JP6404581B2 - 電力変換器コントローラ、電力変換器、および電力変換器の入力を検知するための方法 - Google Patents

Description

背景情報
開示の分野
この発明は電力変換器に関する。より具体的には、この発明は、軽負荷において高効率で動作する電力変換器に関する。

背景
オフライン電力変換器のためのコントローラは、不足電圧および過電圧保護のような機能を実行するために、しばしば、入力電圧を測定しなければならない。オフライン電力変換器は、典型的には、１００ボルト交流より大きい入力電圧を受ける。交流電圧は、電力線の周波数でピークの正の値とピークの負の値との間において周期的に変動するので、交流線間電圧は典型的には正弦波の平方自乗平均（ＲＭＳ）値として数値的に表わされる。交流電圧のｒｍｓ値は、ピーク電圧の大きさを２の平方根によって除したものである。たとえば、米国においては、一般的な家庭の電圧は１６９．７ボルトのピーク値を伴う１２０ボルトの交流である。世界の他の多くの地域においては、一般的な家庭の電圧は３３９．４ボルトのピーク値を伴う２４０ボルトの交流である。交流ＲＭＳ電圧が同じ数値の直流電圧に等価であるのは、双方が白熱灯のような同じ抵抗型負荷に適用されるときである。電力線上の過渡的な外乱および障害は、電圧を瞬間的に実質的により高い値に上昇させ得る。

オフライン電力変換器は、典型的には、交流入力電圧を整流して、調整されない直流入力電圧を得、次いで、それはより低い調整された直流電圧に変換される。調整されない直流入力電圧の最大値はおおよそ交流入力電圧のピーク値である。電力変換器における半導体構成要素は、変換器が動作しているとき、交流入力電圧のピークより実質的に大きい電圧に耐える必要があるかもしれない。したがって、構成要素が過度な高電圧による損傷から保護されるように、電力変換器のコントローラは入力電圧を測定する必要がある。入力電圧がしきい値より高くなるとき、損傷を防ぐために、コントローラは変換器の動作を停止させてもよい。

入力電圧を測定する回路は、典型的には、入力電圧の測定を、測定回路が取扱うのに十分に低い、入力電圧の既知の分数を与えるよう、分圧器を、入力電圧に用いることによって行なう。電源消費を低減するために、分圧器の構成要素は、入力から必要以上の電流をとらないように選択される。電源消費をさらに低減し、構成要素の数を低減するために、入力電圧を表わす電流を分圧器の代りに用いることが可能である。しかしながら、電流は、ノイズの存在において信頼性のある測定を保証するよう十分に大きい必要がある。入力電圧源からとられる電力は、電圧と電流との積に比例する。交流入力のピーク値は何百ボルトであり得るので、特に電力変換器の負荷が軽いかまたはないときは、信頼性のある測定に対して受入可能な最も小さな電流でさえ、依然として大きな電力損失をもたらす結果となり得る。電力変換器は、入力電圧を低電力消費で信頼性高く検知することが可能であるコントローラを必要とする。

図面の簡単な記載
この発明の非限定的かつ非網羅的な実施例が、添付の図面を参照して記載され、図面において、同様の参照番号は、別段の指定がない限り、さまざまな図を通じて同様の部分を指す。

この発明の教示に従って入力電圧を検知するコントローラを含む例示の電力変換器の概略図である。 この発明の教示に従う負荷選択的な入力電圧センサの要素を例示する例示の電力変換器コントローラの機能ブロック図である。 この発明の教示に従って図２に示される例示の負荷選択的な入力電圧センサの動作を例示する例示の波形を示すタイミング図である。 この発明の教示に従う図１の例示の電力変換器において入力電圧が検知されていないときの長さと電力スイッチがオフであるときの長さとの間の例示の関係を示すグラフである。 この発明の教示に従う代替的な入力電圧センサの要素を例示する例示の電力変換器コントローラの機能ブロック図である。 この発明の教示に従う他の代替的な入力電圧センサの要素を例示する例示の電力変換器コントローラの機能ブロック図である。 この発明の教示に従って入力電圧を検知するための例示のプロセスを示すフロー図である。 この発明の教示に従って、交流入力電圧を検知することに加えて、直流入力電圧を表わす動作過電圧を検知するコントローラを含む例示の電力変換器の概略図である。 この発明の教示に従って漂遊容量を放電するように随意の要素を含む入力電圧センサの要素を示す例示の電力変換器コントローラの概略図である。

対応する参照符号は、図面のいくつかの図を通じて、対応する構成要素を示す。当業者であれば、図における要素が単純さおよび明瞭さのために示されており、必ずしも尺度決めされているわけではないということを理解するであろう。たとえば、図中の要素のいくつかのうちの寸法は、この発明のさまざまな実施例の理解の向上を支援するよう、他の要素に対して強調されている場合がある。さらに、商業的に実現可能な実施例において有用または必要である一般的であるがよく理解されている要素は、この発明のこれらのさまざまな実施例の表示をあまり妨げないように、しばしば示されない。

詳細な記載
以下の記載においては、この発明の完全な理解を提供するよう、多くの具体的な詳細を記載する。しかしながら、当業者であれば、これらの具体的な詳細はこの発明を実施するのに用いられることが必要ではないということが明らかであろう。他の例では、周知の材料または方法は、この発明を不明瞭にすることを回避するよう、詳細には記載されない。

この明細書を通じて、「一実施例」、「ある実施例」、「一例」または「ある例」への言及は、実施例または例に関連して記載される特定の特徴、構造または特性がこの発明の少なくとも１つの実施例に含まれることを意味する。したがって、「一実施例において」、「ある実施例において」、「一例」または「ある例」といった文言がこの明細書全体を通じてさまざまなところに現れるが、これらは必ずしもすべて同じ実施例または例を指しているわけではない。さらに、当該特定の特徴、構造または特性は、１つ以上の実施例または例における任意の好適な組合せおよび／または部分的な組合せで組合されてもよい。特定の特徴、構造または特性は、記載される機能性を提供する集積回路、電子回路、組合せ論理回路、または他の好適な構成要素に含まれてもよい。さらに、ここで提供される図は、当業者への説明目的のためであって、これらの図面は必ずしも尺度決めされていないということが理解される。

図１の概略図は、周期Ｔ_Ｌで実質的に正弦波である波形を有する交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を受ける、交流直流電力変換器１００（交流入力、直流出力）の一例の顕著な特徴を示す。交流ライン周期Ｔ_Ｌは交流線周波数の逆数である。標準交流線周波数は、電力システムの国および位置に依存して、定格で５０ヘルツまたは６０ヘルツのいずれかである。世界中での動作のために設計される電力変換器は、典型的には、約２１ミリ秒と１６ミリ秒との間の交流ライン周期にそれぞれ対応して、４７ヘルツと６３ヘルツとの間の交流線周波数を受け入れる。図１の例示の電力変換器におけるコントローラ１４２は、この発明の教示に従って入力電圧センサを含む。図１の例示の交流直流電力変換器は、実質的に直流の出力電圧Ｖ_Ｏ１２４、および実質的に直流の出力電流Ｉ_Ｏ１２６を、負荷１２８に与える。

図１の例示の電力変換器は、その特定の回路トポロジーのため、フライバックパワーコンバータとして公知である。調整された出力を生じさせるように制御される電力変換器は、時に、安定化電源と呼ばれる。調整された出力を生じさせるフライバックコンバータは、時に、フライバック電源と呼ばれる。当業者は、この開示において記載されるこの発明の教示に従う例は、特定の回路トポロジーを用いる電力変換器に限定されないこと、および交流入力電圧または直流入力電圧のいずれかから動作するいかなるタイプの電力変換器も、この発明の教示に従う例から利益を得てもよいことを十分に理解する。

図１の例示の電力変換器においては、全波ブリッジ整流器１０４が、線入力端子Ｌ １５０と中性入力端子Ｎ １５２との間で交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を受けて、直流電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８を入力キャパシタＣ１ １０６上に生じさせる。直流電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８は、入力帰線１１４に関して正であり、キャパシタから電力変換器によって線間電圧波形１０２のピーク間において除去されるエネルギのため、交流線の周波数の２倍（周期の半分）で時間変動する成分を有する。バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８の最大値は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のおおよそ最大振幅である。図１の例における整流された電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８のピークは、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の正負のピークと一致する。交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が存在するとき、バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８の最小値は実質的に０より大きい。

図１の例における直流電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８は、時に変圧器と呼ばれる結合されたインダクタＴ１ １１６に結合される。結合されたインダクタＴ１ １１６は、図１の例示の電力変換器においてはエネルギ伝達要素である。結合されたインダクタＴ１ １１６は、一次巻線１１２および二次巻線１１８を含む。一次巻線１１２は時に入力巻線と呼ばれ、二次巻線１１８は時に出力巻線と呼ばれる。図１の例においては、二次巻線１１８の一方の端部は出力帰線１３０に結合される。他の例では、結合されたインダクタＴ１ １１６は、出力帰線１３０に結合されたさらなる巻線、および入力帰線１１４に結合されたさらなる巻線を有してもよい。出力帰線１３０に結合されたさらなる巻線は時に出力巻線と呼ばれる。入力帰線１１４に結合されたさらなる巻線は、時にバイアス巻線、補助巻線または一次検知用巻線と呼ばれる。

一次巻線１１２の一方の端部は図１の例においては直流電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８を受ける。一次巻線１１２の他方の端部は、コントローラ１４２からの駆動信号に応答して開閉するスイッチＳＷ１ １４６に結合される。スイッチＳＷ１ １４６の切換から結果として生じるかもしれない過剰な電圧からスイッチＳＷ１ １４６を保護するために、クランプ回路１１０が一次巻線１１２の端部間に結合される。

ある実際的な電力変換器においては、スイッチＳＷ１ １４６は、典型的には、たとえば駆動信号によって制御されて開かれるかまたは閉じられるトランジスタのような半導体装置である。開いているスイッチは電流を導通させることができない。閉じられているスイッチは電流を導通してもよい。

図１の例においては、スイッチＳＷ１ １４６は、コントローラ１４２の駆動信号端子１４４から駆動信号を受ける。駆動信号は、切換周期である周期Ｔ_Ｓでハイの値とローの値との間において周期的に変化する。切換周期Ｔ_Ｓは交流ライン周期Ｔ_Ｌよりはるかに小さい。切換周期Ｔ_Ｓは切換周波数の逆数である。一例においては、電力変換器が負荷１２８に最大出力電力を与えているとき、切換周期Ｔ_Ｓは約１５マイクロ秒以下であり、一方、交流ライン周期Ｔ_Ｌは約２０ミリ秒である。言いかえれば、交流ライン周期Ｔ_Ｌは典型的には切換周期Ｔ_Ｓより１０００倍を超えて大きく、そのため、典型的には、１つの交流ライン周期内において１０００を超える切換周期があり得る。

図１の例示の電力変換器においては、スイッチＳＷ１ １４６の切換は、結合されたインダクタＴ１ １１６の一次巻線１１２および二次巻線１１８においてパルス電流を生じさせる。二次巻線１１８からの電流はダイオードＤ１ １２０によって整流され、出力キャパシタＣ２ １２２によってフィルタ処理されて、出力電圧Ｖ_Ｏ１２４および出力電流Ｉ_Ｏ１２６を生じさせる。図１の例においては、出力電圧Ｖ_Ｏ１２４は出力帰線１３０に関して正である。

図１の例においては、入力帰線１１４は、出力帰線１３０から直流電気的に分離される。直流電気的分離は、電力変換器の入出力間において直流電流を防ぐ。言いかえれば、直流電気的分離を伴う電力変換器の入力端子と出力端子との間に印加される直流電圧は、電力変換器の入力端子と出力端子との間において実質的な直流電流を生じさせない。他の例では、直流電気的分離を伴わない電力変換器が、システム分離要件に依存して用いられてもよく、依然としてこの発明の教示から利益を得るであろうことが十分に理解される。

図１の例においては、コントローラ１４２は、出力電圧Ｖ_Ｏ１２４の調整のために、入力電圧検知端子１４０で入力電圧検知信号を、出力電圧検知端子１４８で出力電圧検知信号を、および電流検知端子１３４で電流検知信号を受ける。コントローラ１４２の電圧は入力帰線１１４に対して参照される。さまざまな例において、出力電圧検知端子１４８で受けられる出力電圧検知信号は、たとえばオプトカプラの使用、たとえば変圧器上の巻線の使用、たとえば集積回路パッケージのリードフレームの一部である磁気的に結合された導体の使用、またはたとえば特別な高電圧安全キャパシタの使用などによって、出力帰線１３０から直流電気的に分離されてもよい。

さまざまな異なる技術を適用して、電流検知端子１３４での電流検知信号のためにスイッチ電流Ｉ_ＳＷ１ １３２を検知してもよい。たとえば、スイッチ電流Ｉ_ＳＷ１ １３２は、別個の抵抗器上の電圧として、または変流器からの電流として、または金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）のオン抵抗にかかる電圧として、または電流検知電界効果トランジスタ（検知ＦＥＴ）の検知出力からの電流として、検知されてもよい。

図１の例においては、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２は、キャパシタＣ１ １０６上で直流電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８として検知される。直流入力電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８は、コントローラ１４２の入力電圧検知端子１４０で受けられる前に、入力検知用抵抗器Ｒ１ １１８に結合される。抵抗器Ｒ１における電流は、ブリッジ整流器１０４を通って交流入力に戻る。

図２は、この発明の教示に従う入力電圧センサの要素を示す図１の例示の電力変換器のための例示のコントローラ２０２の機能ブロック図２００である。図２の例においては、コントローラ２０２は集積回路であり、それは、緩衝増幅器２２６、比較器２３０、ＯＲゲート２１２、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０、トランジスタ２４０および２４２によって形成されたカレントミラー、単安定マルチバイブレータ２５０（ワンショットおよび単安定素子としても公知である）、論理インバータ２０８、ならびにスイッチドライバ２１０を、さまざまなアナログおよびデジタル回路２３４と共に含む。一例においては、緩衝増幅器２２６、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０、ならびにトランジスタ２４０および２４２によって形成されたカレントミラーは、コントローラ２０２に含まれる入力検知回路の一部と考えられてもよい。一例においては、ＯＲゲート２１２、単安定マルチバイブレータ２５０および論理インバータ２０８は、コントローラ２０２に含まれる検知イネーブル回路の一部と考えられてもよい。

さまざまなアナログおよびデジタル回路２３４は、典型的には、同期およびタイミングのためにコントローラ２０２におけるすべての回路に利用可能な信号を与える発振器（図１には示されない）を含む。いくつかのコントローラにおいては、同期およびタイミングのための信号は、発振器の代りに、たとえばシステムクロックのような、任意の好適な時間のマーカーから受けられてもよい。

電力変換器コントローラが完全に集積回路内にある必要がないことは、当業者によって十分に理解される。たとえば、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０は集積回路の外部にある別個のトランジスタであってもよく、コントローラの他の要素は１つ以上の集積回路に含まれてもよい。

図２の例においては、コントローラ２０２は、電圧検知用抵抗器Ｒ１ １１８の一方の端部に結合される入力電圧検知端子１４０で、入力電圧検知信号を受ける。電圧検知用抵抗器Ｒ１ １１８の他方の端部は、整流された交流入力電圧、たとえば図１の例に示されるＶ_ＢＵＬＫ１０８に結合されてもよい。図２における例示のコントローラ２０２の入力電圧検知端子１４０は、入力帰線１１４に関して高電圧端子である。集積回路の高電圧端子は、一般に、集積回路の動作に対する被害または妨害なしに接地端子に関して３０ボルトを超える電圧に耐えるよう適合されるものである。図２の例においては、入力電圧検知端子１４０での電圧は、数百ボルトを超えてもよい整流された電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８のピークと同じくらい高くてもよい。

図２の例においては、入力電圧検知端子１４０は、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０のドレインＤ ２１８に結合される。一例においては、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０は、ｎチャネルエンハンスメントモード金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。図２の例においては、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０は、ＯＲゲート２１２の出力に結合されたゲートＧ ２１６と、低電圧ＭＯＳＦＥＴ ２４０のドレインおよびゲートに結合されたソースＳ ２２２とを有する。

高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がＯＮ状態にあるとき、それは、ドレインとソースとの間において電流を導通させてもよい。高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がＯＦＦ状態にあるとき、それは電流を導通させることができない。ＯＮ状態にあるトランジスタは、閉じられているスイッチであると考えられてもよい。ＯＦＦ状態にあるトランジスタは、開いているスイッチであると考えられてもよい。高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がＯＮ状態にあるのは、ゲートＧ ２１６における電圧が、ソースＳ ２２２における電圧よりも、しきい電圧Ｖ_Ｔを超えて大きいときである。逆に、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がＯＦＦ状態にあるのは、ゲートＧ ２１６における電圧が、ソースＳ ２２２における電圧よりも、しきい電圧Ｖ_Ｔを超えて大きくないときである。ＯＮ状態にあるトランジスタは、時に、ＯＮであるとして言及される。ＯＦＦ状態にあるトランジスタは、時に、ＯＦＦであるとして言及される。

一例においては、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０のしきい電圧Ｖ_Ｔは、典型的には２．５ボルトである。一例においては、ＯＲゲート２１２の出力は論理ハイレベルにおいて約５．８ボルトであり、ＯＲゲート２１２の出力は論理ローレベルにおいて実質的に０ボルトである。言いかえれば、ＯＲゲート２１２の出力がハイ論理レベルにあるときは、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０は電流を導通させてもよく、ＯＲゲート２１２の出力が論理ローレベルにあるときは、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０は電流を導通させることができない。

図２の例におけるＯＲゲート２１２の出力は、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がいつＯＮであるか、および高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がいつＯＦＦであるか、を決定する。図２の例示のコントローラにおける高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がＯＮであるとき、入力電圧検知端子１４０は入力から入力検知用抵抗器Ｒ１ １１８を通って電流Ｉ_Ｒ１２２４を受けることができるので、入力検知回路はイネーブルにされる。高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がＯＦＦであるとき、入力電圧検知端子１４０は入力から実質的な電流を受けないので、入力検知回路はディスエーブルにされる。言いかえれば、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がＯＮであるときに限り、図２の例におけるコントローラ２０２は入力電圧を検知するようイネーブルにされる。図２の例におけるコントローラ２０２は、この発明の教示に従って入力電圧検知端子１４０が入力から電力変換器への電流を受けるときを限定することによって、電力変換器１００への入力電圧を検知する際に消費される電力を低減する。

図２の例における高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０は、この発明の教示に従って、入力電圧の検知を可能にするように閉じ、入力電圧の検知を不能化し入力電圧の検知からの電力消費を防ぐように開く、入力電圧検知スイッチと考えられてもよい。

図２の例示のコントローラにおける高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がＯＮであるとき、入力電圧を表現する電流Ｉ_Ｒ１２２４が、トランジスタ２４０のドレインに入ってもよい。トランジスタ２４０および２４２は、カレントミラーを比Ｋで形成し、それによって、トランジスタ２４０のドレインにおける電流Ｉ_Ｒ１２２４を、トランジスタ２４２のドレインにおけるＫを乗算されたＩ_Ｒ１であるミラー電流Ｉ_ＭＲ１２３８に変倍する。示された例に示されるように、ミラー電流Ｉ_ＭＲ１は緩衝増幅器２２６によって処理され、緩衝増幅器２２６は、緩衝された検知信号２２８を生成するよう結合される。図２の例における緩衝増幅器２２６は、緩衝された検知信号２２８を、それを受ける回路、たとえば比較器２３０などと適合させるよう求められるような増幅、レベルシフト、電流対電圧変換、および技術分野において公知の任意の他の変換を与えてもよい。

図２の例示のコントローラ２０２においては、比較器２３０は、電力変換器の入力電圧に応答する、緩衝された検知信号２２８を受ける。緩衝された検知信号２２８は、電力変換器が動作するよう指定された入力電圧の範囲に対応するしきい値と比較される。ＣＯＭＰＡＲＥ ＥＮＡＢＬＥ（比較イネーブル）入力２４８においてＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ（検知イネーブル）信号２１４の論理ハイレベルによってイネーブルにされると、入力電圧が動作に対して指定された範囲外にある場合には、比較器２３０は過電圧信号２３２または不足電圧信号２３６のいずれかをアサートする。図２の例においては、ＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４が論理ローレベルにあるのは、電圧検知回路が入力電圧を検知することからディスエーブルにされるときであり、誤った不足電圧信号のアサーションを防ぐ。

図２の例示のコントローラ２０２においては、アナログおよびデジタル回路の２３４は、制御検知信号を受け、それらの信号を、電力変換器の出力を調整するように必要に応じて処理する。ＣＵＲＲＥＮＴ ＳＥＮＳＥ（電流検知）信号２４４、ＯＵＴＰＵＴ ＶＯＬＴＡＧＥ ＳＥＮＳＥ（出力電圧検知）信号２４６、ＯＶＥＲ−ＶＯＬＴＡＧＥ（過電圧）信号２３２、およびＵＮＤＥＲ−ＶＯＬＴＡＧＥ（不足電圧）信号２３６を処理して、スイッチドライバ回路２１０によって受けられるコマンド信号２５２を生成する。スイッチドライバ回路２１０は駆動端子１４４においてＤＲＩＶＥ（駆動）信号２５４を生成する。ＤＲＩＶＥ信号２５４は、スイッチＳＷ１ １４６を閉じるよう論理ハイレベルになる。ＤＲＩＶＥ信号２５４は、スイッチＳＷ１ １４６を開くよう論理ローレベルになる。タイミング図をこの開示において後で呈示して、図２の例示のコントローラにおけるさまざまな信号間の関係を示す。

図２の例における単安定マルチバイブレータ２５０はインバータ２０８から反転した駆動信号２０６を受けて、ＯＲゲート２１２の第１の入力において受けられるＤＲＩＶＥ ＥＸＴＥＮＤ（駆動延長）信号２０４を生成する。図２の例においては、ＤＲＩＶＥ ＥＸＴＥＮＤ信号２０４が論理ハイレベルになるのは、ＤＲＩＶＥ信号２５４が論理ローレベルになるときである。ＯＲゲート２１２の入力の第２の入力は、ＤＲＩＶＥ信号２５４を受けて、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０のゲートＧ ２１６において受けられるＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４を生成する。高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０がＯＮであるのは、ＯＲゲート２１２の入力が論理ハイレベルにあるときである。

図３は、図１の例示の電力変換器において用いられるような、図２において示される例示の入力電圧センサの動作を示す例示の波形を示すタイミング図３００である。図３の例示の波形は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２の印加からの過渡的な外乱が無視できる値にまで減少した後の定常的な状態に対するものである。

図３の例における波形３０５は、図１の例示の電力変換器のスイッチＳＷ１ １４６における電流Ｉ_ＳＷ１１３２を表わす。スイッチＳＷ１ １４６が図１の例示の電力変換器においてＯＮである間、電流Ｉ_ＳＷ１１３２は線形に増大し、スイッチＳＷ１ １４６がＯＦＦであるとき、電流Ｉ_ＳＷ１は実質的に０である。

図３の例における波形３１０は、図２の例示のコントローラにおいて、図１の例示の電力変換器におけるスイッチＳＷ１ １４６を駆動するＤＲＩＶＥ信号２５４を表わす。図３の波形は、ＤＲＩＶＥ信号２５４が論理ハイレベルであるときスイッチＳＷ１ １４６はＯＮであり、ＤＲＩＶＥ信号２５４が論理ローレベルであるときスイッチＳＷ１ １４６はＯＦＦであることを示す。

図３の例における波形３１５は、図２の例示のコントローラにおけるＤＲＩＶＥ ＥＸＴＥＮＤ信号２０４を表わす。図３の例における波形３２０は、図２の例示のコントローラにおけるＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４を表わす。ＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４は、ＤＲＩＶＥ信号２５４をＤＲＩＶＥ ＥＸＴＥＮＤ信号２０４と共に受けるＯＲゲート２１２の出力であるので、ＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４は論理ハイレベルであるのは、ＤＲＩＶＥ ＥＸＴＥＮＤ信号２０４またはＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４のいずれかが論理ハイレベルであるときである。

図３のタイミング図３００は、時間ｔ_６の前の軽負荷（低出力電流）の状態、および時間ｔ_６の後の中〜高負荷（高出力電流）の状態に対する、図２の例示のコントローラ２００を用いる図１の例示の電力変換器１００からの信号の波形を示す。電力変換器上の軽負荷の状態に対しては、切換周期は、スイッチＳＷ１ １４６がＯＮになるときを印す時間ｔ_０と時間ｔ_３との間の分離によって示されるようなＴ_Ｓ１である。同様に、中〜高負荷の状態に対しては、切換周期は、時間ｔ_６と時間ｔ_８との間の分離および時間ｔ_８と時間ｔ_１１との間の分離によって示されるようなＴ_Ｓ２である。

図３のタイミング図は、軽負荷に対する切換周期Ｔ_Ｓ１は図１の例示の電力変換器において中〜高負荷に対する切換周期Ｔ_Ｓ２より一般的に実質的に大きいことを示す。電力変換器のためのコントローラの設計において、軽負荷の状態の下で切換周期を増大（切換周波数を低減）して切換事象に起因する損失を低減することは、特に軽負荷において高効率で動作しなければならない電力変換器に対しては慣例である。したがって、しきい値より大きな切換周期は、軽負荷の存在、および低減された電力消費で入力電圧を検知する必要性を示してもよい。

図３の例においては、スイッチＳＷ１ １４６は、時間ｔ_０とｔ_１との間、時間ｔ_３とｔ_４との間、時間ｔ_６とｔ_７との間、時間ｔ_８とｔ_１０との間、および時間ｔ_１１とｔ_１３との間の持続期間Ｔ_ＯＮに対してＯＮである。例示における不必要な複雑性を回避するために、図３は、スイッチＳＷ１ １４６がＯＮである持続期間は、軽負荷の状態に対して、および中〜高負荷の状態に対して、各切換周期において同じであり、入力電圧が図３の例においては両方の状態に対して同じであることを示す。電力変換器への入力電圧、およびスイッチＳＷ１ １４６がＯＮのままである持続期間Ｔ_ＯＮは、各切換周期において異なってもよい。一例においては、スイッチＳＷ１ １４６がＯＮのままである持続期間Ｔ_ＯＮは、約７マイクロ秒である。

図３の例示のタイミング図に示されるように、切換周期は、スイッチＳＷ１ １４６のオン時間とオフ時間との和である。軽負荷状態に対しては、オフ時間は、時間ｔ_１とｔ_３との間のＴ_ＯＦＦ１である。中〜高負荷状態に対しては、オフ時間は、時間ｔ_７とｔ_８との間および時間ｔ_１０とｔ_１１との間のＴ_ＯＦＦ２である。

図３の例はＤＲＩＶＥ信号２５４のハイからローへの遷移は、単安定マルチバイブレータ２５０からのＤＲＩＶＥ ＥＸＴＥＮＤ信号２０４のローからハイへの遷移を開始することを示す。ＤＲＩＶＥ ＥＸＴＥＮＤ信号２０４は、スイッチＳＷ１ １４６がＯＦＦになった後、タイミング図に示されるように、時間ｔ_１とｔ_２との間、時間ｔ_４とｔ_５との間、時間ｔ_７とｔ_９との間、および時間ｔ_１０とｔ_１２との間において、延長された持続期間Ｔ_ＥＸの間、論理ハイレベルにとどまる。単安定マルチバイブレータ２５０の設計は延長された持続期間Ｔ_ＥＸを設定する。

図３のタイミング図は、ＤＲＩＶＥ信号２５４信号が論理ハイレベルにあるとき、ＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４は論理ハイレベルにあることを示す。したがって、スイッチＳＷ１ １４６が導通しているときならいつでも、コントローラは入力電圧を検知する。スイッチＳＷ１ １４６がＯＦＦになった後、ＤＲＩＶＥ ＥＸＴＥＮＤ信号２０４はＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４を論理ハイレベルに保持し、スイッチＳＷ１ １４６がＯＦＦになった後、コントローラが延長された持続期間Ｔ_ＥＸに対して入力電圧を検知し続けることを可能にする。スイッチＳＷ１ １４６のオフ時間がＴ_ＥＸを超える場合、ＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４は、コントローラが入力電圧を検知するのを妨げる論理ローレベルになり、入力検知回路によって消費される電力を低減する。図３のタイミング図は、時間ｔ_２とｔ_３との間の時間Ｔ_{ＶＳＯＦＦ}中においてコントローラが入力電圧を検知しないことを示す。

スイッチＳＷ１ １４６のオフ時間が延長された持続期間Ｔ_ＥＸ未満である場合、ＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４は、時間ｔ_６の後に示されるような全切換周期の間ハイのままであり、コントローラは入力電圧を中断なしに継続的に検知する。言いかえれば、電力変換器上の負荷が中〜高負荷であるとき、コントローラは入力電圧を継続的に検知するが、コントローラは、電力変換器上の負荷が軽いときは、切換周期の何分の一かの間においてのみ入力電圧を検知する。

中〜高負荷においては、入力電圧の検知によって消費される電力は、電力変換器における他の損失と比較して無視できる。入力電圧の検知によって消費される電力が電力変換器における全損失の有意な部分である軽負荷においては、入力電圧は切換周期の何分の一かの間においてのみ検知される。スイッチＳＷ１上の電圧は、スイッチがＯＮからＯＦＦに遷移するとき、最も高い。任意の所与の入力電圧において、スイッチＳＷ１ １４６が中〜高負荷においてオフになるときにスイッチ上に現れる電圧は、スイッチＳＷ１ １４６が軽負荷においてオフになるときにスイッチ上に現れる電圧より高い。したがって、軽負荷においては、変換器は過剰な入力電圧から損傷されそうにはなく、入力電圧が検知事象間において変換器を損傷するよう十分に高くなるという危険性は、相対的に低い。中〜高負荷においては、しかしながら、入力電圧が高すぎるときにスイッチがＯＮになるのをコントローラが防ぐように、入力電圧を継続的に検知することが重要である。

図４はオフ時間Ｔ_ＯＦＦと、延長された持続期間Ｔ_ＥＸと、無線検知持続期間Ｔ_{ＶＳＯＦＦ}との間の関係を示すグラフ４００である。グラフは、スイッチＳＷ１ １４６のオフ時間が延長された持続期間Ｔ_ＥＸ以下であるとき、無線検知持続期間Ｔ_{ＶＳＯＦＦ}は０であることを示す。グラフは、さらに、スイッチＳＷ１ １４６のオフ時間が延長された持続期間Ｔ_ＥＸより大きいとき、無線検知持続期間Ｔ_{ＶＳＯＦＦ}は０から一定の傾きで増加することを示す。一例では、延長された持続期間Ｔ_ＥＸは５０マイクロ秒であり、なぜならば、その例における中程度の負荷におけるスイッチＳＷ１ １４６のオフ時間も約５０マイクロ秒であるからである。同じ例において、（低減された電力消費で入力電圧を検知する必要性がある）軽負荷におけるスイッチＳＷ１ １４６のオフ時間は、中程度の負荷におけるオフ時間より約１０００倍長い約５０ミリ秒であってもよい。

図５は、この発明の教示に従う代替的な入力電圧センサの要素を示す図１の電力変換器のための例示のコントローラ５０２の機能ブロック図５００である。図５は、図２の例において示された要素の多くを含む。

図５の代替的な例においては、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０のゲートＧ ２１６は調整された内部電圧Ｖ_ＤＤ５０４に結合され、高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０のソースＳ ２２２は低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０のドレインに結合される。一例においては、調整された内部電圧Ｖ_ＤＤ５０４は約５．８ボルトである。低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０のソースは図２におけるようなカレントミラーのトランジスタ２４０に結合される。

図５の代替的な例においては、ＯＲゲート２１２は、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０のゲートに結合され、ＣＯＭＰＡＲＥ ＥＮＡＢＬＥ入力２４８において比較器２３０によって受けられるＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４を生成する。ＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４が論理ハイレベル（おおよそＶ_ＤＤ）であるとき、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０はＯＮになり、コントローラ５０２をイネーブルにして、入力電圧を電流Ｉ_Ｒ１２２４として検知する。ＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ信号２１４が論理ローレベル（おおよそ０ボルト）であるとき、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０はＯＦＦになり、コントローラ５０２をディスエーブルにして、この発明の教示に従って入力電圧から電流を受けないようにする。

図５の代替的な例における低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０は、電力変換器への入力電圧の検知を可能にするよう閉じ、検知回路が電力変換器への入力電圧から電力を消費するのを停止するよう開く線検知スイッチと考えられてもよい。

図６は、この発明の教示に従う別の代替的な入力電圧センサの要素を示す図１の例示の電力変換器のための別の例示のコントローラ６０２の機能ブロック図６００である。図６は、図２および図５の例において示された要素の多くを含む。

図６の代替的な例は、図５における高電圧トランジスタＱ_ＨＶ２２０であるＭＯＳＦＥＴを、ｎチャネル接合電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）Ｑ_ＨＶ６２０と置換する。図５における高電圧ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２２０のゲートＧ ２１６は、調整された内部電圧Ｖ_ＤＤ５０４に結合されるが、図６における高電圧ＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ６２０のゲートＧ ６１６は、入力帰線１１４に結合される。

図６の代替的な例における高電圧トランジスタＱ_ＨＶ６２０のドレインＤ ６１８は、入力電圧検知端子１４０に結合され、高電圧ＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ６２０のソースＳ ６２２は、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０に結合される。したがって、図６の例におけるＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ６２０は、図５におけるＭＯＳＦＥＴ Ｑ_ＨＶ２２０と同じ機能を実行する。図６の例におけるＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ６２０がＯＮであるのは、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０がＯＮであるときであり、入力検知回路は入力電圧を検知するようイネーブルにされ、図６の例におけるＪＦＥＴ Ｑ_ＨＶ６２０がＯＦＦであるのは、低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０がＯＦＦであるときであり、入力検知回路は入力電圧を検知しないようディスエーブルにされる。

図７は、この発明の教示に従って入力電圧を検知する電力変換器コントローラに対する例示のプロセスを示すフロー図７００である。図７の例示のフロー図は、図２の例示のコントローラおよび図３の例示の波形と整合している。ブロック７０５において入力電圧が電力変換器に印加されて開始し、コントローラが入力電圧は変換器が動作するのに適切な限度内にあると判断した後、コントローラは、ブロック７１０において電力スイッチを閉じて、オン時間Ｔ_ＯＮを開始する。コントローラは、さらに、ブロック７１５において線検知スイッチを閉じて、コントローラが入力電圧検知端子において電流を受けることを可能にすることによって、入力電圧検知を開始する。

線検知スイッチがブロック７１５において閉じた後、コントローラは、たとえばブロック７２０において電流検知信号、出力検知信号、過電圧検知信号、および不足電圧検知信号のような、制御検知信号を処理する。電力スイッチがＯＦＦになるよう処理が要求するとき、電力スイッチのオフ時間Ｔ_ＯＦＦがブロック７２５において始まる。延長された入力電圧検知持続期間Ｔ_ＥＸは、ブロック７３０において、電力スイッチがＯＦＦになると始まる。

コントローラはブロック７４０において制御検知信号を処理し続け、その一方で、オフ時間Ｔ_ＯＦＦは判断ブロック７５０において増大する。オフ時間Ｔ_ＯＦＦが延長された入力電圧検知持続期間Ｔ_ＥＸを超える場合、延長された入力検知持続期間Ｔ_ＥＸはブロック７４５において終了し、入力電圧検知はブロック７３５において終了し、フローはブロック７７５および７８０に続いて、コントローラがオフ時間を終了し、別のオン時間Ｔ_ＯＮがブロック７１０において始まるまで、コントローラは制御検知信号を処理する。オフ時間Ｔ_ＯＦＦが延長された入力電圧検知持続期間Ｔ_ＥＸを超えない場合、フローはブロック７５５に続く。コントローラがオフ時間を終了し、別のオン時間Ｔ_ＯＮがブロック７６５において始まるまで、オフ時間Ｔ_ＯＦＦはブロック７５５および７６０において増大し、それに続いて、ブロック７７０において、延長された入力電圧検知持続期間Ｔ_ＥＸが終了する。制御検知信号の処理はブロック７２０において継続する。

電力変換器のいくつかの適用例は、交流入力が除去された後、電力変換器がいくつかの交流ライン周期に等価な時間に対して重い負荷に調整された出力を与えるよう、入力キャパシタＣ１ １０６が十分に大きいことを必要とする。これらの適用例においては、負荷が非常に小さいかまたは０に近いとき、直流入力バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２が除去された後、最小のしきい値より下に減少するのに、何十秒も必要とするかもしれない。入力される不足電圧状態を交流入力電圧の数周期内に検出しなければならない電力変換器コントローラは、したがって、バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８の測定値からのみ信頼性高くそうすることが可能ではない。これらの適用例に対しては、コントローラは図８の例によって示されるような交流入力電圧を検知してもよい。

図８は、この発明の教示に従って、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を検知することに加えて、直流入力電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８を表わす動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２を検知するコントローラを含む例示の電力変換器の概略図８００である。図８の例示の電力変換器においては、電圧検知用抵抗器Ｒ１ １１８の一方の端部は半波整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ８５０を受けるよう中性の入力端子Ｎ １５２に結合される。別の例においては、電圧検知用抵抗器Ｒ１ １１８の一方の端部は、半波整流された電圧Ｖ_ＲＥＣＴ８５０を受けるよう、線入力端子Ｌ １５０に結合されてもよい。

この発明の教示に従って、図１の変換器が直流入力電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８を検知するのと同じ態様において、電力変換器上の負荷が中〜高程度であるときは、図８の例示の変換器におけるコントローラ８４２は交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を継続的に検知してもよく、電力変換器上の負荷が軽いときは、切換周期の何分の一かの間のみ交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２を検知してもよい。

コントローラ８４２における回路は、１つより多い交流ライン周期の間、交流入力電圧がないことに応答してもよい。コントローラ８４２における回路は、バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８に比例する動作過電圧の検知によって、過電圧状態または不足電圧状態のいずれかを検出してもよい。

バルク電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８に比例する動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２は、図８の例示の電力変換器の出力巻線１１８において利用可能である。動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２の大きさは交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２のピークより実質的に低い電圧であるので、コントローラは、より高い電圧Ｖ_ＢＵＬＫ１０８を検知するために必要とされるであろうより著しく低い電力消費で動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２を検知してもよい。

図８の例示の電力変換器は、図１の例から、図１の出力ダイオードＤ１ １２０を図８の出力ダイオードＤ２ ８２０の位置に配置し変えること、および修正されたコントローラ８４２で動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２を受けることによって、得られる。動作過電圧検知信号８５８が動作過電圧信号８５４から直流電気的に分離されるように、分離回路８５６が、入力帰線１１４と出力帰線１３０との間に直流電気的分離を与える。

一例においては、分離回路８５６はオプトカプラであってもよい。別の例においては、分離回路８５６は変圧器を含んでもよい。図８に示された修正で、修正されたコントローラ８４６は、交流入力電圧Ｖ_ＡＣ１０２から電流を受けていないときでさえ、入力過電圧状態を検出してもよい。他の例においては、この発明の教示から依然として利益を得ながら、図８において示される出力巻線１１８以外の別の巻線から動作過電圧Ｖ_ＳＷ８５２と類似した動作過電圧信号が得られ得ることが十分に理解される。

電気的な回路においてすべての導体は、電荷を保存するかもしれない有限の寄生容量を有する。典型的な適用例における漏洩電流は、通常、寄生容量の影響を無視できるようにするほど十分に速く寄生容量を放電する。寄生容量の影響が無視できない適用例においては、例示の回路に対する相対的に小さな修正によって、それらの適用例は、この発明の教示に従って低電力消費の交流電圧センサから恩恵を受けることが可能であってもよい。図９は、この発明の教示に従って入力電圧検知端子において漂遊容量を放電するように随意の要素を含む入力電圧センサの要素を示す例示の電力変換器コントローラ９０２の概略図９００である。

図９の例示のコントローラは、図６の例において示された要素の多くを含む。高電圧トランジスタＱ_ＨＶ６２０が導通していないとき、入力電圧検知端子１４０と入力帰線１１４との間の寄生容量９０５は、入力電圧に充電してもよい。低電圧トランジスタＱ_ＬＶ５２０を介する寄生容量９０５の放電は、コントローラに誤った高入力電圧を示すであろう、電流Ｉ_Ｒ１２２４に対する高い値を生じさせるかもしれない。高入力電圧の偽表示を防ぐために、寄生容量９０５は、容量の放電からの電流を、トランジスタ２４０および２４２によって形成されたカレントミラーのトランジスタ２４０を介して置かない経路を通って、放電されてもよい。図９の例では、漂遊容量９０５はＤＩＳＣＨＡＲＧＥ（放電）信号９１５に応答してトランジスタＱ_ＣＤ９１０を通って放電される。一例では、コントローラにおける回路（図９においては示されない）は、ＤＩＳＣＨＡＲＧＥ信号９１５を約２００ナノ秒の間ハイ論理レベルに上げて、ＤＲＩＶＥ信号２５４がハイになる直前に、漂遊容量９０５を放電する。

要約書に記載されるものを含む、この発明の示される例の上記の記載は、網羅的であることを意図されず、または開示されるそのものの形態に限定されることを意図されない。この発明の具体的な実施例およびこの発明に関する例は、ここにおいて例示的な目的で記載されており、この発明のより広い精神および範囲から逸脱することなく、さまざまな均等な修正例が可能である。実際は、具体的な例示的な電圧、電流、周波数、電力範囲値、時間などは、説明目的で提供されるものであり、他の値もこの発明の教示に従って他の実施例および例において用いられてもよいということが理解される。

１００ 電力変換器、２０２ 電力変換器コントローラ、２１０ スイッチドライバ回路、ＳＥＮＳＥ ＥＮＡＢＬＥ 検知イネーブル信号。

Claims (32)

1. 電力変換器コントローラであって、
   駆動信号を生成するよう結合されて、電力スイッチの切換を制御して、電力変換器の入力から前記電力変換器の出力へのエネルギの伝達を制御するスイッチドライバ回路と；
   電力変換器の入力を表わす入力検知信号を受ける入力検知回路と；
   前記駆動信号を受けるよう結合され、検知イネーブル信号を生成して、前記入力検知回路を前記駆動信号に応答して制御する検知イネーブル回路とを含み、前記検知イネーブル信号は、前記電力変換器の出力における第１の負荷条件に応答して前記入力検知回路を制御して、前記入力検知信号を継続的に検知するよう結合され、前記検知イネーブル信号は、前記電力変換器の出力における第２の負荷条件に応答して前記電力スイッチの切換周期の何分の一かの間のみ前記入力検知信号を検知するよう前記入力検知回路を制御するよう結合される、電力変換器コントローラ。
2. 前記入力検知回路および前記検知イネーブル回路に結合される比較器回路をさらに含み、前記比較器回路は、前記電力変換器の入力が１つ以上のしきい値より大きいかまたは小さいかどうかを検出するよう結合される、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
3. 前記１つ以上のしきい値は不足電圧しきい値および過電圧しきい値の１つ以上を含む、請求項２に記載の電力変換器コントローラ。
4. 前記入力検知回路は電流入力検知回路であり、前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号は電流である、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
5. 前記入力検知回路は、前記入力検知信号を受けるよう結合される高電圧トランジスタを含む、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
6. 前記入力検知回路は、前記高電圧トランジスタに結合される低電圧トランジスタをさらに含み、前記低電圧トランジスタは、前記検知イネーブル信号に応答して切換えられるよう結合される、請求項５に記載の電力変換器コントローラ。
7. 前記高電圧トランジスタは、前記検知イネーブル信号に応答して切換えられるよう結合される、請求項５に記載の電力変換器コントローラ。
8. 前記入力検知回路は前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号を受けるよう結合されるカレントミラー回路を含み、前記カレントミラー回路は前記入力検知信号の変倍された表現を生成するよう結合される、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
9. 前記入力検知回路は、前記カレントミラー回路に結合される緩衝増幅器回路をさらに含み、前記緩衝増幅器回路は、前記入力検知信号の変倍された表現を出力するよう結合される、請求項８に記載の電力変換器コントローラ。
10. 前記検知イネーブル回路は、前記駆動信号に応答して駆動延長信号を生成するよう結合される単安定マルチバイブレータを含み、前記検知イネーブル回路は、さらに、前記駆動延長信号に応答して前記入力検知回路を制御するよう前記検知イネーブル信号を生成するよう結合される、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
11. 前記検知イネーブル回路は、前記駆動信号および前記駆動延長信号に応答して前記検知イネーブル信号を生成するよう結合されるＯＲゲートをさらに含む、請求項１０に記載の電力変換器コントローラ。
12. 前記電力変換器の出力における前記第２の負荷条件に応答する前記電力スイッチの切換周期は、前記電力変換器の出力における前記第１の負荷条件に応答する前記電力スイッチの切換周期より大きい、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
13. 前記電力変換器の出力における前記第１の負荷条件は、前記電力変換器の出力における前記第２の負荷条件より重い負荷条件である、請求項１に記載の電力変換器コントローラ。
14. 電力変換器であって、
    前記電力変換器の入力と前記電力変換器の出力との間に結合されるエネルギ伝達要素と；
    前記電力変換器の入力および前記エネルギ伝達要素に結合される電力スイッチと；
    前記電力変換器の出力を表わすフィードバック信号に応答して前記電力変換器の入力から前記電力変換器の出力へのエネルギの伝達を制御するよう前記電力スイッチの切換を制御するよう結合される駆動信号を生成するよう結合される電力変換器コントローラとを含み、前記電力変換器コントローラは：
    前記駆動信号を生成するよう結合されて、前記電力スイッチの切換を制御して、前記電力変換器の入力から前記電力変換器の出力へのエネルギの伝達を制御するスイッチドライバ回路と；
    電力変換器の入力を表わす入力検知信号を受ける入力検知回路と；
    前記駆動信号を受けるよう結合され、検知イネーブル信号を生成して、前記入力検知回路を前記駆動信号に応答して制御する検知イネーブル回路とを含み、前記検知イネーブル信号は、前記電力変換器の出力における第１の負荷条件に応答して前記入力検知回路を制御して、前記入力検知信号を継続的に検知するよう結合され、前記検知イネーブル信号は、前記電力変換器の出力における第２の負荷条件に応答して前記電力スイッチの切換周期の何分の一かの間のみ前記入力検知信号を検知するよう前記入力検知回路を制御するよう結合される、電力変換器。
15. 前記電力変換器コントローラは、前記電力スイッチを通る電流を表わす電流検知信号を受けるよう結合され、前記電力変換器コントローラは、電流検知信号に応答して前記電力変換器の入力から前記電力変換器の出力へのエネルギの伝達を制御するよう前記電力スイッチの切換を制御するよう結合される前記駆動信号を生成するようさらに結合される、請求項１４に記載の電力変換器。
16. 前記電力変換器コントローラは、さらに、前記入力検知回路および前記検知イネーブル回路に結合される比較器回路を含み、前記比較器回路は、前記電力変換器の入力が１つ以上のしきい値より大きいかまたは小さいかどうかを検出するよう結合される、請求項１４に記載の電力変換器。
17. 前記１つ以上のしきい値は不足電圧しきい値および過電圧しきい値の１つ以上を含む、請求項１６に記載の電力変換器。
18. 前記入力検知回路は電流入力検知回路であり、前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号は電流である、請求項１４に記載の電力変換器。
19. 前記入力検知回路は、入力検知信号を受けるよう結合される高電圧トランジスタを含む、請求項１４に記載の電力変換器。
20. 前記入力検知回路は、前記高電圧トランジスタに結合される低電圧トランジスタをさらに含み、前記低電圧トランジスタは、前記検知イネーブル信号に応答して切換えられるよう結合される、請求項１９に記載の電力変換器。
21. 前記高電圧トランジスタは、前記検知イネーブル信号に応答して切換えられるよう結合される、請求項１９に記載の電力変換器。
22. 前記入力検知回路は前記電力変換器の入力を表わす前記入力検知信号を受けるよう結合されるカレントミラー回路を含み、前記カレントミラー回路は前記入力検知信号の変倍された表現を生成するよう結合される、請求項１４に記載の電力変換器。
23. 前記入力検知回路は、前記カレントミラー回路に結合される緩衝増幅器回路をさらに含み、前記緩衝増幅器回路は、前記入力検知信号の変倍された表現を出力するよう結合される、請求項２２に記載の電力変換器。
24. 前記検知イネーブル回路は、前記駆動信号に応答して駆動延長信号を生成するよう結合される単安定マルチバイブレータを含み、前記検知イネーブル回路は、さらに、前記駆動延長信号に応答して前記入力検知回路を制御するよう前記検知イネーブル信号を生成するよう結合される、請求項１４に記載の電力変換器。
25. 前記検知イネーブル回路は、前記駆動信号および前記駆動延長信号に応答して前記検知イネーブル信号を生成するよう結合されるＯＲゲートをさらに含む、請求項２４に記載の電力変換器。
26. 前記電力変換器の出力における前記第２の負荷条件に応答する前記電力スイッチの切換周期は、前記電力変換器の出力における前記第１の負荷条件に応答する前記電力スイッチの切換周期より大きい、請求項１４に記載の電力変換器。
27. 前記電力変換器の出力における前記第１の負荷条件は、前記電力変換器の出力における前記第２の負荷条件より重い負荷条件である、請求項１４に記載の電力変換器。
28. 電力変換器の入力を検知するための方法であって：
    駆動信号を生成して、前記電力変換器の電力スイッチの切換を制御して、前記電力変換器の入力から前記電力変換器の出力へのエネルギの伝達を制御するステップを備え、前記駆動信号は前記電力スイッチをＯＮまたはＯＦＦさせ；前記方法はさらに、
    前記駆動信号に応答して駆動延長信号を生成するステップを含み、前記駆動延長信号は、前記駆動信号が前記電力スイッチをＯＦＦにした後、延長された持続期間の間、論理ハイレベルにとどまり；前記方法はさらに、
    前記電力変換器の入力を表わす入力検知信号を受けるステップと；
    論理ハイレベルにおける前記駆動信号または前記駆動延長信号に応答して前記入力検知信号の検知を可能化するステップと；
    論理ローレベルにおける前記駆動信号または前記駆動延長信号に応答して前記入力検知信号の検知を不能化するステップとを含む、方法。
29. 前記電力変換器の出力における、より軽い負荷条件に応答して、前記電力スイッチの切換周期を増大させるステップをさらに含む、請求項２８に記載の方法。
30. より重い負荷に応答して前記電力スイッチの切換周期を減少させるステップをさらに含む、請求項２８に記載の方法。
31. 前記入力検知信号が第１のしきい値より大きいことに応答して過電圧信号をアサートするステップをさらに含む、請求項２８に記載の方法。
32. 前記入力検知信号が第２のしきい値未満であることに応答して不足電圧信号をアサートするステップをさらに含む、請求項２８に記載の方法。