JP6641169B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents

Description

本発明は、スイッチングレギュレータに関する。

図１３は、フォトカプラを用いた非絶縁型スイッチングレギュレータの一構成例を示す図である。

図１３に示すスイッチングレギュレータでは、制御回路が、ＶＣＣ−ＩＣ＿ＧＮＤ間電圧によって駆動し、モニタポイントＰ１の電圧をモニタし、そのモニタ結果に基づいてスイッチング素子のオン／オフを制御している。

図１３に示すスイッチングレギュレータは、出力電圧Ｖоｕｔを直接モニタしてフィードバック制御を行っているため、図１４に示すように出力電圧Ｖоｕｔが出力電流Ｉоｕｔの値にかかわらず一定（＝設定値）となる。すなわち、図１３に示すスイッチングレギュレータは出力安定度が高い。

ところが、フォトカプラが比較的高価な部品であるため、図１３に示すスイッチングレギュレータは低コスト化を図るのに不向きな構成である。

特開２０１１−４５１７４号公報

したがって、低コスト化の観点から、フォトカプラを用いない非絶縁型スイッチングレギュレータが注目されている。図１５は、フォトカプラを用いない非絶縁型スイッチングレギュレータの一構成例を示す図である。なお、図１５に示すスイッチングレギュレータと類似のスイッチングレギュレータが特許文献１に開示されている。

図１５に示すスイッチングレギュレータでは、制御回路が、ＶＣＣ−ＩＣ＿ＧＮＤ間電圧によって駆動し、モニタポイントＰ２の電圧をモニタし、そのモニタ結果に基づいてスイッチング素子のオン／オフを制御している。

図１５に示すスイッチングレギュレータは、出力電圧Ｖоｕｔを直接モニタせずにフィードバック制御を行っているため、図１６に示すように出力電圧Ｖоｕｔが一定（＝設定値）にならず出力電流Ｉоｕｔの値に応じて変化する。すなわち、図１５に示すスイッチングレギュレータは出力安定度が低い。

このため、図１５に示すスイッチングレギュレータは、負荷が軽い場合に出力電圧Ｖоｕｔが高くなるという第１の問題点と、負荷が重い場合に出力電圧Ｖоｕｔが低くなるという第２の問題点と、を有している。

第１の問題点はダミー負荷を設けて軽負荷での使用を避けることで解決できる。しかしながら、ダミー負荷を設けると待機電力が増加するという新たな問題が生じる。

第２の問題点は出力端子につながるコンデンサ（出力コンデンサＣ０）の静電容量を大きくすることで解決できる。しかしながら、出力コンデンサＣ０の静電容量を大きくすると出力コンデンサがコストアップするという新たな問題が生じる。

本発明は、上記の状況に鑑み、フォトカプラレス方式であって出力安定度が高いスイッチングレギュレータを提供することを目的とする。

本明細書中に開示されている一の態様に係るスイッチングレギュレータは、スイッチング素子と、出力端子にアノードが接続される整流素子と、前記整流素子のカソード電圧を電源電圧として用い、前記整流素子のカソード電圧に応じて前記スイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と、を有し、前記制御部が、前記整流素子のカソード電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じたエラー信号を生成するエラーアンプを備えるスイッチングレギュレータであって、前記出力端子が前記スイッチングレギュレータの出力電圧を出力し、前記スイッチングレギュレータが、前記エラー信号をモニタするモニタ部と、前記モニタ部のモニタ結果に基づいて前記エラー信号が大きいほど前記整流素子を流れる電流を大きくする電流可変部と、を更に有する構成（第１の構成）である。

本明細書中に開示されている他の態様に係るスイッチングレギュレータは、スイッチング素子と、出力端子にアノードが接続される整流素子と、前記整流素子のカソード電圧を電源電圧として用い、前記整流素子のカソード電圧に応じて前記スイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と、を有し、前記制御部が、前記整流素子のカソード電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じたエラー信号を生成するエラーアンプを備えるスイッチングレギュレータであって、前記出力端子が前記スイッチングレギュレータの出力電圧を出力し、前記スイッチングレギュレータが、前記整流素子のカソード電圧をモニタするモニタ部と、前記モニタ部のモニタ結果に基づいて前記整流素子のカソード電圧が大きいほど前記整流素子を流れる電流を大きくする電流可変部と、を更に有する構成（第２の構成）である。

本明細書中に開示されている更に他の態様に係るスイッチングレギュレータは、スイッチング素子と、出力端子にアノードが接続される整流素子と、前記整流素子のカソード電圧を電源電圧として用い、前記整流素子のカソード電圧に応じて前記スイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と、を有し、前記制御部が、前記整流素子のカソード電圧を分圧する分圧部と、前記分圧部から出力される前記整流素子のカソード電圧の分圧と基準電圧との差分に応じたエラー信号を生成するエラーアンプを備えるスイッチングレギュレータであって、前記出力端子が前記スイッチングレギュレータの出力電圧を出力し、前記スイッチングレギュレータが、前記分圧部から出力される前記整流素子のカソード電圧の分圧をモニタするモニタ部と、前記モニタ部のモニタ結果に基づいて前記整流素子のカソード電圧の分圧が大きいほど前記整流素子を流れる電流を大きくする電流可変部と、を更に有する構成（第３の構成）である。

また上記第１〜第３いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記スイッチング素子がＮＭＯＳトランジスタである構成（第４の構成）としてもよい。

また上記第１〜第４いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記整流素子のカソード電圧を安定化させるために前記整流素子のカソードに接続されるコンデンサを備える構成（第５の構成）としてもよい。

また上記第１〜第５いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記モニタ部及び前記電流可変部が、アナログ電圧信号を入力する電圧−電流変換回路によって構成されてもよい（第６の構成）。

また上記第１〜第５いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記モニタ部及び前記電流可変部が、アナログ電圧信号をデジタル電圧信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力に応じて抵抗値を可変する可変抵抗部とによって構成されてもよい（第７の構成）。

本明細書中に開示されている一の態様に係る電気機器は、上記第１〜第７いずれかの構成のスイッチングレギュレータを有する構成（第８の構成）である。

本明細書中に開示されている更に他の態様に係るスイッチングレギュレータは、スイッチング素子と、出力電圧を出力する出力端子にアノードが接続される整流素子と、前記スイッチング素子と前記出力端子との間に設けられるインダクタと、前記整流素子のカソード電圧を電源電圧として用い、前記整流素子のカソード電圧に応じて前記スイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と、を有し、前記制御部が、前記整流素子のカソード電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じたエラー信号を生成するエラーアンプを備えるスイッチングレギュレータであって、前記スイッチングレギュレータが、前記インダクタを流れる電流をモニタするモニタ部と、前記モニタ部のモニタ結果に基づいて前記インダクタを流れる電流が大きいほど前記整流素子を流れる電流を大きくする電流可変部と、を更に有する構成（第９の構成）である。

また上記第９の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記スイッチング素子がＮＭＯＳトランジスタである構成（第１０の構成）としてもよい。

また上記第９又は第１０の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記整流素子のカソード電圧を安定化させるために前記整流素子のカソードに接続されるコンデンサを備える構成（第１１の構成）としてもよい。

また上記第９〜第１１いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記インダクタを流れる電流を検出する電流検出部を更に有し、前記モニタ部が前記電流検出部の検出結果を入力する構成（第１２の構成）としてもよい。

また上記第１２の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記電流検出部が、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記インダクタを流れる電流のみを検出する構成（第１３の構成）としてもよい。

また上記第１２の構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記電流検出部が、前記スイッチング素子がオン状態のときに前記インダクタを流れる電流及び前記スイッチング素子がオフ状態のときに前記インダクタを流れる電流を検出する構成（第１４の構成）としてもよい。

また上記第１２〜第１４いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記モニタ部及び前記電流可変部が、前記電流検出部の検出結果を平均化する平均化部と、前記平均化部から出力されるアナログ電圧信号を入力する電圧−電流変換回路とによって構成されてもよい（第１５の構成）。

また上記第１２〜第１４いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記モニタ部及び前記電流可変部が、前記電流検出部の検出結果を所定のサンプリング周期でサンプリングするサンプリング部と、前記サンプリング部から出力されるアナログ電圧信号を入力する電圧−電流変換回路とによって構成されてもよい（第１６の構成）。

また上記第１２〜第１４いずれかの構成のスイッチングレギュレータにおいて、前記モニタ部及び前記電流可変部が、前記電流検出部の検出結果を前記スイッチング素子のスイッチング周期と同期したサンプリング周期でデジタル電圧信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力に応じて抵抗値を可変する可変抵抗部とによって構成されてもよい（第１７の構成）。

本明細書中に開示されている他の態様に係る電気機器は、上記第９〜第１７いずれかの構成のスイッチングレギュレータを有する構成（第１８の構成）である。

本明細書中に開示されているスイッチングレギュレータによれば、フォトカプラレス方式であるにもかかわらず出力安定度を高くすることができる。

スイッチングレギュレータの第１実施形態の全体構成例を示す図 出力電流とエラー信号の関係を示す図 第１実施形態で用いるモニタ回路及び電流可変回路の一構成例を示す図 図３の構成例を採用した場合のエラー信号と出力電流の関係を示す図 図３の構成例を採用した場合のエラー信号と出力電流の関係を示す図 第１実施形態で用いるモニタ回路及び電流可変回路の他の構成例を示す図 図５の構成例を採用した場合のエラー信号と出力電流の関係を示す図 スイッチングレギュレータの第２実施形態の全体構成例を示す図 第２実施形態で用いるモニタ回路及び電流可変回路の一構成例を示す図 ＮＭＯＳトランジスタのドレイン電圧波形を示す図 第２実施形態で用いるモニタ回路及び電流可変回路の他の構成例を示す図 第２実施形態で用いるモニタ回路及び電流可変回路の更に他の構成例を示す図 空気調和機の一構成例を示す外観図 フォトカプラを用いた非絶縁型スイッチングレギュレータの一構成例を示す図 図１３に示すスイッチングレギュレータの出力特性を示す図 フォトカプラを用いない非絶縁型スイッチングレギュレータの一構成例を示す図 図１５に示すスイッチングレギュレータの出力特性を示す図

＜図１５に示すスイッチングレギュレータに関する考察＞
上述した通り図１５に示すスイッチングレギュレータは、出力電圧Ｖоｕｔを直接モニタせずにフィードバック制御を行うため、出力安定度が低くなる。そこで、本発明者は、出力電圧Ｖоｕｔを直接モニタしないと出力安定度が低くなる根本的な原因について考察した。

図１５に示すスイッチングレギュレータでは、出力電圧ＶоｕｔがモニタポイントＰ２の電圧よりもモニタポイントＰ２につながれているダイオードの順方向電圧以上に大きいときにしかフィードバック経路に電流が流れない。すなわち、出力電圧Ｖоｕｔのリップル電圧が大きくても、出力電圧ＶоｕｔがモニタポイントＰ２の電圧よりもモニタポイントＰ２につながれているダイオードの順方向電圧以上に大きい期間しかフィードバックが機能しない。したがって、出力安定度が低くなる。

図１５に示すスイッチングレギュレータでは、電圧ＶＣＣを安定化させるためにコンデンサがモニタポイントＰ２につながれているため、出力電圧Ｖоｕｔが変動してもモニタポイントＰ２の電圧（＝電圧ＶＣＣ）は安定であるため、あたかも出力電圧Ｖоｕｔが安定しているかのようにフィードバック制御が行われる。したがって、出力安定度が低くなる。

ここで、電圧ＶＣＣの変化ΔＶＣＣは下記の（１）式で表すことができる。なお、Ｃ_VCCはモニタポイントＰ２につながれているコンデンサの静電容量、Ｉ_VCCはモニタポイントＰ２から制御回路の電圧ＶＣＣ入力端に供給される電流、Ｔ_VCCは電圧ＶＣＣの変化ΔＶＣＣが生じるのに要する時間を示している。
Ｃ_VCC×ΔＶＣＣ＝Ｉ_VCC×Ｔ_VCC …（１）

一方、出力電圧Ｖоｕｔの変化ΔＶоｕｔは下記の（２）式で表すことができる。なお、Ｃ_Voutは出力コンデンサの静電容量、Ｔ_Voutは出力電圧Ｖоｕｔの変化ΔＶоｕｔが生じるのに要する時間を示している。
Ｃ_Vout×ΔＶоｕｔ＝Ｉоｕｔ×Ｔ_Vout …（２）

上記の（１）式及び（２）式の関係においてΔＶＣＣ＝ΔＶоｕｔ及びＴ_VCC＝Ｔ_Voutを成立させることができれば、モニタポイントＰ２の電圧（＝電圧ＶＣＣ）が出力電圧Ｖоｕｔと同様の変動特性を有することになり、出力安定度を高くすることができる。

そして、上記の（１）式及び（２）式の関係においてΔＶＣＣ＝ΔＶоｕｔ及びＴ_VCC＝Ｔ_Voutを成立させるためには、下記の（３）式を成立させる必要がある。
Ｃ_VCC／Ｉ_VCC＝Ｃ_Vout／Ｉоｕｔ …（３）

出力電流Ｉоｕｔは負荷が重いほど大きくなる変数であり、静電容量Ｃ_VCC及びＣ_Voutは共に固定値である。したがって、上記の（３）式を成立させるために電流Ｉ_VCCが出力電流Ｉоｕｔに応じて変化する必要がある。そこで、本発明者は、上記の（３）式を成立させることができるスイッチングレギュレータとして、以下に説明するスイッチングレギュレータを発明した。

＜第１実施形態＞
図１は、スイッチングレギュレータの第１実施形態の全体構成例を示す図である。図１に示すスイッチングレギュレータは、フォトカプラを用いない非絶縁型スイッチングレギュレータであって、フィルタＦ１と、ダイオードブリッジ回路ＤＢ１と、入力コンデンサＣｉｎと、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００と、ダイオードＤ１と、インダクタＬ１と、出力コンデンサＣ０と、ダイオードＤ２と、コンデンサＣ１と、を備える。

スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００は、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２と、エラーアンプ１と、基準電圧源２と、ＰＷＭコンパレータ３と、ロジック回路４と、ドライバ回路５と、ＮＭＯＳトランジスタＱ１と、電流検出用抵抗Ｒｓと、モニタ回路６と、電流可変回路７と、を備える。

ＡＣ入力電圧は、フィルタＦ１によってノイズが除去されたのち、ダイオードブリッジ回路ＤＢ１によって全波整流され且つ入力コンデンサＣｉｎによって平滑化されて、ＤＣ入力電圧Ｖｄｃｉｎに変換される。

ＮＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態であるときに、インダクタＬ１の両端に電圧（Ｖｄｃｉｎ−Ｖоｕｔ）がかかる。そして、ＮＭＯＳトランジスタＱ１をオン状態からオフ状態に切り替えると、インダクタＬ１が電流を流し続けようとするため、ダイオードＤ１がオン状態になり、インダクタＬ１の両端電圧は（Ｖоｕｔ−Ｖｄ１）となる。なお、Ｖｄ１はダイオードＤ１の順方向電圧である。

したがって、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のオン／オフを繰り返すことでパルス形状のスイッチ電圧が得られる。このパルス形状のスイッチ電圧が出力コンデンサＣ０で平滑化されて出力電圧Ｖоｕｔとなる。

また、出力電圧Ｖоｕｔは、逆流防止用のダイオードＤ２を経由し、コンデンサＣ１によって安定化されて、電圧ＶＣＣに変換される。スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００は、電圧ＶＣＣを電源電圧として用い、ダイオードＤ１のカソード電圧をスイッチングレギュレータ用ＩＣ１００内のグランド電位として用いている。

分圧抵抗Ｒ１及びＲ２は電圧ＶＣＣの分圧を生成する。エラーアンプ１は、電圧ＶＣＣの分圧と、基準電圧源２から出力される基準電圧Ｖ_REFとの差分に応じたエラー信号を生成する。

ＰＷＭコンパレータ３は、エラーアンプ１から出力されるエラー信号と、電流検出用抵抗Ｒｓによって検出されるインダクタＬ１を流れる電流に応じた電圧とを比較してＰＷＭ信号を生成する。なお、電流検出用抵抗Ｒｓは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態のときにインダクタＬ１を流れる電流を検出する。

ロジック回路４は、ＰＷＭコンパレータ３から出力されるＰＷＭ信号に基づいてＮＭＯＳトランジスタＱ１のオン／オフを制御するためのゲート制御信号を生成する。ドライバ回路５は、ロジック回路４から出力されるゲート制御信号を増幅してゲート駆動信号を生成し、そのゲート駆動信号をＮＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに供給する。

図１に示すスイッチングレギュレータでは、図２に示す通り、出力電流Ｉｏｕｔが増加するにつれてエラーアンプ１から出力されるエラー信号も増加する。図１に示すスイッチングレギュレータは、この出力電流Ｉｏｕｔとエラー信号の関係を利用して、モニタ回路６及び電流可変回路７の動作によって上記の（３）式を成立させている。

モニタ回路６は、エラーアンプ１から出力されるエラー信号をモニタしている。電流可変回路７は、モニタ回路６のモニタ結果に応じて電流Ｉ_VCC（ダイオードＤ２からスイッチングレギュレータ用ＩＣ１００に供給される電流）を可変する。より具体的には、電流可変回路７は、エラーアンプ１から出力されるエラー信号が大きいほど電流Ｉ_VCCを大きくする。なお、常に上記の（３）式が成立していることが理想的であるが、電流Ｉ_VCCを固定している場合に比べて上記の（３）式が成立する方向に近づくように電流Ｉ_VCCが可変していれば、電流Ｉ_VCCを固定している場合に比べて出力安定度が高くなる。すなわち、図１に示すスイッチングレギュレータにおいて常に上記の（３）式が成立していることは必要条件ではない。

次に、本実施形態で用いるモニタ回路６及び電流可変回路７の一構成例を図３に示す。なお、図３において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図３に示す構成例のモニタ回路６及び電流可変回路７は、オペアンプと、ＮＭＯＳトランジスタと、抵抗とによって構成されるＶ−Ｉ変換回路である。

上記Ｖ−Ｉ変換回路は、アナログ電圧信号であるエラー信号ＥＳに比例した電流Ｉ₂を、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の電圧ＶＣＣ入力端から引き抜く。電流Ｉ_VCCは、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の上記Ｖ−Ｉ変換回路以外で消費される定電流Ｉ₁と、上記Ｖ−Ｉ変換回路で消費される電流Ｉ₂との和になる。したがって、上記Ｖ−Ｉ変換回路の動作により、エラー信号ＥＳが大きいほど電流Ｉ_VCCを大きくすることができる（図４Ａ及び図４Ｂ参照）。例えば、図４Ａに示すようにエラー信号ＥＳの増加に対して電流Ｉ_VCCが線形的に増加するようにできる。また例えば、図４Ｂに示すようにエラー信号ＥＳの増加に対して電流Ｉ_VCCが指数的に増加するようにもできる。

次に、本実施形態で用いるモニタ回路６及び電流可変回路７の他の構成例を図５に示す。なお、図５において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図５に示す構成例のモニタ回路６及び電流可変回路７は、Ａ／Ｄ変換回路と、可変抵抗部とによって構成されるＶ−Ｉ変換回路である。上記Ａ／Ｄ変換回路は、アナログ電圧信号であるエラー信号ＥＳを所定のサンプリング周期でデジタル電圧信号に変換する。上記可変抵抗部は、上記Ａ／Ｄ変換回路から出力されるデジタル電圧信号に応じて、抵抗値を切り替える。上記可変抵抗部は、例えば直列接続される複数の抵抗と、複数の抵抗それぞれに設けられるバイパス経路上にそれぞれ設けられる複数のスイッチと、を備え、上記Ａ／Ｄ変換回路から出力されるデジタル電圧信号に応じてオン状態にするスイッチの個数を切り替える構成にすることができる。

上記Ｖ−Ｉ変換回路は、アナログ電圧信号であるエラー信号ＥＳに略比例した電流Ｉ₂を、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の電圧ＶＣＣ入力端から引き抜く。電流Ｉ_VCCは、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の上記Ｖ−Ｉ変換回路以外で消費される定電流Ｉ₁と、上記Ｖ−Ｉ変換回路で消費される電流Ｉ₂との和になる。したがって、上記Ｖ−Ｉ変換回路の動作により、エラー信号ＥＳが大きいほど電流Ｉ_VCCを大きくすることができる（図６参照）。

＜第２実施形態＞
図７は、スイッチングレギュレータの第１実施形態の全体構成例を示す図である。なお、図７において図１と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図７に示すスイッチングレギュレータは、モニタ回路６のモニタ対象が図１に示すスイッチングレギュレータと異なっているが、それ以外の点については図１に示すスイッチングレギュレータと同一である。図７に示すスイッチングレギュレータのモニタ回路６は、インダクタＬ１を流れる電流をモニタしている。

図７に示すスイッチングレギュレータでは、出力電流Ｉｏｕｔが増加するにつれてインダクタＬ１を流れる電流も増加する。図７に示すスイッチングレギュレータは、この出力電流ＩｏｕｔとインダクタＬ１を流れる電流の関係を利用して、モニタ回路６及び電流可変回路７の動作によって上記の（３）式を成立させている。

電流可変回路７は、モニタ回路６のモニタ結果に応じて電流Ｉ_VCC（ダイオードＤ２からスイッチングレギュレータ用ＩＣ１００に供給される電流）を可変する。より具体的には、電流可変回路７は、インダクタＬ１を流れる電流が大きいほど電流Ｉ_VCCを大きくする。なお、常に上記の（３）式が成立していることが理想的であるが、電流Ｉ_VCCを固定している場合に比べて上記の（３）式が成立する方向に近づくように電流Ｉ_VCCが可変していれば、電流Ｉ_VCCを固定している場合に比べて出力安定度が高くなる。すなわち、図７に示すスイッチングレギュレータにおいて常に上記の（３）式が成立していることは必要条件ではない。

次に、本実施形態で用いるモニタ回路６及び電流可変回路７の一構成例を図８に示す。なお、図８において図７と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図８に示す構成例のモニタ回路６及び電流可変回路７は、平均化回路と、オペアンプと、ＮＭＯＳトランジスタと、抵抗とによって構成されるＶ−Ｉ変換回路である。

電流検出用抵抗Ｒｓは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態のときにインダクタＬ１を流れる電流に応じた電圧（ＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧）を上記平均化回路に出力する。上記平均化回路は、図９に示すように周期的に変化するＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧を平均化して上記オペアンプに出力する。

上記Ｖ−Ｉ変換回路は、アナログ電圧信号である上記平均化回路の出力信号に比例した電流Ｉ₂を、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の電圧ＶＣＣ入力端から引き抜く。電流Ｉ_VCCは、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の上記Ｖ−Ｉ変換回路以外で消費される定電流Ｉ₁と、上記Ｖ−Ｉ変換回路で消費される電流Ｉ₂との和になる。したがって、上記Ｖ−Ｉ変換回路の動作により、インダクタＬ１を流れる電流が大きいほど電流Ｉ_VCCを大きくすることができる。

次に、本実施形態で用いるモニタ回路６及び電流可変回路７の一構成例を図１０に示す。なお、図１０において図７と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図１０に示す構成例のモニタ回路６及び電流可変回路７は、サンプリング回路と、オペアンプと、ＮＭＯＳトランジスタと、抵抗とによって構成されるＶ−Ｉ変換回路である。

電流検出用抵抗Ｒｓは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態のときにインダクタＬ１を流れる電流に応じた電圧（ＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧）を上記サンプリング回路に出力する。上記サンプリング回路は、図９に示すように周期的に変化するＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧を、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周期と同期したサンプリング周期でサンプリングする。上記サンプリング回路のサンプリングタイミングは、例えば、図９に示すタイミングｔ１、ｔ２、ｔ３、・・・とすることができる。

上記Ｖ−Ｉ変換回路は、アナログ電圧信号であるＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧のサンプリング値（アナログ電圧信号）に比例した電流Ｉ₂を、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の電圧ＶＣＣ入力端から引き抜く。電流Ｉ_VCCは、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の上記Ｖ−Ｉ変換回路以外で消費される定電流Ｉ₁と、上記Ｖ−Ｉ変換回路で消費される電流Ｉ₂との和になる。したがって、上記Ｖ−Ｉ変換回路の動作により、インダクタＬ１を流れる電流が大きいほど電流Ｉ_VCCを大きくすることができる。

次に、本実施形態で用いるモニタ回路６及び電流可変回路７の他の構成例を図１１に示す。なお、図１１において図７と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。

図１１に示す構成例のモニタ回路６及び電流可変回路７は、Ａ／Ｄ変換回路と、可変抵抗部とによって構成されるＶ−Ｉ変換回路である。

電流検出用抵抗Ｒｓは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態のときにインダクタＬ１を流れる電流に応じた電圧（ＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧）を上記Ａ／Ｄ変換回路に出力する。上記Ａ／Ｄ変換回路は、図９に示すように周期的に変化するＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧を、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のスイッチング周期と同期したサンプリング周期でデジタル電圧信号に変換する。上記サンプリング回路のサンプリングタイミングは、例えば、図９に示すタイミングｔ１、ｔ２、ｔ３、・・・とすることができる。

上記可変抵抗部は、上記Ａ／Ｄ変換回路から出力されるデジタル電圧信号に応じて、抵抗値を切り替える。上記可変抵抗部は、例えば直列接続される複数の抵抗と、複数の抵抗それぞれに設けられるバイパス経路上にそれぞれ設けられる複数のスイッチと、を備え、上記Ａ／Ｄ変換回路から出力されるデジタル電圧信号に応じてオン状態にするスイッチの個数を切り替える構成にすることができる。

上記Ｖ−Ｉ変換回路は、アナログ電圧信号であるＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン電圧のＡ／Ｄサンプリング値（デジタル電圧信号）に比例した電流Ｉ₂を、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の電圧ＶＣＣ入力端から引き抜く。電流Ｉ_VCCは、スイッチングレギュレータ用ＩＣ１００の上記Ｖ−Ｉ変換回路以外で消費される定電流Ｉ₁と、上記Ｖ−Ｉ変換回路で消費される電流Ｉ₂との和になる。したがって、上記Ｖ−Ｉ変換回路の動作により、インダクタＬ１を流れる電流が大きいほど電流Ｉ_VCCを大きくすることができる。

＜用途＞
次に、先に説明した図１及び図７に示すスイッチングレギュレータの用途例について説明する。 図１２は、空気調和機の一構成例を示す外観図である。本構成例の空気調和機Ｙは、室内機Ｙ１と、室外機Ｙ２と、これらを連結する配管Ｙ３と、を有する。なお、室内機Ｙ１は、蒸発器や室内ファンを内蔵しており、室外機Ｙ２は、圧縮機、凝縮器、膨張弁、室外ファン及び、図１又は図７に示すスイッチングレギュレータを内蔵している。

空気調和機Ｙの冷房運転時には、まず、室外機Ｙ２の圧縮機で冷媒を圧縮して高温高圧の気体とした後、室外機Ｙ２の凝縮器で放熱して冷媒を液化させる。その際、放熱を促すために室外ファンを回して凝縮器に風が当てられるので、室外機Ｙ２からは熱風が吹き出す。次に、液化された冷媒を室外機Ｙ２の膨張弁で減圧して低温低圧の液体とした後、配管Ｙ３を介して室内機Ｙ１に送り、室内機Ｙ１の蒸発器で気化させる。その際、蒸発器は冷媒の気化熱によって低温となるので、室内ファンを回して蒸発器に風を当てることにより、室内機Ｙ１から室内に向けて冷風が送り出される。気化された冷媒は、再び配管Ｙ３を介して室外機Ｙ２に送られた後、上記と同様の熱交換処理が繰り返される。

なお、空気調和機Ｙの暖房運転時には、冷媒の循環方向が逆となり、室内機Ｙ１の蒸発器と室外機Ｙ２の凝縮器の役割が入れ替わるものの、基本的には上記と同様の熱交換処理が行われる。

本構成例の空気調和機Ｙにおいて、図１又は図７に示すスイッチングレギュレータは、先に説明したように出力安定度が高いので、負荷変動が大きい圧縮機の電源装置として好適に利用することができる。

＜その他の変形例＞
なお、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。

例えば、図１及び図７に示すスイッチングレギュレータでは、分圧抵抗Ｒ１及びＲ２と、エラーアンプ１と、基準電圧源２とがスイッチングレギュレータ用ＩＣ１００内に内蔵されているが、これらをＩＣの外部に設けてもよい。また、図１及び図７に示すスイッチングレギュレータでは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１と、電流検出用抵抗Ｒｓとがスイッチングレギュレータ用ＩＣ１００内に内蔵されているが、これらをＩＣの外部に設けてもよい。

例えば、図１及び図７に示すスイッチングレギュレータは、インダクタＬ１を流れる電流の情報をフィードバック制御に反映させる電流型スイッチングレギュレータであるが、インダクタＬ１を流れる電流の情報をフィードバック制御に反映させない電圧型スイッチングレギュレータに変形することも可能である。

また図１に示すスイッチングレギュレータでは、モニタ回路６がエラーアンプ１から出力されるエラー信号をモニタしているが、エラー信号と電圧ＶＣＣとの間には相関関係があるため、モニタ回路６が電圧ＶＣＣをモニタする構成、または、モニタ回路６が電圧ＶＣＣの分圧をモニタする構成に変形することも可能である。また図１に示すスイッチングレギュレータでは、ＮＭＯＳトランジスタＱ１がオン状態のときにインダクタＬ１を流れる電流を電流検出用抵抗Ｒｓによって検出しているが、電流検出用抵抗Ｒｓを設けない構成とし、ＮＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン−ソース間電圧（ＮＭＯＳトランジスタＱ１のオン抵抗による電圧降下）をモニタする構成に変形することも可能である。

また図７に示すスイッチングレギュレータでは、インダクタＬ１を流れる電流を検出する電流検出部（電流検出用抵抗Ｒｓ）をＮＭＯＳトランジスタＱ１とダイオードＤ１との間に設けたが、電流検出部をＮＭＯＳトランジスタＱ１及びダイオードＤ１とインダクタＬ１との間に設ける構成に変形することも可能である。

また図１及び図７に示すスイッチングレギュレータの用途例として空気調和機を採り上げたが、洗濯機や冷蔵庫のような他の電気機器においても図１及び図７に示すスイッチングレギュレータを用いることができる。

このように、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本発明は、あらゆる分野（家電分野、自動車分野、産業機械分野など）で用いられるスイッチングレギュレータに利用することが可能である。

１ エラーアンプ
２ 基準電圧源
３ ＰＷＭコンパレータ
４ ロジック回路
５ ドライバ回路
６ モニタ回路
７ 電流可変回路
１００ スイッチングレギュレータ用ＩＣ
Ｃ０ 出力コンデンサ
Ｃ１ コンデンサ
Ｃｉｎ 入力コンデンサ
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
ＤＢ１ ダイオードブリッジ回路
Ｆ１ フィルタ
Ｌ１ インダクタ
Ｑ１ ＮＭＯＳトランジスタ
Ｒ１、Ｒ２ 分圧抵抗
Ｒｓ 電流検出用抵抗
Ｙ 空気調和機
Ｙ１ 室内機
Ｙ２ 室外機
Ｙ３ 配管

Claims (8)

1. スイッチング素子と、
   出力端子にアノードが接続される整流素子と、
   前記整流素子のカソード電圧を電源電圧として用い、前記整流素子のカソード電圧に応じて前記スイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と、
   を有し、
   前記制御部が、前記整流素子のカソード電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じたエラー信号を生成するエラーアンプを備えるスイッチングレギュレータであって、
   前記出力端子が前記スイッチングレギュレータの出力電圧を出力し、
   前記スイッチングレギュレータが、前記エラー信号をモニタするモニタ部と、前記モニタ部のモニタ結果に基づいて前記エラー信号が大きいほど前記整流素子を流れる電流を大きくする電流可変部と、を更に有することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
2. スイッチング素子と、
   出力端子にアノードが接続される整流素子と、
   前記整流素子のカソード電圧を電源電圧として用い、前記整流素子のカソード電圧に応じて前記スイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と、
   を有し、
   前記制御部が、前記整流素子のカソード電圧に応じた電圧と基準電圧との差分に応じたエラー信号を生成するエラーアンプを備えるスイッチングレギュレータであって、
   前記出力端子が前記スイッチングレギュレータの出力電圧を出力し、
   前記スイッチングレギュレータが、前記整流素子のカソード電圧をモニタするモニタ部と、前記モニタ部のモニタ結果に基づいて前記整流素子のカソード電圧が大きいほど前記整流素子を流れる電流を大きくする電流可変部と、を更に有することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
3. スイッチング素子と、
   出力端子にアノードが接続される整流素子と、
   前記整流素子のカソード電圧を電源電圧として用い、前記整流素子のカソード電圧に応じて前記スイッチング素子のオン／オフを制御する制御部と、
   を有し、
   前記制御部が、前記整流素子のカソード電圧を分圧する分圧部と、前記分圧部から出力される前記整流素子のカソード電圧の分圧と基準電圧との差分に応じたエラー信号を生成するエラーアンプを備えるスイッチングレギュレータであって、
   前記出力端子が前記スイッチングレギュレータの出力電圧を出力し、
   前記スイッチングレギュレータが、前記分圧部から出力される前記整流素子のカソード電圧の分圧をモニタするモニタ部と、前記モニタ部のモニタ結果に基づいて前記整流素子のカソード電圧の分圧が大きいほど前記整流素子を流れる電流を大きくする電流可変部と、を更に有することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
4. 前記スイッチング素子がＮＭＯＳトランジスタである請求項１〜３のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
5. 前記整流素子のカソード電圧を安定化させるために前記整流素子のカソードに接続されるコンデンサを備える請求項１〜４のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
6. 前記モニタ部及び前記電流可変部が、アナログ電圧信号を入力する電圧−電流変換回路によって構成される請求項１〜５のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
7. 前記モニタ部及び前記電流可変部が、アナログ電圧信号をデジタル電圧信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力に応じて抵抗値を可変する可変抵抗部とによって構成される請求項１〜５のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータ。
8. 請求項１〜７のいずれか一項に記載のスイッチングレギュレータを有することを特徴とする電気機器。
   

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