KR101000561B1 - 직렬 공진형 컨버터 - Google Patents

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임근희
김종수
안석호
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주식회사 코디에스
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Abstract

본 발명은 직렬 공진형 컨버터에 관한 것으로서, 변압기의 이차측에, 스위칭부의 스위치 턴온 시점에서 변압기 일차측의 공진 전류를 급격히 상승시키는 별도의 커패시터를 추가하여 스위칭 손실의 저감 및 효율 상승의 이점을 제공할 수 있도록 구성되는 고효율의 직렬 공진형 컨버터에 관한 것이다. 이러한 본 발명의 직렬 공진형 컨버터에서는 영전압, 영전류 턴온 스위칭은 물론 턴오프 동작시에도 영전압 조건을 만족시킬 수 있는 이점을 가지며, 스위칭 손실을 더욱 저감할 수 있는 이점이 있다. 또한 이차측 커패시터의 충전시 공진 전류의 급격한 상승을 유도하므로 효율을 상승시키는 이점이 있다.

Description

직렬 공진형 컨버터{Series Resonant Converter}
본 발명은 직렬 공진형 컨버터에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 공진 전류의 파형을 개선하여 스위칭 손실을 저감하고 효율을 높일 수 있는 직렬 공진형 컨버터에 관한 것이다.
입력 직류 전압을 다른 레벨을 갖는 출력 직류 전압으로 변환하는 DC/DC 컨버터가 산업상에 다양하게 이용되고 있는데, 일반적으로 DC/DC 컨버터는 직류 전압을 교류 전압으로 변환한 뒤 변압기로 승압 또는 강압하고 다시 직류 전압으로 정류함으로써 전압을 변압하게 된다.
이러한 DC/DC 컨버터를 구현하기 위한 회로 방식은 다양하게 존재하며, 그 한 예가 직렬 공진형 컨버터(Series Resonant Converter; SRC)이다.
도 1은 전형적인 직렬 공진형 컨버터의 구성을 나타내는 회로도로서, 직렬 공진형 컨버터는 인덕터(Lr)와 커패시터(Cr)의 공진 현상을 이용하는 것으로, 변환 효율이 양호한 편에 속한다.
도 1을 참조하여 구성을 살펴보면, 통상의 직렬 공진형 컨버터는, 입력 전원(10)으로부터 공급되는 직류 전압을 교번적으로 스위칭하여 교류 전압으로 변환하는 복수의 스위치(S1~S4)를 포함하는 스위칭부(20)와; 상기 스위칭부(20)에 연결되어 직렬 접속된 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)의 공진 현상을 이용해 스위칭부(20)에서 전달되는 교류 전압의 주파수 특성을 변환하는 LC 공진 회로부(30)와; 상기 LC 공진 회로부(30)에서 전달되는 교류 전압, 즉 일차측 전압을 소정 레벨의 이차측 전압으로 변환하는 소정 권선비의 변압기(TX)와; 상기 변압기(TX)의 이차측에 유기된 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 브리지 정류 회로부(40)와; 상기 스위칭부(20)의 스위칭 동작을 제어하여 부하 전류의 크기 및 형태를 제어하는 게이트 구동 회로부(51);를 기본 구성으로 한다.
이러한 구성에서 브리지 정류 회로부(40)에 의해 정류된 직류 전압을 필터링하여 부하(60)측으로 인가하는 커패시터(C0)가 부가된다.
도시된 컨버터는 IGBT, MOSFET 등의 반도체 스위치로 구현되는 4개의 스위치(S1~S4)가 풀브리지 구조로 연결된 풀브리지 PWM 컨버터로서, 스위칭부(20)의 스위치(S1~S4) 양단에 역병렬 다이오드(D1~D4)와 스너버 커패시터(CS1~CS4)가 병렬로 연결되어 있다.
스위칭부(20)에서는 게이트 구동 회로부(51)의 구동신호에 따라 대각선으로 존재하는 스위치 쌍(S1 및 S4, 또는 S2 및 S3)이 동시에 턴온(Turn-On) 또는 턴오프(Turn-Off)되어 직류 전압을 교류 전압으로 변환한 뒤 LC 공진 회로부(30)를 통해 변압기(TX)의 이차측으로 전달하게 되어 있다.
상기 스위칭부(20)에 연결된 LC 공진 회로부(30)는 스위치 S1과 스위치 S2의 접속 노드와 스위치 S3와 S4의 접속 노드 사이에 변압기(TX)의 일차측 권선(TX1)에 직렬로 연결된 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)로 구성되며, LC 공진 현상을 이용하여 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)에 에너지를 저장하였다가 출력으로 전달하게 된다.
또한 LC 공진 회로부(30)에 일차측 권선(TX1)이 연결된 변압기(TX)는 LC 공진 회로부(30)로부터 전달되는 공진 전압을 권선비에 따른 소정 레벨의 전압으로 변환하여 이차측 권선(TX2)을 통해 출력하게 된다.
이어 이차측 권선(TX2)에서 출력되는 변압된 교류 전압을 브리지 정류 회로부(40)의 정류 다이오드(RD1~RD4)가 직류 전압으로 변환하고, 이어 커패시터(C0)가 필터링하여 부하(60)측으로 출력하게 된다.
이와 같은 컨버터의 구동 및 전력 변환 과정에서 게이트 구동 회로부(51)는 각 스위치(S1~S4)의 턴온 및 턴오프 동작을 제어하는데, 펄스 전압 신호를 입력 신호로 하여 각 스위치(S1~S4)에 대해 턴온 및 턴오프 구동을 제어하기 위한 구동신호(게이트 신호)를 생성하여 출력하게 된다.
한편, 컨버터에 사용되는 전력용 반도체 스위치(S1~S4)의 스위칭 동작에서는 전압과 전류가 스위칭 소자에 따라 일정한 지연과 기울기를 가지고 변화하기 때문에, 스위치(S1~S4)를 턴온 및 턴오프시키는 경우 스위치에 전압과 전류가 동시에 가해지는 구간(전압과 전류가 겹치는 구간)이 발생하게 되며, 이 구간 동안에는 전압과 전류의 곱(V×I)에 해당하는 스위칭 손실이 발생하게 된다.
특히, IGBT와 같은 소자는 턴오프시에 꼬리(tail)전류가 스위치 양단에 전압이 충분히 가해진 후에도 일정 구간 동안 흐르기 때문에 턴오프시의 스위칭 손실이 매우 크다.
상기와 같은 스위칭 손실은 컨버터의 효율을 저하시킴은 물론 에너지가 소비되고 있는 스위치에서 손실 에너지만큼의 열을 발생시키며, 이러한 스위칭 손실이 소자가 개폐되는 주파수에 비례해서 증가하기 때문에 소자의 최대 스위칭 주파수를 제한하는 요소가 된다.
따라서, 스위칭 손실을 줄이기 위한 다양한 스위칭 방법이 제안된 바 있는데, 전압이 0인 상태에서 스위칭하는 영전압 스위칭(Zero-Voltage Switching; ZVS), 전류가 0인 상태에서 스위칭하는 영전류 스위칭(Zero-Current Switching; ZCS), 그리고 영전압 스위칭 및 영전류 스위칭을 모두 구현하는 영전압-영전류 스위칭(Zero-Voltage and Zero-Current Switching; ZVZCS)의 방법이 이용되고 있다.
스위칭 손실을 줄이는 ZVS, ZCS, ZVZCS를 구현하기 위해서 도 1에 나타낸 바와 같이 변압기(TX)의 일차측에 인덕터(Lr)와 커패시터(Cr)를 연결하여 LC 공진 현상을 이용하는 부하 공진형 컨버터(Load Resonant Converter)를 구성하는 것이며, 이러한 LC 공진 현상을 이용하면 영전압, 영전류 조건을 만족시키는 전압, 전류 파형을 만들어줄 수 있고, 인덕터(Lr)와 커패시터(Cr)의 공진 회로가 부하 전압 및 전류의 오실레이팅(oscillating)을 발생시켜서 ZVS, ZCS, ZVZCS이 가능해진다.
이러한 부하 공진형 컨버터의 스위칭 동작은 스위치를 통해 스위칭하는 주파수, 즉 스위칭 주파수에 따라 2가지 모드로 구분될 수 있는데, 도 2는 부하 공진형 컨버터에서 스위칭 주파수(fs)에 따른 공진 전류(iL) 특성 곡선을 나타내는 도면으로, 스위칭 주파수(fs)가 인덕터와 커패시터의 공진 주파수(fr)보다 낮은 구간에서 스위칭 동작이 이루어지는 불연속 도전 모드(Discontinuous Conduction Mode; DCM)와, 스위칭 주파수(fs)가 공진 주파수(fr)보다 높은 구간에서 스위칭 동작이 이루어지는 연속 도전 모드(Continuous Conduction Mode; CCM)로 구분될 수 있다.
도 3a와 도 3b는 통상적인 부하 공진형 컨버터에서 LC 공진 현상에 의해 나타나는 전형적인 전압 및 전류 파형 특성을 설명하기 위한 도면으로서(하프 브리지의 참고 도면임), 도 3a는 인덕터와 컨버터에 의해 나타나는 불연속 도전 모드의 공진 파형 특성을, 도 3b는 연속 도전 모드의 공진 파형 특성을 개략적으로 예시한 것이다. 여기서, iL은 인덕터 전류를, vC는 커패시터 전압을 나타낸다.
우선, 도 3a에 나타낸 바와 같이, 불연속 도전 모드의 경우(스위칭 주파수를 공진 주파수보다 낮게 함), 한 주기에서, 한 쌍의 스위치(풀브리지 구조에서)가 턴온되어 전류가 흐르게 되면, 흐르는 전류가 인덕터(Lr)에 축적되었다가 축적된 에너지가 커패시터(Cr)로 흐르게 되면서 커패시터 전압(vc)이 상승하고, 인덕터(Lr)에 축적된 전류가 모두 소진되어 0이 된 후, 이어 커패시터의 +, -가 바뀌면서 역방향으로 전류(iL)가 흐른 뒤 상기 한 쌍의 스위치가 완전히 턴오프되면서 전류가 흐르지 않는 불연속 구간이 나타난다.
또한 불연속 구간 상태에서 다른 쌍의 스위치가 턴온되면 반대방향의 전압(vc), 전류(iL) 파형이 나타나는데, 이와 같이 전류가 연속적으로 흐르지 않고 불연속 구간이 나타나므로, 전류가 흐르지 않는 구간에서 스위치를 턴온하는 영전류 턴온 스위칭(Zero-Current Turn-On Switching)이 이루어질 수 있게 된다.
또한 도 3b에 나타낸 바와 같이, 스위칭 주파수(fs)를 공진 주파수(fr)보다 빠르게 할 경우(연속 도전 모드로 할 경우), 한 쌍의 스위치가 턴온되어 인덕터 전류(iL)와 커패시터 전압(vc)이 상승하다가 전류가 하강하고, 이어 상기 한 쌍의 스위치가 완전히 턴오프되는 시점에서 전류가 0이 되어 다시 다른 한 쌍의 스위치가 턴온되면(영전류 턴온 스위칭), 턴온 시점에서 반대방향으로 전압이 인가되고, 이에 역방향의 전류가 흐름과 동시에 전압이 하강하여 한 스위칭 주기가 끝나게 되는데, 이때는 전류의 불연속점 없이 연속적으로 전류가 흐르게 된다.
상기와 같은 2가지 모드에서 출력 전류 제어는 펄스 주파수 변조(Pulse Frequency Modulation; PFM) 방식에 의해 수행되는데, 불연속 도전 모드에서는 주파수를 빠르게 할수록 출력 전류가 증가하는 반면, 연속 도전 모드에서는 주파수를 느리게 할수록 공진 전류를 높게 상승시킬 수 있으므로 전파 정류 후 출력되는 부하 전류를 증가시킬 수 있다.
또한 연속 도전 모드에서는 동일 주파수 동작 조건에서 스위치 턴온시 공진 전류(iL)를 급격히 상승시켜 구형파 형태에 가깝게 공진 전류 파형을 개선할 경우 전류의 실효치가 증가하고, 이는 컨버터의 효율을 상승시키게 된다.
이에 연속 도전 모드에서 공진 전류(iL)의 급격한 상승을 유도하여 컨버터의 효율을 증가시킬 수 있는 방안이 필요하게 되었다.
따라서, 본 발명은 상기와 같은 점을 고려하여 발명한 것으로서, 연속 도전 모드의 스위칭 동작시에 나타나는 공진 전류의 파형을 개선하고, 이로써 스위칭 손실의 저감 및 효율 상승의 이점을 제공할 수 있는 고효율의 직렬 공진형 컨버터를 제공하는데 그 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명은, 직류 전압을 교번적으로 스위칭하여 교류 전압으로 변환하는 복수의 스위치를 포함하는 스위칭부와; 상기 스위칭부에 연결되어 직렬 접속된 공진 인덕터와 공진 커패시터의 공진 현상을 이용해 스위칭부에서 전달되는 교류 전압의 주파수 특성을 변환하는 LC 공진 회로부와; 상기 LC 공진 회로부에 연결된 일차측 권선, 및 상기 일차측 권선과 소정의 권선비로 구비되는 이차측 권선을 포함하는 변압기와; 상기 변압기의 이차측에 변압기와 병렬로 연결되는 이차측 커패시터와; 상기 변압기의 이차측에 유기된 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 복수의 정류 다이오드를 포함하는 브리지 정류 회로부와; 상기 각 스위치에 연결된 역병렬 다이오드의 도통 상태를 감지하여 역병렬 다이오드의 도통 시점에서 상기 스위치를 턴온시키기 위한 턴온 게이트 신호를 출력하도록 된 게이트 구동 회로부;를 포함하는 고효율의 직렬 공진형 컨버터를 제공한다.
바람직한 실시예에서, 상기 이차측 커패시터는 공진 커패시터보다 낮은 커패시터 값을 가지는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 이차측 커패시터는 정류 다이오드 및 부하로 구성되는 회로보다 상대적으로 낮은 임피던스 값을 가지며, 상기 변압기 이차측에 유기된 부하 전류에 의해 이차측 커패시터가 충전되면서 LC 공진 회로부의 공진 전류가 급격히 상승되도록 하는 것을 특징으로 한다.
또한 상기 게이트 구동 회로부는, 펄스 전압 신호가 입력되는 입력단에 연결된 제1저항과; 상기 입력단에 제1저항과 병렬로 연결되어 입력단을 통해 인가되는 턴온 펄스 전압에 의해 충전되는 커패시터와; 상기 입력단과 커패시터의 출력단, 스위칭부의 스위치에 연결되는 출력단의 게이트 연결단에 각각 소스, 게이트, 드레인이 연결되는 반도체 스위치와; 상기 제1저항과 출력단의 콜렉터 연결단 사이에 연결되는 제2저항과; 상기 반도체 스위치의 드레인과 출력단의 게이트 연결단 사이에 연결되는 제3저항과; 상기 입력단에 제1저항 및 커패시터를 매개로 연결되어 전류 도통 경로를 형성하는 제4저항;을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 제2저항은 제4저항에 비해 큰 저항값을 가지는 것을 특징으로 한다.
이에 따라, 본 발명에 따른 고효율의 직렬 공진형 컨버터에 의하면, 변압기의 이차측에 LC 공진 회로부의 공진 커패시터보다 작은 커패시터 값을 갖는 별도의 커패시터를 추가함으로써, 공진 전류 초반에 전류가 부하단이 아닌 추가된 커패시터를 통해 흐르면서 일차측 공진 전류를 급격히 상승시킬 수 있게 되고, 이에 대략 사다리꼴 형태를 갖는 전류 파형을 얻을 수 있는 바, 기존의 사인파 형태의 전류보다 동일 주파수로 운전되는 경우 실효 전류를 증대시킬 수 있게 된다.
이로써 종래의 공진형 컨버터에 비해 빠른 전류 상승으로 동일 스위칭 주파수에서 실효 전류를 증가시키게 되어 효율 향상을 가져 올 수 있고, 증가된 인덕터 에너지에 의해 스너버 커패시터의 값을 기존 대비 10배 정도 키울 수 있는 바, 이로 인해 영전압 턴오프 조건을 도모할 수 있게 된다.
이와 같이 동일 주파수 내에서 실효치를 더욱 높게 얻을 수 있으므로 컨버터의 효율을 증대시킬 수 있으며, 같은 부하 전류를 가지는 조건에서는 공진 전류의 최대값을 낮게 가짐으로써 도통 손실을 줄일 수 있는 장점을 가지게 된다.
추가적으로 이차측 커패시터에 의해 빠르게 상승된 전류는 인덕터에 저장되는 에너지를 증가시키게 되며, 이는 스위치의 턴오프시에 발생하는 스위칭 손실을 저감하기 위하여 스위치 양단에 부착되는 스너버 커패시터의 커패시터 값을 기존 대비 크게 증가시킬 수 있는 장점을 제공한다.
이에 따라, 턴오프시의 스위칭 시점에서 각 스위치 양단의 전압을 0으로 유지시키는 영전압 스위칭이 가능해지면서 스위칭 손실을 저감할 수 있는 장점을 가지게 된다.
즉, 일반적인 직렬 공진형 컨버터의 경우 스위치의 턴온 동작은 영전압, 영전류 조건에서 이루어지나 턴오프 동작은 영전압, 영전류 조건을 만족시키지 못하여 턴오프시 스위칭 손실이 발생하게 되지만, 본 발명의 컨버터 회로는 스위치의 턴오프 동작시에도 광범위한 영전압 조건을 만족시킬 수 있는 이점을 가진다.
또한 본 발명은 스위치의 영전류, 영전압 턴온 조건을 만족시키기 위하여 스위치의 양단 전압이 0에 가깝게 되는 역병렬 다이오드의 도통 상태를 감지하여 자동으로 스위치의 턴온 게이트 신호를 인가해 주는 간단한 구성의 게이트 구동 회로를 제공한다.
또한 본 발명에서 제시되는 게이트 구동 회로는 간단한 구조로 넓은 동작 범위에 대해 영전압, 영전류 턴온 스위칭을 가능하도록 하며, 암단락을 막기 위한 데드 타임(Dead Time) 보상이 가능한 새로운 구조를 가진다.
도 1은 전형적인 직렬 공진형 컨버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 2는 부하 공진형 컨버터에서 스위칭 주파수에 따른 공진 전류 특성 곡선을 나타내는 도면이다.
도 3a와 도 3b는 통상적인 부하 공진형 컨버터에서 LC 공진 현상에 의해 나타나는 전형적인 전압 및 전류 파형 특성을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 5는 본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터에서 연속 도전 모드 동작시 전압 및 전류 파형을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명과 종래기술에 따른 직렬 공진형 컨버터의 연속 도전 모드 동작시 전압 및 전류 파형을 비교하여 나타낸 도면이다.
도 7 내지 도 14는 각 단계별 모드의 회로 동작 상태를 설명하기 위한 도면이다.
도 15는 본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터의 게이트 구동 회로부(51)를 나타내는 회로도이다.
도 16은 도 15에 도시된 게이트 구동 회로부의 입력 신호로서 펄스 전압 신호를 나타내는 도면이다.
도 17은 도 15에 도시된 게이트 구동 회로부에서 출력되는 게이트 신호를 나타내는 도면이다.
도 18은 본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터의 공진 전류 파형과 게이트 신호를 동일 시간축에 함께 나타낸 도면이다.
도 19 내지 도 22는 각 단계별 모드의 게이트 구동 회로 동작 상태를 설명하기 위한 도면이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명하기로 한다.
본 발명은 공진 전류의 파형을 개선하여 스위칭 손실을 저감하고 효율을 높일 수 있는 직렬 공진형 컨버터에 관한 것으로서, 특히 변압기의 이차측에 간단히 커패시터를 추가하여, 연속 도전 모드의 스위칭 동작시에 나타나는 공진 전류의 파형을 개선하고, 이로써 스위칭 손실의 저감 및 효율 상승의 이점을 제공할 수 있도록 한 것에 주된 특징이 있는 것이다.
도 4는 본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 4를 참조하여 구성을 살펴보면, 본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터는, 입력 전원(10)으로부터 공급되는 직류 전압을 교번적으로 스위칭하여 교류 전압으로 변환하는 복수의 스위치(S1~S4)를 포함하는 스위칭부(20)와; LC 공진 현상을 이용하여 스위칭부(20)에서 전달되는 교류 전압의 주파수 특성을 변환하는 LC 공진 회로부(30)와; 상기 LC 공진 회로부(30)로부터 전달되는 교류 전압, 즉 일차측 전압을 소정 레벨의 이차측 전압으로 변환하는 소정의 권선비의 변압기(TX)와; 상기 변압기(TX)의 이차측에 변압기(TX)와 병렬로 연결되는 이차측 커패시터(C2)와; 상기 변압기(TX)의 이차측에 유기된 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 브리지 정류 회로부(40)와; 상기 스위칭부(20)의 스위칭 동작을 제어하여 부하 전류의 크기 및 형태를 제어하는 게이트 구동 회로부(51);를 기본 구성으로 한다.
본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터에서 IGBT, MOSFET 등의 반도체 스위치로 구현되는 4개의 스위치(S1~S4)가 풀브리지 구조로 연결된 스위칭부(20)의 구성, 각 스위치(S1~S4)의 양단에 다이오드(D1~D4)가 역병렬로 연결되고, 이 역병렬 다이오드(D1~D4)에 스너버 커패시터(CS1~CS4)가 병렬로 연결된 구성은 통상의 컨버터 구성과 동일하다.
또한 스위칭부(20)에서 게이트 구동 회로부(51)의 구동신호(게이트 신호)에 따라 대각선으로 존재하는 스위치 쌍(S1 및 S4, 또는 S2 및 S3)이 동시에 턴온 또는 턴오프되어 직류 전압을 교류 전압으로 변환한 뒤 LC 공진 회로부(30)를 통해 변압기(TX)의 일차측 권선(TX1)으로 전달하는 구성, 스위칭 손실을 줄이기 위한 공진 인덕터(Lr) 및 공진 커패시터(Cr)로 이루어지는 LC 공진 회로부(30)의 구성, 일차측 전압을 변압하여 이차측 권선(TX2)으로 출력하는 변압기(TX), 변압기(TX)의 이차측 교류 전압을 전파 정류하여 직류 전압으로 변환하기 위한 복수의 정류 다이오드(RD1~RD4)로 구성된 브리지 정류 회로부(40), 정류된 직류 전압을 필터링하여 부하(60)측으로 인가하는 커패시터(C0)의 구성은 통상의 컨버터 구성과 차이가 없다.
다만, 본 발명의 직렬 공진형 컨버터에서는 변압기(TX) 이차측에 변압기(TX)와 병렬로 연결되는 별도의 커패시터(C2)가 추가로 구비되고, 이 이차측 커패시터(C2)의 추가에 따라 컨버터의 공진 전류의 파형이 개선되며, 결국 스위칭 손실이 저감되는 동시에 효율을 높일 수 있게 된다.
또한 후술하는 각 모드 동작이 이루어지도록 하기 위하여, 상기 이차측 커패시터(C2)로는 공진 커패시터(Cr)에 비해 작은 커패시터 값을 가지는 커패시터가 사용되며, 이때 공진 커패시터(Cr)의 커패시터 값(예, C = 3 ㎌)의 1/20 ~ 1/5에 해당하는 커패시터 값(예, C = 0.3 ㎌)을 가지는 커패시터가 사용될 수 있다.
또한 상기 이차측 커패시터(C2)는 정류 다이오드(RD1~RD4) 및 부하(60)로 구성되는 회로보다 상대적으로 낮은 임피던스 값을 가지도록 구비될 수 있다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 이차측 커패시터를 구비한 직렬 공진형 컨버터의 구동 상태에 대해 각 단계별로 모드를 구분하여 상세히 설명하기로 한다.
도 5는 본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터에서 연속 도전 모드 동작시 전압(Vc) 및 전류(IL) 파형을 나타낸 도면이고, 도 6은 본 발명과 종래기술에 따른 직렬 공진형 컨버터의 연속 도전 모드 동작시 전압(Vc) 및 전류(IL) 파형을 비교하여 나타낸 도면이다.
도 5에서 IL은 공진 인덕터 전류를, VC는 공진 커패시터 전압을 나타내고, 모드 1(Mode 1)의 시작점이 풀브리지 스위치(S1~S4)에서 한 쌍의 스위치(S1,S4)가 턴온되는 시점이며, t2는 상기 한 쌍(S1,S4)의 스위치가 턴오프되는 시점, t4는 나머지 다른 한 쌍(S2,S3)의 스위치가 턴온되는 시점, t7은 상기 다른 한 쌍의 스위치(S2,S3)가 턴오프되는 시점이다.
또한 도 7 내지 도 14는 각 단계별 모드의 회로 동작 상태를 설명하기 위한 도면이다.
모드 1 : 스위치 S1 , S4의 턴온 및 이차측 커패시터 충전(도 5의 Mode 1 구간 / 도 7 참조)
스위치 S1, S4가 턴온되어 도통된 상태에서, 입력 전원(10)에서 공급되는 전류가 스위치 S1, 공진 인덕터(Lr), 변압기(TX)의 일차측 권선(TX1), 공진 커패시터(Cr), 스위치 S4의 경로로 흐르게 되며, 이때 흐르는 공진 전류(인덕터 전류) IL은 도 5의 'Mode 1' 상태와 같고, 이와 동시에 커패시터 전압 Vc는 상승하게 된다. 또한 변압기(TX) 일차측으로부터 유기된 변압기(TX) 이차측의 부하 전류는 정류 다이오드(RD1~RD4) 및 부하(60)로 구성되는 회로보다 상대적으로 낮은 임피던스를 가지면서 변압기(TX)와 병렬로 연결된 작은 커패시터 값의 이차측 커패시터(C2)를 충전하며, 이때 이차측 커패시터(C2)의 영향으로 공진 전류(인덕터 전류) IL은 도 5 및 도 6에 나타낸 바와 같이 빠르게 상승하게 된다.
모드 2 : 부하단 전류 인가(도 5의 Mode 2 구간 / 도 8 참조)
모드 1의 상태에서 변압기(TX) 이차측의 부하 전류에 의해 이차측 커패시터(C2)가 완전히 충전된 상태가 되어 변압기(TX) 이차측 전압과 동일하게 되면, 부하 전류는 정류 다이오드(RD1,RD4)를 통하여 부하(60)단으로 흐르게 된다.
모드 3 : 스위치 S1 , S4 의 턴오프 및 전류 프리휠링(도 5의 Mode 3 구간 / 도 9 참조)
모드 2의 상태에서 게이트 신호가 제거되어 스위치 S1, S4가 턴오프되면, 스위치 S1, S4 양단의 전압이 스위치 양단에 병렬로 연결된 스너버 커패시터(CS1,CS4)에 의해 천천히 상승하며, 이전 모드에서 충전되었던 스위치 S2, S3에 병렬로 연결된 스너버 커패시터(CS2,CS3)가 방전된다. 이때, 공진 인덕터(Lr)에 흐르던 전류(IL)는 스너버 커패시터 CS1, CS4를 충전하면서 프리휠링하게 된다. 이에 모드 3에서는 스너버 커패시터 CS2, CS3에 충전된 전압이 방전되는 동시에 스너버 커패시터 CS1, CS4의 충전 전압이 상승하며, 이후 스너버 커패시터 CS1, CS4의 전압이 전원 전압 Vdc와 같아지는 순간 스너버 커패시터 CS2, CS3의 전압이 완전히 방전되고, 스위치 S1, S4는 완전히 턴오프된다. 또한 공진 인덕터(Ir) 및 공진 커패시터(Cr)에 축적된 에너지에 의해 부하 전류는 부하(60)단에 흐르고 있는 상태를 유지하게 된다.
모드 4 : 역병렬 다이오드 D2 , D3 의 도통(도 5의 Mode 4 구간 / 도 10 참조)
모드 3에서 스위치 S1과 S4가 턴오프됨에 따라 공진 인덕터(Lr)를 통해 흐르는 프리휠링 전류는 스위치 S2와 S3에 역병렬로 연결된 다이오드(D2,D3)를 통해 흐르게 되면서 전원 전압에 의해 급격히 감소하게 되고, 이때 스위치 S2와 S3 양단의 전압은 영전압에 가깝게 된다. 이에 전류가 도통된 역병렬 다이오드 D2 및 D3를 통해 전류가 프리휠링되는 영전압 구간에서, 즉 역병렬 다이오드 D2 및 D3의 도통 구간에서 턴온 게이트 신호를 인가하면 스위치 S2 및 S3의 영전압 스위칭을 구현할 수 있다.
모드 5 : 스위치 S2 , S3 의 영전압 - 영전류 턴온 스위칭(도 5의 Mode 5 구간 / 도 11 참조)
도 3의 상태에서 역병렬 다이오드 D2와 D3를 통해 흐르는 프리휠링 전류는 전원 전압에 의해 급격히 감소하게 되고, 최종적으로 0으로 감소한다. 이후 전원 전압에 의해 전류는 반대방향으로 흐르게 되고, 스위치 S2와 S3를 통해 공진 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(IL)의 방향이 반대로 바뀌게 된다. 또한 모드 1 및 모드 2를 통해서 완충되었던 이차측 커패시터(C2)는 빠르게 방전되고, 모드 1과는 반대방향으로 흐르는 변압기(TX) 일차측의 전류에 의해 이차측으로 유기된 부하 전류가 이차측 커패시터(C2)의 경로를 통해 모드 1과는 반대방향으로 흐르게 되는 바, 부하 전류에 의해 이차측 커패시터(C2)가 다시 충전되고, 이때 이차측 커패시터(C2)의 영향으로 공진 전류(인덕터 전류) IL은 도 5 및 도 6에 나타낸 바와 같이 빠르게 상승하게 된다. 스위치 S2, S3의 턴온 스위칭 상태를 살펴보면, 역병렬 다이오드 D2 및 D3가 도통된 상태(스위치 양단의 전압이 0인 상태)에서 턴온 게이트 신호가 인가되고, 특히 두 스위치 S2와 S3가 전류의 극성이 바뀌는 순간 자연스럽게 영전류 상태에서 스위칭되므로, 영전압, 영전류 스위칭 조건이 모두 만족되어 스위칭 손실이 최소화될 수 있게 된다.
모드 6 : 부하단 전류 인가(도 5의 Mode 6 구간 / 도 12 참조)
모드 2와 동일한 동작상태이나, 스위치 S2 및 S3의 턴온 상태에서 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류(IL)의 방향이 반대이다. 변압기(TX) 이차측의 부하 전류에 의해 이차측 커패시터(C2)가 완전히 충전되어 변압기(TX) 이차측 전압과 동일하게 충전되면, 부하 전류는 정류 다이오드(RD2,RD3)를 통하여 부하(60)단으로 흐르게 된다.
모드 7 : 스위치 S2 , S3 의 턴오프 및 전류 프리휠링(도 5의 Mode 7 구간 / 도 13 참조)
모드 3과 동일한 동작상태이나, 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류(IL)의 방향이 반대이며, 스위치 S2 및 S3가 턴오프된다. 즉, 모드 7에서 스위치 S2, S3 양단의 전압이 스너버 커패시터 CS2,CS3에 의해 천천히 상승하며, 이전 모드에서 충전되었던 스너버 커패시터 CS1, CS4가 방전된다. 이때, 공진 인덕터(Lr)에 흐르던 전류(IL)는 스너버 커패시터 CS2, CS3을 충전하면서 프리휠링하게 되고, 이후 스너버 커패시터 CS2, CS3의 전압이 전원 전압 Vdc와 같아지는 순간 스너버 커패시터 CS1, CS4의 전압이 완전히 방전되고, 스위치 S2, S3은 완전히 턴오프된다. 또한 공진 인덕터(Ir) 및 공진 커패시터(Cr)에 축적된 에너지에 의해 부하 전류는 부하(60)단에 흐르고 있는 상태를 유지하게 된다.
모드 8 : 역병렬 다이오드 D1 , D4 의 도통(도 5의 Mode 8 구간 / 도 14 참조)
모드 4와 동일한 동작상태이나, 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)에 흐르는 전류의 방향이 반대이며, 스위치 S1및 S4에 역병렬로 연결된 다이오드(D1,D4)가 도통된다.
상기와 같이 한 스위칭 주기에서 단계적으로 진행되는 총 8가지 모드를 구분하여 설명하였으며, 상기 모드 8 이후 인덕터 전류(IL)의 극성이 바뀌면서 스위치 S1 및 S4의 턴온 및 이차측 커패시터(C2)의 충전이 이루어지는 모드 1을 다시 반복하고(도 7 참조), 이후 모드 2 ~ 모드 8에 이어 스위칭 동작 동안 다시 모드 1 ~ 모드 8의 반복이 계속되게 된다.
모드 8 이후 다시 모드 1로 진입함에 있어서, 스위치 S1, S4의 턴온 스위칭 상태를 살펴보면, 각 역병렬 다이오드(D1 및 D4)가 도통된 상태(스위치 양단의 전압이 0인 상태)에서 턴온 게이트 신호가 인가되고, 특히 두 스위치 S1, S4가 전류의 극성이 바뀌는 순간 자연스럽게 영전류 상태에서 스위칭되므로, 영전압, 영전류 스위칭 조건이 모두 만족되어 스위칭 손실이 최소화될 수 있게 된다.
이와 같이 하여, 본 발명에서는 변압기(TX) 이차측에 LC 공진 회로부(30)의 공진 커패시터(Cr)보다 작은 커패시터 값을 갖는 별도의 커패시터(C2)를 추가함으로써 공진 전류 초반에 전류가 부하(60)단이 아닌 추가된 커패시터(C2)를 통해 흐르면서 도 5에 나타낸 바와 같이 일차측 공진 전류(IL)를 급격히 상승시킬 수 있게 되고, 이에 대략 사다리꼴 형태를 갖는 전류 파형을 얻을 수 있는 바, 도 6에 나타낸 바와 같이 기존의 사인파 형태의 전류보다 동일 주파수로 운전되는 경우 실효 전류를 증대시킬 수 있게 된다.
즉, 도 6에서와 같이 본 발명의 공진형 컨버터에서는 종래의 공진형 컨버터에 비해 빠른 전류 상승으로 동일 스위칭 주파수에서 빗금친 부분('A+C-B')만큼의 실효 전류를 증가시키게 되어 효율 향상을 가져 올 수 있다.
또한 'C' 면적만큼 증가된 인덕터 에너지에 의해 스너버 커패시터(CS1~CS4)의 값을 기존 대비 10배 정도 키울 수 있으며, 이로 인해 영전압 턴오프 조건을 증가시킬 수 있다.
이와 같이 동일 주파수 내에서 실효치를 더욱 높게 얻을 수 있으므로 컨버터의 효율을 증대시킬 수 있으며, 같은 부하 전류를 가지는 조건에서는 공진 전류(IL)의 최대값을 낮게 가짐으로써 도통 손실을 줄일 수 있는 장점을 가지게 된다.
추가적으로 이차측 커패시터(C2)에 의해 빠르게 상승된 전류(IL)는 인덕터(Lr)에 저장되는 에너지를 증가시키게 되며, 이는 스위치(S1~S4)의 턴오프시에 발생하는 스위칭 손실을 저감하기 위하여 스위치 양단에 부착되는 스너버 커패시터(CS1~CS4)의 커패시터 값을 기존 대비 크게 증가시킬 수 있는 장점을 제공한다.
이에 따라, 턴오프시의 스위칭 시점에서 각 스위치(S1~S4) 양단의 전압을 0으로 유지시키는 영전압 스위칭이 가능해지면서 스위칭 손실을 저감할 수 있는 장점을 가지게 된다.
즉, 일반적인 직렬 공진형 컨버터의 경우 스위치(S1~S4)의 턴온 동작은 영전압, 영전류 조건에서 이루어지나 턴오프 동작은 영전압, 영전류 조건을 만족시키지 못하여 턴오프시 스위칭 손실이 발생하게 되지만, 본 발명의 컨버터 회로는 스위치(S1~S4)의 턴오프 동작시에도 영전압 조건을 만족시킬 수 있도록 개선이 가능한 구조이다.
한편, 앞에서 본 발명에 따른 컨버터의 각 동작 모드를 설명함에 있어서, 스위치의 영전류, 영전압 턴온 조건을 만족시키기 위하여 스위치(S1~S4)에 역병렬로 부착된 다이오드(D1~D4)의 도통 구간에서 스위치(S1~S4)에 턴온 게이트 신호를 인가해 주는 것을 설명하였으나, 역병렬 다이오드(D1~D4)의 도통 시점에서 스위치(S1~S4)를 정확히 턴온시키는 제어 과정에 어려움이 있다.
특히, 광범위한 부하 변동 범위를 갖는 응용분야에 있어서, 스위치(S1~S4)의 턴오프 시점부터 다이오드(D1~D4) 도통 시점까지의 시간이 부하 조건에 따라 달라지므로, 턴온 게이트 신호 인가 시점을 계산하여 적용하는 것은 어렵다.
따라서, 본 발명에서는 각 스위치(S1~S4)의 양단 전압이 0에 가깝게 되는 다이오드(D1~D4) 도통 시점에서 자동으로 턴온 게이트 신호를 인가할 수 있는 간단한 구성의 게이트 구동 회로부를 제시한다.
이러한 본 발명의 게이트 구동 회로부는 간단한 구조로 넓은 동작 범위에 대해 영전압, 영전류 턴온이 가능하며, 암단락을 막기 위한 데드 타임(Dead Time) 보상이 가능한 새로운 구조를 가진다.
도 15는 본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터의 게이트 구동 회로부를 나타내는 회로도이다.
도 15를 참조하여 구성을 살펴보면, 본 발명에 따른 게이트 구동 회로부(51)는, 펄스 전압 신호가 입력되는 입력단(52)에 연결되는 제1저항(R11)과; 상기 입력단(52)에 제1저항(R11)과 병렬로 연결되어 입력단(52,53)을 통해 인가되는 턴온 펄스 전압에 의해 충전되는 커패시터(C11)와; 상기 입력단(51)과 커패시터(C11)의 출력단, 스위칭부(20)의 스위치(S1~S4)에 연결되는 출력단의 게이트 연결단(55)에 각각 소스, 게이트, 드레인이 연결되는 반도체 스위치와; 상기 제1저항(R11)과 출력단의 콜렉터 연결단(54) 사이에 연결되는 제2저항(R12)과; 상기 반도체 스위치의 드레인과 출력단의 게이트 연결단(55) 사이에 연결되는 제3저항(R13)과; 상기 입력단(52)에 제1저항(R11) 및 커패시터(C11)를 매개로 연결되어 전류 도통 경로를 형성하는 제4저항(R14);을 기본 구성으로 한다.
그리고, 제2저항(R12)과 출력단의 콜렉터 연결단(54) 사이에서 제2저항(R12)에 직렬로 연결되는 제1다이오드(D11)와, 입력단(53)과 출력단(56) 사이의 분기회로 상에 구비되는 제2다이오드(D12) 및 제5저항(R15)과, 제3저항(R13)에 전류 도통 경로를 형성하도록 연결되는 제6저항(R16) 등을 포함한다.
상기와 같은 구성에서, 입력단(52,53)에 게이트 신호를 생성하기 위한 입력 신호로서 (+), (-) 극성의 펄스 전압 신호가 인가되며, 도 16은 입력단을 통해 인가되는 펄스 전압 신호의 일례를 나타낸 것이다.
상기 게이트 구동 회로부(51)의 출력단에서 게이트 연결단(55), 콜렉터 연결단(5%), 에미터 연결단(56)은 각각 스위치(S1~S4)의 게이트, 콜렉터, 에미터로 접속되는 부분이다.
또한 상기와 같은 구성에서, 반도체 스위치는 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(이하, MOSFET으로 칭함)으로 실시될 수 있으며, 게이트 구동 회로부(51)의 입력단(52,53)에 (+) 극성의 턴온 펄스 전압이 인가되어 커패시터(C11) 충전 후 턴온되면, 스위칭부(20)의 스위치(이하, 주 스위치로 칭함)를 턴온시키기 위한 턴온 게이트 신호를 제3저항(R13) 및 출력단의 게이트 연결단(55)을 통해 제공하게 된다.
또한 게이트 구동 회로부(51)의 입력단(52,53)에 (-) 극성의 턴온 펄스 전압이 인가되면, MOSFET은 내장된 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 되면서 오프되고, 이에 주 스위치(S1~S4)가 턴오프된다.
그리고, 상기와 같은 게이트 구동 회로부(51)는 주 스위치(S1~S4)에 연결된 역병렬 다이오드(D1~D4)가 도통되는 상태(주 스위치 양단의 영전압 상태)를 감지하여 역병렬 다이오드(D1~D4)의 도통 시점에서 주 스위치(S1~S4)를 턴온시키기 위한 턴온 게이트 신호를 제공하도록 구성되는데, 이에 주 스위치(S1~S4)의 영전압 턴온 스위칭이 구현될 수 있게 된다.
또한 상기 제1저항(R11)을 통해 흐르는 전류가 제2저항(R12) 및 제4저항(R14) 중 어느 한 도통 경로로 흐를 수 있도록 제2저항(R12) 및 제4저항(R14)은 제1저항(R11)에 직렬로 연결된 구조를 가지는데, 이때 제2저항(R12)으로 제4저항(R14)에 비해 큰 저항값을 가지는 저항이 사용된다.
이에 후술하는 바와 같이 커패시터(C11)에 의해 설정되는 최대 데드 타임 이전이라도 주 스위치(S1~S4) 양단의 영전압 상태, 즉 주 스위치(S1~S4)에 부착된 역병렬 다이오드(D1~D4)의 도통 상태가 되면, 제4저항(R14)을 통해 흐르던 전류가 제2저항(R12)을 흐르게 되면서 MOSFET의 턴온이 이루어지도록 되어 있다.
이하, 상기한 게이트 구동 회로부의 구동 상태에 대해 각 단계별로 모드를 구분하여 설명하기로 한다.
도 15에 예시된 게이트 구동 회로부(51)에서는 입력단이 펄스 전압 인가용 변압기(TX11)를 통해 연결되고 있는데, 주 스위치(S1~S4)의 구동을 제어하기 위한 입력 신호로서 펄스 전압 신호가 변압기(TX11)의 일차측에 인가되면, 일차측에서 유기된 이차측의 펄스 전압 신호에 의해 게이트 구동 회로부(51)에서 주 스위치(S1~S4)를 턴온 및 턴오프시키기 위한 신호를 생성하게 된다.
동작 모드의 설명에서는 변압기의 언급 없이 (+), (-) 전압이 인가되는 입력단(51,52)의 양단을 Pin 1, pin 2로 칭하여 설명하기로 한다.
도 17은 도 15의 게이트 구동 회로부(51)에서 도 16에 나타낸 펄스 전압 신호를 입력 신호로 하여 출력되는 게이트 신호를 나타내는 도면이고, 도 18은 본 발명에 따른 직렬 공진형 컨버터의 공진 전류 파형과 게이트 신호를 동일 시간축에 함께 나타낸 도면이며, 도 19 내지 도 22는 각 단계별 모드의 게이트 구동 회로 동작 상태를 설명하기 위한 도면이다.
+ 게이트 전압 인가 모드 1 : (+) 극성의 펄스 전압 인가(도 19 참조)
우선, 게이트 구동 회로부(51)의 입력단에 도 16의 (+) 극성의 게이트 전압이 인가되면, Pin 1(52)이 (+), pin 2(53)가 (-)인 상태가 되므로, Pin 1(52)을 통해 커패시터(C11), 제1저항(R11), 제4저항(R14)(큰 저항)을 통해 전류가 흐르면서, 커패시터(C11)가 충전된다. 이때, 커패시터(C11)가 계속 충전되어 P-채널 MOSFET의 턴온 전압이 되면 MOSFET이 턴온되어 전류가 MOSFET, 제3저항(R13)을 통해 제6저항(R16)의 경로로 흐르면서 주 스위치(S1~S4)를 턴온시키게 된다(도 21 참조). 이는 최대 데드 타임 모드를 설명한 것으로서, 본 발명의 게이트 구동 회로부(51)는 최대 데드 타임 이전에 후술하는 바와 같이 주 스위치(S1~S4)에 연결된 역병렬 다이오드(D1~D4)의 도통 상태(주 스위치 양단의 영전압 상태)가 되면, 자동으로 MOSFET이 턴온되면서 주 스위치(S1~S4)를 턴온시키게 된다. 여기서, 커패시터(C11)가 충전되는 시간만큼을 주 스위치(S1~S4)의 데드 타임으로 설정할 수 있으며, 최대 데드 타임의 설정치는
+ 게이트 전압 인가 모드 2 : 영전압 감지 모드 및 주 스위치의 영전압 턴온 스위칭(도 20, 도 21 참조)
모드 1의 커패시터(C11)가 충전되어 MOSFET을 턴온시키는 최대 데드 타임 이전에 주 스위치(S1~S4)의 역병렬 다이오드(D1~D4)의 도통 상태가 되어 주 스위치(S1~S4)의 콜렉터와 에미터 사이의 전압이 0에 가깝게 되면, 전류는 도 20에 나타낸 바와 같이 커패시터(C11), 제1저항(R11), 제2저항(R12)(작은 저항)을 통해 흐르게 되고, 이때 최대 데드 타임 도달시와는 달리 제2저항(R12)을 통해 전류가 흐르게 되므로 커패시터(C11)가 빠르게 충전되고, 이에 MOSFET이 턴온되게 된다. 결국, 도 21에 나타낸 바와 같이 MOSFET이 턴온되면서 제3저항(R13), 제6저항(R16)을 통해 전류가 흐르게 되면서 주 스위치(S1~S4)가 턴온되게 된다. 이는 최대 데드 타임 설정치 이전에 주 스위치(S1~S4)의 역병렬 다이오드(D1~D4)가 도통되어 스위치 양단의 전압이 O이 되면, 이를 감지하여 최대 데드 타임과 상관없이 자동으로 주 스위치(S1~S4)가 턴온되도록 한 것으로, 역병렬 다이오드(D1~D4)의 도통 시점에서 게이트 구동 회로부(51)가 턴온 게이트 신호를 컨버터 주회로의 스위칭부(20)에 제공하게 되므로, 스위칭부(20)에서 주 스위치(S1~S4)의 영전압 턴온 스위칭이 이루어질 수 있게 된다(컨버터 회로의 모드 5 참조). 게이트 구동 회로부(51)에서 생성되는 도 17의 게이트 신호에서 펄스 상승시 나타나는 단차는 커패시터(C11)가 충전됨에 따른 턴온 지연을 나타낸다.
- 게이트 전압 인가 모드 : 턴오프 모드
주 스위치(S1~S4)를 턴오프하기 위한 모드로서, 게이트 구동 회로부(51)의 입력단에 도 16의 (-) 극성의 게이트 전압이 인가되면, Pin 1(52)이 (-), pin 2(53)가 (+)인 상태가 되므로, pin 2(53)를 통해 지연 없이 제6저항(R16), MOSFET의 바디 다이오드를 통해 전류가 흐르게 되어, 주 스위치(S1~S4)가 턴오프된다.
이와 같이 하여, 상술한 게이트 구동 회로부(51)에 의하면, 간단한 구성으로 주 스위치(S1~S4) 양단 전압이 0에 가깝게 되는 다이오드(D1~D4) 도통 상태를 감지하여 자동으로 턴온 게이트 신호를 인가하므로, 도 4에 나타낸 본 발명의 컨버터 구성에서 주 스위치(S1~S4)의 영전압 스위칭을 구현할 수 있게 된다.
이상으로 본 발명의 실시예에 대해 상세히 설명하였는 바, 본 발명의 권리범위는 상술한 실시예에 한정되지 않으며, 다음의 특허청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 포함된다.
10 : 입력 전원 20 : 스위칭부
30 : LC 공진 회로부 40 : 브리지 정류 회로부
51 : 게이트 구동 회로부 60 : 부하
S1 ~ S4 : 스위치 D1 ~ D4 : 역병렬 다이오드
CS1 ~ CS4 : 스너버 커패시터 TX : 변압기
C2 : 이차측 커패시터 Lr : 공진 인덕터
Cr : 공진 커패시터 RD1 ~ RD4 : 정류 다이오드

Claims (7)

  1. 직류 전압을 교번적으로 스위칭하여 교류 전압으로 변환하는 복수의 스위치(S1~S4)를 포함하는 스위칭부(20)와;
    상기 스위칭부(20)에 연결되어 직렬 접속된 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)의 공진 현상을 이용해 스위칭부(20)에서 전달되는 교류 전압의 주파수 특성을 변환하는 LC 공진 회로부(30)와;
    상기 LC 공진 회로부(30)에 연결된 일차측 권선, 및 상기 일차측 권선과 소정의 권선비로 구비되는 이차측 권선을 포함하는 변압기(TX)와;
    상기 변압기(TX)의 이차측에 변압기(TX)와 병렬로 연결되는 이차측 커패시터(C2)와;
    상기 변압기(TX)의 이차측에 유기된 교류 전압을 직류 전압으로 정류하는 복수의 정류 다이오드(RD1~RD4)를 포함하는 브리지 정류 회로부(40)와;
    상기 각 스위치(S1~S4)에 연결된 역병렬 다이오드(D1~D4)의 도통 상태를 감지하여 역병렬 다이오드(D1~D4)의 도통 시점에서 상기 스위치(S1~S4)를 턴온시키기 위한 턴온 게이트 신호를 출력하도록 된 게이트 구동 회로부(51);를 포함하며,
    상기 게이트 구동 회로부(51)는,
    펄스 전압 신호가 입력되는 입력단(52)에 연결되는 제1저항(R11)과;
    상기 입력단(52)에 제1저항(R11)과 병렬로 연결되어 입력단(52)을 통해 인가되는 턴온 펄스 전압에 의해 충전되는 커패시터(C11)와;
    상기 입력단(52)과 커패시터(C11)의 출력단, 스위칭부(20)의 스위치(S1~S4)에 연결되는 출력단의 게이트 연결단(55)에 각각 소스, 게이트, 드레인이 연결되어 구비되는 반도체 스위치와;
    상기 반도체 스위치의 드레인과 출력단의 게이트 연결단(55) 사이에 연결되는 제3저항(R13)과;
    상기 입력단에 제1저항(R11) 및 커패시터(C11)를 매개로 연결되어 전류 도통 경로를 형성하는 제4저항(R14);을 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 이차측 커패시터(C2)는 공진 커패시터(Cr)보다 낮은 커패시터 값을 가지는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 이차측 커패시터(C2)는 공진 커패시터(Cr)의 1/20 ~ 1/5에 해당하는 커패시터 값을 가지는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터.
  4. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    상기 이차측 커패시터(C2)는 정류 다이오드(RD1~RD4) 및 부하(60)로 구성되는 회로보다 상대적으로 낮은 임피던스 값을 가지며,
    상기 변압기(TX) 이차측에 유기된 부하 전류에 의해 이차측 커패시터(C2)가 충전되면서 LC 공진 회로부(30)의 공진 전류(IL)가 급격히 상승되도록 하는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터.
  5. 삭제
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1저항(R11)과 출력단의 콜렉터 연결단(54) 사이에 제2저항(R12)과 제1다이오드(D11)가 직렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 제2저항(R12)은 제4저항(R14)에 비해 큰 저항값을 가지는 것을 특징으로 하는 직렬 공진형 컨버터.
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