JP7022001B2

JP7022001B2 - スイッチング制御回路

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Publication number: JP7022001B2
Application number: JP2018075972A
Authority: JP
Inventors: 陽信澤田
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2018-04-11
Filing date: 2018-04-11
Publication date: 2022-02-17
Anticipated expiration: 2038-04-11
Also published as: US20190319527A1; JP2019187110A; US11011969B2

Description

本発明は、スイッチング電源装置に用いられるスイッチング制御回路に関する。

スイッチング電源装置では、軽負荷時にスイッチング損失が顕著になるため、軽負荷時にスイッチング回数を減らすことが効率を高める上で有効である。そこで、スイッチング素子をスイッチングする動作期間とスイッチング素子をスイッチングしない休止期間とを繰り返す間欠動作モードを有し、軽負荷時に間欠動作モードになるスイッチング電源装置が、種々開発されている（例えば特許文献１参照）。

特開２００８－２４５４１９号公報

特許文献１で開示されているスイッチング電源装置では、負荷に供給される出力電圧に応じた帰還電圧と閾値との比較結果に基づいて、間欠動作モードにおける動作期間と休止期間とが切り替わる。このため、特許文献１で開示されているスイッチング電源装置では、間欠動作モードにおいて動作期間が短周期で出現してしまう場合があり、その結果として効率を十分に高めることができない場合があった。

本発明は、上記の状況に鑑み、軽負荷時の効率を確実に十分に高めることができるスイッチング制御回路を提供することを目的とする。

本明細書中に開示されているスイッチング制御回路は、入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源装置に用いられ、前記スイッチング電源装置のスイッチング素子をスイッチングする動作期間と前記スイッチング素子をスイッチングしない休止期間とを繰り返す間欠動作モードを有するスイッチング制御回路であって、前記間欠動作モードにおいて、前記動作期間の開始タイミングから所定時間が経過するまでは、次の前記動作期間の開始を禁止する禁止部を備える構成（第１の構成）である。

上記第１の構成のスイッチング制御回路において、前記所定時間が４ｍｓ以上である構成（第２の構成）であってもよい。

上記第１又は第２の構成のスイッチング制御回路において、前記スイッチング素子の最大スイッチング周波数が６０ｋＨｚ以上である構成（第３の構成）であってもよい。

上記第１～第３いずれかの構成のスイッチング制御回路において、受動素子が外部接続される端子を備え、前記受動素子の回路定数に応じて前記所定時間が可変する構成（第４の構成）であってもよい。

上記第４の構成のスイッチング制御回路において、定電流源を備え、前記受動素子が前記定電流源から出力される定電流によって充電されるコンデンサである構成（第５の構成）であってもよい。

上記第４の構成のスイッチング制御回路において、コンデンサと、前記コンデンサ及び前記受動素子それぞれに電流を供給するカレントミラー回路と、を備え、前記受動素子が抵抗である構成（第６の構成）であってもよい。

上記第５又は第６の構成のスイッチング制御回路において、前記所定時間は、前記コンデンサの充電開始から前記コンデンサの充電電圧が所定値に達するまでの時間である構成（第７の構成）であってもよい。

本明細書中に開示されているスイッチング電源装置は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する上記第１～第７いずれかの構成のスイッチング制御回路と、を備える構成（第８の構成）である。

本明細書中に開示されている電気機器は、上記第８の構成のスイッチング電源装置を備える構成（第９の構成）である。

本明細書中に開示されているスイッチング制御回路によれば、軽負荷時の効率を確実に十分に高めることができる。

スイッチング電源装置の全体構成例を示す図スイッチング制御回路の一構成例を示す図リセット信号生成部の一構成例を示す図間欠動作モードでの動作波形図等ラウドネス曲線を示す図スイッチング周波数特性を示す図空気調和機の一構成例を示す外観図スイッチング制御回路の他の構成例を示す図スイッチング制御回路の更に他の構成例を示す図

＜１．スイッチング電源装置の全体構成例＞
図１は、スイッチング電源装置の全体構成例を示す図である。図１に示すスイッチング電源装置は、フライバック型コンバータを有する電源装置であって、主として、ダイオードブリッジＤＢ１と、入力コンデンサＣｉｎと、トランスＴ１と、出力コンデンサＣｏｕｔと、スイッチング制御ＩＣ（Integrated Circuit）１と、を備えている。

ダイオードブリッジＤＢ１は、商用交流電源電圧などの交流電圧Ｖａｃを全波整流する。入力コンデンサＣｉｎは、ダイオードブリッジＤＢ１から出力される脈流電圧を平滑して直流電圧Ｖｄｃを生成する。

トランスＴ１は、１次巻線Ｎ１と、２次巻線Ｎ２と、補助巻線Ｎ３と、を備えている。

１次巻線Ｎ１の一端には直流電圧Ｖｄｃが印加される。スイッチング制御ＩＣ１の６番端子及び７番端子が１次巻線Ｎ１の他端に接続される。

２次巻線Ｎ２の一端にはダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣｏｕｔの一端、抵抗Ｒ３の一端、及び抵抗Ｒ１の一端、及び出力端子が接続される。２次巻線Ｎ２の他端及び出力コンデンサＣｏｕｔの他端は接地される。

抵抗Ｒ１の他端は抵抗Ｒ２を介して接地される。抵抗Ｒ３の他端は抵抗Ｒ４を介してシャントレギュレータＳｒ１の一端に接続される。シャントレギュレータＳｒ１の他端は接地される。

抵抗Ｒ１及びＲ２は図１に示すスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔを分圧する。シャントレギュレータＳｒ１は、出力電圧Ｖｏｕｔの分圧と、所定の基準電圧との誤差を増幅し、その誤差に応じた電流を出力する。シャントレギュレータＳｒ１の出力電流が流れる経路には、フォトカプラＰｃ１の入力側の発光ダイオードが設けられる。フォトカプラＰｃ１は、出力電圧Ｖｏｕｔの分圧と所定の基準電圧との誤差に応じた帰還電圧Ｖｆｂをスイッチング制御ＩＣ１の４番端子に出力する。なお、抵抗Ｒ３及びＲ４は、フォトカプラＰｃ１の発光ダイオードを適切にバイアスするために設けられる。

スイッチング制御ＩＣ１の４番端子はコンデンサＣ１を介して接地される。コンデンサＣ１は位相補償を目的として設けられる。

スイッチング制御ＩＣ１の３番端子は接地される。スイッチング制御ＩＣ１の２番端子はコンデンサＣ２を介して接地される。スイッチング制御ＩＣ１の１番端子は抵抗Ｒ５を介して接地される。抵抗Ｒ５は、スイッチング制御ＩＣ１内のスイッチング素子に流れる電流を検出するための抵抗である。

補助巻線Ｎ３の一端にはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３の一端及びスイッチング制御ＩＣ１の５番端子が接続される。補助巻線Ｎ３の他端及びコンデンサＣ３の他端は接地される。

＜２．スイッチング制御ＩＣの構成例及び動作例＞
図２は、スイッチング制御ＩＣ１の一構成例を示す図である。図３は、リセット信号生成部の一構成例を示す図である。図４は、間欠動作モードでの動作波形図である。なお、図３中の電圧Ｖｓｏｕｒｃｅはスイッチング制御ＩＣ１の１番端子に印加される電圧であり、図４中の電圧Ｖｆｂはスイッチング制御ＩＣ１の４番端子に印加される電圧であり、図４中の電圧Ｖｆａｄｊはスイッチング制御ＩＣ１の２番端子に印加される電圧である。

図２に示す構成例において、スイッチング制御ＩＣ１は、定電流源２と、コンパレータ３と、ＮＯＴゲート４と、Ｄフリップフロップ５と、ＮＯＴゲート６と、放電用スイッチ７と、を備えている。放電用スイッチ７はＮチャネルＭＯＳトランジスタである。

図２に示す構成例において、スイッチング制御ＩＣ１は、プルアップ抵抗８と、コンパレータ９と、ＡＮＤゲート１０と、ＮＯＴゲート１１と、ワンショット回路１２と、ＳＲフリップフロップ１３と、ＮＯＴゲート１４と、発振器１５と、ＡＮＤゲート１６と、ＯＲゲート１７と、リセット信号生成部１８と、ＳＲフリップフロップ１９と、ドライバ２０と、スイッチング素子Ｑ１と、をさらに備えている。スイッチング素子Ｑ１はＮチャネルＭＯＳトランジスタである。なお、図２に示す構成例は異なり、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御ＩＣ１の外部に設ける構成にしてもよい。

スイッチング制御ＩＣ１は、５番端子に印加される電圧によって駆動する。また、スイッチング制御ＩＣ１は、５番端子に印加される電圧から内部電源電圧Ｖｒｅｇ、第１基準電圧Ｖｒｅｆ１、第２基準電圧Ｖｒｅｆ２等の定電圧を生成する。

定電流源２は、スイッチング制御ＩＣ１の２番端子に接続されるコンデンサＣ２（図１参照）に定電流を供給し、コンデンサＣ２を充電する。

コンパレータ３は、スイッチング制御ＩＣ１の２番端子に印加される電圧Ｖｆａｄｊ（＝コンデンサＣ２の充電電圧）と第１基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、その比較結果である電圧Ｖ４をＮＯＴゲート４に出力する。ＮＯＴゲート４は、電圧Ｖ４を論理反転し、Ｄフリップフロップ５のクリア端子に供給する。

Ｄフリップフロップ５のデータ端子には内部電源電圧Ｖｒｅｇが供給される。また、Ｄフリップフロップ５のクロック端子には、後述する電圧Ｖ６が供給される。Ｄフリップフロップ５の出力端子から出力される電圧Ｖ２は、ＮＯＴゲート４によって論理反転されて電圧Ｖ３に変換される。

電圧Ｖ３は放電用スイッチ７のゲート及びＡＮＤゲート１０の第１入力端子に供給される。放電用スイッチ７がオン状態になると、コンデンサＣ２によって蓄えられていた電荷が放電されてコンデンサＣ２がリセットされる。

プルアップ抵抗８は、スイッチング制御ＩＣ１の４番端子を内部電源電圧Ｖｒｅｇにプルアップする。コンパレータ９は、スイッチング制御ＩＣ１の４番端子に印加される帰還電圧Ｖｆｂと第２基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較し、その比較結果である電圧Ｖ１をＡＮＤゲート１０の第２入力端子及びＮＯＴゲート１１の入力端子に供給する。

ＡＮＤゲート１０は、電圧Ｖ３と電圧Ｖ１との論理積をＳＲフリップフロップ１３のセット端子に供給する。ＮＯＴゲート１１は、電圧Ｖ１を論理反転し、ワンショット回路１２に供給する。ワンショット回路１２は、電圧Ｖ１のエッジに応答して、所定パルス幅を有するパルス信号を生成してＳＲフリップフロップ１３のリセット端子に供給する。

ＳＲフリップフロップ１３の出力端子から出力される電圧Ｖ６は、上述した通りＤフリップフロップ５のクロック端子に供給されるとともに、ＮＯＴゲート１４の入力端子及びＯＲゲート１７の第１入力端子にも供給される。

ＮＯＴゲート１４は、電圧Ｖ６を論理反転し、ＡＮＤゲート１６の第２入力端子に供給する。発振器１５は、６５ｋＨｚのクロック信号であるセット信号ＳＥＴをＡＮＤゲート１６の第１入力端子に供給する。ＡＮＤゲート１６は、電圧Ｖ６の論理反転信号とセット信号ＳＥＴとの論理積をＳＲフリップフロップ１９のセット端子に供給する。

リセット信号生成部１８は、リセット信号ＲＳＴをＯＲゲート１７の第２入力端子に供給する。ＯＲゲート１７は、電圧Ｖ６とリセット信号ＲＳＴとの論理和をＳＲフリップフロップ１９のリセット端子に供給する。

図３に示すように、リセット信号生成部１８は、スロープ電圧生成回路１８１と、加算器１８２と、エラーアンプ１８３と、を備えている。スロープ電圧生成回路１８１は、スイッチング制御ＩＣ１の１番端子に印加されている電圧Ｖｓｏｕｒｃｅに応じた傾きのスロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅを生成する。スイッチング制御ＩＣ１の１番端子に印加されている電圧Ｖｓｏｕｒｃｅは、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流に応じた電圧である。加算器１８２は、スロープ電圧Ｖｓｌｏｐｅとセット信号ＳＥＴとを加算してエラーアンプ１８３の非反転入力端子に供給する。エラーアンプ１８３の反転入力端子には帰還電圧Ｖｆｂが供給される。エラーアンプ１８３の出力信号がリセット信号ＲＳＴとなる。リセット信号生成部１８がスイッチング素子Ｑ１に流れる電流に基づいてリセット信号ＲＳＴを生成しているため、図１に示すスイッチング電源装置は電流モード制御型スイッチング電源装置となる。なお、リセット信号生成部１８の構成を変更して、図１に示すスイッチング電源装置を電圧モード制御型スイッチング電源装置にしてもよい。

図２に戻って、ＳＲフリップフロップ１９の出力端子から出力される電圧はドライバ２０によって増幅され、スイッチング素子Ｑ１のゲートに供給される。スイッチング素子Ｑ１のドレインはスイッチング制御ＩＣ１の６番端子及び７番端子に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースはスイッチング制御ＩＣ１の１番端子に接続される。

図４に示すように、帰還電圧Ｖｆｂが第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を上回ると、電圧Ｖ１がローレベルからハイレベルに切り替わって動作期間が開始される（図４中のタイミングｔ１参照）。その後、帰還電圧Ｖｆｂが第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を下回ると、電圧Ｖ１がハイレベルからローレベルに切り替わって動作期間から休止期間に切り替わる（図４中のタイミングｔ２参照）。そして、次に帰還電圧Ｖｆｂが第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を上回る時点（図４中のタイミングｔ３）において、前回帰還電圧Ｖｆｂが第２基準電圧Ｖｒｅｆ２を上回った時点（図４中のタイミングｔ１）から所定時間ＰＴ１が経過していなければ、所定時間ＰＴ１が経過する迄の間（図４中のタイミングｔ３からｔ４までの期間）、電圧Ｖ１の論理反転が電圧Ｖ３によってマスクされて休止期間が継続する。

すなわち、間欠動作モードにおいて、動作期間の開始タイミングから所定時間ＰＴ１が経過するまでは、次の前記動作期間の開始が禁止されている。これにより、間欠動作モードにおいて動作期間が短周期で出現してしまうおそれがなくなる。その結果、軽負荷時の効率を確実に十分に高めることができる。なお、定電流源２と、コンパレータ３と、ＮＯＴゲート４と、Ｄフリップフロップ５と、ＮＯＴゲート６と、放電用スイッチ７と、ＡＮＤゲート１０とによって構成される回路が、間欠動作モードにおいて、動作期間の開始タイミングから所定時間ＰＴ１が経過するまでは、次の動作期間の開始を禁止する禁止部に該当する。また、所定時間ＰＴ１は、コンデンサＣ２の充電開始からコンデンサＣ２の充電電圧（＝電圧Ｖｆａｄｊ）が第１基準電圧Ｖｒｅｆ１に達するまでの時間である。

所定時間ＰＴ１は４ｍｓ以上であること、すなわち動作期間の出現周波数が２５０Ｈｚ以下であることが望ましい。図５に示す等ラウドネス曲線から分かるように、２５０Ｈｚ以下であれば人間にとって聴き取りにくい周波数になるからである。なお、図５に示す等ラウドネス曲線は２００３年にＩＳＯ２２６として新たに規格化された等ラウドネス曲線である。また、動作期間の出現周波数を小さくすれば、休止期間が長くなるので図１に示すスイッチング電源装置の効率が高くなる反面、図１に示すスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔのリップル電圧が大きくなる。したがって、図１に示すスイッチング電源装置の効率と図１に示すスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔのリップル電圧とのトレードオフ関係を考慮して、動作期間の出現周波数を設定すればよい。

図１に示すスイッチング電源装置では、所定時間ＰＴ１がコンデンサＣ２の静電容量に応じて可変する。すなわち、コンデンサＣ２の静電容量を選定することで所定時間ＰＴ１を調整することができる。

スイッチング制御ＩＣ１は、図６に示すスイッチング周波数特性のように、間欠動作モードの動作期間におけるスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を２５ｋＨｚにしている。間欠動作モードの動作期間におけるスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数は２５ｋＨｚに限定されないが、可聴領域を避けるために２０ｋＨｚより大きいことが望ましい。図６に示す例では、図１に示すスイッチング電源装置の出力電力がＰ１［Ｗ］未満である場合に、間欠動作モードになる。

また、スイッチング制御ＩＣ１は、図６に示すスイッチング周波数特性のように、非間欠動作モードであって図１に示すスイッチング電源装置の出力電力がＰ１［Ｗ］以上Ｐ２［Ｗ］以下である場合に、図１に示すスイッチング電源装置の出力電力が増えるにつれてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を増やしており、非間欠動作モードであって図１に示すスイッチング電源装置の出力電力がＰ２［Ｗ］より大きい場合に、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を６５ｋＨｚにしている。スイッチング素子Ｑ１の最大スイッチング周波数は６５ｋＨｚに限定されないが、２次巻線Ｎ２に流れるピーク電流を抑制するために６０ｋＨｚ以上であることが望ましい。図１に示すスイッチング電源装置の出力電力は、１次巻線Ｎ１に流れるピーク電流に依存する。１次巻線Ｎ１に流れるピーク電流は帰還電圧Ｖｆｂで決定されている。すなわち、スイッチング制御ＩＣ１は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の電圧になるように帰還電圧Ｖｆｂに基づくフィードバック制御を行っている。このフィードバック制御において、スイッチング制御ＩＣ１は、帰還電圧Ｖｆｂの値に応じてスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を変動させる。

＜３．用途＞
次に、先に説明した図１に示すスイッチング電源装置又はその変形例の用途例について説明する。図７は、空気調和機の一構成例を示す外観図である。本構成例の空気調和機Ｙは、室内機Ｙ１と、室外機Ｙ２と、これらを連結する配管Ｙ３と、を有する。なお、室内機Ｙ１は、主として、蒸発器及び室内ファンを内蔵しており、室外機Ｙ２は、主として、圧縮機、凝縮器、膨張弁、及び室外ファンを内蔵している。室内機Ｙ１は、図１に示すスイッチング電源装置又はその変形例も内蔵している。

空気調和機Ｙの冷房運転時には、まず、室外機Ｙ２の圧縮機で冷媒を圧縮して高温高圧の気体とした後、室外機Ｙ２の凝縮器で放熱して冷媒を液化させる。その際、放熱を促すために室外ファンを回して凝縮器に風が当てられるので、室外機Ｙ２からは熱風が吹き出す。次に、液化された冷媒を室外機Ｙ２の膨張弁で減圧して低温低圧の液体とした後、配管Ｙ３を介して室内機Ｙ１に送り、室内機Ｙ１の蒸発器で気化させる。その際、蒸発器は冷媒の気化熱によって低温となるので、室内ファンを回して蒸発器に風を当てることにより、室内機Ｙ１から室内に向けて冷風が送り出される。気化された冷媒は、再び配管Ｙ３を介して室外機Ｙ２に送られた後、上記と同様の熱交換処理が繰り返される。

なお、空気調和機Ｙの暖房運転時には、冷媒の循環方向が逆となり、室内機Ｙ１の蒸発器と室外機Ｙ２の凝縮器の役割が入れ替わるものの、基本的には上記と同様の熱交換処理が行われる。

＜４．その他の変形例＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

図１に示すスイッチング電源装置では、図２に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１を用いたが、図２に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１の代わりに図８に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１を用いてもよい。なお、図８に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１を用いる場合には、コンデンサＣ２の代わりに抵抗を設ける。図８に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１は、図２に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１から定電流源２を取り除きカレントミラー回路２１及びコンデンサ２２を追加した構成である。カレントミラー回路２１は、コンデンサ２２に第１電流を供給し、スイッチング制御ＩＣ１の２番端子に接続される抵抗に第２電流を供給する。第２電流の値は、第３基準電圧Ｖｒｅｆ３の値をスイッチング制御ＩＣ１の２番端子に接続される抵抗の抵抗値で除した値である。第１電流の値に対する第２電流の値の比は所定値である。図８に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１を用いた場合、スイッチング制御ＩＣ１の２番端子に接続される抵抗の抵抗値を選定することで所定時間ＰＴ１を調整することができる。

図１に示すスイッチング電源装置では、図２に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１を用いたが、図２に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１の代わりに図９に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１を用いてもよい。なお、図９に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１を用いる場合には、コンデンサＣ２が不要になる。図９に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１は、図２に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１から２番端子、定電流源２、コンパレータ３、ＮＯＴゲート４、ＮＯＴゲート６、及び放電用スイッチ７を取り除きＯＲゲート３１、カウンタ３２、及びワンショット回路３３を追加した構成である。ＯＲゲート３１に供給されるパワーオンリセット信号ＰＯＲ及びカウンタ３２に供給されるクロック信号ＣＬＫはそれぞれスイッチング制御ＩＣ１の内部で生成される。図９に示す構成のスイッチング制御ＩＣ１を用いた場合、所定時間ＰＴ１は固定値になる。

また図１に示すスイッチング電源装置は、フライバック型コンバータを有する電源装置であったが、バック型コンバータ等の他のコンバータを有する電源装置であってもよい。

また図１に示すスイッチング電源装置又はその変形例の用途例として空気調和機を採り上げたが、洗濯機や冷蔵庫のような他の電気機器においても図１に示すスイッチング電源装置又はその変形例を用いることができる。

このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

１スイッチング制御ＩＣ
Ｃｉｎ入力コンデンサ
Ｃｏｕｔ出力コンデンサ
ＤＢ１ダイオードブリッジ
Ｑ１スイッチング素子
Ｔ１トランス
Ｙ空気調和機
Ｙ１室内機
Ｙ２室外機

Claims

入力電圧から出力電圧を生成するスイッチング電源装置に用いられ、前記スイッチング電源装置のスイッチング素子をスイッチングする動作期間と前記スイッチング素子をスイッチングしない休止期間とを繰り返す間欠動作モードを有するスイッチング制御回路であって、
前記間欠動作モードにおいて、前記動作期間の開始タイミングから所定時間が経過するまでは、次の前記動作期間の開始を禁止する禁止部を備える、スイッチング制御回路。
前記所定時間が４ｍｓ以上である、請求項１に記載のスイッチング制御回路。
前記スイッチング素子の最大スイッチング周波数が６０ｋＨｚ以上である、請求項１又は請求項２に記載のスイッチング制御回路。
受動素子が外部接続される端子を備え、
前記受動素子の回路定数に応じて前記所定時間が可変する、請求項１～３のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路。
定電流源を備え、
前記受動素子が前記定電流源から出力される定電流によって充電されるコンデンサである、請求項４に記載のスイッチング制御回路。
コンデンサと、前記コンデンサ及び前記受動素子それぞれに電流を供給するカレントミラー回路と、を備え、
前記受動素子が抵抗である、請求項４に記載のスイッチング制御回路。
前記所定時間は、前記コンデンサの充電開始から前記コンデンサの充電電圧が所定値に達するまでの時間である、請求項５又は請求項６に記載のスイッチング制御回路。
スイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチングを制御する請求項１～７のいずれか一項に記載のスイッチング制御回路と、
を備える、スイッチング電源装置。
請求項８に記載のスイッチング電源装置を備える、電気機器。