CN110620514B - 在开关功率转换器中的同步整流的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

公开了在反激式功率转换器中的同步整流的系统和方法。根据实施方式，开关电源包括功率转换器和控制器。功率转换器具有电感器、电容器和开关元件。开关元件配置成将在电感器中的电流整流用于给电容器充电以形成用于给负载供电的电压。开关元件包括开关和二极管。控制器配置成控制开关元件并检测负载条件。当负载条件被检测到时，控制器控制开关元件以主动地将在电感器中的电流整流用于给电容器充电。当负载条件未被检测到时，控制器保持开关元件断开，使得电流被动地由二极管整流。

Description

在开关功率转换器中的同步整流的系统和方法
技术领域
本发明涉及开关电源的领域。更特别地，本发明涉及执行在开关功率转换器中的同步整流的系统和方法。
背景技术
离线开关电源从交流(AC)电源接收功率并提供可用于给负载供电的电压调节的直流(DC)输出。示例性离线电源包括功率因数校正(PFC)级和DC到DC转换器级。PFC级接收AC输入信号，对AC信号执行整流并维持从AC源引出的电流与AC电压实质上同相，使得电源对AC源表现为电阻性负载。DC到DC转换器级接收PFC级的输出并产生电压调节的DC输出，其可以用于给负载供电。PFC级的输出一般处于较高的电压且比DC到DC级的输出更宽松地被调节。
反激式功率转换器(或更简单地，反激式转换器)可在DC到DC功率转换器中被使用。反激式转换器使用变压器，其将能量从反激式转换器的输入转移到它的输出并提供在反激式转换器的输入和输出之间的电隔离以及电压倍增。通过使开关闭合来将输入电压(例如PFC级的整流输出电压)施加在变压器初级绕组两端；作为结果，初级绕组电流流动且在变压器中的磁通量增加，将能量存储在变压器中。当开关断开时，电压被移除且初级绕组电流下降，同时磁通量下降。作为结果，电流在变压器的次级绕组中被感生出。这个感生电流被整流并用于给输出电容器充电。在输出电容器两端形成的输出电压可用于给负载供电。
二极管可用于将在变压器的次级绕组中感生出的电流整流。然而，由于二极管在被正向加偏压时的非零接通电阻，二极管的这样的使用引起低效。
所需要的是提高效率的开关电源的技术。进一步需要的是在各种负荷条件下提高效率的开关电源。
发明内容
公开了在反激式功率转换器中的同步整流的系统和方法。根据实施方式，开关电源包括功率转换器和控制器。功率转换器具有电感器、电容器和开关元件。开关元件被配置成将在电感器中的电流整流用于给电容器充电以形成用于给负载供电的电压。开关元件包括开关和二极管。控制器配置成控制开关元件并检测负载条件。当负载条件被检测到时，控制器控制开关元件以主动地将在电感器中的电流整流用于给电容器充电。当负载条件被检测到时，控制器保持开关元件断开，使得电流被动地由二极管整流。
附图说明
本发明关于其特定的示例性实施方式被描述，且相应地参考附图，其中：
图1示出根据本发明的实施方式的二级离线电源的方框示意图；
图2示出根据本发明的实施方式的适合于在DC到DC转换器中使用的反激式转换器；
图3示出根据本发明的实施方式的具有同步整流器的反激式转换器的次级绕组部分；
图4示出根据本发明的实施方式的同步整流器；
图5示出根据本发明的实施方式的具有同步整流器的反激式转换器的次级绕组部分；
图6示出根据本发明的实施方式的用于执行同步整流的控制器电路；以及
图7示出根据本发明的实施方式的负载检测电路。
具体实施方式
本发明的目的在于执行在开关功率转换器中的同步整流的系统和方法。根据实施方式，场效应晶体管用于执行电感器电流的同步整流，以便给电容器充电。在电容器两端形成的电压可用于给负载供电。可在反馈回路中调节在电容器两端形成的电压(也被称为“输出电压”)。例如，表示在输出电压和输出电压的期望电平之间的差异的误差信号可用于调制开关频率，以便调节到输出电压。在反激式转换器的情况下，例如电感器电流可以是在变压器的次级绕组中感生的电流。可结合包括串联谐振转换器(SRC)、两个电感器、一个电容器转换器(LLC)等的各种开关转换器拓扑来利用本发明。
在第一负荷条件下，电感器电流的整流由二极管被动地执行。二极管优选地是场效应晶体管的体二极管。可选地或此外，二极管可以是分立二极管。在任一情况下，通过将场效应晶体管维持在断开(非导电状态)中使得二极管执行整流来实现被动整流。在第二负荷条件下，通过控制场效应晶体管使得它的切换与功率转换器的切换同步来主动地执行电感器电流的整流。这可通过监测在电感器处或附近的电压并比较所监测的电压与一个或多个阈值电压电平以控制在每个开关周期期间的适当时间接通和关掉晶体管以便执行同步整流来实现。
第一和第二负荷条件指当负载耦合成接收输出电压并消耗来自功率转换器的功率时由负载消耗的功率的量。更特别地，第一负荷条件优选地指示轻负载，而第二负荷条件优选地指示重负载。因此，根据实施方式，在轻负荷条件下，整流由二极管被动地执行，而在重负荷条件下，整流通过同步地控制场效应晶体管而主动地被执行。
当使用频率调制来调节输出电压时，可通过监测开关频率来确定转换器是在轻负载条件下还是重负载条件下操作。例如，可通过监测开关周期来确定开关频率。可选地，可通过监测开关周期的一部分的持续时间(例如开关转换器的主功率开关的断开时间或接通时间)来确定开关频率。
在实施方式中，负荷条件确定是二进制的，意味着负载要么是“轻的”要么是“重的”。例如，低于80kHz的开关频率可被指定为指示“轻”负载，而在80kHz处或之上的开关频率可被指定为指示“重”负载。可选地，可检测负荷的额外水平(例如“轻”、“中等”和“重”)。此外，不是使用开关频率来确定负荷条件，另一参数(例如误差信号)可被监测。
在实施方式中，当确定负荷从轻转变到重时，从被动整流到同步(即主动)整流的转变被延迟(例如预定的时间周期或预定数量的开关循环)。这个延迟确保负荷转变到稳态重负载而不是瞬间转变，且被预期防止在被动整流和同步整流之间的过度或不必要的转变，否则其可能干扰调节在反馈环中的开关转换器输出。可例如通过对功率转换器的开关循环的数量计数或通过确定时间延迟的某种其它方法(例如通过使用延迟定时器)来确定延迟。例如，一旦从轻到重负荷的转变被检测到，则从被动到主动整流的转变就可被延迟一个时间周期，其可被测量为例如65个开关循环。
在实施方式中，当确定为负荷从重转变到轻时，从同步整流到被动整流的转变可立即出现。
图1示出根据本发明的实施方式的两级离线电源100的方框示意图。如图1所示，功率因数校正(PFC)级102具有耦合到交流(AC)源的输入。PFC级102对AC输入信号执行整流并维持从AC源引出的电流与AC电压实质上同相，使得电源100对AC源表现为电阻性负载。
PFC级102产生宽松地调节的电压VDC，其作为输入被提供到DC到DC转换器104。使用输入VDC，DC到DC转换器级104产生电压调节的DC输出VO，其可用于给负载供电。VDC的电平优选地处于较高的电压，且比DC到DC转换器级104的输出VO更宽松地被调节。PFC级102的输出VDC的标称电平可以例如是大约380伏DC，而DC到DC转换器级104的电压调节的输出VO可以例如是大约12.0伏DC。
图2示出根据本发明的实施方式的反激式转换器150。反激式转换器适合于在开关电源的DC到DC转换器(例如图1的DC到DC转换器104)中被使用。反激式转换器150接收来自源VIN的输入电压，其可以是PFC级输出VDC或可从其它源(例如整流器和/或电磁干扰(EMI)滤波器)被接收。
如图2所示，输入电压源VIN耦合到电容器CSN的第一端子和变压器T1的初级绕组的第一端子。电容器CSN起缓冲电容器的作用。变压器T1的初级绕组的第二端子耦合到开关SW1(“低侧”开关)的第一端子和开关SW2(“高侧”开关)的第一端子。电压VL在低侧开关SW1和高侧开关SW2之间的节点处以及在变压器T1的初级绕组的第二端子处形成。开关SW1的第二端子耦合到第一接地节点。开关SW2的第二端子耦合到电容器CSN的第二端子。开关SW1和SW2(也被称为“主功率”开关，因为它们调节由功率转换器产生的功率的量)可以各自被实现为功率MOSFET晶体管；因此，体二极管被示出与如图2所示的开关SW1和SW2中的每个相关联。开关SW1由信号LOWOUT控制，而开关SW2由信号HIGHOUT控制。控制信号LOWOUT和HIGHOUT可由控制器152产生。
在功率转换器的次级绕组侧处，变压器T1的次级绕组的第一端子耦合到电容器COUT的第一端子。变压器T1的次级绕组的第二端子耦合到整流器200的第一端子。整流器200的第二端子耦合到电容器COUT的第二端子和第二接地节点。第一和第二接地节点优选地彼此隔离。
通过使开关SW1和SW2断开和闭合来操作反激式转换器150。变压器T1将能量从反激式转换器150的输入转移到它的输出，并提供在反激式转换器150的输入和输出之间的隔离。变压器T1还可根据它的绕组比来提供电压倍增。在操作中，当开关SW1闭合(开关被“接通”)时，电压源VIN被施加在变压器T1的初级绕组两端。作为结果，在初级绕组中的电流和在变压器T1中的磁通量增加，这将能量存储在变压器T1中。当开关SW1然后断开(开关被“关掉”)时，在初级绕组中的电流和磁通量下降。作为结果，在变压器T1的次级绕组中感生出电流，其用能量给电容器COUT充电以产生用于给负载供电的输出电压VO。
当开关SW1断开且开关SW2处于闭合位置(开关SW2“接通”)时，在变压器T1的初级绕组中的电流可穿过高侧开关SW2传递到缓冲电容器CSN。可选地，当开关SW1断开且开关SW2处于断开位置(开关SW2“断开”)时，在变压器T1的初级绕组中的电流可穿过开关SW2的体二极管。可选地，可以用二极管代替开关SW2。
高侧开关SW2优选地被控制，使得它在低侧开关SW1闭合(接通)时是断开的(关掉)。然后，当开关SW1断开(关掉)且来自变压器T1的能量被大量地放电到输出电容器COUT时，电压VL将等于VCSN。在这些条件下，开关SW2暂时闭合(接通)。因此可在零伏开关(ZVS)条件下操作开关SW2。使开关SW2闭合将VL的电平放电到VIN的电平。然后，一旦VL基本上等于VIN，开关SW2就断开(关掉)。电压VL在开关SW2断开之后继续下降，使得当开关SW1闭合时在它两端的电压为零或几乎为零。因此，也可在零伏开关(ZVS)条件下操作开关SW1。该循环然后重复。
可通过调整开关SW1的开关频率、调整它的占空比或两者来控制转移到负载的能量的量。开关SW1和SW2也被称为主功率开关，因为它们调节由功率转换器产生的功率的量。控制开关频率在本文中被称为频率控制或频率调制。可选地或此外，可例如通过控制在变压器中的峰值输入电流来控制开关SW1的开关占空比。这被称为峰值电流控制。如图2所示，反馈或误差信号VEAO被提供到控制器152。该反馈信号允许开关SW1和SW2在反馈环中被控制，以便调节输出电压VO。例如，误差信号VEAO可代表在输出电压VO和输出电压VO的期望电平之间的差异。反馈环优选地被配置成维持在变压器T1的初级绕组和次级绕组之间的电隔离。
可以控制开关SW1和SW2，如在2017年6月6日提交的且标题为“Power Converterfor a Switching Power Supply and Manner of Operation Thereof”的美国专利申请No.15/615,653中所述的，该专利申请的全部内容特此通过引用被并入。
耦合到变压器T1的次级绕组的整流器如在本文更详细地描述地操作。简要地，整流器200优选地具有两种操作模式。在第一模式中，由在整流器200内包括的二极管被动地执行整流。在第二模式中，由在整流器200内包括的场效应晶体管主动地执行整流，场效应晶体管与开关SW1和SW2同步地(或至少与开关SW1同步地)被操作。在这两种模式中，整流使在变压器T1的次级绕组中的电流给电容器COUT充电，同时防止电容器COUT通过变压器T1而放电(即，可能使能量被反射回到变压器T1的初级侧的反向电流被阻止)。
如图2所示，整流器200位于变压器T1的次级绕组的第二端子和第二接地节点之间。可选地，整流器200可以位于变压器T1的次级绕组的第一端子和电容器COUT的第一端子之间。在这种情况下，变压器T1的次级绕组的第二端子可耦合到第二接地节点。
图3示出根据本发明的实施方式的具有整流器200的反激式转换器的次级绕组部分。图3示出一个实施方式，其中整流器200可被实现为具有三个端子的集成电路(IC)：(1)被标记为D(对于“漏极”)；(2)被标记为S(对于“源极”)；以及(3)被标记为VCC，用于连接到供电电压VCC。还示出协助供电电压VCC的产生的额外部件，包括电阻器R1、电容器C1和二极管D1。电阻器R1的第一端子和二极管D1的阴极耦合到变压器T1的次级绕组的第一端子。电阻器R1的第二端子和二极管D1的阳极耦合到整流器200的VCC供电端子和电容器C1的第一端子。电容器C1的第二端子耦合到接地节点。电容器C1通过电阻器R1由输出电压VO充电。供电电压VCC在电容器C1两端形成。二极管D1阻止电压VCC超过VO的电平。供电电压VCC向整流器200的部件提供功率。
图4示出根据本发明的实施方式的图3的三端子整流器。如图4所示，提供齐纳二极管DZ1，它的阴极耦合到VCC供电端子以及它的阳极耦合到源极端子S。齐纳二极管DZ1将VCC的电平限制到它的反向击穿电压(例如18.5伏特)。漏极端子D耦合到控制电路202的输入端子和具有体二极管的场效应晶体管M1的漏极端子。源极端子S耦合到场效应晶体管M1的源极端子并耦合到控制电路202和驱动器DRV1的接地端子。源极端子S用作整流器200的接地节点。VCC供电端子被耦合成向控制电路202和驱动器DRV1提供供电电压。控制电路202的输出DRV耦合到驱动器DRV1的输入。驱动器DRV1的输出耦合到场效应晶体管M1的栅极端子。图4的整流器200可被实现为三端子集成电路，其具有作为VCC、漏极和源极的端子。
控制电路202经由驱动器DRV1来控制场效应晶体管M1。对于被动整流，场效应晶体管M1被保持断开(非导电的)。在这个条件中，整流由场效应晶体管M1的体二极管(或由与晶体管开关并联耦合且更特别地与体二极管并联耦合的分立二极管)被动地执行。对于主动整流，控制电路202确定用于接通和断开场效应晶体管M1的每个开关循环(例如图2的开关SW1和SW2的开关循环)期间的适当时间，从而将在变压器T1的次级绕组中的电流整流并阻止在变压器T1的次级绕组中的反向电流。
图5示出根据本发明的实施方式的具有同步整流器的反激式转换器的次级绕组部分。图5的实施方式示出，控制电路202可被实现为具有四个端子的IC：(1)被标记为D(对于“漏极”)；(2)被标记为S(对于“源极”)；(3)被标记为VCC，用于连接到供电电压VCC；以及(4)被标记为”DRV”，用于连接到场效应晶体管M1的栅极。该实施方式不同于图3和4的实施方式，因为场效应晶体管M1在IC的外部以及IC具有用于控制场效应晶体管M1的栅极的一个额外端子。在图4中，该额外端子是不需要的，因为连接是在整流器200的内部。
图6示出根据本发明的实施方式的用于执行同步整流的控制器电路202。参考图6，漏极端子D耦合到电阻器R2的第一端子。电阻器R2的第二端子耦合到比较器CMP1的第一输入端子、比较器CMP2的第一输入端子和齐纳二极管DZ2的阴极。二极管DZ2的阳极耦合到接地节点。比较器CMP1的第二端子耦合到第一参考电压VREF1。比较器CMP2的第二端子耦合到第二参考电压VREF2。比较器CMP1的输出耦合到触发器204的反相置位输入。比较器CMP2的输出耦合到触发器204的反相复位输入。触发器204的非反相输出产生时钟信号CLK并耦合到NAND门206的第一输入。NAND门206的输出耦合到逆变器/驱动器208的输入。逆变器/驱动器208的输出耦合到驱动器端子DRV。
信号CLK从在变压器T1处的电压得到并因此与主功率开关SW1和SW2(图2)同步。信号CLK耦合到负载检测器210和定时器212的输入。负载检测器210的输出耦合到NAND门206的第二输入。定时器212的输出耦合到NAND门210的第三输入。
VCC供电端子耦合到房屋管理电路214。房屋管理电路214可用于产生各种房屋管理功能，例如参考电压VREF1和VREF2的产生。
比较器CMP1和CMP2检测当在变压器T1的次级绕组处的电压正上升和下降时的情况。比较器的输出用于控制当晶体管M1被关掉和接通时用于经由触发器204、NAND门206和驱动器/逆变器208执行在变压器T1的次级绕组中的电流的同步整流的时刻。参考电压VREF1可例如被设置到-100mV，而参考电压VREF2可例如被设置到-1.0mV。在优选实施方式中，可例如通过在房屋管理电路214内的电阻元件的激光修整来精确地控制参考电压，电阻元件用于产生参考电压VREF1和VREF2。
时钟信号CLK控制断开和闭合整流器200的开关M1的定时并由触发器204产生。时钟信号CLK当电流在变压器T1的次级绕组中流动时优选地是逻辑高电压，而当电流不在变压器T1的次级绕组中流动时是逻辑低电压。参考电压VREF1和VREF2的电平优选地被置位，以便实现同步整流，同时阻止在变压器T1的次级绕组中的反向电流。因此，时钟信号CLK的上升沿可以稍微在正向电流在变压器T1的次级绕组中开始之后出现，而时钟信号CLK的下降沿可以稍微在正向电流在变压器T1的次级绕组中停止流动之前出现。
负载检测器210配置成检测耦合到功率转换器的负载的当前负荷条件。更特别地，时钟信号CLK具有与功率转换器的开关频率(即主功率开关SW1和SW2的开关频率)相同的频率。负载检测器210使用这个信号来确定当前负载条件。负载检测器210优选地确定负载条件是轻负载还是重负载。例如，负载检测器210可使用定时器来确定时钟信号CLK的周期。可选地，负载检测器210可通过使用计数器以对在已知的时间周期期间出现的开关循环计数来确定时钟信号CLK的频率。
在使用频率调制的实施方式中，低于80kHz的开关频率被指定为指示“轻”负载，而在80kHz处或之上的开关频率被指定为指示“重”负载。在重负载条件下，负载检测器210产生信号“SR模式”，其使触发器204的输出能够控制场效应晶体管M1以在适当的时间关掉和接通以同步地执行在变压器T1的次级绕组中的电流的整流。如图6所示，SR模式信号使NAND门206能够在这些条件下将CLK信号传递到驱动器208。在轻负载条件下，信号SR模式禁止触发器204的输出控制场效应晶体管M1。如图6所示，这个信号可阻止NAND门206将CLK信号传递到驱动器208。替代地，场效应晶体管M1被保持在断开位置上，使得它的体二极管被动地执行整流。
在实施方式中，定时器212确保在重负载条件下，同步M1晶体管在每个开关循环的规定时刻被明确地关掉。正常地，晶体管M1在每个开关循环期间的时间基于比较器CMP2检测到在变压器T1的次级绕组处的电压的下降电平而被关掉。然而，如果由于某个原因，比较器CMP2未能正确地检测到在变压器T1的次级绕组处的电压的这个下降电平，则这可导致晶体管M1在整个开关循环期间保持断开。因此，定时器212可以起故障保护的作用以限制在每个循环期间的晶体管开关M1保持接通的时间。换句话说，定时器限制晶体管开关M1的接通时间TON。定时器212可以可选地被省略。
图7示出根据本发明的实施方式的负载检测电路210。如图7所示，供电电压VCC耦合到电流源I1的第一端子。电流源I1的第二端子耦合到比较器CMP3的第一输入和电容器C2的第一端子。电容器C2的第二端子耦合到接地节点。参考电压VREF3耦合到比较器CMP3的第二输入端子。开关SW3耦合在电容器C2两端。比较器CMP3的输出产生二进制信号(“轻/重”)，其指示负载条件当前是重的还是轻的。这个信号耦合到计数器216的第一输入。由图6的触发器204产生的时钟信号CLK耦合到计数器216的第二输入。信号SR模式在计数器216的输出处产生并耦合到图6的NAND门204。时钟信号CLK控制开关SW3。更特别地，时钟信号CLK耦合到单触发电路设备218的输入。单触发218的输出耦合到开关SW3。
在操作中，当开关SW3闭合时，这使电容器C2放电。当开关SW3断开时，电流源I1开始给电容器C2充电，直到开关SW3再次闭合为止。开关SW3在主功率开关SW1和SW2(图2)的每个开关循环期间再次闭合。因此，电流源I1和电容器C2起定时器的作用，其中对于每个开关循环的在电容器C2上的最大电压表示开关SW3保持断开的时间的量，且因此这个电压电平表示开关周期。开关周期与开关频率成反比地有关，且所以这个电压也表示开关频率。
当负载是轻的时，开关周期足够长，使得电容器C2在每个开关周期期间被充电到VREF3的电平，以及比较器CMP3的输出因此在逻辑低电压和逻辑高电压之间切换。这个切换使计数器216复位，使得计数器216在轻负载期间重复地复位。这使在计数器216的输出处的SR模式信号保持逻辑低电压，使得在变压器T1的次级绕组中的电流的整流被动地被执行。
然而，当负载是重的时，开关周期足够短，使得在开关SW3在每个开关周期期间再次闭合之前电容器C2未达到VREF3的电平。比较器CMP3的输出因此保持逻辑低电压。只要这个逻辑低电压保持在比较器CMP3的输出处，这就使计数器216对在时钟信号CLK上接收的脉冲计数。一旦计数达到预定值(例如在50和100之间的值，例如65)，则从计数器216输出的SR模式信号就改变到逻辑高电压，其使主动整流开始，如在本文解释的。然而，如果计数器216在比较器CMP3检测到轻负载之前未达到预定值，则计数器由比较器CMP3复位，使得SR模式信号保持逻辑低电压且被动整流继续。
在同步整流开始之后，如果比较器CMP3检测到轻负载，则计数器216被复位且SR模式信号下降到逻辑低电压。这立即停止主动整流，使得整流然后被动地被执行。
单触发218在每个开关周期开始时产生短脉冲。作为结果，对于每个开关循环的在电容器C2上的电压反映开关循环的整个持续时间。换句话说，在电容器上的电压反映时钟信号CLK的接通时间TON和断开时间TOFF的总数。在实施方式中，单触发218可被省略，在这种情况下，对于每个开关循环的在电容器C2上的电压只反映断开时间TOFF。仍然进一步地，时钟信号CLK的极性可反转以控制开关SW3，在这种情况下，对于每个开关循环的在电容器C2上的电压只反映接通时间TON。在任一情况下，断开时间TOFF、接通时间TON或这两者的组合(TOFF+TON)可用于检测负载是轻的还是重的。
在例子中，当TOFF大于7uS时，这指示轻负载且同步整流被禁止。然后如果TOFF落到7uS之下，这指示重负载且同步整流将在等待65个开关循环之后开始(如果在65个循环的每个期间TOFF保持低于7uS；否则，同步整流将保持被禁止)。
在另一例子中，当TON大于10uS时，这指示轻负载且同步整流被禁止。然后如果TON落到10uS之下，这指示重负载且同步整流将在等待65个开关循环之后开始(如果在65个循环的每个期间TON保持低于10uS；否则，同步整流将保持被禁止)。
因此，图7的负载检测器210起作用来检测负载是轻的还是重的。当负载是轻的时，整流被动地被执行。只有如果重负载被检测到并在由计数器216确定的时间段期间保持被检测到，到主动整流的转变才被执行。一旦主动整流由于重负载而开始，如果轻负载其后被检测到，则整流立即返回到被动模式。这个单向延迟确保负荷转变到稳态重负载而不是在主动整流开始之前的瞬时转变。这防止在被动和同步整流之间的过度或不必要的转变，其可能干扰调节在反馈环中的开关转换器输出。因此，只要在电容器C2上的电压指示轻负载，场效应晶体管M1就被禁用。然而，当在电容器C2上的电压指示重负载时，场效应晶体管M1被启用以在延迟之后执行同步切换。
本发明的前述详细描述为了说明的目的被提供，且并不旨在为穷举的或将本发明限制到所公开的实施方式。因此，本发明的范围由所附权利要求限定。

Claims (36)

1.一种开关电源，包括：
功率转换器，其具有电感器、电容器和开关元件，所述开关元件配置成将在所述电感器中的电流整流用于给所述电容器充电以形成用于给负载供电的电压，其中所述开关元件包括开关和二极管；以及
控制器，其配置成控制所述开关元件并检测负载条件，其中当所述负载条件被检测到时，通过将电感器电压与第一阈值和第二阈值进行比较以控制所述开关元件被断开和闭合时的时刻，所述控制器控制所述开关元件以主动地将在所述电感器中的所述电流整流用于给所述电容器充电，并且所述控制器包括定时器，所述定时器在执行主动整流时限制所述开关元件在每个开关循环中被闭合的时间，以及其中当所述负载条件未被检测到时，所述控制器保持所述开关元件断开，使得所述电流被动地由所述二极管整流。
2.如权利要求1所述的开关电源，其中所述开关元件包括场效应晶体管，以及所述二极管包括所述场效应晶体管的体二极管。
3.如权利要求1所述的开关电源，其中使用开关频率调制来调节在所述电容器上的电压，以及其中通过监测所述开关频率来检测所述负载条件。
4.如权利要求3所述的开关电源，其中当所述开关频率超过阈值时，所述负载条件被检测到。
5.如权利要求4所述的开关电源，其中当所述开关频率超过所述阈值时，所述负载条件是重的。
6.一种用于开关电源的同步整流器，所述同步整流器包括：
负载条件检测器，其配置成检测所述电源的负载条件；以及
同步整流控制器，其配置成根据检测到的负载条件来控制用于执行同步整流的晶体管开关，其中当所述负载条件被检测到时，所述控制器配置成通过将电感器电压与第一阈值和第二阈值进行比较以控制所述晶体管开关被断开和闭合时的时刻，控制所述晶体管开关以主动地将电流整流，并且所述控制器包括定时器，所述定时器在执行主动整流时限制所述晶体管开关在每个开关循环中被闭合的时间，以及其中当所述负载条件未被检测到时，所述控制器配置成保持所述晶体管开关断开，使得所述电流由二极管被动地整流。
7.如权利要求6所述的同步整流器，其中所述同步整流器被实现为三端子集成电路并包括所述晶体管开关。
8.如权利要求6所述的同步整流器，其中所述同步整流器被实现为四端子集成电路并包括用于控制所述晶体管开关的端子。
9.如权利要求6所述的同步整流器，其中所述同步整流控制器包括配置成比较电感器电压与第一阈值的第一比较器和配置成比较所述电感器电压与第二阈值的第二比较器，其中所述第一比较器和所述第二比较器的输出用于在执行主动整流时控制所述晶体管开关被断开和闭合时的时刻。
10.如权利要求9所述的同步整流器，其中使用用于产生参考电压的电阻元件的激光修整来调整第一参考电压和第二参考电压中的至少一个。
11.如权利要求6所述的同步整流器，其中所述负载条件检测器监测开关频率，用于检测所述负载条件。
12.如权利要求11所述的同步整流器，其中所述负载条件检测器通过监测所述开关电源的主功率开关的断开时间或接通时间来监测所述开关频率。
13.如权利要求11所述的同步整流器，其中所述负载条件检测器通过监测所述开关电源的主功率开关的开关周期来监测所述开关频率。
14.如权利要求11所述的同步整流器，其中所述负载条件检测器通过在每个开关循环期间用电流源给电容器充电来监测所述开关频率，因而在所述电容器上的电压表示所述开关频率。
15.如权利要求14所述的同步整流器，其中在所述电容器上的所述电压与参考电压比较以检测所述负载条件。
16.如权利要求6所述的同步整流器，其中当所述负载条件被检测到时，所述控制器配置成开始所述晶体管开关的控制以在延迟之后主动地将所述电流整流。
17.如权利要求6所述的同步整流器，其中当所述负载条件不再被检测到时，所述控制器配置成立即开始保持所述晶体管开关断开。
18.如权利要求6所述的同步整流器，其中所述二极管包括所述晶体管开关的体二极管。
19.如权利要求6所述的同步整流器，其中所述二极管包括与所述晶体管开关并联的分立二极管。
20.如权利要求16的同步整流器，其中当所述负载条件不再被检测到时，所述控制器配置成立即开始保持所述晶体管开关断开。
21.一种用于开关电源的同步整流控制器，所述控制器包括：
用于检测所述电源的负载条件的装置；以及
用于根据检测到的负载条件来控制整流器的装置，其中当所述负载条件被检测到时，用于控制的装置配置成通过将电感器电压与第一阈值和第二阈值进行比较以控制所述整流器被断开和闭合时的时刻，控制所述整流器以主动地将电流整流用于给电容器充电，并且用于控制的装置包括用于在执行主动整流时限制所述整流器在每个开关循环中被闭合的时间的装置，以及其中当所述负载条件未被检测到时，所述控制器配置成保持所述整流器断开，使得所述电流由二极管被动地整流。
22.如权利要求21所述的同步整流控制器，其中用于检测负载条件的装置监测开关频率，用于检测所述负载条件。
23.如权利要求22的同步整流控制器，其中用于检测负载条件的装置通过监测所述电源的主功率开关的断开时间或接通时间来监测所述开关频率。
24.如权利要求22的同步整流控制器，其中用于检测负载条件的装置通过监测所述电源的主功率开关的开关周期来监测所述开关频率。
25.如权利要求22的同步整流控制器，其中用于检测负载条件的装置通过在每个开关循环期间用电流源给电容器充电来监测所述开关频率，因而在所述电容器上的电压表示所述开关频率。
26.如权利要求21的同步整流控制器，其中当所述负载条件被检测到时，用于控制整流器的装置开始所述整流器的控制以在延迟之后主动地将所述电流整流，以及其中当所述负载条件不再被检测到时，所述控制器配置成立即开始保持所述整流器断开。
27.一种开关电源，包括：
反激式功率转换器，其包括：具有初级绕组和次级绕组的变压器；电容器；以及具有体二极管的场效应晶体管，其中在所述初级绕组中的被切换的电流在所述次级绕组中感生出电流，以及其中所述场效应晶体管配置成将在所述变压器的所述次级绕组中的电流整流，用于给所述电容器充电以形成用于给负载供电的电压；以及
控制器，其配置成控制所述场效应晶体管并检测负载条件，其中当所述负载条件被检测到时，通过将电感器电压与第一阈值和第二阈值进行比较以控制所述场效应晶体管被断开和闭合时的时刻，所述控制器控制所述场效应晶体管以主动地将在所述电感器中的所述电流整流用于给所述电容器充电，并且所述控制器包括定时器，所述定时器在执行主动整流时限制所述场效应晶体管在每个开关循环中被闭合的时间，以及其中当所述负载条件未被检测到时，所述控制器保持所述场效应晶体管元件断开，使得所述电流由所述体二极管被动地整流。
28.如权利要求27的开关电源，其中使用开关频率调制来调节在所述电容器上的电压，以及其中通过监测所述开关频率来检测所述负载条件。
29.如权利要求28所述的开关电源，其中当所述开关频率超过阈值时，所述负载条件被检测到。
30.如权利要求29所述的开关电源，其中当所述开关频率超过所述阈值时，所述负载条件是重的。
31.一种执行同步整流的方法，包括下列步骤：
检测电源的负载条件；以及
根据检测到的负载条件来控制整流器，其中当所述负载条件被检测到时，控制器配置成通过将电感器电压与第一阈值和第二阈值进行比较以控制所述整流器被断开和闭合时的时刻，控制所述整流器以主动地将电流整流用于给电容器充电，并且其中所述控制器还配置成在执行主动整流时限制所述整流器在每个开关循环中被闭合的时间，以及其中当所述负载条件未被检测到时，所述控制器配置成保持所述整流器断开，使得所述电流由二极管被动地整流。
32.如权利要求31所述的方法，其中检测负载条件包括监测开关频率。
33.如权利要求32所述的方法，其中，监测所述开关频率通过监测所述电源的主功率开关的断开时间或接通时间来执行。
34.如权利要求32所述的方法，其中监测所述开关频率通过监测所述电源的主功率开关的开关周期来执行。
35.如权利要求32所述的方法，监视所述开关频率通过在每个开关循环期间用电流源给电容器充电来执行，因而在所述电容器上的电压表示所述开关频率。
36.如权利要求31所述的方法，其中当所述负载条件被检测到时，所述整流器的控制开始以在延迟之后主动地将所述电流整流，以及其中当所述负载条件不再被检测到时，所述整流器立即被保持断开。
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