CN110098743B - 对辅助开关晶体管的导通时段具有自适应控制的开关功率转换器 - Google Patents

对辅助开关晶体管的导通时段具有自适应控制的开关功率转换器 Download PDF

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Abstract

本公开涉及多开关的开关功率转换器中零电压开关的自适应控制，提供了一种开关功率转换器，所述开关功率转换器自适应地改变辅助开关晶体管的导通时段以定位能量充足与能量不足之间的边界。

Description

对辅助开关晶体管的导通时段具有自适应控制的开关功率转 换器
技术领域
本申请涉及开关功率转换器，并且更具体地涉及用于多开关的开关功率转换器中的零电压开关的自适应控制。
背景技术
高效率的开关功率转换器(例如反激式转换器)已经成为作为移动设备的电池充电器的虚拟通用适配器。在反激式转换器中，初级侧控制器控制连接在变压器的初级绕组与接地之间的功率开关晶体管的循环。当功率开关被循环导通时，经整流的AC电源电压驱动初级绕组电流。经整流的AC电源电压可以是几百伏，使得它可以对功率开关晶体管施加应力。为了最小化功率开关晶体管的开关应力，已知准谐振(波谷模式开关)和零电压开关技术。例如，已知对于功率开关晶体管的循环断开时的漏极电压的谐振振荡采用波谷开关技术。谐振振荡的峰值电压可以相对鲁棒(高达200V或更高)，而最小电压(谐振振荡中的波谷)要低得多。因此，波谷模式开关涉及检测或预测谐振振荡中的特定波谷，使得功率开关晶体管可以在特定波谷时导通。
尽管波谷模式开关因此降低了功率开关晶体管上的电压应力，但请注意，波谷电压不为零，而是可以在20V甚至更高(比如60V)的范围内。然后，当功率开关晶体管导通时，该相对高的漏极电压向地放电，这降低了效率。波谷模式开关的更高功率效率替代方案是零电压开关(ZVS)。在ZVS操作中，变压器中的泄漏能量被存储并回收在电容器中，该电容器通过有源钳位开关耦合到功率开关晶体管的漏极电压。有源钳位开关在谐振振荡的峰值处循环，随着泄漏能量被回收，漏极电压放电到地以下。因此，ZVS架构在功率开关晶体管的导通时间对开关不施加应力。
然而，到目前为止，零电压开关点的检测已经被证明是有问题的。特别地，通常计算电路能量以估计完成谐振振荡的半周期所需的能量。但是这种估计严重依赖于电路参数的准确性，因此受到相当大的过程变化的影响。此外，半周期估计很漫长并且消耗大量的计算能力。由此产生的不准确性导致功率开关硬导通或浪费谐振能量和大电压应力。
因此，本领域需要改进用于开关功率转换器的零电压开关的控制。
发明内容
根据本公开的一方面，提供了一种用于开关功率转换器的控制器，包括：波谷模式检测器，所述波谷模式检测器被配置为检测功率开关晶体管的漏极电压中的波谷，每个波谷为所述漏极电压的局部最小值并具有正电压；过零点检测器，所述过零点检测器被配置用于检测所述漏极电压的过零点，其中过零点发生在所述漏极电压为零时；以及自适应导通时间控制电路，所述自适应导通时间控制电路被配置为在相对短的导通时段与相对长的导通时段之间调整辅助开关晶体管的导通时段以确定产生所述漏极电压中的过零点的最佳导通时段，所述相对短的导通时段仅产生所述漏极电压中的波谷，所述相对长的导通时段仅产生所述漏极电压中的过零点，其中，比所述最佳导通时段更短的导通时段产生所述漏极电压中的波谷而非过零点，并且其中，所述控制器被配置为在由所述最佳导通时段产生的所述漏极电压中的过零点处导通所述功率开关晶体管。
根据本公开的另一方面，提供了一种用于开关功率转换器的控制器，包括：波谷模式检测器，所述波谷模式检测器被配置为检测功率开关晶体管的漏极电压中的过零点和波谷两者，每个波谷为为所述漏极电压的局部最小值并具有正电压，所述漏极电压中的每个过零点在所述漏极电压为零时产生；自适应导通时间控制电路，所述自适应导通时间控制电路被配置为在相对长的导通时段与相对短的导通时段之间调整辅助开关晶体管的导通时段以确定产生所述漏极电压中的过零点的最佳导通时段，所述相对长的导通时段仅产生所述漏极电压中的波谷，所述相对短的导通时段仅产生所述漏极电压中的过零点，其中，比所述最佳导通时段更短的导通时段产生所述漏极电压中的波谷而非过零点，并且其中，所述控制器被配置为在由所述最佳导通时段产生的所述漏极电压中的过零点处导通所述功率开关晶体管。
提供了一种实现最佳零电压开关的技术，该技术用于包括连接到电感存储元件的功率开关晶体管的开关功率转换器和/或升压转换器。在非隔离的开关功率转换器(比如降压转换器)中，电感存储元件是电感器，而该电感器是隔离的开关功率转换器(比如反激式转换器)中的变压器的初级绕组。无论开关功率转换器是否驱动隔离负载，当功率开关晶体管在开关循环中导通时，功率开关晶体管就允许正电流流过电感存储元件。然后，功率开关晶体管被循环断开，使得电感存储元件中存储的能量可以被传递到负载。为了实现最佳的零电压开关，本文中公开的技术和系统适应辅助开关晶体管的导通时间。辅助开关晶体管在功率开关晶体管被循环关闭后的自适应导通时段内被循环导通。当辅助开关晶体管在其自适应导通时间之后断开时，在电感存储元件中感应出负电流。
在反激式转换器中，负电流使功率开关晶体管的漏极端子放电。如果自适应导通时段相对较短，则漏极端子不会向地放电，而是向正的局部极小值放电并开始谐振振荡。如果自适应导通时段相对较长，则漏极端子向接地放电。由于源极端子对于反激式转换器的功率开关晶体管接地，所以当漏极端子接地时，功率开关晶体管的漏极-源极电压为零伏特，因此可以使用零电压开关使功率开关晶体管导通。相反，负电流对降压转换器中的源极端子充电。漏极端子被充电到输入电压。因此，如果自适应导通时段相对较长，则可以将源极端子充电到输入电压，这使得降压转换器的功率开关晶体管的漏极-源极电压为零伏特，使得可以使用零电压开关使功率开关晶体管导通。如果自适应导通时段相对较短，则降压转换器的功率开关晶体管的漏极-源极电压将通过一系列正电压波谷(局部极小值)谐振振荡。
导致漏极端子电压(不具有足以使漏极-源极电压为零伏特的幅值)的波谷模式振荡的相对短的自适应导通时段产生本文中表示为能量不足的条件。相比之下，导致功率开关晶体管的零漏极-源极电压的相对长的自适应导通时段产生本文中表示为能量充足的条件。但请注意，随着自适应导通时间延长，能量变得“太充足”，使得漏极-源极电压被拉低至零以下而不是刚好为零。使具有这种负漏极-源极的功率开关晶体管导通会对晶体管产生应力并降低效率。但是现有技术的零电压开关技术从未认识到在产生最佳零电压开关条件的能量不足条件与能量充足条件之间存在最佳边界。本文中公开的零电压开关技术适用自适应导通时段，使得开关功率转换器在能量充足条件与能量不足条件之间的边界处操作。在最小化开关应力和提高效率方面，所得到的控制是非常有利的。
通过考虑以下详细描述可以更好地理解这些有利特征。
附图说明
图1A是根据本发明的一方面的被配置用于最佳零电压开关的示例性有源钳位反激式转换器的电路图。
图1B是根据本发明的一方面的具有被配置用于最佳零电压开关的同步整流的反激式转换器的电路图。
图1C是根据本发明的一方面的被配置用于最佳零电压开关的降压转换器的电路图。
图2示出了根据本发明的一个方面的辅助导通时段变化对漏极-源极电压的影响以及对漏极-源极电压的过零点和波谷的检测的影响。
图3是根据本发明的一方面的用于实施最佳零电压开关的示例性控制器的图。
图4是根据本发明的一方面的II型波谷模式检测器的电路图。
通过参考下面的详细描述，可以最好地理解本发明的实施例及其优点。应当理解，相同的附图标记用于标识在一个或多个附图中所示的相同元件。
具体实施方式
所有隔离的开关功率转换器和/或升压转换器包括功率开关晶体管，该功率开关晶体管当导通时允许在变压器的初级绕组中产生正磁化电流。当初级绕组导通时，就防止了变压器的次级绕组导通。次级绕组电流的控制可以由输出二极管执行，但更高效的设计使用同步整流器(SR)开关晶体管来控制次级绕组何时导通。SR开关晶体管在次级绕组电流流动时导通，然后断开。在不连续导通操作模式中，SR开关晶体管的断开在初级绕组中感应出负磁化电流，这降低了功率开关晶体管的漏极电压。功率开关晶体管的漏极电压的放电量取决于同步整流器开关的导通时间。如果导通时间相对较短，则功率开关晶体管的漏极电压不会一直向接地放电，而是通过一系列表示为波谷的局部极小值谐振振荡。这些波谷在波谷模式开关操作模式中被用作功率开关晶体管的适当导通时间，以最小化开关应力和损耗。但是如果同步整流器开关被维持更长的持续时间，则功率开关晶体管的漏极电压向接地放电。由于源极接地，如果漏极电压向接地放电，则功率开关晶体管的漏极-源极电压为零电压。然后可以实施零电压开关操作模式，使得功率开关晶体管在其漏极-源极电压为零时循环导通。
因此，同步整流器开关导通时间控制是否可以使用波谷模式开关或零电压开关操作来循环功率开关晶体管。但是，通过辅助开关晶体管的导通持续时间对功率开关的开关模式的这种控制不限于具有同步整流的反激式转换器。如这里所使用的，术语“辅助开关晶体管”是结连同功率开关晶体管定义的，当功率开关晶体管被循环导通时，该功率开关晶体管允许正电流流过电感存储元件。辅助开关晶体管被配置成使得其在辅助开关晶体管被循环导通足够长的持续时间然后被循环关闭之后在电感存储元件中感应出负电流。
对于具有同步整流的反激式转换器，电感存储元件是初级绕组，并且正电流是磁化电流。但是还有许多其他类型的开关功率转换器包括这种辅助开关晶体管。例如，现在转向附图，图1A示出了有源钳位反激式转换器100，该有源钳位反激式转换器包括功率开关晶体管M1以及用作辅助开关晶体管的有源钳位开关晶体管M2。在功率开关周期期间，功率开关晶体管M1循环，使得在由输入电压源Vin供电的初级绕组T1中建立磁化电流。该磁化电流从初级绕组T1的输入电源轨流入到功率开关晶体管M1的漏极节点LX。当功率开关晶体管M1导通时，输出二极管D被反向偏置。输出二极管D连接到用于反激式转换器的变压器的次级绕组T2，使得在功率开关晶体管M1导通时没有次级绕组电流流动。当功率开关晶体管M1截止时，输出二极管D变为正向偏置，使得次级电流流过以通过输出电压Vo对输出电容器Co充电。负载(未示出)由输出电压(或来自次级绕组T2的输出电流)供电。
但是变压器并不完美，使得初级绕组T1中的一些磁能不与次级绕组T2耦合，而是在功率开关晶体管M1导通时为初级绕组T1的漏电感充电。该泄漏能量被有源钳位开关晶体管M2与初级绕组T1的输入电压轨之间串联的有源钳位电容器Ca捕获。然后，通过使有源钳位开关M2导通而功率开关M1断开，将存储的能量返回到变压器。取决于有源钳位开关晶体管M2的导通时间，响应于有源钳位开关晶体管M2的循环断开，节点LX上的漏极电压由于流过初级绕组的负电流可以被放电到接地。因此可以理解，有源钳位开关晶体管M2满足先前为辅助开关晶体管提供的定义，因为当有源钳位开关晶体管M2被循环导通然后断开时，负电流流过初级绕组T1。
图1B示出了同步整流器(SR)反激式转换器105。如关于有源钳位反激式转换器100所讨论的，功率开关晶体管M1与初级绕组T1串联。但是变压器次级侧的输出二极管D被替换为SR开关晶体管M3。当初级开关晶体管M1导通时，次级控制器(未示出)将维持SR开关晶体管M3断开，然后响应于功率开关晶体管M1的循环断开而使SR开关晶体管M3导通SR导通时间。然后，在SR导通时间结束时(在不连续导通操作模式下)，次级电流脉冲为高电平并斜降至零。如果SR导通时间足够长以使次级电流斜降至零，则输出电压Vo迫使负的次级电流流过次级绕组T1。然后，变压器中产生的存储磁能将LX节点电压拉低，并且在辅助开关导通时间结束后强制负磁化电流从LX节点流到输入电源轨。因此，SR开关晶体管M3满足本文中辅助开关晶体管的定义。
辅助开关晶体管的另一个示例由图1C所示的降压转换器110中的低侧晶体管M5给出。降压转换器110包括在输入电压节点与电感器L之间耦合的高侧开关晶体管M4(主开关)。在功率开关周期期间，高侧开关晶体管M4导通以允许正电流开始通过电感器L增加。在达到所需的峰值电流之后，高侧开关晶体管M4被断开。此时，低侧开关晶体管M5被导通，使得电感器L可以空转并用输出电压对输出电容器Co充电。如果低侧开关晶体管M5的导通时间足够长，则通过电感器L的正电流将放电至零并变为负。当低侧开关晶体管M5被循环断开时，通过电感器L产生的负电流可以用输入电压Vin对高侧开关晶体管M4的漏极端子充电，使得其漏极-源极电压为零。因此，低侧开关晶体管M5满足如本文所定义的辅助开关晶体管的定义。辅助开关晶体管的其他实例包括在有源钳位正激转换器、具有同步整流器的降压/升压转换器、图腾柱式无桥PFC转换器、半桥转换器和全桥转换器中。
本文提供了一种自适应控制技术，该自适应控制技术控制辅助开关晶体管的导通时间，以便在辅助开关晶体管被循环断开之后在电感存储元件中产生适当量的负电流。取决于辅助开关晶体管的导通时间的持续时间，该负磁化电流的建立迫使功率开关晶体管的漏极-源极电压在谐振振荡中下降到零。功率开关晶体管的、不过零电压(或足够接近零的电压)的漏极-源极电压的谐振振荡在本文中表示为“能量不足(insufficient energy)”条件。由于辅助开关晶体管的导通时间太短，导致能量不足。相反，导致功率开关晶体管的漏极-源极电压下降到零伏或低于零伏(或一些足够接近零的阈值电压)的辅助开关晶体管的导通时间导致在本文中被表示为“能量充足(sufficient energy)”条件。由于如果功率开关晶体管以足够低的电压(接近零伏特)导通，则可以认为存在零电压开关，满足零电压开关的功率开关晶体管的阈值漏极-源极电压在本文中被表示为“零电压开关阈值电压”。通常，零电压开关阈值电压是零伏特，但对于替代实施例，它可以是略微正(或负)。
无论零电压开关阈值电压是零还是非零，因此可以通过确保辅助开关晶体管足够长的导通时间使得达到能量充足条件来实现功率开关晶体管的零电压开关。但是，对于辅助开关晶体管来说太长的导通时间也是次优的，因为在功率开关晶体管被循环导通之前，功率开关晶体管的漏极-源极电压可以被拉低到零伏以下。功率开关晶体管在被循环导通时产生的负的漏极-源极电压导致开关应力并浪费能量，这类似于功率开关晶体管的波谷开关时发生的相同的不良影响。有利地，本文中公开的零电压开关技术在能量不足与能量充足之间的边界处操作，使得实现最佳的零电压开关。以这种方式，功率效率被最大化并且功率开关应力被最小化。
用于定位功率开关晶体管的零电压开关的能量充足与能量不足之间的边界的技术取决于开关功率转换器是否包括波谷模式检测器和/或过零点检测器。如在波谷模式开关技术中已知的，波谷模式检测器在功率开关晶体管的循环关闭之后检测功率开关晶体管的漏极电压的谐振振荡中的波谷或局部极小值。传统的波谷模式检测器只能检测波谷，并且不能检测等于零伏特或更低的极小值。这种波谷模式检测器在本文中称为I型波谷模式检测器。本文将进一步讨论更复杂的波谷模式检测器，该波谷模式检测器可以检测所有极小值，使得它检测等于零伏特或更小的极小值。这种波谷模式检测器在本文中称为II型波谷模式检测器。
参考图2可以更好地理解改变辅助开关晶体管的自适应导通时段对功率开关晶体管的漏极-源极电压(Vds)的影响。第一自适应导通时段200相对较长并且导致Vds在时间t0下降到零。第二自适应导通时段205比第一自适应导通时段200短，并且导致Vds在时间t1下降到零。第三自适应导通时段210比第二自适应导通时段205短，并且导致Vds在时间t2下降到零。但是注意，如针对自适应导通时段215所示的导通时段的进一步减小导致Vds在时间t3处的正谷220而不是过零点。因此，自适应导通时段215产生了在能量充足区225与能量不足区230之间的边界处的最佳零电压开关。
关于这些自适应导通时段，注意过零点检测器(ZCD)235将检测在时间t0、t1和t2的过零点。但是ZCD 235没有对波谷220作出响应。相反，II型波谷检测器240不仅检测在时间t0、t1和t2的过零点，而且还检测在时间t2的波谷220。最后，I型波谷检测器245仅检测波谷220。现在将讨论通过改变自适应导通时段来响应这些波谷和过零点检测以在能量充足与能量不足之间的边界处实现最佳零电压开关的一些示例的控制器。在图3中示出了示例的控制器300。波谷检测器305检测输入电压Vin中的波谷，并将波谷标识发送到自适应导通时间控制电路315。类似地，ZCD310检测输入电压Vin的过零点，并将过零点标识发送到自适应导通时间控制电路315。
自适应导通时间控制电路315改变辅助开关晶体管的自适应导通时段，以实现功率开关晶体管(未示出)的最佳过零点开关。首先将讨论用于波谷检测器305是I型波谷检测器的实施方式的自适应导通时间控制电路315的操作。如果自适应导通时段使得仅检测到波谷，则自适应导通时间控制电路315逐渐增加自适应导通时间，直到不再检测到波谷，而是仅进行过零点检测。因此，自适应导通时间控制电路315检测能量充足与能量不足之间的边界，从而可以确保最佳的零电压开关。如果自适应导通时段使得仅检测到过零点，则自适应导通时间控制电路315可以缩短自适应导通时段直到检测到波谷。通过再次增加自适应导通时段直到刚好波谷停止并且检测到过零点，检测到能量充足与能量不足之间的边界。注意，自适应导通时间控制电路315可以在没有ZCD 310的情况下操作，但仍然通过使用时间320来允许零电压开关。具体地，自适应导通时间控制电路315可以通过使自适应导通时段延长一时间增量并且再次观察是否检测到波谷来响应波谷的检测。因此可以延长自适应导通时段直到没有检测到波谷。因此，定时器320可以响应于超时时段的期满而触发自适应导通时间控制电路315以导通功率开关晶体管(未示出)。在替代实施例中，可以自适应地调整超时时段。
现在将针对不包括ZCD 310的实施例讨论具有II型波谷检测器305的自适应导通时间控制电路315的操作。注意，自适应导通时间控制电路315可以观察到取决于自适应导通时段的时间增量的能量充足情况下的过零点时间之间的时间间隔。在能量不足的情况下，这个时间间隔非常小，因为谐振振荡频率相当稳定。但在能量充足操作的边界上，时间间隔将变得相对较大。因此，自适应导通时间控制器300可以在不使用ZCD 310的情况下观察时间间隔并检测最佳过零点条件。替代地，ZCD 310可以与II型波谷检测器305结合使用。
另外，注意，自适应导通时间控制电路315可以仅与ZCD 310一起操作。从能量充足操作开始，自适应导通时间控制电路315可逐渐减小自适应导通时段并观察相应过零点之间的间隔增加。间隔将增加，直到达到能量不足，此时没有更多的过零点。在这种情况下，计时器320会超时并触发功率开关循环。因此，自适应导通时间控制电路315可以在能量不足操作之前确定最大间隔，并相应地设置用于最佳过零点的自适应导通时段。再次参考图1A、图1B和图1C，控制器101、106和115可以如关于控制器300所讨论的那样操作。
现在将讨论图4中所示的II型波谷模式检测器400。在该实施例中，节点lx是图1A的功率开关晶体管M1的漏极电压。该漏极电压可以相对较高，因此它通过由钳位晶体管M6和电容器C1形成的电容分压器分压，以形成分压的漏极电压lxc。为了滤除分压的漏极电压lxc上的低频噪声，分压电容器C1与电阻器Rlxc并联耦合。为了提供直接检测波谷以及过零点的能力，分压的漏极电压lxc通过电容器C2移位90度以形成相移电压lxc2。该相移电压AC被耦合到形成在一对分压电阻器R1和R2之间的分压器节点405上的DC电压上，这对分压电阻器耦合在用于电源电压VDD的电源节点410与接地之间。例如，电阻器R1和R2可以各自具有相等的电阻，使得节点410的DC电压为VDD/2。当分压的电压lxc谐振振荡时，相移电压lxc2通过电容器C2提供的电容耦合振荡。但是电容器C2使该振荡相移90度，使得电压lxc2与分压电压lxc异相振荡90度。由一对电阻器R3和R4形成的另一个分压器耦合在节点410与接地之间以形成参考电压(偏置)。电阻器R3和R4具有与电阻器R1和R2相同的分压比，因此参考电压等于电压lxc2的DC共模值。比较器310将参考电压与电压lxc2进行比较，以直接检测功率开关晶体管M1的漏极-源极电压的波谷和过零点。
已经设想到在一些实施例中，ZVS条件识别可以如下实现：在一起使用ZCD检测器和I型波谷检测器的情况下，我们通过接收波谷信号识别能量不足条件，并且通过接收ZCD信号识别能量充足状态；在仅使用ZCD检测器的情况下，我们通过在看门狗时间内没有接收ZCD信号来识别能量不足条件，并且通过接收ZCD信号来识别能量充足条件；在使用I型波谷检测器的情况下，我们通过接收波谷信号来识别能量不足条件，并且通过在看门狗时间内没有接收波谷信号来识别能量充足条件；在使用II型波谷检测器的情况下，我们总是从检测器接收信号(覆盖过零点和波谷触发)。我们比较两个相邻开关循环中信号的到达时刻，并使用时间间隔来测量两个时刻之间的时间差。(间隔概念在这里非常重要)。如果间隔很小，这意味着检测器在几乎相同的瞬态时间之后被触发，并且对应于谷点(能量不足条件)，因为当发生波谷时，瞬态总是接近半谐振周期。如果间隔很大，这意味着检测器比前一个开关周期更早地被触发，这意味着电压击中接地并在达到波谷点之前终止谐振。
在一些实施例中，主开关的导通时间控制可以如下实现。每当收到ZCD或波谷信号时，我们打开主开关。但在某些情况下，如上所述，我们不会收到检测器信号，例如，如果我们只使用ZCD但能量不足，我们将永远不会收到ZCD信号。所以在实际应用中，例如仅使用ZCD，在我们等待ZCD信号一段时间之后，我们需要决定是否应该继续等待，或者我们已经等待了足够长的时间并且应该在电压谐振返回之前立即打开主开关。我们使用看门狗，并且看门狗时间根据前一个开关循环中的信号接收时间被自适应调整。因此，我们可以避免太晚打开主开关，这可能使操作太过于偏离精确的ZVS点。
虽然ZVS能量最初来自初级绕组电流(在前一个开关循环中)，但在ZVS开关的正常操作中，我们始终首先打开辅助开关以获得最佳自适应导通时间，然后关闭辅助开关以产生主开关的ZVS，然后主开关导通以产生初级绕组电流。在ZVS控制中，从前一个开关循环收集能量和信息，并对当前的开关周期进行调整。
由于本领域的某些技术人员现在并且根据可用的特定应用将认识到，在不脱离本发明的装置的范围的情况下，可以对本发明的装置的材料、装置、配置和使用方法进行许多修改、替换和变化。鉴于此，本发明的范围不应限于本文所示并所述的特定实施例的范围，因为它们仅仅是作为本发明的一些实例，而是应该与下文所附权利要求及其功能等同物完全相称。

Claims (9)

1.一种用于开关功率转换器的控制器，包括：
波谷模式检测器，所述波谷模式检测器被配置为检测功率开关晶体管的漏极电压中的波谷，每个波谷为所述漏极电压的局部最小值并具有正电压；
过零点检测器，所述过零点检测器被配置用于检测所述漏极电压的过零点，其中过零点发生在所述漏极电压为零时；以及
自适应导通时间控制电路，所述自适应导通时间控制电路被配置为在相对短的导通时段与相对长的导通时段之间调整辅助开关晶体管的导通时段以确定产生所述漏极电压中的过零点的最佳导通时段，所述相对短的导通时段仅产生所述漏极电压中的波谷，所述相对长的导通时段仅产生所述漏极电压中的过零点，其中，比所述最佳导通时段更短的导通时段产生所述漏极电压中的波谷而非过零点，并且其中，所述控制器被配置为在由所述最佳导通时段产生的所述漏极电压中的过零点处导通所述功率开关晶体管。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述辅助开关晶体管是反激式转换器中的有源钳位开关晶体管。
3.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述辅助开关晶体管是反激式转换器中的同步整流器开关晶体管。
4.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述辅助开关晶体管是降压转换器中的低侧开关晶体管。
5.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述自适应导通时间控制电路被配置为针对所述辅助开关晶体管缩短所述导通时段，直到检测到所述波谷。
6.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述自适应导通时间控制电路被配置为针对所述辅助开关晶体管延长所述导通时段，直到检测到所述过零点。
7.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述波谷模式检测器包括：
第一分压器，所述第一分压器用于将功率开关晶体管的漏极电压分压为在分压漏极电压节点上承载的分压漏极电压；
第二分压器，所述第二分压器用于偏置具有DC偏置电压的分压器节点；
电容器，所述电容器耦合在所述分压器节点与所述分压漏极电压节点之间；以及
第一比较器，所述第一比较器被配置为将所述分压器节点的电压与所述DC偏置电压进行比较，以检测所述功率开关晶体管的漏极电压中的峰值和波谷。
8.根据权利要求1所述的控制器，其中，所述过零点检测器包括比较器，所述比较器被配置为将功率开关晶体管的漏极电压与地进行比较。
9.一种用于开关功率转换器的控制器，包括：
波谷模式检测器，所述波谷模式检测器被配置为检测功率开关晶体管的漏极电压中的过零点和波谷两者，每个波谷为所述漏极电压的局部最小值并具有正电压，所述漏极电压中的每个过零点在所述漏极电压为零时产生；
自适应导通时间控制电路，所述自适应导通时间控制电路被配置为在相对长的导通时段与相对短的导通时段之间调整辅助开关晶体管的导通时段以确定产生所述漏极电压中的过零点的最佳导通时段，所述相对长的导通时段仅产生所述漏极电压中的过零点，所述相对短的导通时段仅产生所述漏极电压中的波谷，其中，比所述最佳导通时段更短的导通时段产生所述漏极电压中的波谷而非过零点，并且其中，所述控制器被配置为在由所述最佳导通时段产生的所述漏极电压中的过零点处导通所述功率开关晶体管。
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