围较大时，为控制输出功率恒定，得到：
Vo×Io＝Vin×4Cr×(Vfb-Voffset)×fs×Cr(C1+C2)/C1 (8)
前述公式(1)可根据公式(8)得到，其中校正信号Vcal等于开关频率fs和输入电压Vin的乘积。
在上侧开关管HS的关断时刻，电压采样信号VC等于反馈信号Vfb减去偏置电压Voffset，根据公式(8)，得到以下公式(9)。
Vo×Io＝Vin×4Cr×(VC1-Vdelay)×fs×Cr(C1+C2)/C1 (9)
前述公式(2)可根据公式(9)得到，其中校正信号Vcal等于开关频率fs和输入电压Vin的乘积。
图5为根据本发明实施例的谐振变换器100中计算模块11的电路框图。在图4所示的实施例中，计算模块11包括脉冲单元111、开关112、保持单元113、以及乘法单元114。脉冲单元111根据上侧控制信号HG产生用于控制开关112的脉冲信号Drv1，使得开关112在上侧开关管HS的关断时刻导通一设定时长。开关112的第一端接收电压采样信号VC，开关112的控制端耦接至脉冲单元111以接收脉冲信号Drv1。保持单元113的输入端耦接至开关112的第二端，保持单元113的输出端输出上侧开关管HS关断时刻的电压采样信号VC。保持单元113例如包括电容器。乘法单元114接收常数K、上侧开关管HS关断时刻的电压采样信号VC、以及校正信号Vcal，并根据常数K、上侧开关管HS关断时刻的电压采样信号VC、以及校正信号Vcal的乘积K×(VC1-Vdelay)×Vcal产生输出电流计算值Io_cal。
图6为根据本发明实施例的谐振变换器100中比较模块12的电路框图。在图6所示的实施例中，比较模块12包括滤波单元121和比较单元122。滤波单元121接收输出电流计算值Io_cal，并对输出电流计算值Io_cal进行滤波，得到输出电流计算值的平均值Io_ave。比较单元122接收输出电流计算值Io_cal、输出电流计算值的平均值Io_ave，并根据输出电流计算值Io_cal、输出电流计算值的平均值Io_ave、以及间歇模式阈值Th1得到间歇模式控制信号Burst_en。在一个实施例中，滤波单元121进一步接收间歇模式控制信号Burst_en，并根据谐振变换器100不同的模式采用不同的滤波操作。例如当间歇模式控制信号Burst_en指示谐振变换器100需要工作在正常模式时，滤波单元121在预设时长内对输出电流计算值Io_cal取平均值，又如当间歇模式控制信号Burst_en指示谐振变换器100需要工作在间歇模式时，滤波单元121计算一个或多个间歇周期Tburst内的输出电流计算值Io_cal的平均值。
在一个实施例中，当谐振变换器100工作在正常模式时，若输出电流计算值Io_cal小于间歇模式阈值Th1，比较单元122根据输出电流计算值的平均值Io_ave和间歇模式阈值Th1相比较判断是否切换谐振变换器100至间歇模式。在一个实施例中，当谐振变换器100工作在间歇模式时，比较单元122根据输出电流计算值的平均值Io_ave和间歇模式阈值Th1相比较判断是否切换谐振变换器100至正常模式。其中，当输出电流计算值的平均值Io_ave大于和间歇模式阈值Th1和滞环信号Hys之和Th1+Hys时，谐振变换器100切换至正常模式工作。
图7为根据本发明实施例的谐振变换器100根据输出电流计算值Io_cal工作在不同模式的示意图。图7所示的波形图从上至下依次为输出电流计算值Io_cal、间歇模式控制信号Burst_en、反馈信号Vfb、比较信号CM1、模式指示信号Burst、上侧控制信号HG及下侧控制信号LG。如图7所示，当输出电流计算值Io_cal小于间歇模式阈值Th1时，间歇模式控制信号Burst_en变为高电平，谐振变换器100从正常模式切换至间歇模式，以及当输出电流计算值Io_cal大于间歇模式阈值Th1时，间歇模式控制信号Burst_en变为低电平，谐振变换器100从间歇模式切换至正常模式。在间歇模式期间，当反馈信号Vfb低于阈值Th2时，比较信号CM1变为高电平，模式指示信号Burst变为高电平，图3所示模式控制电路154控制上侧控制信号HG和下侧控制信号LG均为低电平，从而上侧开关管HG和下侧开关管LG均保持截止，当反馈信号Vfb高于阈值Th3时，比较信号CM1变为低电平，模式指示信号Burst变为低电平，图3所示模式控制电路154根据上侧控制信号HG1和下侧控制信号LG1控制上侧控制信号HG和下侧控制信号LG为互补的高频脉冲，上侧开关管HG和下侧开关管LG交替导通。在正常模式期间，模式指示信号Burst保持低电平，图3所示模式控制电路154根据上侧控制信号HG1和下侧控制信号LG1控制上侧控制信号HG和下侧控制信号LG，从而控制上侧开关管HG和下侧开关管LG交替导通。其中，在间歇模式期间，也就是上侧开关管HG和下侧开关管LG交替导通的导通时长Tonb与相邻的上侧开关管HS和下侧开关管LS保持截止的时长之和被称为间歇周期Tburst。阈值Th3大于阈值Th2。在正常模式、以及在导通时长Tonb内，HG、LG控制上侧开关管HS和下侧开关管LS交替导通。
图8为根据本发明实施例的用于谐振变换器的控制方法的流程图，包括步骤S21～S24。谐振变换器接收输入电压Vin，提供输出电压Vout，谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中开关电路具有耦接在输入电压Vin与开关节点之间的上侧开关管以及耦接在开关节点与参考地之间的下侧开关管，谐振电路具有耦接至开关节点的谐振电容器Cr与谐振电感器Ls。
步骤S21包括，采样代表了输出电压Vo的反馈信号Vfb或反馈补偿信号VCOMP，其中反馈补偿信号VCOMP等于反馈信号Vfb减去偏置电压Voffset。在一个实施例中，采样反馈信号Vfb或反馈补偿信号VCOMP包括采样上侧开关管HS关断时刻对应的谐振电容器Cr两端的电压。
步骤S22包括，根据反馈信号Vfb和开关频率fs或根据反馈补偿信号VCOMP和开关频率fs得到输出电流计算值Io_cal。
步骤S23包括，根据输出电流计算值Io_cal控制谐振变换器工作于间歇模式或正常模式。
步骤S24包括，谐振变换器工作在间歇模式期间，上侧开关管和下侧开关管在第一时长内被交替的脉冲信号驱动，在相邻的第二时长内上侧开关管和下侧开关管保持截止，谐振变换器工作在正常模式期间，上侧开关管和下侧开关管被交替的脉冲信号驱动。其中第一时长和第二时长之和等于间歇周期。
在一个实施例中，输出电流计算值Io_cal和开关频率fs成正比。在另一个实施例中，输出电流计算值Io_cal进一步和输入电压Vin成正比。
在一个实施例中，所述控制方法进一步包括采样谐振电容器Cr两端的电压，产生电压采样信号，以及根据上侧开关管关断时刻的电压采样信号和开关频率fs的乘积产生输出电流计算值Io_cal。
在一个实施例中，其中当谐振变换器工作在间歇模式期间，所述控制方法进一步包括：计算一个或多个间歇周期内输出电流计算值的平均值，以及根据输出电流计算值的平均值和间歇模式阈值判断是否切换谐振变换器工作在正常模式。
在一个实施例中，当谐振变换器工作在正常模式期间，所述控制方法进一步包括：当输出电流计算值小于间歇模式阈值时，计算预设时长内的输出电流计算值的平均值，将输出电流计算值的平均值和间歇模式相比较，并根据比较结果判断是否切换谐振变换器工作在间歇模式。
图9为根据本发明又一实施例的用于谐振变换器的控制方法的流程图，包括步骤S31～S40。
步骤S31包括，采样反馈信号Vfb或采样反馈补偿信号VCOMP。
步骤S32包括，提供输出电流计算值Io_cal＝K×Cr×VCOMP×fs，或Io_cal＝K×Cr×VCOMP×fs×Vin,其中VCOMP＝Vfb-Voffset。
步骤S33包括，判断输出电流计算值Io_cal是否小于间歇模式阈值Th1。若输出电流计算值Io_cal小于间歇模式阈值Th1，则进入步骤S34，否则进入步骤S35，谐振变换器工作在正常模式。
步骤S34包括，计算预设时长内的输出电流计算值的平均值Io_ave。
步骤S36包括，判断输出电流计算值的平均值Io_ave是否小于间歇模式阈值Th1。若输出电流计算值的平均值Io_ave小于间歇模式阈值，则进入步骤S37，谐振变换器工作在间歇模式，否则进入步骤S35，谐振变换器工作在正常模式。
步骤S38包括，计算一个或多个间歇周期内的输出电流计算值的平均值Io_ave。
步骤S39包括，判断输出电流计算值的平均值Io_ave是否大于间歇模式阈值Th1和滞环值Hys之和Th1+Hys。若Io_ave>Th1+Hys，则退出间歇模式，进入步骤S35，谐振变换器工作在正常模式。否则进入步骤S40。
步骤S40包括，判断反馈信号Vfb是否突然增大，例如若反馈信号Vfb在一定时长内的变化超过预设值时，认为反馈信号Vfb突然增大，则退出间隙模式，进入步骤S35，切换谐振变换器工作在正常模式。否则，进入步骤S37，谐振变换器继续工作在间歇模式。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (18)

1.一种用于谐振变换器的控制电路，该谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中开关电路具有耦接在输入电压与开关节点之间的上侧开关管以及耦接在开关节点与参考地之间的下侧开关管，谐振电路具有耦接至开关节点的谐振电容器与谐振电感器，该控制电路包括：
计算模块，根据谐振电容器两端的电压和开关电路的开关频率得到输出电流计算值，使得所述输出电流计算值随着所述开关频率的变化而变化；
比较模块，将输出电流计算值与间歇模式阈值相比较，并根据比较结果产生间歇模式控制信号；以及
开关控制模块，接收间歇模式控制信号，并根据间歇模式控制信号切换谐振变换器工作于间歇模式或正常模式；其中
所述谐振变换器工作在间歇模式期间，所述开关控制模块控制上侧开关管和下侧开关管在第一时长内被交替的脉冲信号驱动，在相邻的第二时长内控制上侧开关管和下侧开关管保持截止；以及
所述谐振变换器工作在正常模式期间，所述开关控制模块控制上侧开关管和下侧开关管被交替的脉冲信号驱动。
2.如权利要求1所述的控制电路，其中所述输出电流计算值进一步和输入电压成正比。
3.如权利要求1所述的控制电路，其中所述计算模块根据谐振电容器两端的电压和开关频率的乘积得到输出电流计算值。
4.如权利要求1所述的控制电路，其中所述计算模块包括：
乘法单元，接收一电压采样信号和开关电路的开关频率，所述电压采样信号代表了谐振电容器两端的电压，所述乘法单元根据电压采样信号和开关电路的开关频率产生输出电流计算值。
5.如权利要求1所述的控制电路，其中所述比较模块包括：
滤波单元，接收输出电流计算值，并对输出电流计算值进行滤波，得到输出电流计算值的平均值；以及
比较单元，接收输出电流计算值、输出电流计算值的平均值，并根据输出电流计算值、输出电流计算值的平均值、以及间歇模式阈值得到间歇模式控制信号。
6.如权利要求5所述的控制电路，其中当谐振变换器工作在正常模式时，若输出电流计算值小于间歇模式阈值，比较单元根据输出电流计算值的平均值和间歇模式阈值判断是否切换谐振变换器至间歇模式。
7.如权利要求5所述的控制电路，其中当谐振变换器工作在间歇模式时，比较单元根据一个或多个间歇周期内的输出电流计算值的平均值和间歇模式阈值判断是否切换谐振变换器至正常模式，其中一个间歇周期等于第一时长与第二时长之和。
8.如权利要求5所述的控制电路，其中当谐振变换器工作在间歇模式时，若输出电流计算值的平均值大于间歇模式阈值和一滞环信号之和时，谐振变换器切换至正常模式工作。
9.一种谐振变换器，包括：
开关电路，具有耦接在输入电压与开关节点之间的上侧开关管以及耦接在开关节点与参考地之间的下侧开关管；
谐振电路，具有耦接至开关节点的谐振电容器与谐振电感器；以及
如权利要求1至8中任一项所述的控制电路。
10.如权利要求9所述的谐振变换器，进一步包括：
第一电容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至谐振电容器，第二端的电压代表了谐振电容器两端的电压；以及
耦接在第一电容器第二端与参考地之间的第二电容器。
11.如权利要求9所述的谐振变换器，还包括：
变压器，具有原边绕组和副边绕组，其中原边绕组耦接至谐振电路；以及
整流滤波电路，耦接在变压器的副边绕组与负载之间，对变压器副边绕组两端的电压进行整流和滤波，以提供谐振变换器的输出电压至负载。
12.一种用于谐振变换器的控制方法，该谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中开关电路具有耦接在输入电压与开关节点之间的上侧开关管以及耦接在开关节点与参考地之间的下侧开关管，谐振电路具有耦接至开关节点的谐振电容器与谐振电感器，该控制方法包括：
采样谐振电容器两端的电压，得到反馈信号或反馈补偿信号，其中反馈补偿信号等于反馈信号减去一偏置电压；
根据反馈信号或反馈补偿信号和开关电路的开关频率得到输出电流计算值；
根据输出电流计算值控制谐振变换器工作于间歇模式或正常模式；其中
谐振变换器工作在间歇模式期间，上侧开关管和下侧开关管在第一时长内被交替的脉冲信号驱动，在相邻的第二时长内上侧开关管和下侧开关管保持截止；以及
谐振变换器工作在正常模式期间，上侧开关管和下侧开关管被交替的脉冲信号驱动。
13.如权利要求12所述的控制方法，其中输出电流计算值和开关电路的开关频率成正比。
14.如权利要求12所述的控制方法，其中输出电流计算值进一步和输入电压成正比。
15.如权利要求12所述的控制方法，进一步包括：
根据反馈补偿信号和开关电路的开关频率的乘积产生输出电流计算值。
16.如权利要求12所述的控制方法，其中当谐振变换器工作在间歇模式期间，所述控制方法进一步包括：
计算一个或多个间歇周期内输出电流计算值的平均值，其中一个间歇周期等于第一时长与第二时长之和；以及
根据输出电流计算值的平均值和间歇模式阈值判断是否切换谐振变换器工作在正常模式。
17.如权利要求12所述的控制方法，其中当谐振变换器工作在正常模式期间，所述控制方法进一步包括：
当输出电流计算值小于间歇模式阈值时，计算预设时长内的输出电流计算值的平均值；以及
将输出电流计算值的平均值和间歇模式相比较，并根据比较结果判断是否切换谐振变换器工作在间歇模式。
18.如权利要求12所述的控制方法，其中当谐振变换器工作在间歇模式期间，所述控制方法进一步包括：当反馈信号在一定时长内的变化超过预设值时，切换谐振变换器工作在正常模式。
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